JPH0614626B2 - 自動波形等化器 - Google Patents
自動波形等化器Info
- Publication number
- JPH0614626B2 JPH0614626B2 JP58092652A JP9265283A JPH0614626B2 JP H0614626 B2 JPH0614626 B2 JP H0614626B2 JP 58092652 A JP58092652 A JP 58092652A JP 9265283 A JP9265283 A JP 9265283A JP H0614626 B2 JPH0614626 B2 JP H0614626B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveform
- signal
- digital signal
- transversal filter
- reference waveform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
- H04L25/03044—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure using fractionally spaced delay lines or combinations of fractionally integrally spaced taps
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、ディジタル信号を等化する自動波形等化器に
関する。
関する。
ディジタル信号の伝送においては、一般に受信側で伝送
路歪を除去するため、自動波形等化器が用いられる。自
動波形等化器には各種の方式があるが、代表的な例とし
て文献「Lucky “Automatic Equalization for Digital
Communication”Bell System Technical Journal p547
〜p588April,1695」に示されるような、タップ利得可変
のトランスバーサルフィルタを利用するものがある。こ
れは入力ディジタル信号をトランスバーサルフィルタに
導入し、そのタップ利得を出力信号と基準波形との差で
ある誤差信号と入力信号との相互相関演算結果に基いて
修正することによって、トランスバーサルフィルタの出
力に波形等化された、すなわち伝送路歪が除去されたデ
ィジタル信号を得るものである。
路歪を除去するため、自動波形等化器が用いられる。自
動波形等化器には各種の方式があるが、代表的な例とし
て文献「Lucky “Automatic Equalization for Digital
Communication”Bell System Technical Journal p547
〜p588April,1695」に示されるような、タップ利得可変
のトランスバーサルフィルタを利用するものがある。こ
れは入力ディジタル信号をトランスバーサルフィルタに
導入し、そのタップ利得を出力信号と基準波形との差で
ある誤差信号と入力信号との相互相関演算結果に基いて
修正することによって、トランスバーサルフィルタの出
力に波形等化された、すなわち伝送路歪が除去されたデ
ィジタル信号を得るものである。
ここで、基準波形は波形等化が正しく行なわれていると
きの出力波形に相当するものであり、上記文献によれば
この基準波形は出力信号を比較器よりなるレベル判定回
路でレベル判定することによって生成される。こうして
得られる基準波形は２値の矩形波である。
きの出力波形に相当するものであり、上記文献によれば
この基準波形は出力信号を比較器よりなるレベル判定回
路でレベル判定することによって生成される。こうして
得られる基準波形は２値の矩形波である。
このようにディジタル信号からなるトランスバーサルフ
ィルタの出力信号を２値化して得られる基準波形は、元
のディジタル信号のスペクトラム帯域より広がったスペ
クトラムを持つため、例えばテレビジョン信号に多重化
されたディジタル文字信号をテレビジョン信号の映像信
号用の自動波形等化器（ゴーストキャンセラ）によって
波形等化する場合、次のような問題が生じる。
ィルタの出力信号を２値化して得られる基準波形は、元
のディジタル信号のスペクトラム帯域より広がったスペ
クトラムを持つため、例えばテレビジョン信号に多重化
されたディジタル文字信号をテレビジョン信号の映像信
号用の自動波形等化器（ゴーストキャンセラ）によって
波形等化する場合、次のような問題が生じる。
テレビジョン信号の映像信号はディジタル文字信号に比
べ遥かに周波数帯域が広く、従って映像信号のサンプル
間隔はディジタル文字信号のサンプル間隔より短いの
で、トランスバーサルフィルタとしてはディジタル文字
信号のサンプル間隔よりも短いタップ間隔を有するもの
を用いる必要がある。このディジタル文字信号のサンプ
ル間隔よりタップ間隔の短いトランスバーサルフィルタ
に対して、スペクトラムがディジタル文字信号のスペク
トラム帯域より広がった上記のような基準波形を用いる
と、波形等化器はトランスバーサルフィルタの出力に、
入力のディジタル文字信号に含まれないスペクトラム成
分を無理に生成させるように動作する。この結果、トラ
ンスバーサルフィルタのタップ利得が安定に収束せず発
散してしまうおそれがある。
べ遥かに周波数帯域が広く、従って映像信号のサンプル
間隔はディジタル文字信号のサンプル間隔より短いの
で、トランスバーサルフィルタとしてはディジタル文字
信号のサンプル間隔よりも短いタップ間隔を有するもの
を用いる必要がある。このディジタル文字信号のサンプ
ル間隔よりタップ間隔の短いトランスバーサルフィルタ
に対して、スペクトラムがディジタル文字信号のスペク
トラム帯域より広がった上記のような基準波形を用いる
と、波形等化器はトランスバーサルフィルタの出力に、
入力のディジタル文字信号に含まれないスペクトラム成
分を無理に生成させるように動作する。この結果、トラ
ンスバーサルフィルタのタップ利得が安定に収束せず発
散してしまうおそれがある。
本発明の目的は、トランスバーサルフィルタのタップ利
得が発散することがなく動作の安定な自動波形等化器を
提供することにある。
得が発散することがなく動作の安定な自動波形等化器を
提供することにある。
本発明はトランスバーサルフィルタのタップ利得修正の
ために用いられる基準波形を入力ディジタル信号と同様
のナイキスト特性となるようにしたものである。
ために用いられる基準波形を入力ディジタル信号と同様
のナイキスト特性となるようにしたものである。
すなわち、本発明はトランスバーサルフィルタの出力信
号をレベル判定して２値ディジタル信号を得るレベル判
定手段と、このレベル判定手段により得られた２値ディ
ジタル信号の帯域を制限して基準波形を得る帯域制限手
段とにより基準波形発生手段を構成したことを特徴とす
る。
号をレベル判定して２値ディジタル信号を得るレベル判
定手段と、このレベル判定手段により得られた２値ディ
ジタル信号の帯域を制限して基準波形を得る帯域制限手
段とにより基準波形発生手段を構成したことを特徴とす
る。
このように本発明によれば、トランスバーサルフィルタ
の出力信号をレベル判定して得られた矩形状の２値ディ
ジタル信号をそのまま基準波形として用いず、この２値
ディジタル信号の帯域を制限することにより、送出側の
ディジタル信号のスペクトラムに近似させた波形を基準
波形として用いる。すなわち、レベル判定によって一旦
トランスバーサルフィルタの入力ディジタル信号のスペ
クトラム帯域より広がった２値ディジタル信号のスペク
トラム帯域を、入力ディジタル信号のスペクトラム帯域
と同等の帯域にまで制限して、基準波形とする。
の出力信号をレベル判定して得られた矩形状の２値ディ
ジタル信号をそのまま基準波形として用いず、この２値
ディジタル信号の帯域を制限することにより、送出側の
ディジタル信号のスペクトラムに近似させた波形を基準
波形として用いる。すなわち、レベル判定によって一旦
トランスバーサルフィルタの入力ディジタル信号のスペ
クトラム帯域より広がった２値ディジタル信号のスペク
トラム帯域を、入力ディジタル信号のスペクトラム帯域
と同等の帯域にまで制限して、基準波形とする。
従って、例えばディジタル文字信号を映像信号用の自動
波形等化器で等化する場合のように、入力ディジタル信
号のサンプル間隔より短いタップ間隔を持つトランスバ
ーサルフィルタを用いても、基準波形とトランスバーサ
ルフィルタの出力信号波形との差である誤差波形に基づ
くタップ利得修正に際して、トランスバーサルフィルタ
が入力ディジタルに含まれないスペクトラム成分を無理
に生成するような動作を行わないので、タップ利得の発
散といった誤動作を防ぐことができる。すなわち、タッ
プ利得が安定に最適値に収束するようになり、良好な波
形等化が可能となる。
波形等化器で等化する場合のように、入力ディジタル信
号のサンプル間隔より短いタップ間隔を持つトランスバ
ーサルフィルタを用いても、基準波形とトランスバーサ
ルフィルタの出力信号波形との差である誤差波形に基づ
くタップ利得修正に際して、トランスバーサルフィルタ
が入力ディジタルに含まれないスペクトラム成分を無理
に生成するような動作を行わないので、タップ利得の発
散といった誤動作を防ぐことができる。すなわち、タッ
プ利得が安定に最適値に収束するようになり、良好な波
形等化が可能となる。
さらに、帯域制限を誤差波形に対し行った場合は、入力
ディジタル信号に含まれる高域の歪成分が誤差波形から
除去されるため、このような歪成分はトランスバーサル
フィルタで除去されなくなるという問題があるが、この
発明のように基準波形に対して帯域制限を行えば、入力
ディジタル信号に含まれる高域の歪成分は誤差波形に保
存されるため、このような歪成分もトランスバーサルフ
ィルタで正しく除去される。
ディジタル信号に含まれる高域の歪成分が誤差波形から
除去されるため、このような歪成分はトランスバーサル
フィルタで除去されなくなるという問題があるが、この
発明のように基準波形に対して帯域制限を行えば、入力
ディジタル信号に含まれる高域の歪成分は誤差波形に保
存されるため、このような歪成分もトランスバーサルフ
ィルタで正しく除去される。
第１図は本発明の一実施例に係る自動波形等化器のブロ
ック図である。入力端子には２値のディジタル信号２が
入力される。但し、このディジタル信号２の波形は第２
図(a)に示すように帯域制限のためになまっているもの
とする。このようなディジタル信号の一例としてはテレ
ビジョン信号に多重化されたディジタル文字信号が挙げ
られる。この入力ディジタル信号２はトランスバーサル
フィルタ３に導入される。トランスバーサルフィルタ３
は例えば、テレビジョン信号の映像信号とディジタル文
字信号を波形等化するために、ディジタル文字信号であ
る入力ディジタル信号２のサンプル間隔より短い間隔、
例えば入力ディジタル信号２のサンプル間隔の1/2の間
隔ごとにタップを持つアナログ遅延素子４（D1,D2,…
Dn）と、この遅延素子４の各タップ出力に接続された乗
算器５および乗算器５の出力を加算する加算器６とから
なっている。入力ディジタル信号２はこのトランスバー
サルフィルタ３によりタップ利得メモリ７（M1,M2,…
Mn）に記憶されたタップ利得値とコンボリューション演
算され、波形歪の軽減された第２図(b)に示すような出
力信号８となって出力端子９に送られる。
ック図である。入力端子には２値のディジタル信号２が
入力される。但し、このディジタル信号２の波形は第２
図(a)に示すように帯域制限のためになまっているもの
とする。このようなディジタル信号の一例としてはテレ
ビジョン信号に多重化されたディジタル文字信号が挙げ
られる。この入力ディジタル信号２はトランスバーサル
フィルタ３に導入される。トランスバーサルフィルタ３
は例えば、テレビジョン信号の映像信号とディジタル文
字信号を波形等化するために、ディジタル文字信号であ
る入力ディジタル信号２のサンプル間隔より短い間隔、
例えば入力ディジタル信号２のサンプル間隔の1/2の間
隔ごとにタップを持つアナログ遅延素子４（D1,D2,…
Dn）と、この遅延素子４の各タップ出力に接続された乗
算器５および乗算器５の出力を加算する加算器６とから
なっている。入力ディジタル信号２はこのトランスバー
サルフィルタ３によりタップ利得メモリ７（M1,M2,…
Mn）に記憶されたタップ利得値とコンボリューション演
算され、波形歪の軽減された第２図(b)に示すような出
力信号８となって出力端子９に送られる。
トランスバーサルフィルタ３の出力信号８は、レベル判
定回路１１と帯域制限フィルタ１３からなる基準波形発
生回路１０に入力される。基準波形発生回路１０ではま
ず、所定の基準レベルVrefが与えられた比較器よりなる
レベル判定回路１１でトランスバーサルフィルタ３の出
力信号８が２値レベル判定されることにより、第２図
(c)に示すような矩形状の擬似基準波形１２が生成され
る。この擬似基準波形１２は２値ディジタル信号である
ため、そのスペクトラムＳ（）は、原理上無限大まで
の広帯域にわたって延びている。一方、送信側の設定し
たディジタル信号スペクトラムＲ（）はサンプル点で
の符号間干渉を無くすべくディジタル信号のサンプル間
隔の逆数の1/2の周波数で帯域制限されたナイキスト特
性の伝達特性になっているのが標準である。すなわち、
送信側で想定している基準波形は、例えば第２図(d)に
示されるようにディジタル信号のサンプル間隔の逆数の
1/2の周波数で６ｄＢ減衰するコサインロールオフフィ
ルタのスペクトラムを有しているものである。帯域制限
フィルタ１３は矩形状の擬似基準波形１２を波形歪が無
いときに受信される第２図(d)に示すような波形１４に
整形する整形フィルタである。ここで擬似基準波形１２
のスペクトラムをＳ（）、ディジタル信号のサンプル
間隔の逆数の1/2の周波数で６ｄＢ減衰するコサインロ
ールオフフィルタの周波数特性をＣ（）とした時、帯
域制限フィルタ１３の周波数は特性Ｌ（）はＬ（）
＝Ｃ（）／Ｓ（）で与えられる低域通過形フィルタ
の特性であればよい。
定回路１１と帯域制限フィルタ１３からなる基準波形発
生回路１０に入力される。基準波形発生回路１０ではま
ず、所定の基準レベルVrefが与えられた比較器よりなる
レベル判定回路１１でトランスバーサルフィルタ３の出
力信号８が２値レベル判定されることにより、第２図
(c)に示すような矩形状の擬似基準波形１２が生成され
る。この擬似基準波形１２は２値ディジタル信号である
ため、そのスペクトラムＳ（）は、原理上無限大まで
の広帯域にわたって延びている。一方、送信側の設定し
たディジタル信号スペクトラムＲ（）はサンプル点で
の符号間干渉を無くすべくディジタル信号のサンプル間
隔の逆数の1/2の周波数で帯域制限されたナイキスト特
性の伝達特性になっているのが標準である。すなわち、
送信側で想定している基準波形は、例えば第２図(d)に
示されるようにディジタル信号のサンプル間隔の逆数の
1/2の周波数で６ｄＢ減衰するコサインロールオフフィ
ルタのスペクトラムを有しているものである。帯域制限
フィルタ１３は矩形状の擬似基準波形１２を波形歪が無
いときに受信される第２図(d)に示すような波形１４に
整形する整形フィルタである。ここで擬似基準波形１２
のスペクトラムをＳ（）、ディジタル信号のサンプル
間隔の逆数の1/2の周波数で６ｄＢ減衰するコサインロ
ールオフフィルタの周波数特性をＣ（）とした時、帯
域制限フィルタ１３の周波数は特性Ｌ（）はＬ（）
＝Ｃ（）／Ｓ（）で与えられる低域通過形フィルタ
の特性であればよい。
こうして生成された基準波形１４は減算器１５によりト
ランスバーサルフィルタ３の出力信号８と減算され、誤
差信号１６が作成される。そしてこの誤差信号１６と入
力ディジタル信号２との相互相関が相関演算回路１７で
演算され、この演算結果に基いてタップ利得メモリ７
（M1〜Mn）に保持されたタップ利得が逐次修正されてい
く。
ランスバーサルフィルタ３の出力信号８と減算され、誤
差信号１６が作成される。そしてこの誤差信号１６と入
力ディジタル信号２との相互相関が相関演算回路１７で
演算され、この演算結果に基いてタップ利得メモリ７
（M1〜Mn）に保持されたタップ利得が逐次修正されてい
く。
このようにしてハードウェアとしては簡単な帯域制限フ
ィルタ１３を新たに付加するのみで、誤動作のない安定
な自動波形等化器を構成することができる。
ィルタ１３を新たに付加するのみで、誤動作のない安定
な自動波形等化器を構成することができる。
なお、この発明は上記実施例に限定されるものではな
く、例えば基準波形発生回路は第１図におけるレベル判
定回路１１と帯域制限フィルタ１３とが一体化されたも
のでもよい。その一例を第３図に示す。すなわち増幅器
３０にフィルタ特性を与える素子３３を付加し、レベル
判定と帯域制限フィルタ特性の付与を同時に行なうこと
ができるようにしたものである。端子４１にはトランス
バーサルフィルタ３の出力信号８が、端子４２には、レ
ベル判定を行なうための基準レベルVrefが与えられてい
る。抵抗３１（Ｒ１）と、抵抗３２（Ｒ２）は増幅器３
１の利得を決定するもので、R2/R1を大きくするほど利
得は大きくなる。帯域制限フィルタ特性を与える素子３
３はこの増幅器３１にフィルタ特性を与えるものであ
る。レベル判定され、帯域制限されて得られた基準波形
は端子４３へ送られる。この実施例ではレベル判定回路
（比較器）と、帯域制限フィルタを一体化しているた
め、構成が簡略化できる。帯域制限フィルタの特性とし
て厳密な特性を要求されない場合は簡単な低域通過形フ
ィルタで代用することができる。その場合、特性を付与
するフィルタ素子３３としては、コンデンサを用いれば
よい。
く、例えば基準波形発生回路は第１図におけるレベル判
定回路１１と帯域制限フィルタ１３とが一体化されたも
のでもよい。その一例を第３図に示す。すなわち増幅器
３０にフィルタ特性を与える素子３３を付加し、レベル
判定と帯域制限フィルタ特性の付与を同時に行なうこと
ができるようにしたものである。端子４１にはトランス
バーサルフィルタ３の出力信号８が、端子４２には、レ
ベル判定を行なうための基準レベルVrefが与えられてい
る。抵抗３１（Ｒ１）と、抵抗３２（Ｒ２）は増幅器３
１の利得を決定するもので、R2/R1を大きくするほど利
得は大きくなる。帯域制限フィルタ特性を与える素子３
３はこの増幅器３１にフィルタ特性を与えるものであ
る。レベル判定され、帯域制限されて得られた基準波形
は端子４３へ送られる。この実施例ではレベル判定回路
（比較器）と、帯域制限フィルタを一体化しているた
め、構成が簡略化できる。帯域制限フィルタの特性とし
て厳密な特性を要求されない場合は簡単な低域通過形フ
ィルタで代用することができる。その場合、特性を付与
するフィルタ素子３３としては、コンデンサを用いれば
よい。
第４図はこの発明の他の実施例を示すもので、基準波形
発生回路１０で生ずる信号の遅延を補正する遅延回路１
８を減算器１５の他方の入力側に挿入したものである。
これは基準波形発生回路１０内のレベル判定回路および
帯域制限フィルタで生ずる信号の遅延が無視できない程
の大きさであるとき、その遅延量と等しい遅延特性を持
つ遅延回路１８により正しい誤差信号が得られるように
したもので、これによってより安定な等化動作を得るこ
とができる。
発生回路１０で生ずる信号の遅延を補正する遅延回路１
８を減算器１５の他方の入力側に挿入したものである。
これは基準波形発生回路１０内のレベル判定回路および
帯域制限フィルタで生ずる信号の遅延が無視できない程
の大きさであるとき、その遅延量と等しい遅延特性を持
つ遅延回路１８により正しい誤差信号が得られるように
したもので、これによってより安定な等化動作を得るこ
とができる。
また以上の実施例においては入力ディジタル信号が２値
の場合について述べてきたが、３値、更に一般にはｎ値
のディジタル信号の場合も本発明を適用することができ
る。その場合、レベル判定回路はｎ−１個の基準レベル
でトランスバーサルフィルタの出力信号のレベル判定を
行ない、ｎ値の擬似基準波形を生成するものであればよ
い。帯域制限フィルタは、２値の場合と同様に構成すれ
ばよい。
の場合について述べてきたが、３値、更に一般にはｎ値
のディジタル信号の場合も本発明を適用することができ
る。その場合、レベル判定回路はｎ−１個の基準レベル
でトランスバーサルフィルタの出力信号のレベル判定を
行ない、ｎ値の擬似基準波形を生成するものであればよ
い。帯域制限フィルタは、２値の場合と同様に構成すれ
ばよい。
さらに、実施例においてはタップ利得は入力信号と誤差
信号の相互相関演算により逐次修正されるアルゴリズム
の場合で説明したが、誤差信号のみを用いるゼロフォー
シング方式と呼ばれるアルゴリズムによってタップ利得
を修正してもよい。またフィードバック型（巡回型）の
構成においては、出力信号と誤差信号の相互相関が行な
われることもあるが、そのようなアルゴリズムを用いる
場合にも本発明は有効である。
信号の相互相関演算により逐次修正されるアルゴリズム
の場合で説明したが、誤差信号のみを用いるゼロフォー
シング方式と呼ばれるアルゴリズムによってタップ利得
を修正してもよい。またフィードバック型（巡回型）の
構成においては、出力信号と誤差信号の相互相関が行な
われることもあるが、そのようなアルゴリズムを用いる
場合にも本発明は有効である。
第１図は本発明の一実施例に係る自動波形等化器の構成
図、第２図はその動作を説明するための波形図、第３図
は基準波形発生回路の他の構成例を示す図、第４図は本
発明の他の実施例の構成図である。 ３……トランスバーサルフィルタ、１０……基準波形発
生回路、１４……基準波形、１６……誤差信号。
図、第２図はその動作を説明するための波形図、第３図
は基準波形発生回路の他の構成例を示す図、第４図は本
発明の他の実施例の構成図である。 ３……トランスバーサルフィルタ、１０……基準波形発
生回路、１４……基準波形、１６……誤差信号。
Claims (1)
- 【請求項１】入力されるディジタル信号のサンプル間隔
より短いタップ間隔を有するタップ利得可変のトランス
バーサルフィルタと、このトランスバーサルフィルタの
出力信号波形に対して基準となる基準波形を発生する基
準波形を発生する基準波形発生手段と、前記トランスバ
ーサルフィルタの出力信号波形と前記基準波形との差で
ある誤差信号に基づいて該トランスバーサルフィルタの
タップ利得を修正する手段とを具備し、前記ディジタル
信号を波形等化する自動波形等化器において、 前記基準波形発生手段は、前記トランスバーサルフィル
タの出力信号をレベル判定して２値ディジタル信号を得
るレベル判定手段と、このレベル判定手段により得られ
た２値ディジタル信号の帯域を制限して前記基準波形を
得る帯域制限手段とからなることを特徴とする自動波形
等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58092652A JPH0614626B2 (ja) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | 自動波形等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58092652A JPH0614626B2 (ja) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | 自動波形等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59218051A JPS59218051A (ja) | 1984-12-08 |
| JPH0614626B2 true JPH0614626B2 (ja) | 1994-02-23 |
Family
ID=14060390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58092652A Expired - Lifetime JPH0614626B2 (ja) | 1983-05-26 | 1983-05-26 | 自動波形等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0614626B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2517017B2 (ja) * | 1987-11-13 | 1996-07-24 | 松下電器産業株式会社 | デ―タ伝送装置 |
| JPH02137526A (ja) * | 1988-11-18 | 1990-05-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | データ伝送装置 |
| JP2545614B2 (ja) * | 1989-09-20 | 1996-10-23 | 富士通株式会社 | 自動等化器のタップ係数保護方式 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57162515A (en) * | 1981-03-31 | 1982-10-06 | Fujitsu Ltd | Automatic equalizer for transmission of data |
-
1983
- 1983-05-26 JP JP58092652A patent/JPH0614626B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59218051A (ja) | 1984-12-08 |
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