JPS59181803A - カレント・ミラ−回路 - Google Patents
カレント・ミラ−回路Info
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- JPS59181803A JPS59181803A JP58053947A JP5394783A JPS59181803A JP S59181803 A JPS59181803 A JP S59181803A JP 58053947 A JP58053947 A JP 58053947A JP 5394783 A JP5394783 A JP 5394783A JP S59181803 A JPS59181803 A JP S59181803A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000002253 acid Substances 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45174—Mirror types
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45176—A cross coupling circuit, e.g. consisting of two cross coupled transistors, being added in the load circuit of the amplifying transistors of a differential amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
し発明の技術分野]
不発り」ば、抜数個のトランジスタのコレクタのいずれ
か((入力′直流が供給されると、七のトランジスタと
ベース同士が共通接続されているトランジスタのコレク
タより出力m ?tfiがイZ)られるカレント・ミラ
ー回路に関する。 [発明の技術的背景とその問題へ] 上記の複数入力端を有するカレント・ミラー回路は、例
えば、コンデンサーに充放電を行うことにより発振出力
を得るマルチバイブレークの発振局?皮数を醒流制御す
る場合等に用いられている。 第1図は、2入力端を有するカレント・ミラー回路(り
をマルチバイブレータ(2)の発振出力制御に用いた場
合の、模式的な構成図であるう図においてカレット・ミ
ラー回路(L)は、それぞれのベース同士が接続された
2糺のトランジスタ対、 QlとQ2およびQ3とQ4
を有し、トランジスタQl、Q2.Q3゜Q4の各エミ
ッタは、それぞれ抵抗R,、R2,R3,I’14を介
して接地されている。まだ、トランジスタQ1とQ2お
よびQ3とQ4のそれぞれにベース電流を供給するため
に、とのfllではトランジスタQ1のコレクタトヘー
ス同士を接続し、同様に、トランジスタQ4のコレクタ
とベース同士を接続している。またトランジスタQ2
、Q3のコレクタ間知は、コンデンサ(7)が接続され
ている。 上記のカレント・ミラー回路(L)では、トランジスタ
Q、、Q+4のコレクタが各々入力Dm (5) 、
(6)と接続されておシ、それぞれの入力端(5) 、
(6Jに対応する出力端(8) 、 (9)は各々ト
ランジス、りQ2.Q、のコレクタに接続されている。 第2図(a)に上記コンデンサ(7)の両端電圧波形(
4a)の波形図を示す。両端電圧波形(4a)の立ち上
シ期間1.と立ち下り期間42はそれぞれ、と定められ
る。ここで■ref はマルチバイフL/ −タ(力
内の基準電圧であり、Cはコ/デンサ(7)の容量値を
示すものである。 上記の如く、両端電圧波形(4a)の立ち上り期間
か((入力′直流が供給されると、七のトランジスタと
ベース同士が共通接続されているトランジスタのコレク
タより出力m ?tfiがイZ)られるカレント・ミラ
ー回路に関する。 [発明の技術的背景とその問題へ] 上記の複数入力端を有するカレント・ミラー回路は、例
えば、コンデンサーに充放電を行うことにより発振出力
を得るマルチバイブレークの発振局?皮数を醒流制御す
る場合等に用いられている。 第1図は、2入力端を有するカレント・ミラー回路(り
をマルチバイブレータ(2)の発振出力制御に用いた場
合の、模式的な構成図であるう図においてカレット・ミ
ラー回路(L)は、それぞれのベース同士が接続された
2糺のトランジスタ対、 QlとQ2およびQ3とQ4
を有し、トランジスタQl、Q2.Q3゜Q4の各エミ
ッタは、それぞれ抵抗R,、R2,R3,I’14を介
して接地されている。まだ、トランジスタQ1とQ2お
よびQ3とQ4のそれぞれにベース電流を供給するため
に、とのfllではトランジスタQ1のコレクタトヘー
ス同士を接続し、同様に、トランジスタQ4のコレクタ
とベース同士を接続している。またトランジスタQ2
、Q3のコレクタ間知は、コンデンサ(7)が接続され
ている。 上記のカレント・ミラー回路(L)では、トランジスタ
Q、、Q+4のコレクタが各々入力Dm (5) 、
(6)と接続されておシ、それぞれの入力端(5) 、
(6Jに対応する出力端(8) 、 (9)は各々ト
ランジス、りQ2.Q、のコレクタに接続されている。 第2図(a)に上記コンデンサ(7)の両端電圧波形(
4a)の波形図を示す。両端電圧波形(4a)の立ち上
シ期間1.と立ち下り期間42はそれぞれ、と定められ
る。ここで■ref はマルチバイフL/ −タ(力
内の基準電圧であり、Cはコ/デンサ(7)の容量値を
示すものである。 上記の如く、両端電圧波形(4a)の立ち上り期間
【1
、立ち下ゆ期間【2はそれぞれカレント・ミラー回路(
1)の出力電流工2.l3VC存在している。マルチバ
イブレーク(2)は、この両端出力波形(4a)を基に
第2図(b)に示す発振信号(4b)を出力する。両端
電圧波形(4a)の振幅値は一定であるため、発拶信号
(4b)のデー−ティ比a:bは、出力電流I、、I、
の値によって決定される。すなわち、デー−ティ比a:
bは、期間11.12内における信号の傾斜の度合によ
り決定されるが、この度合は出力′6流工、。 I3に依存しているのである。ここで、上記の発振信号
(4)のデー−ティ比は1であることが望ましい0すな
わち、出力電流I2.■3の値が両者等しいことが戟求
される。 次に、カレント・ミラー回路(υの動作説明に移る0 カレント ミラー回路(、L)の入力端(5)、(6)
には、切換回路(3)を介して、交互に発振制御電流I
が供給される。いま、切換回路(3)内の切換スイッチ
が入力端(5)側に倒されているとすると、トランジス
タQ1のコレクタに制御電流I、(二■)が供給される
。 このときトランジスタQ1とQ2のベースは共通接続さ
れており、かつトランジスタQ、のコレクタよベース同
士もまた接続されているため、トランジスタQ1に発生
するベース電圧VBEIとトランジスタQ2のベース電
圧Vbgzが等しくなる4、これにより、トランジスタ
Q2のコレクタには出力電流■2が流れることになる。 以−」二の動作は、入力端(6)に制御車Dfr4(二
T)が供給された場合も全く同様であり、トランジスタ
Q4のコレクタに入力′電流T4を流すことで、トラン
ジスタQ3のコレクタに出力′電流■3が流れる。 さて、トランジスタQ1とQ2の特性ならびにQ3とQ
4の特性、および抵抗R1とR2ならびに■13とR4
の抵抗値が各々等しい場合には、入力電流■1と出力電
流f2ならびに入力電流I4と出力電流T3きはそれぞ
れ等しいものとなる。このとき、第1図に示しだ例では
、11= T4(=I ’)であるから、■2−■3と
な9、所望の通り、マルチバイブレーク(國より得られ
る発振出力(4)のデー−ティ比は】となる。 ところが、実際においては抵抗R1とR22よびR3と
R4の抵抗値を各々厳密に一致させることは難しく、抵
抗値にばらつきが生Uるのを認めざるを得ない。この抵
抗値のばらつきにより、入力電δ1j11と14の値を
等しくしだとしても、出力?6流である■2とT3の相
互の値は必ずしも等しくはならない。 例えば、抵抗R1とR2間の抵抗値のばらつき、ならび
に抵抗■(,3とR4間の抵抗値のばらつきを共に3%
とした場合、最悪の状態を想定し、とすると、 T2RIR4103i、o6 ■3−R2R3097 となる。よって、出力電流12,13間には6%のばら
つきが生じることになる。 畔だ、上述の如く、抵抗値を厳密て一致させるのが稚し
いように、実際には、トランジスタQ1と92間の特性
ならび(てトランジスタQ3と94間の特性を各々等し
くすることも困難である。しかしながら、このトランジ
スタの特性のばらつき例よる出力型Dfi;I2.T3
のばらつきは、上記の抵抗値のばらつきによるものと比
1夕してその影響は無視し得るものとなっている。 すなわち、トランジスタQl 、Q2のベース′ら圧v
13E11AlBE2相互1j4] (7) ハらツキ
ト、トランジスタQ3.C,!40ベース電圧VBお3
.VBE4相互間のばらつきを共に31TIVとし、各
トランジスタQ1〜Q4のエミベース′I4圧のばらつ
きは、エミッタ′C≦位■Eに対し影響を与えるだめ、
最悪の状態を想定し、とすると、 となる。よって、トランジスタの特性のばらつきによる
出力電流■2.■3のばらつきは、最悪の場合でも1係
にとどまり、この値は、抵抗値のばらつきによる出力電
流■2.■3のばらつき値である6係(で比較し、無視
し得るものとなっている。 以上説明してきたように、従来のカレント・ミラー回路
(±)では、入力電流■1と■4を等しくした古しても
、それぞれの入力電流I、、I4に対応して出力される
出力電流■2+■3の値が等しくならず、例えば、この
カレント・ミラー回路f1.)をマルチバイブレータ(
2)に接続して使用した場合ては、マルチバイブレータ
(2)の発振出力(4)のデー−ティ比を所望の値であ
る1とすることができなかった。 [発明の目的] 本発明は、上記した問題点に鑑みなされたもので、入力
電流が各々等しい場合には、抵抗のばらつきに何ら影響
されずば、各々の入力電流に対応して出力される出力電
流の値が等しくなるカレント・ミラー回路を提供するこ
とを目的とする。 [発明の概要] 本発明のカレント・ミラー回路は、入力電流が供給され
る各トランジスタのエミッタに接続される抵抗を共通の
ものとすると共((、出力電流を供給する各トランジス
タのエミッタに接続される抵抗を共通のものとしたカレ
ント・ミラー回路である。 [発明の実施例] 第3図に本発明のカレント・ミラー回路の一実施例の回
路構成図を示す。本発明のカレント・ミラー回路([り
の構成と従来のカレント・ミラー回路(1)の+tN成
の相異点は、従来、入力電流I、、T4が供給きれるト
ランジスタ(h、Q、4の各エミッタに個別に接続され
ていた抵抗R1,R4を共通のものとし、ひとつの抵抗
B5とした薇と、従来、出力電流■2゜■、を供給する
トランジスタQ2.Q3の各エミッタに個別に接続され
ていた抵抗”2 + ”3を共通のものとし、ひとつの
抵抗R6とした截にある。 以下、このカレント・ミラー回路部のit作説明明を行
う。カレント・ミラー回路部は入力端0υ。 Q=1)のそれぞれに交互に入力電流が供給されて動作
する。そこで蜂ず、入力端Qlに入力電流■lが供給さ
れた場合を考える。この場合には、そのベース同士が共
通接続されているトランジスタQ1とQ2のみが動作状
態にあシ、トランジスタQ3 +Q4はいずれも非動作
状態にある。そこで、このときのカレント・ミラー回路
りの等価回路(2g+を第4図(a)に示す。 第4図(,1)においてトランジスタQl、Q2のベー
ス電圧VBEをそれぞれVBH1、VBH2とすると、
VBE、 十R5i□−■BE2+R61□ 0
)となる。ところで一般にトランジスタのコレクタ4流
■。とベース−圧VBEとの関係は、k;ボルツマン定
数、T;絶対温度)、■5;飽和電流である。上記の(
1) 、 (21式より出力端Q21より出力される出
力電流■2は、 と表わされる。 次に、入力端側に入力′酸流■4が供給された場合を考
える。この場合に(d、トランジスタQ3+Q、4が動
作状頓知あシ、トランジスタQl、Q2は非動状態にな
る。したがって、このときのカレント・ミラー回路(す
の等価回路に昶)は第4図(b)に示すものとなる。等
価回路(:p)は対称形ではあるが、前述の等価回路つ
)と全く等しい。したがって、出力端(13)より出力
される出力電流■3は、 ■3−あ一■4+とハ、九 ・・・(4)P6R
6■3 と表わされることになる。 した−がって、本発明のカレント・ミラー回路■は、入
力電流■1を入力端01)より供給することにより、出
力端Q2+ K (3+式に示す出力電流工。を、まだ
人力′電流■4を入力端(14)より供給することによ
り、出力端(13)に(4)式に示す出力′屯流工、を
それぞれ得ることができる。 4 [発明の効果] 上記の如く、本発明のカレント・ミラー回路(抑では、
−f:れぞれ(3) 、 +4)式に示した出力′1a
流■2.■3が得られるが、ここでI、=I、とした場
合には、(3)弐に示す入力電流■1と出力′間流■2
、ならびに(4)式に示す入力電流■4と出力電流■3
の関係は両者全く等しいため、従来問題であった抵抗値
のばらつきの影響(は全く受けず区、出力′電流■2と
13は等しいものとなる。 なお、本発明のカレント・ミラー回路肋に?いても、ト
ランジスタQ、〜Q4の特件のばらつきの影響による出
力電流■2と13の値の(ばらつき(不一致)ハ、従来
のカレント・ミラー回路(1)と同様に存在するが、こ
のばらつきは先に示しだ如く非常に少く、問題とはなら
ない。また、このばらつきは、単ニトランジスタQ1〜
Q4のエミッタ電位■Eを高く設定することにより容易
に軽減し14fるものである。 以上の如く、本発明のカレント・ミラー回路(へ)は、
非常に簡単な構成により、従来問題となっていた出力+
を流工2.■3間の値の1−f、らっきを解消すること
に成功しており、その効果は絶大である。
、立ち下ゆ期間【2はそれぞれカレント・ミラー回路(
1)の出力電流工2.l3VC存在している。マルチバ
イブレーク(2)は、この両端出力波形(4a)を基に
第2図(b)に示す発振信号(4b)を出力する。両端
電圧波形(4a)の振幅値は一定であるため、発拶信号
(4b)のデー−ティ比a:bは、出力電流I、、I、
の値によって決定される。すなわち、デー−ティ比a:
bは、期間11.12内における信号の傾斜の度合によ
り決定されるが、この度合は出力′6流工、。 I3に依存しているのである。ここで、上記の発振信号
(4)のデー−ティ比は1であることが望ましい0すな
わち、出力電流I2.■3の値が両者等しいことが戟求
される。 次に、カレント・ミラー回路(υの動作説明に移る0 カレント ミラー回路(、L)の入力端(5)、(6)
には、切換回路(3)を介して、交互に発振制御電流I
が供給される。いま、切換回路(3)内の切換スイッチ
が入力端(5)側に倒されているとすると、トランジス
タQ1のコレクタに制御電流I、(二■)が供給される
。 このときトランジスタQ1とQ2のベースは共通接続さ
れており、かつトランジスタQ、のコレクタよベース同
士もまた接続されているため、トランジスタQ1に発生
するベース電圧VBEIとトランジスタQ2のベース電
圧Vbgzが等しくなる4、これにより、トランジスタ
Q2のコレクタには出力電流■2が流れることになる。 以−」二の動作は、入力端(6)に制御車Dfr4(二
T)が供給された場合も全く同様であり、トランジスタ
Q4のコレクタに入力′電流T4を流すことで、トラン
ジスタQ3のコレクタに出力′電流■3が流れる。 さて、トランジスタQ1とQ2の特性ならびにQ3とQ
4の特性、および抵抗R1とR2ならびに■13とR4
の抵抗値が各々等しい場合には、入力電流■1と出力電
流f2ならびに入力電流I4と出力電流T3きはそれぞ
れ等しいものとなる。このとき、第1図に示しだ例では
、11= T4(=I ’)であるから、■2−■3と
な9、所望の通り、マルチバイブレーク(國より得られ
る発振出力(4)のデー−ティ比は】となる。 ところが、実際においては抵抗R1とR22よびR3と
R4の抵抗値を各々厳密に一致させることは難しく、抵
抗値にばらつきが生Uるのを認めざるを得ない。この抵
抗値のばらつきにより、入力電δ1j11と14の値を
等しくしだとしても、出力?6流である■2とT3の相
互の値は必ずしも等しくはならない。 例えば、抵抗R1とR2間の抵抗値のばらつき、ならび
に抵抗■(,3とR4間の抵抗値のばらつきを共に3%
とした場合、最悪の状態を想定し、とすると、 T2RIR4103i、o6 ■3−R2R3097 となる。よって、出力電流12,13間には6%のばら
つきが生じることになる。 畔だ、上述の如く、抵抗値を厳密て一致させるのが稚し
いように、実際には、トランジスタQ1と92間の特性
ならび(てトランジスタQ3と94間の特性を各々等し
くすることも困難である。しかしながら、このトランジ
スタの特性のばらつき例よる出力型Dfi;I2.T3
のばらつきは、上記の抵抗値のばらつきによるものと比
1夕してその影響は無視し得るものとなっている。 すなわち、トランジスタQl 、Q2のベース′ら圧v
13E11AlBE2相互1j4] (7) ハらツキ
ト、トランジスタQ3.C,!40ベース電圧VBお3
.VBE4相互間のばらつきを共に31TIVとし、各
トランジスタQ1〜Q4のエミベース′I4圧のばらつ
きは、エミッタ′C≦位■Eに対し影響を与えるだめ、
最悪の状態を想定し、とすると、 となる。よって、トランジスタの特性のばらつきによる
出力電流■2.■3のばらつきは、最悪の場合でも1係
にとどまり、この値は、抵抗値のばらつきによる出力電
流■2.■3のばらつき値である6係(で比較し、無視
し得るものとなっている。 以上説明してきたように、従来のカレント・ミラー回路
(±)では、入力電流■1と■4を等しくした古しても
、それぞれの入力電流I、、I4に対応して出力される
出力電流■2+■3の値が等しくならず、例えば、この
カレント・ミラー回路f1.)をマルチバイブレータ(
2)に接続して使用した場合ては、マルチバイブレータ
(2)の発振出力(4)のデー−ティ比を所望の値であ
る1とすることができなかった。 [発明の目的] 本発明は、上記した問題点に鑑みなされたもので、入力
電流が各々等しい場合には、抵抗のばらつきに何ら影響
されずば、各々の入力電流に対応して出力される出力電
流の値が等しくなるカレント・ミラー回路を提供するこ
とを目的とする。 [発明の概要] 本発明のカレント・ミラー回路は、入力電流が供給され
る各トランジスタのエミッタに接続される抵抗を共通の
ものとすると共((、出力電流を供給する各トランジス
タのエミッタに接続される抵抗を共通のものとしたカレ
ント・ミラー回路である。 [発明の実施例] 第3図に本発明のカレント・ミラー回路の一実施例の回
路構成図を示す。本発明のカレント・ミラー回路([り
の構成と従来のカレント・ミラー回路(1)の+tN成
の相異点は、従来、入力電流I、、T4が供給きれるト
ランジスタ(h、Q、4の各エミッタに個別に接続され
ていた抵抗R1,R4を共通のものとし、ひとつの抵抗
B5とした薇と、従来、出力電流■2゜■、を供給する
トランジスタQ2.Q3の各エミッタに個別に接続され
ていた抵抗”2 + ”3を共通のものとし、ひとつの
抵抗R6とした截にある。 以下、このカレント・ミラー回路部のit作説明明を行
う。カレント・ミラー回路部は入力端0υ。 Q=1)のそれぞれに交互に入力電流が供給されて動作
する。そこで蜂ず、入力端Qlに入力電流■lが供給さ
れた場合を考える。この場合には、そのベース同士が共
通接続されているトランジスタQ1とQ2のみが動作状
態にあシ、トランジスタQ3 +Q4はいずれも非動作
状態にある。そこで、このときのカレント・ミラー回路
りの等価回路(2g+を第4図(a)に示す。 第4図(,1)においてトランジスタQl、Q2のベー
ス電圧VBEをそれぞれVBH1、VBH2とすると、
VBE、 十R5i□−■BE2+R61□ 0
)となる。ところで一般にトランジスタのコレクタ4流
■。とベース−圧VBEとの関係は、k;ボルツマン定
数、T;絶対温度)、■5;飽和電流である。上記の(
1) 、 (21式より出力端Q21より出力される出
力電流■2は、 と表わされる。 次に、入力端側に入力′酸流■4が供給された場合を考
える。この場合に(d、トランジスタQ3+Q、4が動
作状頓知あシ、トランジスタQl、Q2は非動状態にな
る。したがって、このときのカレント・ミラー回路(す
の等価回路に昶)は第4図(b)に示すものとなる。等
価回路(:p)は対称形ではあるが、前述の等価回路つ
)と全く等しい。したがって、出力端(13)より出力
される出力電流■3は、 ■3−あ一■4+とハ、九 ・・・(4)P6R
6■3 と表わされることになる。 した−がって、本発明のカレント・ミラー回路■は、入
力電流■1を入力端01)より供給することにより、出
力端Q2+ K (3+式に示す出力電流工。を、まだ
人力′電流■4を入力端(14)より供給することによ
り、出力端(13)に(4)式に示す出力′屯流工、を
それぞれ得ることができる。 4 [発明の効果] 上記の如く、本発明のカレント・ミラー回路(抑では、
−f:れぞれ(3) 、 +4)式に示した出力′1a
流■2.■3が得られるが、ここでI、=I、とした場
合には、(3)弐に示す入力電流■1と出力′間流■2
、ならびに(4)式に示す入力電流■4と出力電流■3
の関係は両者全く等しいため、従来問題であった抵抗値
のばらつきの影響(は全く受けず区、出力′電流■2と
13は等しいものとなる。 なお、本発明のカレント・ミラー回路肋に?いても、ト
ランジスタQ、〜Q4の特件のばらつきの影響による出
力電流■2と13の値の(ばらつき(不一致)ハ、従来
のカレント・ミラー回路(1)と同様に存在するが、こ
のばらつきは先に示しだ如く非常に少く、問題とはなら
ない。また、このばらつきは、単ニトランジスタQ1〜
Q4のエミッタ電位■Eを高く設定することにより容易
に軽減し14fるものである。 以上の如く、本発明のカレント・ミラー回路(へ)は、
非常に簡単な構成により、従来問題となっていた出力+
を流工2.■3間の値の1−f、らっきを解消すること
に成功しており、その効果は絶大である。
・131図は従来のカレント・ミラー回路をマルチバイ
ブレータの発振出力1b1]御に用いた場合の適用ρ1
1を示す概略構成図、昭2図は上記マルチバイブレーク
の発振出力の波形図、第ニー3図(d本発明のカレット
・ミラー回路の一実施例を示す回路構成図、イ)4図(
徒本発明のカレント・ミラー回路を動作ざL!−た場合
の等価回路図である。 Q!、Q2.Q3.Q4 ・トランジスタ、J、、、+
4 人力酸流、 工2,13 出力電兜 ■+、5 、 B6 抵抗。 第 1 図 第2図
ブレータの発振出力1b1]御に用いた場合の適用ρ1
1を示す概略構成図、昭2図は上記マルチバイブレーク
の発振出力の波形図、第ニー3図(d本発明のカレット
・ミラー回路の一実施例を示す回路構成図、イ)4図(
徒本発明のカレント・ミラー回路を動作ざL!−た場合
の等価回路図である。 Q!、Q2.Q3.Q4 ・トランジスタ、J、、、+
4 人力酸流、 工2,13 出力電兜 ■+、5 、 B6 抵抗。 第 1 図 第2図
Claims (1)
- 各々のベース同士が接続されている第1 、 g 2の
トランジスタと、同じく各々のベース同士が接dされて
いる’?JA 3. QN 4のトランジスタと1.前
記第1.第2のトランジスタおよび第3.第4のトラン
ジスタのベースに各々電流を供給する第1゜第2のベー
ス゛イ流供給手段と、一端が前記第1゜第4のトランジ
スタのエミッタに接続され他端が接地されている第1の
抵抗と、一端が前記第2゜第3のトランジスタのエミッ
タに接続され他端が接地されている第2の抵抗とを有し
、第1の入カ′屯流を前記第1のトランジスタのコレク
タに供給し前1己第2のトランジスタのコレクタより第
1の出力眠γ廃f:得、第2の入力電流を前記第4のト
ランジスタのコレクタシて供給し前記第、3のトランジ
スタノコレクタより第2の出力電流をイ舒るカレント・
ミラー回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58053947A JPS59181803A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | カレント・ミラ−回路 |
GB08406736A GB2139030B (en) | 1983-03-31 | 1984-03-15 | Current mirror circuit |
US06/593,307 US4596960A (en) | 1983-03-31 | 1984-03-26 | Current mirror circuit |
DE3411507A DE3411507C2 (de) | 1983-03-31 | 1984-03-28 | Stromspiegelschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58053947A JPS59181803A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | カレント・ミラ−回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59181803A true JPS59181803A (ja) | 1984-10-16 |
JPH0115201B2 JPH0115201B2 (ja) | 1989-03-16 |
Family
ID=12956911
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58053947A Granted JPS59181803A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | カレント・ミラ−回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4596960A (ja) |
JP (1) | JPS59181803A (ja) |
DE (1) | DE3411507C2 (ja) |
GB (1) | GB2139030B (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4673867A (en) * | 1986-06-30 | 1987-06-16 | Motorola, Inc. | Current mirror circuit and method for providing zero temperature coefficient trimmable current ratios |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5911286A (ja) * | 1982-06-24 | 1984-01-20 | チバ―ガイギ アクチエンゲゼルシヤフト | 感圧又は感熱記録材料 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3891935A (en) * | 1973-09-21 | 1975-06-24 | Rca Corp | Transistor biasing arrangement |
JPS57204611A (en) * | 1981-06-10 | 1982-12-15 | Toshiba Corp | Voltage follower circuit |
JPS611A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-06 | Kumiai Chem Ind Co Ltd | 農薬粉剤組成物 |
-
1983
- 1983-03-31 JP JP58053947A patent/JPS59181803A/ja active Granted
-
1984
- 1984-03-15 GB GB08406736A patent/GB2139030B/en not_active Expired
- 1984-03-26 US US06/593,307 patent/US4596960A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-03-28 DE DE3411507A patent/DE3411507C2/de not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5911286A (ja) * | 1982-06-24 | 1984-01-20 | チバ―ガイギ アクチエンゲゼルシヤフト | 感圧又は感熱記録材料 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4596960A (en) | 1986-06-24 |
JPH0115201B2 (ja) | 1989-03-16 |
GB8406736D0 (en) | 1984-04-18 |
GB2139030B (en) | 1986-04-30 |
DE3411507C2 (de) | 1986-03-06 |
GB2139030A (en) | 1984-10-31 |
DE3411507A1 (de) | 1984-10-11 |
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