JPS58103221A - 可変発振器 - Google Patents
可変発振器Info
- Publication number
- JPS58103221A JPS58103221A JP56202318A JP20231881A JPS58103221A JP S58103221 A JPS58103221 A JP S58103221A JP 56202318 A JP56202318 A JP 56202318A JP 20231881 A JP20231881 A JP 20231881A JP S58103221 A JPS58103221 A JP S58103221A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- circuit
- current source
- variable oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
胸波数可変範囲内では発振周波数に拘わらず常にデユー
チー５０％の発振出力が得られるような町変発蛋器（Ｖ
ＣＯ）としてｇｔ図に示すように構成され九ものが知ら
れている。
チー５０％の発振出力が得られるような町変発蛋器（Ｖ
ＣＯ）としてｇｔ図に示すように構成され九ものが知ら
れている。
このｖＣＯは図のように、直列接続された一対の電流源
（１１、（２）を有し、その接続中点Ｐに充放電用のコ
ンデンサＣが接続されると共に、電流源（１）と接続中
点Ｐとの間及び接続中点Ｐと電流源（２）との間にスイ
ッチｓｗＡ、 ｓｗＢが接続されている。
（１１、（２）を有し、その接続中点Ｐに充放電用のコ
ンデンサＣが接続されると共に、電流源（１）と接続中
点Ｐとの間及び接続中点Ｐと電流源（２）との間にスイ
ッチｓｗＡ、 ｓｗＢが接続されている。
そして、コンデンサｃｏ端子電圧Ｖｐ （第２図Ａ）゛
がシュミット回路（至）に供給され、その出力でこの端
子［圧Ｖｐが第１のスレッショールドレベルｖＨに上昇
するまでは一方のスイッチＳＷＡがオシで、他方のスイ
ッチＳＷＢがオフに制御され、第１のスレッショールド
レベルｖＨに至るとスイッチＳＷＡ。
がシュミット回路（至）に供給され、その出力でこの端
子［圧Ｖｐが第１のスレッショールドレベルｖＨに上昇
するまでは一方のスイッチＳＷＡがオシで、他方のスイ
ッチＳＷＢがオフに制御され、第１のスレッショールド
レベルｖＨに至るとスイッチＳＷＡ。
８Ｗ９のオン、オフの関係が反転し、端子電圧Ｖｐが第
２のスレッショールドレベルＶｔ、 （ＶＨ＞ ＶＬ
）まで降下すると、もとのオン、オフ関係にもどるよう
にスイッチング制御される。
２のスレッショールドレベルＶｔ、 （ＶＨ＞ ＶＬ
）まで降下すると、もとのオン、オフ関係にもどるよう
にスイッチング制御される。
従って、このシュミット回路■から得られる発振出力（
例Ｌｔｄ、第１のスレッショールドレベルｖＨに関する
出力）Ｐｏは第２図Ｂに示すものとなる。
例Ｌｔｄ、第１のスレッショールドレベルｖＨに関する
出力）Ｐｏは第２図Ｂに示すものとなる。
電流源（１１及び（２）の電流を制御電圧Ｖｃで制御す
れば、端子電圧は例えばＶｐ’Ｏｉように変るからこれ
Ｋより発振周波数が変更される（第２図Ｃ）。そして、
このＶＣＯＱＱは、コンデンサＣの充放電特性と第１
及ヒｇ ２のスレッショールドレベルＶＨ＊ＶＬヲ適当
に定めれば、発振出力Ｐｏのデユーチーを５０％にする
ことができると共に、このデユーチー比は周波数の大小
に拘わらず一定になる。
れば、端子電圧は例えばＶｐ’Ｏｉように変るからこれ
Ｋより発振周波数が変更される（第２図Ｃ）。そして、
このＶＣＯＱＱは、コンデンサＣの充放電特性と第１
及ヒｇ ２のスレッショールドレベルＶＨ＊ＶＬヲ適当
に定めれば、発振出力Ｐｏのデユーチーを５０％にする
ことができると共に、このデユーチー比は周波数の大小
に拘わらず一定になる。
ところで、ＶＴＲの再生系に用いられる０、５Ｈ（Ｈは
水平周期）のジャンピング補正回路には、再生ビデオ信
号を一旦ＡＭ変調するためその変調用キャリヤを得るＰ
ＬＬが設けられているが、このようなジャンピング補正
回路に使用されるＰＬＬでは、使用周波数範囲内で高周
波成分をあまｐ含まない発振出力として得られることが
ｃｌｌましいので、この点からすれば、上述した構成の
ＶＣＯ（ＩＧは非常に優れている。
水平周期）のジャンピング補正回路には、再生ビデオ信
号を一旦ＡＭ変調するためその変調用キャリヤを得るＰ
ＬＬが設けられているが、このようなジャンピング補正
回路に使用されるＰＬＬでは、使用周波数範囲内で高周
波成分をあまｐ含まない発振出力として得られることが
ｃｌｌましいので、この点からすれば、上述した構成の
ＶＣＯ（ＩＧは非常に優れている。
しかし、このＶＣＯＱＱに使用される可変定電流源１１
１は、一般にラテラルＰＮＰ型のトランジスタが使用さ
れているが、このタイプのトランジスタは高周波特性が
悪く、従って上述のように１０数ＭＨｚのオーダーの発
振周波数を必要とするＶＣＯとしては使用できない。
１は、一般にラテラルＰＮＰ型のトランジスタが使用さ
れているが、このタイプのトランジスタは高周波特性が
悪く、従って上述のように１０数ＭＨｚのオーダーの発
振周波数を必要とするＶＣＯとしては使用できない。
高周波特性を改善するため、例えば第３図のように可変
定電流＃（１）に代え抵抗器Ｒを使用することが考えら
れる。こうすると、上述のような欠点は解消するものの
、今度は抵抗器ＲとコンテナＣによる固定の充電時定数
回路となるため、第４図Ａのように制御電圧ＶＣを制御
しても充電特性は変化せず、放電特性のみ変化するから
、第４図Ｃのように発振周波数によっては−のデユーチ
ー比が大幅に狂ってしまう。
定電流＃（１）に代え抵抗器Ｒを使用することが考えら
れる。こうすると、上述のような欠点は解消するものの
、今度は抵抗器ＲとコンテナＣによる固定の充電時定数
回路となるため、第４図Ａのように制御電圧ＶＣを制御
しても充電特性は変化せず、放電特性のみ変化するから
、第４図Ｃのように発振周波数によっては−のデユーチ
ー比が大幅に狂ってしまう。
そこで、この発明では高周波特性が優れ、しかも周波数
可変範囲内では発振周波数に拘わらず、常にデユーチー
５０％の発振出力が得られるように工夫したものである
。
可変範囲内では発振周波数に拘わらず、常にデユーチー
５０％の発振出力が得られるように工夫したものである
。
そのため、この発明ではコンデンサと抵抗器と電流源と
シュミット回路とで可変発振器を構成すると共に、コン
デンサＣの充電電荷が無限大時間放電したときのコンデ
ンサＣの端子電圧（第４の電圧） Ｖｐｏｏと電圧源よ
り供給される第１の電圧（制御電圧、直流電源電圧等）
の和が、シュミット回路（至）の第１及び第２のスレッ
ショールド電圧ｖＨとＶＬの和に等しくなるようにする
ことによって上述の技術的課題を達成したものである。
シュミット回路とで可変発振器を構成すると共に、コン
デンサＣの充電電荷が無限大時間放電したときのコンデ
ンサＣの端子電圧（第４の電圧） Ｖｐｏｏと電圧源よ
り供給される第１の電圧（制御電圧、直流電源電圧等）
の和が、シュミット回路（至）の第１及び第２のスレッ
ショールド電圧ｖＨとＶＬの和に等しくなるようにする
ことによって上述の技術的課題を達成したものである。
以下図面を参照してこの発明の一例を詳細に説明する。
ｍｓ図に示す例は電圧源より供給される第１の電圧とし
て制御電圧ＶＣを利用すると共に、制御電圧Ｖ（ｔＣよ
る周波数変更と同時にＩＧ４の電圧ｖＰψを制御して上
述の条件が得られるようにしたものである。第５図はそ
の基本構成を示し、直列接続された抵抗器具とコンデン
サＣとで時定数回１！ （５）が構成され、抵抗器具は
制御電圧源（６）Ｋ接続されると共に、コンデンサＣに
はこれと並列にスイッチ８ＷＢと電流制御層の可変定電
流源（２）が接続され、この定電流源（２）は抵抗＠Ｒ
ａを介して制御電圧源（６） Ｋ ！Ｉ続される。
て制御電圧ＶＣを利用すると共に、制御電圧Ｖ（ｔＣよ
る周波数変更と同時にＩＧ４の電圧ｖＰψを制御して上
述の条件が得られるようにしたものである。第５図はそ
の基本構成を示し、直列接続された抵抗器具とコンデン
サＣとで時定数回１！ （５）が構成され、抵抗器具は
制御電圧源（６）Ｋ接続されると共に、コンデンサＣに
はこれと並列にスイッチ８ＷＢと電流制御層の可変定電
流源（２）が接続され、この定電流源（２）は抵抗＠Ｒ
ａを介して制御電圧源（６） Ｋ ！Ｉ続される。
なお、シュミット回路ｃ！ＩＰｃは図のよ５に接続中点
Ｐの端子電圧Ｖｐが供給され、その出力でスイッチｓｗ
Ｂが制御される。定電流源（２）は第６図のように一対
のトランジスタＱｓ−Ｑｚで構成されたカレントミラー
回路が使用され、そして、この例では定電流源（２）に
接続される固定電圧源（７）の電圧ＶＫとしてトランジ
スタＱｚ ｆ） ＶＣＥ （＝ ＶＢＥ ） カ利用す
レル。
Ｐの端子電圧Ｖｐが供給され、その出力でスイッチｓｗ
Ｂが制御される。定電流源（２）は第６図のように一対
のトランジスタＱｓ−Ｑｚで構成されたカレントミラー
回路が使用され、そして、この例では定電流源（２）に
接続される固定電圧源（７）の電圧ＶＫとしてトランジ
スタＱｚ ｆ） ＶＣＥ （＝ ＶＢＥ ） カ利用す
レル。
従って、コンデンサＣの端子電圧Ｖｐが上昇して第１の
スレッショールドレベル（電圧） ＶＨに至ると、シュ
ミツ１回路（２）の出力でスイッチ８ｗＢがオンしてコ
ンデンサＣの充電電荷が定電流源（２）に流れ込み、端
子電圧Ｖｐは徐々に降下する。そして、この端子電圧Ｖ
ｐが第２のスレッショールド電圧ＶＬ Ｋ至ると、シュ
ミット回路（２）の動作が反転して、；ンデンサＣは再
び充電を開始し、以後上の動作が繰り返えされる。
スレッショールドレベル（電圧） ＶＨに至ると、シュ
ミツ１回路（２）の出力でスイッチ８ｗＢがオンしてコ
ンデンサＣの充電電荷が定電流源（２）に流れ込み、端
子電圧Ｖｐは徐々に降下する。そして、この端子電圧Ｖ
ｐが第２のスレッショールド電圧ＶＬ Ｋ至ると、シュ
ミット回路（２）の動作が反転して、；ンデンサＣは再
び充電を開始し、以後上の動作が繰り返えされる。
そのため、端子電圧Ｖｐは第７図Ａのように変化し、そ
のときの発振出力Ｐｏは同図Ｂのようになる。
のときの発振出力Ｐｏは同図Ｂのようになる。
この発振状態で、制御電圧ＶＣを今までよりもｊＶｃだ
け下げてｖｃ′に変更した場合には、これｋよって時定
数回路（５）に供給される電源電圧が変更されると共に
、この制御電圧Ｖｃ／ Ｋより抵抗器＆を介して定電流
回路（２）が制御されて、定電流値が変更される。前の
動作状態のときよりへ定電流の値は減少する。
け下げてｖｃ′に変更した場合には、これｋよって時定
数回路（５）に供給される電源電圧が変更されると共に
、この制御電圧Ｖｃ／ Ｋより抵抗器＆を介して定電流
回路（２）が制御されて、定電流値が変更される。前の
動作状態のときよりへ定電流の値は減少する。
従って、；ンデンサＣの端子電圧はＶｐからＶｐ’ （
第７図人鎖線図示）に変り、その結果第１及びＩＧ２の
スレッシ冒−ルドレベルＶＨ＊ＶＩｊ’Ｃ至るまでの時
間が変化して、発振出力Ｐｏは第７図ＢからＣに移るか
ら、制御電圧ｖｃによって発振周波数を変更することが
できる。
第７図人鎖線図示）に変り、その結果第１及びＩＧ２の
スレッシ冒−ルドレベルＶＨ＊ＶＩｊ’Ｃ至るまでの時
間が変化して、発振出力Ｐｏは第７図ＢからＣに移るか
ら、制御電圧ｖｃによって発振周波数を変更することが
できる。
このように構成したときの発振出力Ｐｏのデユーチーが
５０％になる条件を次に考察する。まず、端子を圧Ｖｐ
＃ＬＩＥ２のスレッショールドレベルｖＬから第１のス
レッショールドレベルＶＨに上昇するまでの時間Ｔａは
充電時定数τがτ＝ＣＲであるから、となる。次に、端
子電圧Ｖｐが第２のスレッショールドレベルｖＨから第
１のスレッショールドレベルｖＬＫ降下するまでの時間
’ｒｂは であるから、これらの時間Ｔ暑、Ｔｂが等しくなるため
には関係式が求められる。
５０％になる条件を次に考察する。まず、端子を圧Ｖｐ
＃ＬＩＥ２のスレッショールドレベルｖＬから第１のス
レッショールドレベルＶＨに上昇するまでの時間Ｔａは
充電時定数τがτ＝ＣＲであるから、となる。次に、端
子電圧Ｖｐが第２のスレッショールドレベルｖＨから第
１のスレッショールドレベルｖＬＫ降下するまでの時間
’ｒｂは であるから、これらの時間Ｔ暑、Ｔｂが等しくなるため
には関係式が求められる。
電圧ｖｃと第４の電圧Ｖｐｏｏとの和が第２の電圧（第
１のスレッショールド電圧ＶＨ）と第３の電圧（第２の
スレッショールド電圧ＶＬ）との和に等しければ、可変
周波数範囲内においてはＴａ ＝＝ Ｔｂ Ｋなって、
発振周波数の高低に拘わらず、常にデユーチ−５０％の
発振出力Ｐｏが得られる。
１のスレッショールド電圧ＶＨ）と第３の電圧（第２の
スレッショールド電圧ＶＬ）との和に等しければ、可変
周波数範囲内においてはＴａ ＝＝ Ｔｂ Ｋなって、
発振周波数の高低に拘わらず、常にデユーチ−５０％の
発振出力Ｐｏが得られる。
そζで、次に、（４）式を満す条件を考察する。第５図
の回路において、スイッチＳＷＢがオンして−するとき
には、定電流回路（２）の電流値工２はｖ（、−Ｖ［ Ｉ −□ ・・・・・・・・・・・・（５）”
Ｒａ となるから、この回路（ＩＱは第８図に示すような等価
回路（等価電流源）となり、この等価回路は鳳・テプナ
ンの定理により第９図に示す等価電圧源に変換できる。
の回路において、スイッチＳＷＢがオンして−するとき
には、定電流回路（２）の電流値工２はｖ（、−Ｖ［ Ｉ −□ ・・・・・・・・・・・・（５）”
Ｒａ となるから、この回路（ＩＱは第８図に示すような等価
回路（等価電流源）となり、この等価回路は鳳・テプナ
ンの定理により第９図に示す等価電圧源に変換できる。
変換後の電圧ｖ□はコンデンサＣが無いときの接続中点
Ｐの電位であり、 Ｖｏ ＝ Ｖｃ −−（Ｖｃ −ＶＫ） ＝・（６）
１ で表わされる。この電位ｖＯは取りも直さず、コンデン
サＣの電荷が無限大の時間をかけて放電したときの端子
電圧Ｖｐｏｏに等しく、従って、この電圧■ｏが制御電
圧ＶＣＫ拘わらず一定であるためには、（６）式の電圧
ｖＯと（４）式の第４の電圧Ｖｐ（至）が等しければよ
い。従って、次式が成立する。
Ｐの電位であり、 Ｖｏ ＝ Ｖｃ −−（Ｖｃ −ＶＫ） ＝・（６）
１ で表わされる。この電位ｖＯは取りも直さず、コンデン
サＣの電荷が無限大の時間をかけて放電したときの端子
電圧Ｖｐｏｏに等しく、従って、この電圧■ｏが制御電
圧ＶＣＫ拘わらず一定であるためには、（６）式の電圧
ｖＯと（４）式の第４の電圧Ｖｐ（至）が等しければよ
い。従って、次式が成立する。
Ｒ
ＶＣ（１−−） ＋ −ＶＫ＝ＶＨ＋ＶＬ−Ｖ（−”
（７）Ｒａ 飾 であればよい。それ故、この回路Ｑ〔では、（８）式を
満足するように、抵抗器Ｒ、ＲａＯ値及び第１．第２の
スレッショールドレベルＶＨ，ＶＬサラにハ定電圧ＶＫ
が定められるものである。
（７）Ｒａ 飾 であればよい。それ故、この回路Ｑ〔では、（８）式を
満足するように、抵抗器Ｒ、ＲａＯ値及び第１．第２の
スレッショールドレベルＶＨ，ＶＬサラにハ定電圧ＶＫ
が定められるものである。
第１０図は第５図に示すＶＣＯ（１１の具体例である。
シュミット回路四は図のように３個のトランジスタＱ３
〜Ｑ５で構成され、差動構成の一方のトランジスタＱ４
のベース電圧がシュミット回路■の出力としてスイッチ
ＳＷに供給される。スイッチＳＷは直流電圧源ＶＣＣに
接続されたスイッチングトランジスタＱ６と接続中点Ｐ
に接続されたスイッチングダイオードＤとで構成され、
端子電圧Ｖｐが第１のスレッショールドレベルｖＨを越
えるまではトランジスタＱａのペース電位（トランジス
タＱ４のベース電位）がダイオードＤの７ノ一ド電位（
トランジスタＱ３のペース電位）よシも高いので、この
ダイオードＤがオフして上述のスイッチング動作を行な
う。
〜Ｑ５で構成され、差動構成の一方のトランジスタＱ４
のベース電圧がシュミット回路■の出力としてスイッチ
ＳＷに供給される。スイッチＳＷは直流電圧源ＶＣＣに
接続されたスイッチングトランジスタＱ６と接続中点Ｐ
に接続されたスイッチングダイオードＤとで構成され、
端子電圧Ｖｐが第１のスレッショールドレベルｖＨを越
えるまではトランジスタＱａのペース電位（トランジス
タＱ４のベース電位）がダイオードＤの７ノ一ド電位（
トランジスタＱ３のペース電位）よシも高いので、この
ダイオードＤがオフして上述のスイッチング動作を行な
う。
また、この例では抵抗器Ｒａとしては図のように一対の
抵抗器Ｒａ １ ＊ Ｒａ ２が使用され、そして定電
圧ＶＫとしてはトランジスタＱ２のＶＣＥ （＝Ｖｎｇ
）が使用され為。定電圧ＶＫとしてこのように低電圧
を使用すると、制御電圧ＶＣによる第１の電圧（実施例
ではＶｃに等しい）の変化に対する第４の電圧Ｖｐｏ。
抵抗器Ｒａ １ ＊ Ｒａ ２が使用され、そして定電
圧ＶＫとしてはトランジスタＱ２のＶＣＥ （＝Ｖｎｇ
）が使用され為。定電圧ＶＫとしてこのように低電圧
を使用すると、制御電圧ＶＣによる第１の電圧（実施例
ではＶｃに等しい）の変化に対する第４の電圧Ｖｐｏ。
の変化が小さいので、この例では制御電圧ＶＣによる第
１の電圧の変化を抑えるため、図のように接続中４．Ｐ
と直流電圧源との間に電圧補正用の抵抗器式が挿入され
ている。この抵抗器Ｒｃｔ家抵抗抵抗器シも大きな値（
例えば２Ｒ）に定められる。
１の電圧の変化を抑えるため、図のように接続中４．Ｐ
と直流電圧源との間に電圧補正用の抵抗器式が挿入され
ている。この抵抗器Ｒｃｔ家抵抗抵抗器シも大きな値（
例えば２Ｒ）に定められる。
次に、この具体例におけるデユーチー５０％を得る（４
）式を満すための条件について考察する。まず、ダイオ
ード０がオフのとき接続中点Ｐの最終値Ｖｘ （第１の
電圧に相当する）は、直流電源電圧ＶＣＣと制御電圧Ｖ
Ｃを抵抗器Ｒとｋの抵抗比Ｒ：Ｒｃに内分した電圧にな
るから、 一方、ダイオードＤがオンのときの接続中点Ｐの最終値
Ｖｐ−は、 αα式において、ＧはトランジスタＱ１．Ｑ２を流れる
エミッタ電流の比で、Ｇ＝２．６程度である。発振出力
ＰＯのデユーチーが５０％となるには、（４）式を満足
しなければならないから、 Ｖｚ ＋Ｖｐｏｏ ＝ＶＨ＋ ＶＬ ・・・・・
・・・・・・・αυこの０９式を満足するためには、こ
れら（９）〜αυ式より ２ （Ｒａ１ ＋ Ｒａ２ ）”＝ Ｇ几
・・・・・・・・・・・・０（ＶＨ＋ＶＬ）
（Ｒ＋Ｒｃ ）（Ｒａ１＋Ｒａ２ ）＝２ＲＶｃｃ（Ｒ
ａＩ十Ｒ−１２）−＋ＧＲＲＣＶＫ ・・・・・・
α国が導びかれ、＜１３１式においてに一＋ωにする
と、１２１式と１式からＶＫは（８）式に一致する。従
って輪式とα４式を満すように夫々の回路定数が定めら
れる。
）式を満すための条件について考察する。まず、ダイオ
ード０がオフのとき接続中点Ｐの最終値Ｖｘ （第１の
電圧に相当する）は、直流電源電圧ＶＣＣと制御電圧Ｖ
Ｃを抵抗器Ｒとｋの抵抗比Ｒ：Ｒｃに内分した電圧にな
るから、 一方、ダイオードＤがオンのときの接続中点Ｐの最終値
Ｖｐ−は、 αα式において、ＧはトランジスタＱ１．Ｑ２を流れる
エミッタ電流の比で、Ｇ＝２．６程度である。発振出力
ＰＯのデユーチーが５０％となるには、（４）式を満足
しなければならないから、 Ｖｚ ＋Ｖｐｏｏ ＝ＶＨ＋ ＶＬ ・・・・・
・・・・・・・αυこの０９式を満足するためには、こ
れら（９）〜αυ式より ２ （Ｒａ１ ＋ Ｒａ２ ）”＝ Ｇ几
・・・・・・・・・・・・０（ＶＨ＋ＶＬ）
（Ｒ＋Ｒｃ ）（Ｒａ１＋Ｒａ２ ）＝２ＲＶｃｃ（Ｒ
ａＩ十Ｒ−１２）−＋ＧＲＲＣＶＫ ・・・・・・
α国が導びかれ、＜１３１式においてに一＋ωにする
と、１２１式と１式からＶＫは（８）式に一致する。従
って輪式とα４式を満すように夫々の回路定数が定めら
れる。
ところで、上述した実施例では第１の電圧従って制御電
圧ＶＣと共に、第４の電圧Ｖｐｏｏを同時に変化させて
（４）式を満すように構成したが、第１の電圧を固定す
る代シに、制御電圧ＶＣに応じて第２及び第３の電圧（
第１及び第２のスレッショールド電圧）等を変更するこ
とによっても（４）式を満足させることができる。
圧ＶＣと共に、第４の電圧Ｖｐｏｏを同時に変化させて
（４）式を満すように構成したが、第１の電圧を固定す
る代シに、制御電圧ＶＣに応じて第２及び第３の電圧（
第１及び第２のスレッショールド電圧）等を変更するこ
とによっても（４）式を満足させることができる。
第１１図はその具体例である。第１及び第２のスレッシ
ョールドレベルＶＨ＋ＶＬｔ制御−する＊め、この例で
はシュミット回路翰を構成するトランジスタＱ２ 、Ｑ
ａの各コレクタ抵抗”ｚｔ”ｙがレベルシフト用のトラ
ンジスタＱ８に接続されると共に、そのベース電位は、
制御電圧ＶＣによりコントロールされる制御トランジス
タＱ７のコレクタ電位によって制御される。そして、こ
の制御電圧ＶＣによってさらに定電流源（２）が制御さ
れる。この定電流源（２）も電流制御戯である。
ョールドレベルＶＨ＋ＶＬｔ制御−する＊め、この例で
はシュミット回路翰を構成するトランジスタＱ２ 、Ｑ
ａの各コレクタ抵抗”ｚｔ”ｙがレベルシフト用のトラ
ンジスタＱ８に接続されると共に、そのベース電位は、
制御電圧ＶＣによりコントロールされる制御トランジス
タＱ７のコレクタ電位によって制御される。そして、こ
の制御電圧ＶＣによってさらに定電流源（２）が制御さ
れる。この定電流源（２）も電流制御戯である。
なお、この例では定電流源（２）に対し、分流用の固定
定電流源α均が接続されている。
定電流源α均が接続されている。
この実施例において、トランジスタＱ３がオンするレベ
ル、すなわち第１のスレッショールドレベルｖＨと、ト
ランジスタＱ３がオフするレベルすなわち８ｇ２のスレ
ッショールドレベルＶＬは次のヨウになる。
ル、すなわち第１のスレッショールドレベルｖＨと、ト
ランジスタＱ３がオフするレベルすなわち８ｇ２のスレ
ッショールドレベルＶＬは次のヨウになる。
ただし、 ＶＢＥ５ ＝ＶＢＥ６ ＝ＶＢＥ８ ＝ｖａ
ｇＶＬ ＝ ＶＨ−Ｒｚｌａ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・αｅまた
、定電流源（２）は制御電流Ｉｘと同じ電流が定電流Ｔ
２Ａとして流れ、制御電流工ｘは、で与えられるから、
トランジスタＱ６がないときのトランジスタＱ３の最小
の一ペース電位（コンデンサＣの端子電圧）は上述の場
合と同じ（Ｖｐｏ＝＋であり、とのＶｐＯｏは これらα９〜１Ｊ８１式より明らかなように第１及び第
２のスレッショールドレベル■Ｈ１ｖＬ及ヒ接続中点Ｐ
の端子電圧（最終値） Ｖｐｃｏはいずれも制御電圧Ｖ
Ｃによって変化する。例えば、制御電圧ＶＣを上げると
、第１２図に示すように第１及び第２のスレッショール
ドレベルは夫々Ｖ７．ＶＬ’まで下がると共に、福子電
圧の最終値もｖＰｄに下がるから、発振出力Ｐｏ （第
１２図Ｂ）は同図Ｃのように周期がＴからＹに短かくな
って発振周波数が高くなる。
ｇＶＬ ＝ ＶＨ−Ｒｚｌａ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・αｅまた
、定電流源（２）は制御電流Ｉｘと同じ電流が定電流Ｔ
２Ａとして流れ、制御電流工ｘは、で与えられるから、
トランジスタＱ６がないときのトランジスタＱ３の最小
の一ペース電位（コンデンサＣの端子電圧）は上述の場
合と同じ（Ｖｐｏ＝＋であり、とのＶｐＯｏは これらα９〜１Ｊ８１式より明らかなように第１及び第
２のスレッショールドレベル■Ｈ１ｖＬ及ヒ接続中点Ｐ
の端子電圧（最終値） Ｖｐｃｏはいずれも制御電圧Ｖ
Ｃによって変化する。例えば、制御電圧ＶＣを上げると
、第１２図に示すように第１及び第２のスレッショール
ドレベルは夫々Ｖ７．ＶＬ’まで下がると共に、福子電
圧の最終値もｖＰｄに下がるから、発振出力Ｐｏ （第
１２図Ｂ）は同図Ｃのように周期がＴからＹに短かくな
って発振周波数が高くなる。
さて、この実施例では第１の電圧は直流電源電圧ＶＣＣ
であるから、この実施例におけるデュテー５０％の条件
は であシ、この条件が制御電圧ＶＣによらず成立するため
には、以下述べるような関係式を満す必要がある。
であるから、この実施例におけるデュテー５０％の条件
は であシ、この条件が制御電圧ＶＣによらず成立するため
には、以下述べるような関係式を満す必要がある。
すなわち、σ環式より
ＶＰＯ） ＝ ＶＨ＋ ＶＬ −ＶＣＣ・・・・・・・
・・・・・・・・■であり、これにα！１９ｔａｅ式を
代入したものと、０１０式が恒等式でおるためには １（、＝２ｆｌ、３ ・・・・
・・・・・・・・・・・ＣＪＩ）ただし、Ｉ ＝ Ｉａ
＝ Ｉｂとする。
・・・・・・・・■であり、これにα！１９ｔａｅ式を
代入したものと、０１０式が恒等式でおるためには １（、＝２ｆｌ、３ ・・・・
・・・・・・・・・・・ＣＪＩ）ただし、Ｉ ＝ Ｉａ
＝ Ｉｂとする。
でなければならない。すなわち、Ｑυ、（２）式を満足
するように各定数を選定すれば、いかなる発振周波数に
おいてもデユーチー５０％の発振出力ＰＯを得ることが
できる。
するように各定数を選定すれば、いかなる発振周波数に
おいてもデユーチー５０％の発振出力ＰＯを得ることが
できる。
以上説明したように、この発明によれば、高周波特性を
劣化させることなく、周波数可変範囲内での発振出力の
デユーチーを常に５０％にすることができる。捉って、
この発明は上述したように高調波成分をあまシ含まない
発振出力を必要とするジャンピング補正回路のＰＬＬ用
■ＣＯ等に適用して極めて好適である。
劣化させることなく、周波数可変範囲内での発振出力の
デユーチーを常に５０％にすることができる。捉って、
この発明は上述したように高調波成分をあまシ含まない
発振出力を必要とするジャンピング補正回路のＰＬＬ用
■ＣＯ等に適用して極めて好適である。
第１図は従来の可変発振器の一例を示す系統図、第２図
はその動作説明図、第３図は従来の可変発振器の他の例
を示す系統図、第４図はその動作説明図、第５図はこの
発明に係る可変発振器の原理的説明に供する系統図、第
６図は電流制御型定電流源の一例の接続図、第７図は第
５図の動作説明よ、゛あ８．．１．９つ。、あ５い。〜
、−１，１゜図は第５図の具体的接続の一例を示す接続
図、第１１図はこの発明の他の具体例を示す第１０図と
同様な接続図、＠ １’ ２図はその動作説明図でおる
。 顛は可変発振器、（５）は時定数回路、（２）は可変定
電流源、翰はシュミット回路、ＶＣは制御電圧、ｓｗＢ
はスイッチでおる。 第３り１ 第４図 第１０図 手続補正書 １、参件の表示 昭和！Ｓ６年特許願第 ２０１１１８ 号２、発明
の名称 可変発振器 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 ６、補正により増加する発明の数 （１３明細書中、第３ｊ［２〜３行「特性と・・・・・
ｖＬを」を「電流」に訂正する。 （２）同、第５頁１１行及び１７行「定電流源（２）」
の次に「の制御端子」を夫々加入する。 （３）同、第８）ｊ６行及びｊ１９Ｊ［１行「この回路
」を夫々「ｖＣＯ」に訂正する。 （４）同、第８ｊｉｉｌＳ行「ｖｏ」の次忙「とｖｃノ
和」を加入する。 （５） 同、第９頁６行「顛」を「翰」忙訂正する。 （６）同、ｓｉ２頁９行「Ｑ２」を「Ｑ４」に訂正する
。 （７）同、Ｋ １ａ Ｒ，Ｃｌｓ式中ｒ ＶＢＩＣ６Ｊ
ヲｒＶｎｇｙ Ｊに訂正する。 （８）同、同ｊｊ ５ 行ｒ ＶＢＢｓ Ｊ ヲｒＶｎ
ｇｙ Ｊ Ｋ訂正する。 （９）同、同１［８行［Ｔ２Ａ Ｊなｒ ｌ５ＡＪに訂
正する。 四 図面中、第１図〜第３図、第５図及び第１Ｏ図を夫
々別紙のよう忙訂正する。 以 上
はその動作説明図、第３図は従来の可変発振器の他の例
を示す系統図、第４図はその動作説明図、第５図はこの
発明に係る可変発振器の原理的説明に供する系統図、第
６図は電流制御型定電流源の一例の接続図、第７図は第
５図の動作説明よ、゛あ８．．１．９つ。、あ５い。〜
、−１，１゜図は第５図の具体的接続の一例を示す接続
図、第１１図はこの発明の他の具体例を示す第１０図と
同様な接続図、＠ １’ ２図はその動作説明図でおる
。 顛は可変発振器、（５）は時定数回路、（２）は可変定
電流源、翰はシュミット回路、ＶＣは制御電圧、ｓｗＢ
はスイッチでおる。 第３り１ 第４図 第１０図 手続補正書 １、参件の表示 昭和！Ｓ６年特許願第 ２０１１１８ 号２、発明
の名称 可変発振器 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 ６、補正により増加する発明の数 （１３明細書中、第３ｊ［２〜３行「特性と・・・・・
ｖＬを」を「電流」に訂正する。 （２）同、第５頁１１行及び１７行「定電流源（２）」
の次に「の制御端子」を夫々加入する。 （３）同、第８）ｊ６行及びｊ１９Ｊ［１行「この回路
」を夫々「ｖＣＯ」に訂正する。 （４）同、第８ｊｉｉｌＳ行「ｖｏ」の次忙「とｖｃノ
和」を加入する。 （５） 同、第９頁６行「顛」を「翰」忙訂正する。 （６）同、ｓｉ２頁９行「Ｑ２」を「Ｑ４」に訂正する
。 （７）同、Ｋ １ａ Ｒ，Ｃｌｓ式中ｒ ＶＢＩＣ６Ｊ
ヲｒＶｎｇｙ Ｊに訂正する。 （８）同、同ｊｊ ５ 行ｒ ＶＢＢｓ Ｊ ヲｒＶｎ
ｇｙ Ｊ Ｋ訂正する。 （９）同、同１［８行［Ｔ２Ａ Ｊなｒ ｌ５ＡＪに訂
正する。 四 図面中、第１図〜第３図、第５図及び第１Ｏ図を夫
々別紙のよう忙訂正する。 以 上
Claims (1)
- 直列接続された抵抗器とコンデンサの時定数回路を有し
、上記抵抗器は第１の電圧をもつ電圧源に１７＆絖され
、上記コンデンサにはこれと並列に電流源が接続される
と共に、第２の電圧と第３の電圧の２つのスレッショー
ルド電圧をもつシュミット回路が接続され、このシュミ
ット回路の出力で上記電流源が制御されて上記コンデン
サの電荷が放電されるようになされ、この電荷が無限大
時間放電したときの上、記コンデンサの１子電圧を第４
の電圧としたとき、上記第１の電圧と第４の電圧の和が
上記第２の電圧と第３の電圧の和に等しくなるようにし
たことを特徴とする可変発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56202318A JPS58103221A (ja) | 1981-12-15 | 1981-12-15 | 可変発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56202318A JPS58103221A (ja) | 1981-12-15 | 1981-12-15 | 可変発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58103221A true JPS58103221A (ja) | 1983-06-20 |
| JPH0338772B2 JPH0338772B2 (ja) | 1991-06-11 |
Family
ID=16455554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56202318A Granted JPS58103221A (ja) | 1981-12-15 | 1981-12-15 | 可変発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58103221A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6195604A (ja) * | 1984-10-16 | 1986-05-14 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御形発振器 |
| JPS61159813A (ja) * | 1984-12-31 | 1986-07-19 | Rohm Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| US4808658A (en) * | 1986-02-13 | 1989-02-28 | Hoechst Ag | Aminourethanes, preparation and use thereof |
| JP2009510995A (ja) * | 2005-10-03 | 2009-03-12 | リニアー テクノロジー コーポレイション | 固定された周波数動作におけるスイッチングレギュレータのデューティサイクル制御 |
-
1981
- 1981-12-15 JP JP56202318A patent/JPS58103221A/ja active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6195604A (ja) * | 1984-10-16 | 1986-05-14 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御形発振器 |
| JPS61159813A (ja) * | 1984-12-31 | 1986-07-19 | Rohm Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| JPH0342010B2 (ja) * | 1984-12-31 | 1991-06-25 | ||
| US4808658A (en) * | 1986-02-13 | 1989-02-28 | Hoechst Ag | Aminourethanes, preparation and use thereof |
| JP2009510995A (ja) * | 2005-10-03 | 2009-03-12 | リニアー テクノロジー コーポレイション | 固定された周波数動作におけるスイッチングレギュレータのデューティサイクル制御 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0338772B2 (ja) | 1991-06-11 |
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