JPS5977719A - 発振器 - Google Patents
発振器Info
- Publication number
- JPS5977719A JPS5977719A JP18842382A JP18842382A JPS5977719A JP S5977719 A JPS5977719 A JP S5977719A JP 18842382 A JP18842382 A JP 18842382A JP 18842382 A JP18842382 A JP 18842382A JP S5977719 A JPS5977719 A JP S5977719A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- transistor
- triangular wave
- current
- oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は電子機器等に用いられる発振器、特に電源変動
に対する発振周波数の変化係数に、所望する値をもたせ
ることができ、しかも半導体集積化に好適な回路構成を
もつ発振器に関する。
に対する発振周波数の変化係数に、所望する値をもたせ
ることができ、しかも半導体集積化に好適な回路構成を
もつ発振器に関する。
従来例の構成とその問題点
たとえば、テレビジョン受像機の水平発振器が水平画像
を形成する機能を有することは詳述するまでもなく周知
である。この水平発振器に望まれることの１つとして、
その発振周波数の電源変動による変化ができうるかぎり
零に近いものであることがあげられる。発振周波数の変
化は水平引込み範囲内であるならば水平画像は正常に同
期されるが、中心発振周波数（ＮＴＳＣでは略１５．７
ＫＨｚ ）から遠ざかるにつれて、水平画像の位置が
右側若しくは左側に寄ってしまい、場合によっては所望
する画像が画面から外れる不都合を招来させることとな
る。
を形成する機能を有することは詳述するまでもなく周知
である。この水平発振器に望まれることの１つとして、
その発振周波数の電源変動による変化ができうるかぎり
零に近いものであることがあげられる。発振周波数の変
化は水平引込み範囲内であるならば水平画像は正常に同
期されるが、中心発振周波数（ＮＴＳＣでは略１５．７
ＫＨｚ ）から遠ざかるにつれて、水平画像の位置が
右側若しくは左側に寄ってしまい、場合によっては所望
する画像が画面から外れる不都合を招来させることとな
る。
壕だ、テレビジョン受像機のスイッチのオンＯオフ時に
生じる耳ざわＶな発振音は、発振周波数の電源電圧特性
に起因するものであり、電源電圧が低いときであっても
、発振周波数は中心発振周波数に近いことが望まれる。
生じる耳ざわＶな発振音は、発振周波数の電源電圧特性
に起因するものであり、電源電圧が低いときであっても
、発振周波数は中心発振周波数に近いことが望まれる。
発明の目的
本発明は上記の不都合を克服するためになされたもので
あって、各種の回路素子全半導体集積回路内へ作り込ん
だ場合、同一基板上の隣接する部分に同種の回路素子の
作り込みがなされていると、これらの素子間は均一した
特性が得られることの事実確認をふまえ、この特長を発
揮させることができる回路構成によって、理想的な発振
器を提供することを目的とする０ 発明の構成 本発明の発振器は、バイアス供給手段中の回路要素であ
るトランジスタのエミッタと接地間に接続される可変抵
抗によって定められる電流で作動するカレントミラー回
路と、このカレントミラー回路の出力電流を切換える切
換スイッチ手段と、前記出力電流によって充電および放
電させられる発振用コンデンサと、この発振用コンデン
サに生じる三角波電圧の振幅値を定め、かつ、前記バイ
アス供給手段と同一電源に接続されるレベル設定手段と
で構成されるとともに、前記トランジスタのエミッタに
取り出される直流電圧値と前記三角波電圧の振幅値が所
定の関係比を有するものである。
あって、各種の回路素子全半導体集積回路内へ作り込ん
だ場合、同一基板上の隣接する部分に同種の回路素子の
作り込みがなされていると、これらの素子間は均一した
特性が得られることの事実確認をふまえ、この特長を発
揮させることができる回路構成によって、理想的な発振
器を提供することを目的とする０ 発明の構成 本発明の発振器は、バイアス供給手段中の回路要素であ
るトランジスタのエミッタと接地間に接続される可変抵
抗によって定められる電流で作動するカレントミラー回
路と、このカレントミラー回路の出力電流を切換える切
換スイッチ手段と、前記出力電流によって充電および放
電させられる発振用コンデンサと、この発振用コンデン
サに生じる三角波電圧の振幅値を定め、かつ、前記バイ
アス供給手段と同一電源に接続されるレベル設定手段と
で構成されるとともに、前記トランジスタのエミッタに
取り出される直流電圧値と前記三角波電圧の振幅値が所
定の関係比を有するものである。
実施例の説明
本発明の実施例を以下図面によって説明する。
第１図は本発明の発振器の構成を示し、第２図は第１図
で示す発振器の要部の動作波形図を示す。
で示す発振器の要部の動作波形図を示す。
電源端子１，２にそれぞれ■１．■２の大きさの電源電
圧が与えられると、発振周波数制御端子３には次式に示
される直流電圧■３が生じる。
圧が与えられると、発振周波数制御端子３には次式に示
される直流電圧■３が生じる。
ここで（１）式を導くにあたって、トランジスタＱ１゜
Ｑ２．Ｑ３およびＱ４のベース・エミッタ間電圧はすべ
て等しいとし、かつその値２Ｖｄとした。発振周波数制
御端子３に（１）式に示される電圧ｖ３が生じると、ト
ランジスタＱ４のエミッタ電流”Ｅ４は電圧ｖ３と可変
抵抗Ｒ１２によって定められることとなる。さらに第１
図の回路に用いられるすべてのトランジスタの電流増幅
率を無限大と仮定するならば次に述べるようなことが成
り立つ０トランジスタＱ４のエミッタ電流工Ｅ４とコレ
クタ電流ＩＣ４は等しくなり、コレクタ電流ＩＣ４はト
ランジスタＱ５．Ｑ６のエミッタ電流の代数和となる。
Ｑ２．Ｑ３およびＱ４のベース・エミッタ間電圧はすべ
て等しいとし、かつその値２Ｖｄとした。発振周波数制
御端子３に（１）式に示される電圧ｖ３が生じると、ト
ランジスタＱ４のエミッタ電流”Ｅ４は電圧ｖ３と可変
抵抗Ｒ１２によって定められることとなる。さらに第１
図の回路に用いられるすべてのトランジスタの電流増幅
率を無限大と仮定するならば次に述べるようなことが成
り立つ０トランジスタＱ４のエミッタ電流工Ｅ４とコレ
クタ電流ＩＣ４は等しくなり、コレクタ電流ＩＣ４はト
ランジスタＱ５．Ｑ６のエミッタ電流の代数和となる。
いま、トランジスタＱ６が遮断状態におかれ、トランジ
スタＱ６が導通状態であるならば、コレクタ電流ＩＣ４
はトランジスタＱ５のコレクタ電流”Ｃｓと等しい。さ
らにこのコレクタ電流”ＣｓはトランジスタＱ８のコレ
クタ電流ＩＣ８と等しくなる。
スタＱ６が導通状態であるならば、コレクタ電流ＩＣ４
はトランジスタＱ５のコレクタ電流”Ｃｓと等しい。さ
らにこのコレクタ電流”ＣｓはトランジスタＱ８のコレ
クタ電流ＩＣ８と等しくなる。
トランジスタＱ８が導通すると、同トランジスタとベー
スを共通とするトランジスタＱ９が導通し、そのコレク
タ電流Ｉｃ９で発振用コンデンサＣ０８Ｃが充電される
。なお、コレクタ電流ＩＣ９はトランジスタＱ６が前に
も述べたように遮断状態になっているため、そのコレク
タ電流ＩＣ６とはならない。
スを共通とするトランジスタＱ９が導通し、そのコレク
タ電流Ｉｃ９で発振用コンデンサＣ０８Ｃが充電される
。なお、コレクタ電流ＩＣ９はトランジスタＱ６が前に
も述べたように遮断状態になっているため、そのコレク
タ電流ＩＣ６とはならない。
発振用コンデンサＣｏ５ｃが充電されるレベルはトラン
ジスタΩ１１のベースに与えられる最大電圧値即ちＶＨ
までであバｖＨは電源電圧ｖ２と等しく設定されている
。充電レベルがＶＨ（＝Ｖ２）まで燵すると、トランジ
スタＱ１ｏが導通し、同時にトランジスタＱ１２．Ｑ１
３およびＱ１４が導通する。
ジスタΩ１１のベースに与えられる最大電圧値即ちＶＨ
までであバｖＨは電源電圧ｖ２と等しく設定されている
。充電レベルがＶＨ（＝Ｖ２）まで燵すると、トランジ
スタＱ１ｏが導通し、同時にトランジスタＱ１２．Ｑ１
３およびＱ１４が導通する。
トランジスタＱ１４が飽和状態で導通すると、そのコレ
クタ電圧は略零となる。この時のトランジスタＱ１１の
ベース電圧ｖＬとすると、ｖＬは次式で示される。
クタ電圧は略零となる。この時のトランジスタＱ１１の
ベース電圧ｖＬとすると、ｖＬは次式で示される。
また、トランジスタＱ１６のベースはトランジスタＱ１
４のコレクタと共通でろって、この電圧は略零であるこ
とから、トランジスタＱ１５のエミッタにつながれるト
ランジスタＱ６のエミッタにつながれるトランジスタＱ
６のベースには導通するに足りる電圧が与えられず、し
たがって、トランジスりＣ５は遮断され、一方、トラン
ジスタＱ６が導通状態になるＯトランジスタＱ６のベー
スには抵抗Ｒ６，Ｒ７で定められる直流電圧■６が常時
与えられている。トランジスタＱ６が導通すると、発振
用コンデンサＣ０３Ｃに充電された電荷はトランジスタ
Ｑ６のコレクタ電流ＩＣ６として放電される０この放電
されるレベルは、トランジスタ０１１のベースに与えら
れる最小電圧値即ち、（２）式で示した電圧ｖＬまでで
ある。
４のコレクタと共通でろって、この電圧は略零であるこ
とから、トランジスタＱ１５のエミッタにつながれるト
ランジスタＱ６のエミッタにつながれるトランジスタＱ
６のベースには導通するに足りる電圧が与えられず、し
たがって、トランジスりＣ５は遮断され、一方、トラン
ジスタＱ６が導通状態になるＯトランジスタＱ６のベー
スには抵抗Ｒ６，Ｒ７で定められる直流電圧■６が常時
与えられている。トランジスタＱ６が導通すると、発振
用コンデンサＣ０３Ｃに充電された電荷はトランジスタ
Ｑ６のコレクタ電流ＩＣ６として放電される０この放電
されるレベルは、トランジスタ０１１のベースに与えら
れる最小電圧値即ち、（２）式で示した電圧ｖＬまでで
ある。
すなわち、トランジスタＱ のベース電圧ｖ６カ、トラ
ンジスタＱ６のベース電圧ｖ６ より高い電圧の期間に
あっては、発振用コンデンサＣ０８Ｃが充電され、■５
がｖ６より低い電圧の期間にあっては、コンデンサＣ０
３Ｃに充電された電荷が放電されるように、Ｃ６および
Ｃ６の動作が切換えられる。
ンジスタＱ６のベース電圧ｖ６ より高い電圧の期間に
あっては、発振用コンデンサＣ０８Ｃが充電され、■５
がｖ６より低い電圧の期間にあっては、コンデンサＣ０
３Ｃに充電された電荷が放電されるように、Ｃ６および
Ｃ６の動作が切換えられる。
上記の動作全線り返して、発振用端子４即ち発振用コン
デンサＣｏ５ｃの両端には第２図（ａ）に示される三角
波電圧が発生し、壕だトランジスタＱ１６のエミッタ（
Ｃ５のベース）には同図（ｂ）に示される矩形波パルス
が導出される。
デンサＣｏ５ｃの両端には第２図（ａ）に示される三角
波電圧が発生し、壕だトランジスタＱ１６のエミッタ（
Ｃ５のベース）には同図（ｂ）に示される矩形波パルス
が導出される。
ここで、三角波電圧の振幅値ｖｏ全求めてみると、第２
図（−）から明らかなように、Ｖｏ＝ＶＨ−ＶＬとなる
。さらにｖＨ＝ｖ２であることと、（２）式のｖＬＯ値
からｖｏを求めると次式が成立する。
図（−）から明らかなように、Ｖｏ＝ＶＨ−ＶＬとなる
。さらにｖＨ＝ｖ２であることと、（２）式のｖＬＯ値
からｖｏを求めると次式が成立する。
また、三角波電圧の１１は発振用コンデンサＣｏ５ｃの
充電時間を、ｔ２は放電時間を表わす。
充電時間を、ｔ２は放電時間を表わす。
同図にはｔｌ〉ｔ２即ち充電時間ｔ１ が放電時間より
も長い三角波を例示したが、ｔｌとｔ２ の長さの関係
は抵抗Ｒ４とＲＥｐ抵抗比によって自在に設定できるも
のである。
も長い三角波を例示したが、ｔｌとｔ２ の長さの関係
は抵抗Ｒ４とＲＥｐ抵抗比によって自在に設定できるも
のである。
次に、発振周波数ｆＨＱ’Ｌ求めてみる。ｆＨｏは次式
で示されることが周知である。
で示されることが周知である。
ところで、充電時間ｔ１は、Ｃｏ５ｃ−ｖｏ／ＩＣ９、
一方、放電時間ｔ２は、Ｃ０８ｃ−ｖＯ／ＩＣ４として
あられされ、壕だ、コレクタ電流ＩＣ９は、抵抗Ｒ４と
Ｒ５との比Ｒ４／Ｒ５２ａとすると、Ｖ３・α／Ｒ１２
、コレクタ電流ＩＣ４はｖ３／Ｒ１２としてあられされ
る。したがって、ｔ１ヲあられす式の分母”Ｃ９とｔ２
に６られす式の分母”Ｃ４に■３・α／Ｒ１２とｖ３／
Ｒ１２全それぞれ代入し、サラニｔ１トｔ２？：（４）
式に代入して発振周波数ｆＨ（ｉｔ求めると次式力；得
られる。
一方、放電時間ｔ２は、Ｃ０８ｃ−ｖＯ／ＩＣ４として
あられされ、壕だ、コレクタ電流ＩＣ９は、抵抗Ｒ４と
Ｒ５との比Ｒ４／Ｒ５２ａとすると、Ｖ３・α／Ｒ１２
、コレクタ電流ＩＣ４はｖ３／Ｒ１２としてあられされ
る。したがって、ｔ１ヲあられす式の分母”Ｃ９とｔ２
に６られす式の分母”Ｃ４に■３・α／Ｒ１２とｖ３／
Ｒ１２全それぞれ代入し、サラニｔ１トｔ２？：（４）
式に代入して発振周波数ｆＨ（ｉｔ求めると次式力；得
られる。
（５）式において、αは上記のように抵抗Ｒ４とＲ５の
抵抗比を表わす係数であって、α、＝Ｒ４／Ｒ５である
。
抵抗比を表わす係数であって、α、＝Ｒ４／Ｒ５である
。
（５）式のｆＨｏの導出式において、電源電圧ｖ２に依
存するものはｖ３とｖＯ′ｔ′あって、他はｖ２の変動
に影響を受けないことが明らかである。また、電源電圧
ｖ１の変動はｆＨｏの変化に関与しないことも明らかで
ある。
存するものはｖ３とｖＯ′ｔ′あって、他はｖ２の変動
に影響を受けないことが明らかである。また、電源電圧
ｖ１の変動はｆＨｏの変化に関与しないことも明らかで
ある。
次に、ｖ３の変化量に対するｆＨｏの変化量およびｖｏ
の変化量に対するｆＨＯの変化量を求めてみる。これら
の値は（５）式から導出でき、次式で表わせられる。
の変化量に対するｆＨＯの変化量を求めてみる。これら
の値は（５）式から導出でき、次式で表わせられる。
ここで、δｆＨＱ／δ■０をδｆＨｏ／δｖ３を用いて
表わすならば、（６） 、（７）式の関係から明らかな
ように、次式で表わすことができる０ 即ち、（８）式から明らかなように、ｖ３とｖＯを等し
く設定ｊるならば、ｖ３とＶ。の変化量に対するｆＨｏ
の変化量の絶対値を等しくすることが可能となるｏした
がって、電源電圧ｖ２の変動に対してのｖ３の変化量と
ＶＯの変化量が等しくなるような回路構成を採るならば
、■２の変動に対してのｆＨｏの変化は生じないものと
なる０上記の条件を得るだめの、ｖ３とｖＯの設定につ
いてさらに具体的な説明を行う０ まず、（１）式において、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／
３に設定まるならば、ｖ３＝ｖ２／３となシ、ｖ２の３
分の１の直流電圧が発振周波数制御端子３に生じる０ 次に（３）式において、Ｒ９／（Ｒ８＋Ｒ９）＝２／３
に選フナらば、■ｏ＝ｖ２／３となシ、Ｖ□ ｆ Ｖ
ｓ （！： 同じ値に設定することができる。即ち、
Ｒ１，Ｒ２およびＲ８，Ｒ９の抵抗比を定めることで、
ｖｏとｖ３の値を等しく選ぶことが容易となる。さらに
これら抵抗が半導体集積回路に作り込まれる場合には、
両者の抵抗比を比較的容易に所望する値とすることがで
き、また半導体基板内の隣接する部分にこれらの抵抗を
配置するならば、さらに高い精度で抵抗比が得られる。
表わすならば、（６） 、（７）式の関係から明らかな
ように、次式で表わすことができる０ 即ち、（８）式から明らかなように、ｖ３とｖＯを等し
く設定ｊるならば、ｖ３とＶ。の変化量に対するｆＨｏ
の変化量の絶対値を等しくすることが可能となるｏした
がって、電源電圧ｖ２の変動に対してのｖ３の変化量と
ＶＯの変化量が等しくなるような回路構成を採るならば
、■２の変動に対してのｆＨｏの変化は生じないものと
なる０上記の条件を得るだめの、ｖ３とｖＯの設定につ
いてさらに具体的な説明を行う０ まず、（１）式において、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／
３に設定まるならば、ｖ３＝ｖ２／３となシ、ｖ２の３
分の１の直流電圧が発振周波数制御端子３に生じる０ 次に（３）式において、Ｒ９／（Ｒ８＋Ｒ９）＝２／３
に選フナらば、■ｏ＝ｖ２／３となシ、Ｖ□ ｆ Ｖ
ｓ （！： 同じ値に設定することができる。即ち、
Ｒ１，Ｒ２およびＲ８，Ｒ９の抵抗比を定めることで、
ｖｏとｖ３の値を等しく選ぶことが容易となる。さらに
これら抵抗が半導体集積回路に作り込まれる場合には、
両者の抵抗比を比較的容易に所望する値とすることがで
き、また半導体基板内の隣接する部分にこれらの抵抗を
配置するならば、さらに高い精度で抵抗比が得られる。
第１図に示した回路のバイアス供給手段においては、ト
ランジスタＱ１．Ｑ２およびＱ３ の３個で構成された
ために、Ｒ１とＲ２の抵抗比が２：１に設定されたが、
上記のトランジスタが４個で構成された場合には、Ｒ２
／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／４に設定し、さらに、Ｒ９／（
Ｒ８＋Ｒ９）＝３／４ に設定するならば、ｖ３とｖ
ｏを等しく設定することができる。
ランジスタＱ１．Ｑ２およびＱ３ の３個で構成された
ために、Ｒ１とＲ２の抵抗比が２：１に設定されたが、
上記のトランジスタが４個で構成された場合には、Ｒ２
／（Ｒ１＋Ｒ２）＝１／４に設定し、さらに、Ｒ９／（
Ｒ８＋Ｒ９）＝３／４ に設定するならば、ｖ３とｖ
ｏを等しく設定することができる。
以上に述べたことは、発振周波数ｆＨｏの電源変動を極
力零に近づけることを意図したものであるが、電源変動
に対するｆＨｏの変化に所望する傾きをもだせることも
容易である。即ち、（６） 、 （７）式より明らかな
ように、δｆＨｏ／δｖ３をδｆＨｏ／δｖ。
力零に近づけることを意図したものであるが、電源変動
に対するｆＨｏの変化に所望する傾きをもだせることも
容易である。即ち、（６） 、 （７）式より明らかな
ように、δｆＨｏ／δｖ３をδｆＨｏ／δｖ。
よシ太きくなるように選ぶならば、正の変化係数が得ら
れる。逆に、δｆＨｏ／δｖｏをδｆＨｏ／δｖ３よシ
大きくなるように選ぶならば、負の変化係数が得られる
。
れる。逆に、δｆＨｏ／δｖｏをδｆＨｏ／δｖ３よシ
大きくなるように選ぶならば、負の変化係数が得られる
。
なお本発明の発振器は、テレビジョン受像機の水平発振
器に限定されるものでなく、電子機器全般の発振器とし
て用いられることは明らかである。
器に限定されるものでなく、電子機器全般の発振器とし
て用いられることは明らかである。
発明の詳細
な説明したように、本発明の発振器は、これを半導体集
積回路化することによって、半導体集積回路特有の利点
を十分に発揮させる回路構成を有し、とりわけ、発振周
波数制御端子の直流電圧値と、発振用コンデンサに生じ
る三角波電圧の振幅値との間に所望する関係比をもたせ
ることにょって、発振周波数の電源電圧依存性を自在に
設定できるので、発振器の用途を大幅に拡大する効果も
奏する。
積回路化することによって、半導体集積回路特有の利点
を十分に発揮させる回路構成を有し、とりわけ、発振周
波数制御端子の直流電圧値と、発振用コンデンサに生じ
る三角波電圧の振幅値との間に所望する関係比をもたせ
ることにょって、発振周波数の電源電圧依存性を自在に
設定できるので、発振器の用途を大幅に拡大する効果も
奏する。
第１図は本発明にかかる発振器の一実施例を示す図、第
２図はその要部動作波形図である。 １．２・・・・・・電源端子、３・・・・・・発振周波
数制御端子、４・・・・・・発振用端子、Ｑｌ、Ｑ２．
Ｑ３ρ４・・・・・・バイアス供給手段用トランジスタ
、Ｑ６゜Ｑ ・・・・・・差動増幅器、Ｑ７．Ｑ８．Ｑ
９・・・・・・ カレントミラー回路用トランジスタ、
Ｑｌ。、Ｑ、１．Ｑ１２゜Ｑ１３．Ｑ１４．Ｑｌ、・・
・・・・切換スイッチ手段用トランジスタ、ＲＲＲ・・
・・・・バイアス供給手段１ り ２ツ ３ 用抵抗、Ｒ４，Ｒ５１１１１１１１１１１１１１１力レ
ントミラー回路用抵抗、Ｒ６，Ｒ７，、、、、、バイア
ス抵抗、Ｒ８１Ｒ９＋Ｒ１０１Ｒ１１・・・・・・切換
スイッチ手段用抵抗、Ｒ１２・・・・・・可変抵抗、Ｃ
ｏ５ｃ・・・・・溌振用コンデンサ。
２図はその要部動作波形図である。 １．２・・・・・・電源端子、３・・・・・・発振周波
数制御端子、４・・・・・・発振用端子、Ｑｌ、Ｑ２．
Ｑ３ρ４・・・・・・バイアス供給手段用トランジスタ
、Ｑ６゜Ｑ ・・・・・・差動増幅器、Ｑ７．Ｑ８．Ｑ
９・・・・・・ カレントミラー回路用トランジスタ、
Ｑｌ。、Ｑ、１．Ｑ１２゜Ｑ１３．Ｑ１４．Ｑｌ、・・
・・・・切換スイッチ手段用トランジスタ、ＲＲＲ・・
・・・・バイアス供給手段１ り ２ツ ３ 用抵抗、Ｒ４，Ｒ５１１１１１１１１１１１１１１力レ
ントミラー回路用抵抗、Ｒ６，Ｒ７，、、、、、バイア
ス抵抗、Ｒ８１Ｒ９＋Ｒ１０１Ｒ１１・・・・・・切換
スイッチ手段用抵抗、Ｒ１２・・・・・・可変抵抗、Ｃ
ｏ５ｃ・・・・・溌振用コンデンサ。
Claims (3)
- （１）バイアス供給手段と、同バイアス供給手段中の１
つのトランジスタのエミッタと接地間に接続される可変
抵抗と、同可変抵抗によって定められる電流を基準とし
て作動するカレントミラー回路と、同カレントミラー回
路の出力電流を切換える切換スイッチ手段と、前記出力
電流によって充電および放電させられる発振用コンデン
サと、前記バイアス供給手段と同一の電源に接続され、
前記発振用コンデンサに生じる三角波電圧の振幅値を定
めるレベル設定手段とを有し、前記１つのトランジスタ
のエミッタに取り出される直流電圧値と前記三角波電圧
の振幅値との間に所定の関係比をもたせたことを特徴と
する発振器。 - （２）直流電圧値と三角波電圧の振幅値とが略等しいこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の発振器。 - （３）直流電圧値と三角波電圧の振幅値とが異なること
を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18842382A JPS5977719A (ja) | 1982-10-27 | 1982-10-27 | 発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18842382A JPS5977719A (ja) | 1982-10-27 | 1982-10-27 | 発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5977719A true JPS5977719A (ja) | 1984-05-04 |
| JPH0351135B2 JPH0351135B2 (ja) | 1991-08-05 |
Family
ID=16223402
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18842382A Granted JPS5977719A (ja) | 1982-10-27 | 1982-10-27 | 発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5977719A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61109314A (ja) * | 1984-11-02 | 1986-05-27 | Mitsubishi Electric Corp | 発振回路 |
-
1982
- 1982-10-27 JP JP18842382A patent/JPS5977719A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61109314A (ja) * | 1984-11-02 | 1986-05-27 | Mitsubishi Electric Corp | 発振回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0351135B2 (ja) | 1991-08-05 |
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