JPH10505728A

JPH10505728A - 高調波出力を有する可同調発振器

Info

Publication number: JPH10505728A
Application number: JP9504935A
Authority: JP
Inventors: アメスフォールトアルフォンサスマリアファン
Original assignee: フィリップスエレクトロニクスネムローゼフェンノートシャップ
Priority date: 1995-06-30
Filing date: 1996-05-31
Publication date: 1998-06-02
Also published as: WO1997002652A3; US5712596A; WO1997002652A2; EP0778994A2

Abstract

(57)【要約】発振器回路（ＶＣＸＯ）では、発振ループ（ＯＳＬ）がこのループに含まれる水晶（ＸＴＬ）のほぼ基本周波数で発振する。発振器回路（ＶＣＸＯ）の出力信号（Ｓｏｓｃ）は発振ループ（ＯＳＬ）から抽出した高調波である。この出力信号（Ｓｏｓｃ）の周波数を変えるために、発振ループ（ＯＳＬ）に同調手段（ＶＡＲ）を設ける。発振器回路（ＶＣＸＯ）における段（ＦＩＬ）は発振ループ（ＯＳＬ）への高調波の帰還を防ぐ。このような発振器回路（ＶＣＸＯ）は比較的大きな周波数範囲にわたって同調させることができ、しかも単調な同調特性を有する。

Description

【発明の詳細な説明】高調波出力を有する可同調発振器本発明は、水晶のほぼ基本周波数で発振する発振ループの一部を成す前記水晶と、前記発振の高調波を出力端子に通すフィルタとを具えている発振器回路に関するものである。本発明は基準周波信号を含む伝送信号受信用の受信機にも関するものである。「アメリカンレイディオリレーリーグ」にて発行された“Radio Amateur ’s Handbook”（第５７版、１９８０）には様々な水晶発振器が記載されている。この本の第６−３頁における第５ｃ図にはコルピッツ型の水晶発振器が示されている。この発振器はどの発振器とも同じように、或る特定の周波数にて発振を開始すると共にその発振を維持する発振ループを具えている。前記第５図における発振ループは増幅素子としてタイプ“２Ｎ２２２２”のトランジスタを具えている。それは、斯かるトランジスタのベースとエミッタとの間のコンデンサ、エミッタと信号接地点との間のコンデンサ及びベースと信号接地点との間の水晶も具えている。共振周波数がｆである水晶は発振ループにおける周波数決定素子である。前記トランジスタのコレクタと、関連する発振器の出力端子との間には同調回路が結合されている。コレクタは発振ループのトラッピング点と見なすことができる。同調回路は発振ループから共振周波数ｆの所望な高調波を抽出する。例えば、同調回路の共振周波数は水晶の周波数ｆの３倍とする。この場合、発振器の出力信号は実質上水晶の周波数ｆの第３高調波を含んでいる。この出力信号のスペクトル純度を向上させるために、二重同調回路又は同調回路の後に高調波フィルタを用いることができる。これにより、発振ループにも存在する第３高調波以外の高調波を抑圧する。本発明の目的は、周波数を制御することができ、且つ周波数制御特性が単調である冒頭にて述べた種類の発振器回路を提供することにある。本発明の第１の要点による斯種発振器回路の発振ループは、この発振ループ内の発振周波数を変える同調手段を具え、且つ発振器回路は、フィルタによって抽出した高調波を発振ループ内に帰還させないようにする手段を具えている。本発明は、発振ループ内への抽出高調波の帰還が周波数制御特性に影響を及ぼすと云う認識に基づいて成したものである。斯様な帰還を防ぐことによって、比較的広い同調範囲にわたって単調な周波数制御特性を得ることができる。従って、本発明による発振器回路においては、可同調の発振ループが水晶のほぼ基本周波数で発振する。発振ループにおける信号はひずみ、従って基本周波数の高調波を含む。フィルタによって発振ループから所望な高調波を抽出することによって比較的高周波の出力信号が得られる。本発明による発振器回路には可同調の上音水晶発振器と比べると幾つかの利点がある。可同調の上音水晶発振器は基本周波数のほぼ高調波である水晶の上音周波数にて発振する。本発明の１つの利点は同調範囲が大きいことにある。同調手段、例えば或る特定タイプのバリキャップを用いることによって、基本周波発振を上音周波発振よりも大きな周波数範囲にわたって変えることができる。他の利点は、基本周波発振用に設計した水晶の方が、上音周波発振用に設計した水晶よりも安価であると云うことにある。本発明の第２の要点によると、基準周波信号を含む伝送信号を受信するための受信機が、同期化ループによって基準周波信号を再生するために上述したような発振器回路を具えるようにする。発振器回路の単調な周波数特性は受信を危うくする同期化ループの不調を防ぐ。これに対し、発振器回路の周波数制御特性が単調なものでない場合には、同期化ループの伝達特性の符号が幾つかの動作点で変化することになる。このことは同期化の損失、従って受信損失をまねくことになる。本発明の他の要点は請求の範囲の従属項に記載してある通りである。請求項２及び３にて規定した要点の利点は、本発明による発振器回路の比較的簡単な構成にある。こうした要点によると、所望高調波を抽出するフィルタが、発振ループへのこの高調波の帰還も防止する。さらに、請求項３に記載の要点によると、フィルタの構成素子がごく僅かで済む。請求項４に記載の要点の利点は発振ループが発振器回路の出力端子における負荷インピーダンスに対して比較的不感応となると云うことにある。請求項５〜８に記載した要点による利点は、発振器回路の出力信号が良好なスペクトル純度を有することにある。本発明の上述したような要点及び他の要点並びに利点を以下説明する実施例につき明らかにする。図面中：図１ａは発振ループへの高調波の帰還を抽象的に示した図であり；図１ｂは高調波帰還の影響を説明するために水晶の上音付近の周波数に対する発振ループの利得を示す特性図であり；図２は本発明の実施例である発振器回路の回路図であり；図３は本発明の実施例であり、しかも図２の発振器回路を具えている受信機の概略ブロック図である。図面中、同様な参照符号は同じような素子及び部分を示すものとする。先ず、発振ループＯＳＬ内への高調波の帰還の影響につき詳細に説明する。その後、斯様な帰還をなくす本発明の実施例を説明し、次いでこれらの実施例を参照して本発明の幾つかの要点及び利点を明らかにする。最後に、本発明の範囲を例証するために、幾つかの他の可能な実施例に触れるとする。図１ａは増幅器ＡＭＰと、水晶ＸＴＬを含む共振器ＲＥＳとによって形成した発振ループＯＳＬを示す。この発振ループは、水晶ＸＴＬのほぼ基本周波数である周波数Ｆ₀で発振する。共振器ＲＥＳは、例えばそれに供給される同調電圧Ｖ_t に応答して発振周波数Ｆ₀を変えるための同調手段ＶＡＲも具えている。図１ａでは、発振周波数Ｆ₀の第Ｎ高調波の帰還を、周波数Ｎ・Ｆ₀の信号を発振ループＯＳＬに向けて点線矢印にて示す方向に発生する信号源ＨＡＲによって表している。第Ｎ高調波は発振ループＯＳＬに注入されるため、この高調波は周波数Ｆ₀での発振と一緒にこのループ内に存在する。発振ループＯＳＬ内に帰還される第Ｎ高調波の振幅は周波数Ｎ・Ｆ₀でのループ利得により影響される。発振ループ利得は周波数Ｎ・Ｆ₀とは僅かに異なる周波数でピークに達する。これは水晶ＸＴＬが上音周波数で共振するからである。上音周波数は水晶の基本周波数の高調波に極めて近いが、正確に同じではない。例えば、水晶ＸＴＬの基本周波数が１０．０００ＭＨｚである場合には、第３上音周波数は２９．９８４ＭＨｚとなり得る。従って、第３上音周波数は基本周波数の第３高調波（３０ＭＨｚ）に対して１６ｋＨｚずれる。図１ｂは水晶ＸＴＬの第Ｎ上音付近の周波数（Ｆ）に対する発振ループ利得（Ａ１）の２つの特性図１及び２を示す。これら２つの特性図１及び２は、図１ａに示した同調手段ＶＡＲに供給する異なる同調電圧Ｖ_t（１）及びＶ_t（２）にそれぞれ関連するものである。同調電圧Ｖ_t（１）では発振ループ利得が周波数Ｆ_p Ｎ（１）でピークに達し、同調電圧Ｖ_t（２）では発振ループ利得が周波数Ｆ_pＮ（２）でピークに達する。さらに、同調電圧Ｖ_t（１）での発振周波数はＦ₀（１）であり、同調電圧Ｖ₂（２）での発振周波数はＦ₀（２）である。これらの発振周波数の第Ｎ高調波を図１ｂにＮ・Ｆ₀（１）及びＮ・Ｆ₀（２）で示してある。図１ｂから明らかなように、発振ループＯＳＬでは周波数がＮ・Ｆ₀（１）の第Ｎ高調波の振幅の方が、周波数がＮ・Ｆ₀（２）の第Ｎ高調波の振幅よりも大きくなる。つまり、同調電圧がＶ_t（１）の場合には、発振ループＯＳＬが高調波の帰還に対して、同調電圧Ｖ_t（２）の場合よりも敏感となる。これは、発振ループ利得のピークが、同調電圧Ｖ_t（１）での発振周波数の第Ｎ高調波に対する方が、同調電圧Ｖ_t（２）での第Ｎ高調波に対するよりも近くなるからである。従って、発振ループ内に帰還される発振周波数の第Ｎ高調波の振幅は同調電圧で変化する。このような結果を引き起こす影響の基礎を成す原因は、発振ループ利得のピークが、発振周波数に最も近い高調波と同程度に同調されると云うことにある。図１ａに示したように、発振ループＯＳＬに帰還されている第Ｎ高調波の振幅は発振周波数Ｆ₀に影響を及ぼす。図１ｂに示したように振幅を変化させることは、一種の寄生周波調整である。この寄生周波調整は、高調波帰還なしで、図１ａに示した同調手段ＶＡＲによって行われる周波数制御に対して逆符号のものとすることができる。さらに、寄生周波調整は幾つかの点で行なうことができることからして、周波数変動の符号を変えることができる。こうした場合には、周波数特性に対する同調電圧が単調でなくなる。図２は高調波帰還を防ぐ本発明の実施例である発振器回路を示す。この発振器回路は４つの端子、即ち信号接地端子ＧＮＤと、給電端子ＶＣＣと、出力端子ＯＵＴと、周波数制御入力端子ＦＣＩとを有している。端子ＧＮＤとＶＣＣとの間に適当な供給電圧を印加すれば、端子ＯＵＴに発振出力信号Ｓ_oscが発生する。この発振出力信号の周波数は端子ＦＣＩに供給する同調電圧Ｖ_tによって変えることができる。図２の発振器回路は、発振ループＯＳＬと、フィルタＦＩＬと、出力バッファＢＵＦとの３つの段に分けることができる。発振ループＯＳＬは、このループ内の水晶ＸＴＬの基本周波数に近い周波数で発振する。フィルタＦＩＬは発振ループＯＳＬから高調波、例えばこのループの発振信号の第３高調波を抽出する。出力バッファは抽出した高調波を図２に示した発振器回路の出力端子ＯＵＴに転送する。特に、図２における発振ループＯＳＬはコルピップ型のものとする。この発振ループは水晶ＸＴＬ以外に、並列の２個のバリキャップによって形成される電子的に制御可能なリアクタンスＶＡＲと、インダクタンスＬＯ１と、コンデンサＣＯ２，ＣＯ３及びＣＯ４も具えている。これらの全ての素子は図１ａに示したような共振器ＲＥＳの一部と見なすことができる。発振ループにおける増幅作用はトランジスタＴＯ１によって与えられ、このトランジスタはバイアス抵抗ＲＯ２，ＲＯ３及びＲＯ４と共に、図１ａに示した増幅器ＡＭＰと見なすことができる。同調電圧Ｖ_tは抵抗ＲＯ１を経て電子的に可制御のリアクタンスＶＡＲに供給される。抵抗ＲＯ１はコンデンサＣＯ１と共に、周波数制御入力端子ＦＣＩに発生する高調波信号を除去する。図２に示したフィルタＦＩＬはインダクタＬＦ１とコンデンサＣＦ１とによって形成される比較的簡単な非対称の帯域通過フィルタである。このフィルタの通過帯域は勿論水晶ＸＴＬの基本周波数の所望高調波に同調させる。フィルタＦＩＬは、コンデンサＣＯ３とＣＯ４とによって形成した容量性分圧器によって発振ループＯＳＬに結合されている。この容量性分圧器から見ると、フィルタＦＩＬは出力バッファＢＵＦの入力インピーダンスによって成端されている。コンデンサＣＯ３及びＣＯ４の値は比較的大きくし、且つ出力バッファＢＵＦの入力インピーダンスも比較的大きくするのが好適である。この場合、インダクタＬＦ１及びコンデンサＣＦ１の値は、組合わせたこれらの素子の共振周波数が所望な高調波に相当するような値とするのが好適である。この場合、図２に示したフィルタＦＩＬは、コンデンサＣＯ３とＣＯ４との共通接続点における所望高調波の電圧を出力バッファＢＵＦの入力端子にて高い値に調整する。図２に示した出力バッファＢＵＦはエミッタ接地構成の１個のトランジスタＴＢ１を有する電圧増幅器である。比較的低い周波数での電圧利得は、トランジスタＴＢ１のコレクタに結合させた抵抗ＲＢ３の値と、そのトランジスタのエミッタに結合させた抵抗ＲＢ４の値との比である。比較的高い周波数での利得は高く、即ち抵抗ＲＢ３の値と、トランジスタＴＢ１の差動エミッタ抵抗との比である。従って、出力バッファＢＵＦの伝達特性は高域スロープを呈する。出力バッファＢＵＦの高域スロープは水晶ＸＴＬの基本周波数と、フィルタＦＩＬを同調させる所望高調波との間に位置させるのが好適である。これは抵抗ＲＢ４、コンデンサＣＢ２及びバイアス用にトランジスタＴＢ１のベースに結合させる抵抗ＲＢ１とＲＢ２の値をそれぞれ適当に選定することによって達成することができる。高域スロープの低周波カット−オフは主として抵抗ＲＢ４とコンデンサＣＢ２によって決定される。高周波のカット−オフは主としてトランジスタＴＢ１の差動エミッタ抵抗を固定する抵抗ＲＢ１、ＲＢ２及びＲＢ４とコンデンサＣＢ２とにより決定される。出力バッファは直流減結合用のコンデンサＣＢ１及びＣＢ３も具えている。図２に示した発振器回路を実際に具体化したものは、例えば周波数が安定で、しかも正確で、さらに同調可能な約４９．２ＭＨｚの発振出力信号を発生した。この実践に当たっては、水晶ＸＴＬの基本共振周波数を１６．４ＭＨｚとし、フィルタＦＩＬによって発振ループから第３高調波を抽出した。可制御リアクタンスＶＡＲとしては“ＢＢ１２６”タイプのバリキャップを用いた。トランジスタＴＯ１及びＴＢ１は“ＢＦＳ１７”タイプのものとした。さらに、実際の例では次のような値の構成部品を用いた。ここでは共振器の一部と見なすことのできる発振ループＯＳＬにおける構成部品に対する値を次のような値とした。即ち、ＬＯ１−１μＨ；ＣＯ２−１８０ｐＦ；ＣＯ３−３３０ｐＦ；ＣＯ４−３３０ｐＦ。フィルタＦＩＬにおける構成部品の値は、ＣＨ１−３３ｐＦ；ＬＦ１−３３０ｎＨとした。出力バッファにおける各値は、ＣＢ１−４７ｐＦ；ＣＢ２−３３ｐＦ；ＲＢ１−２２ｋΩ；ＲＢ２−１０ｋΩ；ＲＢ３−２２０Ω；ＲＢ４−２２０Ωとした。この実際の例は端子ＧＮＤとＶＣＣとの間に５ボルトの電圧を供給して満足に作動した。同調電圧Ｖ_tを０ボルトと５ボルトとの間で変化させると、発振出力信号Ｓ_oscの周波数は１２ｋＨｚの範囲にわたって変化した。図３は図２の発振器回路ＶＣＸＯを内蔵している本発明の実施例である受信機を示す。この受信機は、例えばディジタル衛星ＴＶ受信機用の室内ユニットとする。衛星パラボラアンテナの近くの室外ユニット（図示せず）が信号ＲＦを受信機に供給する。この信号ＲＦはディジタルビデオ信号で変調されたＱＰＳＫ（＝直角位相シフトキーイング）又はＢＰＳＫ（＝バイナリ位相シフトキーイング）である搬送波を含んでいる。この信号ＲＦは室外ユニットにて関連する衛星ＴＶ帯域をブロック変換したものであり、これは例えば９５０〜２０５０ＭＨｚの周波数帯域内に位置する。図３に示した受信機は３つの主機能部、即ちチューナＴＵＮと、直角位相復調器ＱＤＭと、シンボル再生段ＳＲＳとを具えている。チューナＴＵＮは標準の室内ユニットチューナとする。例えば、このチューナは所望な衛星ＴＶ信号を７０ＭＨｚの中間周波信号ＩＦに周波数変換する。中間周波信号ＩＦは弾性表面波タイプのフィルタＳＡＷを経て直角位相復調器ＱＤＭへ供給される。フィルタＳＡＷは不所望な信号を抑圧するだけでなく、ＱＰＳＫ信号を半ナイキスト整形（平方根累乗余弦）もする。直角位相復調器ＱＤＭでは、ろ波した中間周波信号を同期同相の搬送波及び直角位相の搬送波で逓倍して、それぞれ同相変調信号ＩＡ及び直角位相変調信号ＱＡとする。これらの変調信号はシンボル再生段ＳＲＳにて３ビットの量子化同相信号１０及び３ビットの直角位相信号ＱＯに再構成されて、ソフトディシジョンのヴィタビ復号器（図示せず）に供給される。さらに、シンボル再生段ＳＲＳは同相変調信号ＩＡ及び直角位相変調信号ＱＡからシンボルクロック信号Ｓｃｌｋを取り出す。直角位相復調器ＱＤＭ及びシンボル再生段ＳＲＳは、タイプＴＤＡ８０４０及びＴＤＡ８０４１の集積回路をそれぞれ適用することにより適切に実現することができる。特に、シンボル再生段ＳＲＳでは、発振器回路ＶＣＸＯをディジタル衛星ＴＶ信号のシンボルクロック周波数（約２４．６ＭＨｚ）と同期させる。この同期化は、次のような部分、即ちＡ／Ｄ変換器ＡＤ１及びＡＤ２と、ディジタル処理段ＤＰＳと、Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣと、ループフィルタＬＰＦとを含むループによって行われる。同期化ループは次のように作動する。発振器回路ＶＣＸＯはアナログの同相変調信号ＩＡ及び直角位相変調信号ＱＡをそれぞれディジタル化するＡ／Ｄ変換器ＡＤ１及びＡＤ２のレートを決定する。この結果、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ１及びＡＤ２によって与えられるディジタル化した同相変調信号ＩＤ及び直角位相変調信号ＱＤは、発振出力信号Ｓｏｓｃと、アナログ変調信号ＩＡ及びＩＱとにそれぞれ依存する。ディジタル処理段ＤＰＳは、これらのディジタル化した信号ＩＤ及びＱＤからディジタル誤差信号Ｓｅｄを取り出す。誤差信号Ｓｅｄは受信したディジタル衛星ＴＶ信号のシンボルクロック周波数との発振器回路ＶＣＸＯの（脱）同期化を示す。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣはディジタル同期誤差信号Ｓｅｄをアナログ誤差信号Ｓｅａに変換し、この信号はループフィルタＬＰＦに供給される。誤差信号Ｓｅａに応答して、ループフィルタＬＰＦは発振器回路ＶＣＸＯの周波数制御入力端子ＦＣＩに同調電圧Ｖ_tを供給する。好ましくは、アナログ誤差信号Ｓｅａを電流とし、ループフィルタＬＰＦを能動フィルタとして、このフィルタにより前記電流を同調電圧Ｖ_tに積分する。このようにして、同期化を極めて正確なものとすることができる。同期状態では、発振信号Ｓｏｓｃの周波数が、受信したディジタル衛星ＴＶ信号のシンボルクロック周波数の２倍となる。即ち、同期状態では周波数は約４９．２ＭＨｚとなる。発振出力信号Ｓｏｓｃは除算器ＤＩＶに供給される。除算器数が２である除算器ＤＩＶはＤ／Ａ変換器ＤＡＣのレートを決定するシンボルクロック周波信号Ｓｃｌｋを供給する。シンボルクロック周波信号Ｓｃｌｋは３ビットの量子化同相信号ＩＯ及び直角位相信号ＱＯをさらに処理する（図示せず）のに用いられる。ディジタル処理段ＤＰＳはディジタル化した同相変調信号ＩＤ及び直角位相変調信号ＱＤから３ビットの量子化信号をそれぞれ取り出す。本発明の幾つかの注目に値する要点及び利点を、例示した実施例を参照して以下明らかにする。図２に詳細に示した発振器回路ＶＣＸＯでは、フィルタＦＩＬが発振ループＯＳＬ内への高調波の帰還を防止する。この結果、発振出力信号Ｓｏｓｃの周波数は同調電圧Ｖ_tで単調に変化する。この周波数は所定スパンの同調電圧Ｖ_t内で比較的大きな範囲にわたって同調させることができる。それにも拘わらず、水晶ＸＴＬの精度のために、発振器回路ＶＣＸＯの自走周波数は良好に規定される。図３に示した受信機では、発振器回路ＶＣＸＯが、受信したディジタル衛星ＴＶ信号におけるシンボルクロック周波数と確実に同期する。これは次のような要因によってもたらされる。シンボルクロック周波数と発振器回路の自走周波数との間の初期の同期誤差は比較的小さい。発振器回路ＶＣＸＯの同調範囲を比較的大きくすることによって斯かる同期誤差を補正して、同期化を達成することができる。発振器回路ＶＣＸＯの単調な周波数制御特性は同期ループの伝達特性の符号を良好に規定する。図２に詳細に示した発振器回路ＶＣＸＯでは、フィルタＦＩＬを介しての発振ループＯＳＬから出力バッファＢＵＦへの転送は、逆方向の転送とは相違している。最初に述べた転送では、水晶ＸＴＬの所望高調波での信号電圧が増幅される。逆向きの転送では、周波数制御特性に及ぼす悪影響を防ぐべく高調波が十分に減衰される。従って、フィルタＦＩＬは２つの機能を兼ね備え、即ち一方ではこのフィルタは発振ループＯＳＬから水晶ＸＴＬの所望高調波を抽出し、他方ではフィルタは高調波の帰還を防止する。こうした特徴は図２に示した発振器回路ＶＣＸＯの比較的簡単な構成に寄与する。図２に示したフィルタＦＩＬは単一のコンデンサＣＦ１と単一のインダクタＬＦ１とによって形成される単一同調共振回路である。所望高調波に同調させるこのフィルタＦＩＬは、上述した２つの機能を兼ね備えるだけでなく、このフィルタそのものも比較的簡単で、しかも低コストの素子である。図２に示した発振器回路ＶＣＸＯでは、発振ループＯＳＬにおける信号が、コンデンサＣＯ３及びＣＯ４によって形成される分圧器によってトラップされる。従って、発振ループＯＳＬは出力端子ＯＵＴに結合される負荷インピーダンスに比較的感応しなくなる。前述した実際の構成の発振器回路ＶＣＸＯでは、出力バッファＢＵＦが比較的高い入力インピーダンスを有する。これはキャパシタンスＣＢ１の値が比較的低い（４．７ｐＦ）からでもある。出力バッファＢＵＦの入力インピーダンスは実際にはインダクタＬＦ１に並列であり、従ってフィルタＦＩＬのＱに影響を及ぼす。このＱが高くなるにつれて水晶の所望高調波に同調するフィルタＦＩＬの通過帯域が狭くなり、しかもこの所望高調波に対する電圧利得が高くなる。従って、出力バッファＢＵＦの比較的高い入力インピーダンスは発振出力信号Ｓｏｓｃのスペクトル純度に寄与する。さらに、出力バッファＢＵＦによって与えられる利得が比較的僅かでも、斯かる発振出力信号の振幅を十分なものとする。実践では、出力バッファＢＵＦの伝達特性における高域のスロープが２２ＭＨｚで開始した。従って、出力バッファＢＵＦはさらに、４９．２ＭＨｚの所望高調波に対して１６．４ＭＨｚの水晶ＸＴＬの基本周波数を抑圧する。このことは発振出力信号Ｓｏｓｃの比較的良好なスペクトル純度に寄与することになり、これは発振ループＯＳＬでは基本周波数が優勢であり、従ってこれは十分に抑圧する必要があるからである。例示した実施例とは異なる多くの具体化が、請求の範囲に記載した本発明の範囲を逸脱することなく可能であることは云うまでもない。発振ループＯＳＬ内の高調波の帰還を防止する段として、図２のようなフィルタＦＩＬを用いる代わりに、この目的用にトランジスタ段を用いることもできる。例えば、図２の発振器回路ＶＣＸＯは次のように変更することができる。カスコードトランジスタをトランジスタＴＯ１のコレクタと給電端子ＶＣＣとの間に結合させる。特に、このカスコードトランジスタのエミッタをトランジスタＴＯ１のコレクタに結合させ、ベースを基準電圧に結合させ、コレクタを抵抗を介して給電端子ＶＣＣに結合させる。この場合、図２でコンデンサＣＯ３とＣＯ４との共通接続点に結合させているコンデンサＣＦ１の接続点は、カスコードトランジスタのコレクタに結合させる。その他の点ではフィルタＦＩＬを図２に示したと同じままとすることができる。図２に示した発振器回路の上述したようなカスコードトランジスタも具えている他の変形例では、フィルタＦＩＬを変更させる。この変形例では、図２のフィルタＦＩＬに接続されるコンデンサＣＢ１の接続点をカスコードトランジスタのコレクタに結合させる。このカスコードトランジスタのコレクタは共振回路を介して給電端子ＶＣＣにも結合させる。この共振回路は所望高調波を取り除く機能を有しているのに対し、カスコードトランジスタは発振ループへの高調波の帰還を防ぐ機能を有する。前述した変形例にて述べた抵抗、つまりカスコードトランジスタのコレクタに結合させた抵抗は省くことができる。図２のようなコルピッツ型の発振ループＯＳＬを用いる代わりに任意タイプの発振ループを用いることができる。さらに、電気的に制御可能なリアクタンスは必ずしも図２に示すように水晶に直列に結合させる必要はない。この電気的に制御可能なリアクタンスは発振ループ内で別の態様で、例えば水晶に並列に配置することもできる。さらに留意すべきことは、水晶及び電気的可制御リアクタンスが一部を成す共振回路は、図２に示したよりも多いか、又は少ない数のリアクタンスで構成することもできることにある。図２の共振回路よりももっと精巧な共振回路によって、例えば出力周波数特性に対する同調電圧をより一層直線的なものとすることができる。図２のような発振出力信号Ｓｏｓｃを発生する出力バッファＢＵＦを用いる代わりに、発振器回路の出力信号をフィルタから直接取り出すことができる。例えば、図２のコンデンサＣＦ１とインダクタＬＦ１との共通接続点を、例えば中間トランジスタを用いることなく混合段の入力端子に結合させることができる。図３に示すように、衛星ＴＶ受信機に発振器回路ＶＣＸＯを用いる代わりに、この発振器回路を任意タイプの受信機に有利に適用することができる。さらに、発振器回路は図３に示した受信機におけるようなシンボルクロック周波数を再生すること以外の目的に用いることもできる。要するに、本明細書では次のようなことを開示した。発振器回路ＶＣＸＯでは、発振ループＯＳＬが、このループ内に含まれる水晶ＸＴＬの基本周波数に近い周波数にて発振する。発振器回路ＶＣＸＯの出力信号Ｓｏｓｃは発振ループＯＳＬから抽出した高調波である。この出力信号Ｓｏｓｃの周波数を変えるために、発振ループＯＳＬ内には同調手段ＶＡＲを設ける。発振器回路ＶＣＸＯにおける段ＦＩＬは発振ループＯＳＬ内への高調波の帰還を防ぐ。このような発振器回路ＶＣＸＯは比較的大きな周波数範囲にわたって同調することができ、しかも単調な同調特性を有する。請求の範囲における参照符号は関連する請求項を限定するものと解釈すべきものではない。

Claims

【特許請求の範囲】１．水晶（ＸＴＬ）のほぼ基本周波数での発振用の発振ループ（ＯＳＬ）の一部を成す前記水晶（ＸＴＬ）と、前記発振の高調波を出力端子（ＯＵＴ）に通すフィルタ（ＦＩＬ）とを具えている発振器回路（ＶＣＸＯ）において、前記発振ループ（ＯＳＬ）がさらに、前記発振の周波数を変える同調手段（ＶＡＲ）も具え、且つ前記発振器回路（ＶＣＸＯ）が、前記フィルタ段によって抽出した前記高調波を前記発振ループに帰還させないようにする段（ＦＩＬ）を具えていることを特徴とする発振器回路（ＶＣＸＯ）。２．前記フィルタ（ＦＩＬ）が、前記出力端子（ＯＵＴ）から前記発振ループ（ＯＳＬ）への前記高調波を減衰させるようにする前記段（ＦＩＬ）を構成することを特徴とする請求項１に記載の発振器回路（ＶＣＸＯ）。３．前記フィルタ（ＦＩＬ）が前記発振ループ（ＯＳＬ）に結合される接続点を有するコンデンサ（ＣＦ１）と、基準電圧端子（ＧＮＤ）に結合される接続点を有するインダクタ（ＬＦ１）とを具え、前記コンデンサ（ＣＦ１）及び前記インダクタ（ＬＦ１）の他方の接続点を相互接続して、前記フィルタ（ＦＩＬ）の出力端子を構成するようにしたことを特徴とする請求項２に記載の発振器回路（ＶＣＸＯ）。４．前記発振ループ（ＯＳＬ）が増幅デバイス（ＴＯ１）と基準電圧端子（ＧＮＤ）との間に直列に結合されて配置した２個の素子（ＣＯ３，ＣＯ４）を具え、且つ前記フィルタ（ＦＩＬ）におけるコンデンサ（ＣＦ１）を前記２個の素子（ＣＯ３，ＣＯ４）の共通接続点に結合させたことを特徴とする請求項３に記載の発振器回路（ＶＣＸＯ）。５．前記フィルタ（ＦＩＬ）の出力端子を他の段（ＢＵＦ）の比較的高いインピーダンスの入力端子に結合させたことを特徴とする請求項３に記載の発振器回路（ＶＣＸＯ）。６．前記他の段（ＢＵＦ）が高域スロープを含む伝達特性を有することを特徴とする請求項５に記載の発振器回路（ＶＣＸＯ）。７．前記他の段（ＢＵＦ）が前記比較的高いインピーダンスの入力端子と直列に結合されるコンデンサ（ＣＢ１）を具え、該コンデンサ（ＣＢ１）が比較的小さな値を有することを特徴とする請求項６に記載の発振器回路（ＶＣＸＯ）。８．前記他の段（ＢＵＦ）がエミッタ接地構成のトランジスタ（ＴＢ１）及び該トランジスタ（ＴＢ１）のエミッタと前記基準電圧端子（ＧＮＤ）との間に並列に結合されるエミッタ抵抗（ＲＢ４）とエミッタコンデンサ（ＣＢ２）を具えていることを特徴とする請求項６に記載の発振器回路（ＶＣＸＯ）。９．受信すべき伝送信号（ＲＦ）中の基準信号（Ｓｃｌｋ）を再生するための同期化ループ（ＡＤ１，ＡＤ２，ＤＰＳ，ＤＡＣ，ＬＰＦ，ＶＣＸＯ）を具え、該同期化ループ（ＡＤ１，ＡＤ２，ＤＰＳ，ＤＡＣ，ＬＰＦ，ＶＣＸＯ）が、前記基準信号（Ｓｃｌｋ）を発生する（ＤＩＶ）ために、請求項１〜８のいずれか一項に記載したような発振器回路（ＶＣＸＯ）を具えていることを特徴とする受信機。