JPH10322134A - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
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- JPH10322134A JPH10322134A JP13926797A JP13926797A JPH10322134A JP H10322134 A JPH10322134 A JP H10322134A JP 13926797 A JP13926797 A JP 13926797A JP 13926797 A JP13926797 A JP 13926797A JP H10322134 A JPH10322134 A JP H10322134A
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- JP
- Japan
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- tuning
- signal
- output
- frequency
- capacitor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＭ受信機の復調回路の温度変化に対し安定
な回路を得る。 【解決手段】 検波回路に移相コイルを用いＦＭ復調す
るＦＭ受信機において、中間周波数に同調し移相コイル
に並列して設けられた同調用コンデンサと、コンデンサ
に並列に設けられた容量可変手段と、移相コイルの同調
点のズレを検出する手段と、容量可変手段をＰＷＭ信号
を用い制御する制御手段を具備したＦＭ受信機で、復調
回路の温度ドリフトを修正制御するので、狭い中間周波
数帯域であっても安定したＦＭ受信状態を維持すること
ができる。
な回路を得る。 【解決手段】 検波回路に移相コイルを用いＦＭ復調す
るＦＭ受信機において、中間周波数に同調し移相コイル
に並列して設けられた同調用コンデンサと、コンデンサ
に並列に設けられた容量可変手段と、移相コイルの同調
点のズレを検出する手段と、容量可変手段をＰＷＭ信号
を用い制御する制御手段を具備したＦＭ受信機で、復調
回路の温度ドリフトを修正制御するので、狭い中間周波
数帯域であっても安定したＦＭ受信状態を維持すること
ができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、クァドラチャ検波
回路等の移相コイルを用いるＦＭ復調回路を具備するＦ
Ｍ受信機に関するものである。
回路等の移相コイルを用いるＦＭ復調回路を具備するＦ
Ｍ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のＦＭ復調回路を示すブロッ
ク図である。ＦＭ受信機のチューナで選局されたＦＭ高
周波信号は中間周波数の信号に変換されＦＭ検波（以下
ＦＭＤＥＴ と言う）ＩＣ１に入力される。ＦＭ ＤＥ
Ｔ ＩＣ１には移相コイルＴ１，Ｔ２が接続され、移相
コイルＴ１，Ｔ２は図示せずもバッファアンプを介し中
間周波数の信号が入力されＦＭ中間周波数の信号の位相
を９０度シフトし、ＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１に再入力され
る。
ク図である。ＦＭ受信機のチューナで選局されたＦＭ高
周波信号は中間周波数の信号に変換されＦＭ検波（以下
ＦＭＤＥＴ と言う）ＩＣ１に入力される。ＦＭ ＤＥ
Ｔ ＩＣ１には移相コイルＴ１，Ｔ２が接続され、移相
コイルＴ１，Ｔ２は図示せずもバッファアンプを介し中
間周波数の信号が入力されＦＭ中間周波数の信号の位相
を９０度シフトし、ＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１に再入力され
る。
【０００３】ＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１は、ＦＭ中間周波数
の位相シフトされていない元の信号と位相シフトされた
信号の乗算を行いＦＭ信号を復調し、ＦＭ復調信号出力
を得る。ＦＭ受信機が正しく同調していることを表示す
るＴＵＮＥＤ信号がマイコンＩＣ３に出力され、マイコ
ンＩＣ３は、このＴＵＮＥＤ信号により、同調表示を行
い、受信していないときのＦＭ受信機固有のノイズを除
くためにミューティング信号を出力し、信号出力を制御
している。すなわち、マイコンＩＣ３は、入力されたＴ
ＵＮＯＤ信号がＬの時は、正しく同調していると判定し
ミューティングをＯＦＦとするが、ＴＵＮＥＤ信号がＨ
の時は、同調していないと判定してミューティングをＯ
Ｎにして離調時に生じるノイズを除去する。
の位相シフトされていない元の信号と位相シフトされた
信号の乗算を行いＦＭ信号を復調し、ＦＭ復調信号出力
を得る。ＦＭ受信機が正しく同調していることを表示す
るＴＵＮＥＤ信号がマイコンＩＣ３に出力され、マイコ
ンＩＣ３は、このＴＵＮＥＤ信号により、同調表示を行
い、受信していないときのＦＭ受信機固有のノイズを除
くためにミューティング信号を出力し、信号出力を制御
している。すなわち、マイコンＩＣ３は、入力されたＴ
ＵＮＯＤ信号がＬの時は、正しく同調していると判定し
ミューティングをＯＦＦとするが、ＴＵＮＥＤ信号がＨ
の時は、同調していないと判定してミューティングをＯ
Ｎにして離調時に生じるノイズを除去する。
【０００４】従来のＦＭ受信機では、移相コイルＴ１は
インダクタンスとコンデンサＣ０の並列接続による同調
回路であるため、使用しているコア及びコンデンサの温
度特性によりＦＭ受信機の内部温度がー１０℃から＋５
０℃まで使用状態で変化した場合、中間周波数の同調点
（１０．７ＭＨｚ）の中心周波数がずれてしまいー定に
保つことが困難であった。
インダクタンスとコンデンサＣ０の並列接続による同調
回路であるため、使用しているコア及びコンデンサの温
度特性によりＦＭ受信機の内部温度がー１０℃から＋５
０℃まで使用状態で変化した場合、中間周波数の同調点
（１０．７ＭＨｚ）の中心周波数がずれてしまいー定に
保つことが困難であった。
【０００５】受信周波数の同調点のズレは、ＰＬＬシン
セサイザを用いる選局方式のチューナにおいては、その
局部発振器を制御する水晶振動子の精度によるが、−１
０℃から５０℃に渡り周波数ドリフトが２５ｐｐｍを用
いた場合、例えばＦＭ受信機の最高受信周波数を１０８
ＭＨｚで局部発振周波数が上側であるとすると、局部発
振周波数の温度によるドリフト周波数は、１１８．７Ｍ
Ｈｚ＊２５ｐｐｍ＝２．９６７５ｋＨｚである。
セサイザを用いる選局方式のチューナにおいては、その
局部発振器を制御する水晶振動子の精度によるが、−１
０℃から５０℃に渡り周波数ドリフトが２５ｐｐｍを用
いた場合、例えばＦＭ受信機の最高受信周波数を１０８
ＭＨｚで局部発振周波数が上側であるとすると、局部発
振周波数の温度によるドリフト周波数は、１１８．７Ｍ
Ｈｚ＊２５ｐｐｍ＝２．９６７５ｋＨｚである。
【０００６】したがって、受信周波数のズレによる中間
周波数の１０．７ＭＨｚに対して同等のズレが発生する
が、ＦＭ復調用の位相コイルＴ１による温度ドリフトの
影響による中間周波数の中心周波数のズレの方がはるか
に大きい。この様な移相コイルを使用した場ＦＭ復調回
路は、中心周波数の同調点が温度変化でズレることによ
ってＦＭ復調信号出力の歪みが増し、さらにコイルの温
度ドリフトが進んだ場合、ミューティングが作動して受
信ができない異常が生じる。
周波数の１０．７ＭＨｚに対して同等のズレが発生する
が、ＦＭ復調用の位相コイルＴ１による温度ドリフトの
影響による中間周波数の中心周波数のズレの方がはるか
に大きい。この様な移相コイルを使用した場ＦＭ復調回
路は、中心周波数の同調点が温度変化でズレることによ
ってＦＭ復調信号出力の歪みが増し、さらにコイルの温
度ドリフトが進んだ場合、ミューティングが作動して受
信ができない異常が生じる。
【０００７】またコイルの同調点のドリフトは、温度変
化のみに起因せず、長い時間を考えたときには使用する
基板材の吸湿特性等によりコイルの内部損失特性Ｑが影
響を受け、これ等をマイコンＩＣ３で制御することは困
難であった。
化のみに起因せず、長い時間を考えたときには使用する
基板材の吸湿特性等によりコイルの内部損失特性Ｑが影
響を受け、これ等をマイコンＩＣ３で制御することは困
難であった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来クァドラチャＦＭ
復調回路等の移相コイルを用いた回路では、温度変化、
経年変化等により、移相回路の中心周波数の同調点がず
れてしまい、歪みが増加するなどＦＭ復調出力特性が劣
化したり、最悪の場合には、同調範囲から外れてしま
い、受信出力が出なくなる欠点があった。
復調回路等の移相コイルを用いた回路では、温度変化、
経年変化等により、移相回路の中心周波数の同調点がず
れてしまい、歪みが増加するなどＦＭ復調出力特性が劣
化したり、最悪の場合には、同調範囲から外れてしま
い、受信出力が出なくなる欠点があった。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、検波回路に移
相コイルを用いＦＭ信号を復調するＦＭ受信機におい
て、前記移相コイルに並列して設けられた同調用コンデ
ンサを有する同調回路と、前記同調回路に並列して設け
られコンデンサ容量を変える容量可変手段と、前記同調
回路の同調周波数のズレを検出する検出手段と、前記容
量可変手段を制御して前記検出手段で検出した前記同調
周波数のズレを元に戻す制御手段を具備するＦＭ受信機
である。
相コイルを用いＦＭ信号を復調するＦＭ受信機におい
て、前記移相コイルに並列して設けられた同調用コンデ
ンサを有する同調回路と、前記同調回路に並列して設け
られコンデンサ容量を変える容量可変手段と、前記同調
回路の同調周波数のズレを検出する検出手段と、前記容
量可変手段を制御して前記検出手段で検出した前記同調
周波数のズレを元に戻す制御手段を具備するＦＭ受信機
である。
【００１０】また、本発明は、検波回路に移相コイルを
用いＦＭ信号復調するＦＭ受信機において、前記移相コ
イルに並列して設けられた同調用コンデンサを有する同
調回路と、前記同調回路に並列して設けられコンデンサ
容量を変える容量可変手段と、前記同調回路の同調周波
数のズレを検出する検出手段と、前記容量可変手段をＰ
ＷＭ信号を用い制御し前記検出手段で検出した前記同調
周波数のズレを元に戻す制御手段を具備するＦＭ受信機
である。
用いＦＭ信号復調するＦＭ受信機において、前記移相コ
イルに並列して設けられた同調用コンデンサを有する同
調回路と、前記同調回路に並列して設けられコンデンサ
容量を変える容量可変手段と、前記同調回路の同調周波
数のズレを検出する検出手段と、前記容量可変手段をＰ
ＷＭ信号を用い制御し前記検出手段で検出した前記同調
周波数のズレを元に戻す制御手段を具備するＦＭ受信機
である。
【００１１】また、本発明は、クァドラチャ検波回路を
用いＦＭ信号を復調するＦＭ受信機において、中間周波
数に同調し移相するコイルと、前記移相コイルに並列し
設けられた同調用コンデンサと、前記コンデンサに並列
に設けられコンデンサ容量を変える容量可変手段を有す
る同調回路と、前記同調回路の同調周波数のズレを検出
する検出手段と、前記容量可変手段をＰＷＭ信号を用い
制御し前記検出手段で検出した前記同調周波数のズレを
元に戻すと共にチューニング動作中或いは無信号時には
受信中に出力していたＰＷＭ信号をそのまま出力する制
御手段を具備するＦＭ受信機である。
用いＦＭ信号を復調するＦＭ受信機において、中間周波
数に同調し移相するコイルと、前記移相コイルに並列し
設けられた同調用コンデンサと、前記コンデンサに並列
に設けられコンデンサ容量を変える容量可変手段を有す
る同調回路と、前記同調回路の同調周波数のズレを検出
する検出手段と、前記容量可変手段をＰＷＭ信号を用い
制御し前記検出手段で検出した前記同調周波数のズレを
元に戻すと共にチューニング動作中或いは無信号時には
受信中に出力していたＰＷＭ信号をそのまま出力する制
御手段を具備するＦＭ受信機である。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明のー実施例を図面を用いて
説明する。図１は本発明の一実施例のＦＭ受信機の復調
回路を示す図である。図２は制御に用いるＰＷＭ出力の
波形の変化と、ＬＰＦ出力の変化を示す図である。図３
はＦＭ信号を復調するＳカーブ出力と、ＴＵＮＥＤ信号
出力の関係を示した図である。
説明する。図１は本発明の一実施例のＦＭ受信機の復調
回路を示す図である。図２は制御に用いるＰＷＭ出力の
波形の変化と、ＬＰＦ出力の変化を示す図である。図３
はＦＭ信号を復調するＳカーブ出力と、ＴＵＮＥＤ信号
出力の関係を示した図である。
【００１３】本実施例のＦＭ受信機の復調回路のＦＭ
ＤＥＴ ＩＣ１には、移相コイルＴ１，Ｔ２からなる移
相コイルの内蔵コンデンサＣ0と並列に、コンデンサＣ
１及びバラクタダイオードＤ１が直列接続されて接続さ
れる。移相コイルＴ１，Ｔ２へ入力される信号の周波数
は、ＦＭ中間周波数の１０．７ＭＨｚであり、ＦＭ Ｄ
ＥＴ ＩＣ１から移相コイルＴ１，Ｔ２への出力信号は
移相コイルＴ１，Ｔ２を介しＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１へ入力
される周波数の位相に対して９０度位相のずれた信号で
ある。
ＤＥＴ ＩＣ１には、移相コイルＴ１，Ｔ２からなる移
相コイルの内蔵コンデンサＣ0と並列に、コンデンサＣ
１及びバラクタダイオードＤ１が直列接続されて接続さ
れる。移相コイルＴ１，Ｔ２へ入力される信号の周波数
は、ＦＭ中間周波数の１０．７ＭＨｚであり、ＦＭ Ｄ
ＥＴ ＩＣ１から移相コイルＴ１，Ｔ２への出力信号は
移相コイルＴ１，Ｔ２を介しＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１へ入力
される周波数の位相に対して９０度位相のずれた信号で
ある。
【００１４】移相コイルＴ１，Ｔ２は、中間周波数１
０．７ＭＨｚに同調し、１０．７ＭＨｚに対して正しく
９０度位相のずれた信号を得ると共に、１０．７ＭＨｚ
±△ｆの中間周波数帯域の信号に対して、９０度を中心
に位相を直線的に変化する。移相コイルＴ１だけの単同
調回路では位相を直線的に変化する範囲が狭いため、移
相コイルＴ２を付加し、移相コイルＴ１及びＴ２により
複同調回路を構成し、位相を直線的に変化させる範囲を
広げている。移相コイルＴ２は、位相の直線性を改善す
ることにある。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、ダンピング抵抗で位
相の直線性を改善するために移相コイルＴ１及びＴ２の
Ｑを調整する。
０．７ＭＨｚに同調し、１０．７ＭＨｚに対して正しく
９０度位相のずれた信号を得ると共に、１０．７ＭＨｚ
±△ｆの中間周波数帯域の信号に対して、９０度を中心
に位相を直線的に変化する。移相コイルＴ１だけの単同
調回路では位相を直線的に変化する範囲が狭いため、移
相コイルＴ２を付加し、移相コイルＴ１及びＴ２により
複同調回路を構成し、位相を直線的に変化させる範囲を
広げている。移相コイルＴ２は、位相の直線性を改善す
ることにある。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、ダンピング抵抗で位
相の直線性を改善するために移相コイルＴ１及びＴ２の
Ｑを調整する。
【００１５】ＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１はＦＭ復調用のＩＣで
あり、ＩＮから入力された中間周波数でＦＭ変調された
信号からＦＭ復調したオーディオ信号を得る。オーディ
オ信号は、この回路例には記載していないが、通常次段
のステレオ信号復調回路に入り、Ｌチャネル、Ｒチャネ
ル信号を得、増幅してオーディオ信号が出力される。Ｆ
Ｍ ＤＥＴ ＩＣ１に接続される抵抗Ｒ９を調整しＦＭ検
波のＳカーブ図３（ａ）の振幅を可変し調整することに
より、再生周波数帯域幅△ｆを調整すると共に図３
（ｂ）に示すＴＵＮＥＤ出力を得る。
あり、ＩＮから入力された中間周波数でＦＭ変調された
信号からＦＭ復調したオーディオ信号を得る。オーディ
オ信号は、この回路例には記載していないが、通常次段
のステレオ信号復調回路に入り、Ｌチャネル、Ｒチャネ
ル信号を得、増幅してオーディオ信号が出力される。Ｆ
Ｍ ＤＥＴ ＩＣ１に接続される抵抗Ｒ９を調整しＦＭ検
波のＳカーブ図３（ａ）の振幅を可変し調整することに
より、再生周波数帯域幅△ｆを調整すると共に図３
（ｂ）に示すＴＵＮＥＤ出力を得る。
【００１６】ＴＵＮＥＤ出力は受信機が正しく同調して
いることを示すことに用いるが、Ｓカーブの振幅を大き
くすれば、ＴＵＮＥＤ出力の周波数帯域幅が小さくな
り、Ｓカーブの振幅を小さくすれば、ＴＵＮＥＤ出力の
周波数帯域幅を大きくすることができる。ヨーロツパ仕
様等のＦＭ受信機では、放送の局間の送信周波数が５０
ＫＨｚ間隔であり、５０ｋＨｚのステップで受信できる
ことが要求され、ＴＵＮＥＤ出力の幅を狭くすることが
必要である。
いることを示すことに用いるが、Ｓカーブの振幅を大き
くすれば、ＴＵＮＥＤ出力の周波数帯域幅が小さくな
り、Ｓカーブの振幅を小さくすれば、ＴＵＮＥＤ出力の
周波数帯域幅を大きくすることができる。ヨーロツパ仕
様等のＦＭ受信機では、放送の局間の送信周波数が５０
ＫＨｚ間隔であり、５０ｋＨｚのステップで受信できる
ことが要求され、ＴＵＮＥＤ出力の幅を狭くすることが
必要である。
【００１７】具体的にはＴＵＮＥＤ出力の周波数帯域幅
を±２５ＫＨｚ程度の狭い周波数帯域に調整しなければ
ならない。一方移相コイルＴ１が温度ドリフトを起こ
し、コイルの同調点が変動すると、等価的にＦＭ中間周
波数がずれたことになり、ＦＭ検波器の動作点の中心は
例えば図３の点線で示した方向にずれることになる。一
般にＦＭ受信機では受信していない離調時の固有なノイ
ズを軽減するために、出力信号のミューティングを用い
る。
を±２５ＫＨｚ程度の狭い周波数帯域に調整しなければ
ならない。一方移相コイルＴ１が温度ドリフトを起こ
し、コイルの同調点が変動すると、等価的にＦＭ中間周
波数がずれたことになり、ＦＭ検波器の動作点の中心は
例えば図３の点線で示した方向にずれることになる。一
般にＦＭ受信機では受信していない離調時の固有なノイ
ズを軽減するために、出力信号のミューティングを用い
る。
【００１８】ミューティング信号の一つとして、マイコ
ンＩＣ３に入力されたＴＵＮＥＤ出力を監視し、この信
号がＨレベルの時は受信していないと判断し、マイコン
ＩＣ３よりミユーテイング信号を出力し、オーディオ出
力信号のミューティングを行う。したがって、移相コイ
ルＴ１の温度ドリフトが進み、ＦＭ検波回路の動作点の
中心周波数がＴＵＮＥＤ出力の幅±２５ｋＨｚの外に外
れてしまうと、ＴＵＮＥＤ出力はＨレベルとなり、マイ
コンＩＣ３は受信していないと判断し、ミューティング
動作をして受信不可能となってしまう。
ンＩＣ３に入力されたＴＵＮＥＤ出力を監視し、この信
号がＨレベルの時は受信していないと判断し、マイコン
ＩＣ３よりミユーテイング信号を出力し、オーディオ出
力信号のミューティングを行う。したがって、移相コイ
ルＴ１の温度ドリフトが進み、ＦＭ検波回路の動作点の
中心周波数がＴＵＮＥＤ出力の幅±２５ｋＨｚの外に外
れてしまうと、ＴＵＮＥＤ出力はＨレベルとなり、マイ
コンＩＣ３は受信していないと判断し、ミューティング
動作をして受信不可能となってしまう。
【００１９】これを避けるためには、コイルＴ１の温度
ドリフト範囲を−１０℃から５０℃の範囲に於いて、約
２０ＫＨｚ以内に抑える必要があるが、移相コイルＴ１
を構成するフェライトコア、及びコンデンサＣ０の温度
係数のバラッキを考慮すると、この様なコイルを量産す
ることは非常に困難である。
ドリフト範囲を−１０℃から５０℃の範囲に於いて、約
２０ＫＨｚ以内に抑える必要があるが、移相コイルＴ１
を構成するフェライトコア、及びコンデンサＣ０の温度
係数のバラッキを考慮すると、この様なコイルを量産す
ることは非常に困難である。
【００２０】本実施例は、同調周波数のズレにより生じ
るＳカーブ出力電圧Ｖｓを増幅器ＩＣ２により増幅し、
マイコンＩＣ３のＡＤコンバータポートＡＤ１に加え、
抵抗Ｒ１０，Ｒ１１にて増幅器ＩＣ２の増幅度を決定し
て、マイコンＩＣ３のＡＤ変換機能は分解能が小さいの
を補い、機能を高めＡＤコンバータの分解能を高める。
一方、基準電圧Ｖｒｅｆは、マイコンＩＣ３のＡＤ変換
ポートＡＤ２に加え、マイコンＩＣ３内でＶｓとＶｒｅ
ｆの比較が行われる。
るＳカーブ出力電圧Ｖｓを増幅器ＩＣ２により増幅し、
マイコンＩＣ３のＡＤコンバータポートＡＤ１に加え、
抵抗Ｒ１０，Ｒ１１にて増幅器ＩＣ２の増幅度を決定し
て、マイコンＩＣ３のＡＤ変換機能は分解能が小さいの
を補い、機能を高めＡＤコンバータの分解能を高める。
一方、基準電圧Ｖｒｅｆは、マイコンＩＣ３のＡＤ変換
ポートＡＤ２に加え、マイコンＩＣ３内でＶｓとＶｒｅ
ｆの比較が行われる。
【００２１】また、マイコンＩＣ３からは周波数のずれ
に比例したパルス幅変調（ＰＷＭ）波を出力し、抵抗Ｒ
８及びコンデンサＣ３、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ２に
よるローパスフィルタ（ＬＰＦ）及び抵抗Ｒ４とＲ５の
直列負荷抵抗及びソース抵抗Ｒ６を有したトランジスタ
ＴＲ１からなるバッファアンプにより、ＰＷＭ波のデュ
ーティに比例した直流成分に変換して、レベル調節用の
抵抗Ｒ４とＲ５の接続点から抵抗Ｒ３を介してバラクタ
ダイオードＤ１に制御電圧を加えコンデンサ容量を制御
する。入力インピーダンスを高く設定するために、駆動
トランジスタＴＲ１はＦＥＴが使用される。基準温度に
おける動作状態で抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６は増幅度を決定
すると共に、抵抗Ｒ４とＲ５で、直流電圧を分割して、
正常同調時にＤＵＴＹ５０％ＰＷＭ出力により得られる
直流電圧をバラクタダイオードＤ１に加えて、直流電圧
の基準Ｖｒｅｆを設定する。
に比例したパルス幅変調（ＰＷＭ）波を出力し、抵抗Ｒ
８及びコンデンサＣ３、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ２に
よるローパスフィルタ（ＬＰＦ）及び抵抗Ｒ４とＲ５の
直列負荷抵抗及びソース抵抗Ｒ６を有したトランジスタ
ＴＲ１からなるバッファアンプにより、ＰＷＭ波のデュ
ーティに比例した直流成分に変換して、レベル調節用の
抵抗Ｒ４とＲ５の接続点から抵抗Ｒ３を介してバラクタ
ダイオードＤ１に制御電圧を加えコンデンサ容量を制御
する。入力インピーダンスを高く設定するために、駆動
トランジスタＴＲ１はＦＥＴが使用される。基準温度に
おける動作状態で抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６は増幅度を決定
すると共に、抵抗Ｒ４とＲ５で、直流電圧を分割して、
正常同調時にＤＵＴＹ５０％ＰＷＭ出力により得られる
直流電圧をバラクタダイオードＤ１に加えて、直流電圧
の基準Ｖｒｅｆを設定する。
【００２２】次に図１、図２、及び図３を用いて動作を
説明する。まず正常受信時においては、図２ａに示すよ
うにＰＷＭ出力はＤＵＴＹ比５０％の矩形波であり、抵
抗Ｒ３によりバラクタダイオードＤ１に加わる直流電圧
はＶ０である。このとき、同調回路は、移相コイルＴ１
と、コンデンサＣ１とバラクタダイオードＤ１の直列回
路がコンデンサＣ０に並列接続されたコンデンサの容量
により、ＦＭ中間周波数１０．７ＭＨｚに正しく同調し
ている。図３（ａ）に示すようにＳカーブのセンタは基
準電圧Ｖｒeｆと交差し、ＴＵＮＥＤ出力は同調点のセ
ンタに位置し±２５ｋＨｚの帯域を有している。
説明する。まず正常受信時においては、図２ａに示すよ
うにＰＷＭ出力はＤＵＴＹ比５０％の矩形波であり、抵
抗Ｒ３によりバラクタダイオードＤ１に加わる直流電圧
はＶ０である。このとき、同調回路は、移相コイルＴ１
と、コンデンサＣ１とバラクタダイオードＤ１の直列回
路がコンデンサＣ０に並列接続されたコンデンサの容量
により、ＦＭ中間周波数１０．７ＭＨｚに正しく同調し
ている。図３（ａ）に示すようにＳカーブのセンタは基
準電圧Ｖｒeｆと交差し、ＴＵＮＥＤ出力は同調点のセ
ンタに位置し±２５ｋＨｚの帯域を有している。
【００２３】次に、移相コイルＴ１が温度ドリフトによ
り同調点がずれた場合、図３（ａ）に示すように、同調
点が中間周波数ｆ０に対して高い方向にずれ、同調点が
点線で示したｆ’０点に移行したとすると、Ｓカーブ出
力にはＶｒｅｆに対して△Ｖだけずれた直流分が発生す
る。この直流分は増幅器ＩＣ２により増幅され、マイコ
ンＩＣ３のＡＤ変換ポートＡＤ１に加え、マイコンＩＣ
３内でＡＤ１の電圧とＡＤ２のＶｒｅｆ電圧が比較され
る。この時マイコンＩＣ３ではＴＵＮＥＤ出力をチェッ
クし、Ｌ（ローレベル）であれば受信中であると判断
し、ＡＤ１の電圧とＡＤ２の電圧の差によってＰＷＭ出
力を変化させる。
り同調点がずれた場合、図３（ａ）に示すように、同調
点が中間周波数ｆ０に対して高い方向にずれ、同調点が
点線で示したｆ’０点に移行したとすると、Ｓカーブ出
力にはＶｒｅｆに対して△Ｖだけずれた直流分が発生す
る。この直流分は増幅器ＩＣ２により増幅され、マイコ
ンＩＣ３のＡＤ変換ポートＡＤ１に加え、マイコンＩＣ
３内でＡＤ１の電圧とＡＤ２のＶｒｅｆ電圧が比較され
る。この時マイコンＩＣ３ではＴＵＮＥＤ出力をチェッ
クし、Ｌ（ローレベル）であれば受信中であると判断
し、ＡＤ１の電圧とＡＤ２の電圧の差によってＰＷＭ出
力を変化させる。
【００２４】すなわち、図２に示すようＤＵＴＹ比を小
さくし、抵抗Ｒ３に発生する直流電圧が小さく（Ｖ２）
なるようにＰＷＭ出力を制御する。バラクタダイオード
Ｄ１は、バイアス電圧が小さくなればコンデンサの容量
が増加する特性となっているため、コンデンサＣ１及び
バラクタダイオードＤ１の直列回路からなる容量が移相
コイルＴ１及びコンデンサＣ０の並列回路に加わり並列
容量分が増加する。そのため移相コイルＴ１の同調周波
数は低くなる方向に制御されることになる。
さくし、抵抗Ｒ３に発生する直流電圧が小さく（Ｖ２）
なるようにＰＷＭ出力を制御する。バラクタダイオード
Ｄ１は、バイアス電圧が小さくなればコンデンサの容量
が増加する特性となっているため、コンデンサＣ１及び
バラクタダイオードＤ１の直列回路からなる容量が移相
コイルＴ１及びコンデンサＣ０の並列回路に加わり並列
容量分が増加する。そのため移相コイルＴ１の同調周波
数は低くなる方向に制御されることになる。
【００２５】このように、移相コイルＴ１、ＦＭ ＤＥ
Ｔ ＩＣ１、増幅器ＩＣ２、マイコンＩＣ３、ＴＲ１に
よるＬＰＦ、Ｒ３及びＤ１が制御ループを構成している
ので、移相コイルＴ１インダクタンス分が減り同調周波
数がずれても常に元に戻すように制御される。温度ドリ
フトにより移相コイルＴ１の同調周波数が逆の方向に移
動した場合も逆の制御が成され、同調周波数は常に最初
に設定した中心周波数（例えば１０．７ＭＨｚ）に戻る
ように制御される。またこのＰＷＭ信号のＤＵＴＹ比は
マイコンＩＣ３の中で記憶され、ＦＭ信号がなくなり、
ＴＵＮＥＤ信号がＨになった場合や、チューニング中の
場合は、最後のＤＵＴＹ比でＰＷＭ信号を出力するよう
に構成される。
Ｔ ＩＣ１、増幅器ＩＣ２、マイコンＩＣ３、ＴＲ１に
よるＬＰＦ、Ｒ３及びＤ１が制御ループを構成している
ので、移相コイルＴ１インダクタンス分が減り同調周波
数がずれても常に元に戻すように制御される。温度ドリ
フトにより移相コイルＴ１の同調周波数が逆の方向に移
動した場合も逆の制御が成され、同調周波数は常に最初
に設定した中心周波数（例えば１０．７ＭＨｚ）に戻る
ように制御される。またこのＰＷＭ信号のＤＵＴＹ比は
マイコンＩＣ３の中で記憶され、ＦＭ信号がなくなり、
ＴＵＮＥＤ信号がＨになった場合や、チューニング中の
場合は、最後のＤＵＴＹ比でＰＷＭ信号を出力するよう
に構成される。
【００２６】つぎに、図４に示すフローチャートを用い
て、本実施例のマイコンＩＣ３の動作について説明す
る。マイコンＩＣ３は、ＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１のＴＵＮ
ＥＤから出力されるＴＵＮＥＤ信号出力を監視する（Ｓ
１）。ＴＵＮＥＤ信号出力がハイレベル（Ｈ）ならば、
受信していないためＭＵＴＩＮＧ出力を出力し（Ｓ
２）、ＦＭ受信出力をミューティング状態に制御する。
て、本実施例のマイコンＩＣ３の動作について説明す
る。マイコンＩＣ３は、ＦＭ ＤＥＴ ＩＣ１のＴＵＮ
ＥＤから出力されるＴＵＮＥＤ信号出力を監視する（Ｓ
１）。ＴＵＮＥＤ信号出力がハイレベル（Ｈ）ならば、
受信していないためＭＵＴＩＮＧ出力を出力し（Ｓ
２）、ＦＭ受信出力をミューティング状態に制御する。
【００２７】ＴＵＮＥＤ信号出力がローレベル（Ｌ）な
らば、受信中であるのでマイコンＩＣ３は、Ｓカーブ電
圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆに等しいかどうかを調べる
（Ｓ３）。Ｓカーブ電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆと等し
い場合は、ＰＷＭ出力は変化せず前の状態を維持する
（Ｓ４）。
らば、受信中であるのでマイコンＩＣ３は、Ｓカーブ電
圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆに等しいかどうかを調べる
（Ｓ３）。Ｓカーブ電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆと等し
い場合は、ＰＷＭ出力は変化せず前の状態を維持する
（Ｓ４）。
【００２８】Ｓカーブ電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆに比
べ大きいかどうか、大小を比較して調べる（Ｓ５）。Ｓ
カーブ電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆに比べ大きい場合に
は、ＶｓがＶｒｅｆに等しくなる方向に、本実施例の場
合は＋１ｓｔｅｐ毎ＤＵＴＹ比を変えＰＷＭ制御による
直流分の出力電圧を増加させ（Ｓ６）、小さい場合に
は、−１ｓｔｅｐ毎ＰＷＭ制御による直流分の出力電圧
を減少させ（Ｓ７）、ＶｓがＶｒｅｆに等しくなる（Ｓ
３）まで、ＰＷＭによる制御をして出力電圧のステップ
アップを繰り返し行い、或いはステップダウンを繰り返
し行う。ステップアップ、ステップダウン制御は４〜８
ビットのメモリマップを用いて制御出力を得ることがで
きる。
べ大きいかどうか、大小を比較して調べる（Ｓ５）。Ｓ
カーブ電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆに比べ大きい場合に
は、ＶｓがＶｒｅｆに等しくなる方向に、本実施例の場
合は＋１ｓｔｅｐ毎ＤＵＴＹ比を変えＰＷＭ制御による
直流分の出力電圧を増加させ（Ｓ６）、小さい場合に
は、−１ｓｔｅｐ毎ＰＷＭ制御による直流分の出力電圧
を減少させ（Ｓ７）、ＶｓがＶｒｅｆに等しくなる（Ｓ
３）まで、ＰＷＭによる制御をして出力電圧のステップ
アップを繰り返し行い、或いはステップダウンを繰り返
し行う。ステップアップ、ステップダウン制御は４〜８
ビットのメモリマップを用いて制御出力を得ることがで
きる。
【００２９】マイコンＩＣ３からＰＷＭによる制御出力
がフイルタ回路及びバッファアンプを介してバラクタダ
イオードＤ１に直流電圧を加え、Ｓカーブの中心周波数
が元の中心周波数に略等しくなるように繰り返し制御が
なされ、Ｖｓ＝Ｖｒｅｆとなり、中心周波数が変化しな
い一定の状態に維持される（Ｓ４）。
がフイルタ回路及びバッファアンプを介してバラクタダ
イオードＤ１に直流電圧を加え、Ｓカーブの中心周波数
が元の中心周波数に略等しくなるように繰り返し制御が
なされ、Ｖｓ＝Ｖｒｅｆとなり、中心周波数が変化しな
い一定の状態に維持される（Ｓ４）。
【００３０】したがって、ＦＭ受信機の周囲温度及び高
温部品から輻射される自己加熱により検波回路に温度変
化が生じても安定した受信状態を維持し優れた復調特性
を得ることができる。
温部品から輻射される自己加熱により検波回路に温度変
化が生じても安定した受信状態を維持し優れた復調特性
を得ることができる。
【００３１】
【発明の効果】本発明によれば、ＦＭ受信機の復調回路
の温度ドリフトを修正制御するので、狭い中間周波数帯
域であっても安定したＦＭ受信状態を維持することがで
きる。
の温度ドリフトを修正制御するので、狭い中間周波数帯
域であっても安定したＦＭ受信状態を維持することがで
きる。
【図１】本発明によるＦＭ受信機のＦＭ復調回路図。
【図２】本実施例のＰＷＭによる制御を説明する図。
【図３】本実施例のＳカーブ及びＴＵＮＥＤ信号を説明
する図。
する図。
【図４】本実施例のマイコンの動作を説明するフローチ
ャート。
ャート。
【図５】従来のＦＭ受信機のＦＭ復調回路図。
１ ＦＭ ＤＥＴ ＩＣ ＩＣ２ 増幅器 ＩＣ３ マイコン ＴＲ１ トランジスタ Ｔ１，Ｔ２ 移相コイル Ｄ１ バラクタダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】 検波回路に移相コイルを用いＦＭ信号を
復調するＦＭ受信機において、前記移相コイルに並列し
て設けられた同調用コンデンサを有する同調回路と、前
記同調回路に並列して設けられコンデンサ容量を変える
容量可変手段と、前記同調回路の同調周波数のズレを検
出する検出手段と、前記容量可変手段を制御して前記検
出手段で検出した前記同調周波数のズレを元に戻す制御
手段を具備することを特徴とするＦＭ受信機。 - 【請求項２】 検波回路に移相コイルを用いＦＭ信号復
調するＦＭ受信機において、前記移相コイルに並列して
設けられた同調用コンデンサを有する同調回路と、前記
同調回路に並列して設けられコンデンサ容量を変える容
量可変手段と、前記同調回路の同調周波数のズレを検出
する検出手段と、前記容量可変手段をＰＷＭ信号を用い
制御し前記検出手段で検出した前記同調周波数のズレを
元に戻す制御手段を具備することを特徴とするＦＭ受信
機。 - 【請求項３】 クァドラチャ検波回路を用いＦＭ信号を
復調するＦＭ受信機において、中間周波数に同調し移相
するコイルと、前記移相コイルに並列し設けられた同調
用コンデンサと、前記コンデンサに並列に設けられコン
デンサ容量を変える容量可変手段を有する同調回路と、
前記同調回路の同調周波数のズレを検出する検出手段
と、前記容量可変手段をＰＷＭ信号を用い制御し前記検
出手段で検出した前記同調周波数のズレを元に戻すと共
にチューニング動作中或いは無信号時には受信中に出力
していたＰＷＭ信号をそのまま出力する制御手段を具備
することを特徴とするＦＭ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13926797A JPH10322134A (ja) | 1997-05-14 | 1997-05-14 | Ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13926797A JPH10322134A (ja) | 1997-05-14 | 1997-05-14 | Ｆｍ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10322134A true JPH10322134A (ja) | 1998-12-04 |
Family
ID=15241313
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13926797A Withdrawn JPH10322134A (ja) | 1997-05-14 | 1997-05-14 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10322134A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009284441A (ja) * | 2008-05-26 | 2009-12-03 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 無線受信回路、及びこれを用いたスイッチ装置 |
-
1997
- 1997-05-14 JP JP13926797A patent/JPH10322134A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009284441A (ja) * | 2008-05-26 | 2009-12-03 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 無線受信回路、及びこれを用いたスイッチ装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040803 |