JP2009284441A - 無線受信回路、及びこれを用いたスイッチ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】試行錯誤することなく中間周波数のずれを低減することができる無線受信回路、及びこれを用いたスイッチ装置を提供する。
【解決手段】受信信号Ｓ２を中間周波数に変換してＩＦ信号Ｓ３を生成するミキサＭＩＸと、ＩＦ信号Ｓ３に基づく信号Ｓ４の周波数を検出する周波数／電圧変換回路ＦＶと、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮで生成されたパルス信号を平滑して、局部発振周波数を制御するための直流電圧Ｖｖｆを生成するローパスフィルタＬＰＦと、アンテナＡＮＴで無線信号が受信されたとき、周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖと、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報とに基づいてパルス信号のデューティ比を設定することにより、局部発振周波数を補正する補正処理部ＣＡＬとを備えた。
【選択図】図３

Description

本発明は、局部発振器を用いる無線受信回路、及びこれを用いたスイッチ装置に関する。

図１１は、背景技術に係る無線受信器の構成を示すブロック図である。図１１において、図示しない無線送信器から送出された電波はアンテナＡＮＴにて回路上の電気信号に変換される。そして、その電気信号が低雑音増幅器ＬＮＡにて増幅された後、高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴで不要周波数成分が除去される。高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴの出力信号は、ミキサＭＩＸにおいて局部発振器ＯＳＣで発振された局部発振信号と混合される。

ミキサＭＩＸから出力されたＩＦ（Intermediate Frequency）信号は、ＩＦ（Intermediate Frequency）フィルタＩＦ−ＦＬＴを通過して、ＩＦアンプＩＦ−ＡＭＰにて増幅された後、復調部ＤＭＯＤにて復調されて、マイクロコンピュータＭＣへ出力される。局部発振器ＯＳＣの発振周波数は、可変容量コンデンサＶＣの静電容量に依存している。また、可変容量コンデンサＶＣの静電容量は、可変容量コンデンサＶＣに印加される直流電圧Ｖｘの大きさに依存している。

可変容量コンデンサＶＣに印加される直流電圧Ｖｘは、マイクロコンピュータＭＣ内のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号発生部１０１から発生されるＰＷＭ信号を、ローパスフィルタによって平滑化することで生成される。これにより、ＰＷＭ信号発生部１０１において、ＰＷＭ信号のパルス幅とパルス周期との比、すなわちデューティ比を適切に調整することにより、局部発振器ＯＳＣの発振周波数を調整するようになっている。

このような、局部発振器ＯＳＣの発振周波数の調整は、製品出荷前の検査工程にて実施され、個々の受信器毎に、固定的に、ＰＷＭ信号のデューティ比が設定されるようになっている。

また、特許文献１には、リモートコントロール送信機より送信されてくる搬送波を受信中に、リモートコントロール受信機のPWM信号を制御して同調電圧を変化させることで、受信周波数を微調整することが示されている。
実開平５−３９０３４号公報

しかしながら、図１１に示す従来の無線受信器においては、局部発振器ＯＳＣの発振周波数が調整されるのは製品出荷時のみである。その後ＰＷＭ信号のデューティ比は固定されたままとなる。そのため、局部発振器ＯＳＣの発振周波数や、図示しない送信器の送信周波数が、周囲温度の変化によって変動した場合、ＩＦ信号の中間周波数が設計中心値からずれてしまう。これに対応するため、ＩＦフィルタの通過帯域を広帯域にしたり、復調部ＤＭＯＤの特性を広帯域化したりする必要が生じて、受信感度が低くなるという不都合があった。

また、特許文献１の従来技術では、受信信号がピーク値に達するまで試行錯誤的にＰＷＭ信号の調整を繰り返す必要があるため通信に要する時間が長くなり、使い勝手が悪くなると共に、送信器および受信器の消費電力が増大するという問題があった。

本発明の目的は、試行錯誤することなく中間周波数のずれを低減することができる無線受信回路、及びこれを用いたスイッチ装置を提供することである。

本発明に係る無線受信回路は、無線信号を受信する受信部と、局部発振周波数の発振信号を生成すると共に、所定の制御電圧に応じて前記発振信号の周波数を変化させる局部発振器と、前記受信部によって取得された受信信号と前記局部発振器によって生成された発振信号とを混合し、前記受信信号を中間周波数に変換して中間周波数信号を生成する混合部と、前記中間周波数信号に基づく信号を復調する復調部と、前記中間周波数信号に基づく信号の周波数を検出する周波数検出部と、所定のデューティ比のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、前記パルス信号生成部によって生成されたパルス信号を平滑することにより、前記制御電圧を生成する平滑部と、前記受信部によって予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に前記周波数検出部によって検出される周波数と前記デューティ比との対応関係を示す対応関係情報を、予め記憶する対応関係記憶部と、前記受信部によって前記無線信号が受信されたとき、前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて前記パルス信号生成部で用いられる前記デューティ比を設定することにより、前記局部発振器で生成される発振信号の周波数を補正する補正処理部とを備える。

この構成によれば、受信部によって無線信号が受信されたとき、補正処理部によって、周波数検出部で検出される周波数と、対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいてパルス信号生成部で生成されるパルス信号のデューティ比が設定される。そして、このパルス信号が平滑部で平滑されることにより、当該デューティ比に応じた電圧の制御電圧が生成され、当該制御電圧に応じて局部発振器の発振信号の周波数が変化する結果、試行錯誤することなく局部発振周波数が補正され、中間周波数のずれが低減される。その結果、中間周波数信号をフィルタリングするＩＦフィルタの通過帯域を狭帯域にしたり、復調部の特性を狭帯域にしたりすることが容易となるので、無線受信回路の受信感度を向上することが容易となる。

また、前記対応関係情報は、一次関数で近似できる情報であり、前記補正処理部は、前記デューティ比が第１デューティ比に設定されているときに前記受信部によって前記無線信号が受信された場合、前記対応関係情報によって前記第１デューティ比と対応付けられている目標周波数と、前記周波数検出部で検出された第１周波数との差を前記一次関数で近似された前記対応関係情報の傾きで除して得られた値だけ、前記第１デューティ比を変化させて得られる第２デューティ比を、前記パルス信号生成部における新たなデューティ比として設定することにより、前記補正を実行することが好ましい。

この構成によれば、局部発振器の発振信号の周波数を変化させる制御電圧の元となるパルス信号のデューティ比が、第１デューティ比に設定されているときに受信部によって無線信号が受信された場合、補正処理部は、対応関係情報によって第１デューティ比と対応付けられている目標周波数と、周波数検出部で検出された第１周波数との差を前記一次関数で近似された対応関係情報の傾きで除して得られた値だけ、第１デューティ比を変化させることによって第２デューティ比を取得する。そして、補正処理部は、当該第２デューティ比をパルス信号生成部における新たなデューティ比として設定することにより、局部発振周波数を補正して、中間周波数のずれを低減することができる。

また、前記補正処理部は、前記補正を実行する際に、前記デューティ比と前記周波数とを座標軸とする座標平面上で、前記第１デューティ比と前記第１周波数とで示される第１座標を通り、かつ前記対応関係情報と等しい傾きを有する一次関数で表される第１補正対応情報を生成し、再び補正を実行する際に、前記デューティ比が前記第２デューティ比に設定されている状態で前記受信部によって前記無線信号が受信された場合、前記周波数検出部で検出される第２周波数と前記第２デューティ比とで示される第２座標と、前記第１座標とを通る一次関数で表される第２補正対応情報を生成し、前記目標周波数と前記第２周波数との差を、前記第２補正対応情報を表す一次関数の傾きで除して得られる値だけ、前記第２デューティ比を変化させて得られる第３デューティ比を、前記パルス信号生成部における新たなデューティ比として設定することにより、前記補正を実行することが好ましい。

この構成によれば、無線受信回路の特性が変化して、周波数検出部によって検出される周波数と前記パルス信号のデューティ比との対応関係を示す一次関数の傾きが、対応関係記憶部に予め記憶されている対応関係情報における傾きと異なった場合であっても、補正処理部は、二回目以降の補正時に、前回得られた第１座標と今回得られた第２座標とに基づいて第２補正対応情報を生成し、この第２補正対応情報に基づいて局部発振周波数を補正するので、局部発振周波数の補正精度を向上することができる。

また、温度を検出する温度検出部と、温度の変化に対応した、前記局部発振器により生成される前記発振信号の周波数の変化量を示す温度関係情報を予め記憶する温度関係記憶部とをさらに備え、前記補正処理部は、さらに、前記温度関係記憶部に記憶されている温度関係情報に基づいて、前記温度検出部によって検出された温度に対応する前記発振信号の周波数の変化量を取得し、当該周波数の変化量を相殺するように前記パルス信号生成部に設定されるデューティ比を調節することが好ましい。

この構成によれば、補正処理部は、温度関係記憶部に記憶されている温度関係情報に基づいて、温度検出部によって検出された温度に対応する発振信号の周波数の変化量を取得する。そして、補正処理部は、温度に依存する発振信号の周波数の変化量を相殺するように、パルス信号生成部に設定されるデューティ比を調節するので、温度の影響で生じた発振信号の周波数のずれを補正することができる。この場合、補正処理部は、受信部が無線信号を受信していない状態においても温度の影響による局部発振周波数のずれを低減することができる。

また、前記補正処理部は、前記パルス信号生成部に設定されているデューティ比を、第４デューティ比から、当該第４デューティ比より大きい第５デューティ比へ増大させるとき、前記第４デューティ比から前記第５デューティ比より大きい第６デューティ比に変化させ、所定の維持時間だけ当該第６デューティ比を維持した後、前記第５デューティ比に変化させることが好ましい。

この構成によれば、補正処理部は、パルス信号生成部のデューティ比を、第４デューティ比から第５デューティ比へ増大させるとき、一旦目標となる第５デューティ比より大きい第６デューティ比に変化させ、所定の維持時間だけ当該第６デューティ比を維持した後、第５デューティ比にすることで、平滑部の時定数による制御電圧の応答時間の遅れを低減することができる。その結果、局部発振器の発振周波数の補正にかかる時間を短縮することができる。

また、前記補正処理部は、前記パルス信号生成部に設定されているデューティ比を、第４デューティ比から、当該第４デューティ比より小さい第５デューティ比へ減少させるとき、前記第４デューティ比から前記第５デューティ比より小さい第６デューティ比に変化させ、所定の維持時間だけ当該第６デューティ比を維持した後、前記第５デューティ比に変化させることが好ましい。

この構成によれば、補正処理部は、パルス信号生成部のデューティ比を、第４デューティ比から第５デューティ比へ減少させるとき、一旦目標となる第５デューティ比より小さい第６デューティ比に変化させ、所定の維持時間だけ当該第６デューティ比を維持した後、第５デューティ比にすることで、平滑部の時定数による制御電圧の応答時間の遅れを低減することができる。その結果、局部発振器の発振周波数の補正にかかる時間を短縮することができる。

また、前記維持時間は、前記平滑部の時定数の０．５〜２．０倍の範囲内であり、前記第６デューティ比は、下記の式（１）を満たすことが好ましい。
（第６デューティ比）＝Ｃ×｛（第５デューティ比）−（第４デューティ比）｝−（第４デューティ比） ・・・（１）
但し、Ｃは、１．１〜２．６の定数
この構成によれば、第６デューティ比が、式（１）を満たすように設定されると、第４デューティ比から第６デューティ比に変化してから平滑部の時定数だけ経過したとき、制御電圧が、第５デューティ比に対応する電圧値に略等しくなるので、制御電圧の収束速度を効果的に速めることができる。

また、前記第５デューティ比に対応する前記制御電圧をＶ_Ｂ、前記パルス信号のハイレベルの電圧をＶｃｃ、前記パルス信号の周期をＴ、前記第４デューティ比に対応する前記パルス信号のパルス幅をＰ_Ａ、前記第６デューティ比に対応するパルス幅をＰ_Ｃ、前記平滑部の時定数をτとするとき、下記の式（２）を満たすように、前記維持時間ｔ_１が設定されていることが好ましい。
Ｖ_Ｂ＝｛Ｖｃｃ×Ｐ_Ａ／Ｔ｝＋｛Ｖｃｃ×（Ｐ_Ｃ−Ｐ_Ａ）／Ｔ｝×｛１−ｅｘｐ（ｔ_１／τ）｝ ・・・（２）
維持時間ｔ_１が式（２）を満たすように設定されると、制御電圧を第５デューティ比に対応する電圧Ｖ_Ｂに収束させる速度を最も効果的に速めることができる。

また、本発明に係るスイッチ装置は、上述の無線受信回路と、操作ハンドルと、負荷への給電経路を開閉するスイッチング素子と、前記無線受信回路における前記復調部により復調された信号、及び前記操作ハンドルにより受け付けられた操作に応じて、前記開閉部を開閉させるスイッチ制御部とを備える。

この構成によれば、無線受信回路によって受信された無線信号に応じて負荷への給電経路の開閉が行われるスイッチ装置において、試行錯誤することなく局部発振周波数が補正され、中間周波数のずれが低減される。

このような構成の無線受信回路及びスイッチ装置は、試行錯誤することなく局部発振周波数が補正され、中間周波数のずれが低減される。その結果、中間周波数信号をフィルタリングするＩＦフィルタの通過帯域を狭帯域にしたり、復調部の特性を狭帯域にしたりすることが容易となるので、無線受信回路の受信感度を向上することが容易となる。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の一実施形態に係る無線受信回路を用いたスイッチ装置と、送信機とを備えた負荷制御システムを示す説明図である。図１に示す負荷制御システムは、無線信号を送信する送信機Ｗ１と、無線信号に応じて照明負荷ＬＤを点滅するスイッチ装置１とで構成される。スイッチ装置１は、照明負荷ＬＤと直列接続されて、電源（商用交流電源）ＡＣに接続されている。なお、負荷は、蛍光灯及び蛍光灯電子安定器などの照明負荷ＬＤに限られず、他の照明負荷や、照明負荷以外の負荷であってもよい。

また、スイッチ装置１の前面には、操作ハンドル１０が設けられている。

図２は、図１に示すスイッチ装置１の構成の一例を示すブロック図である。スイッチ装置１は、無線受信回路２、スイッチング素子１１、スイッチ制御部１２、及びスイッチ入力部１３を備えている。

スイッチ入力部１３は、例えば操作ハンドル１０と連動するように配設されたタクトスイッチを用いて構成されている。スイッチング素子１１は、例えばトライアック等のスイッチング素子である。スイッチング素子１１は、スイッチ制御部１２からの制御信号に応じて照明負荷ＬＤへの給電経路を開閉する。

スイッチ制御部１２は、例えばマイクロコンピュータを用いて構成されている。そして、スイッチ制御部１２は、送信機Ｗ１から送信され、無線受信回路２によって受信された信号、及びスイッチ入力部１３から出力されたオン、オフ信号に応じて、スイッチング素子１１を開閉させる。

図３は、図２に示す無線受信回路２の構成の一例を示すブロック図である。図３に示す無線受信回路２は、アンテナＡＮＴ、低雑音増幅器ＬＮＡ、高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴ、ミキサＭＩＸ（混合部）、ＩＦフィルタＩＦ−ＦＬＴ、ＩＦアンプＩＦ−ＡＭＰ、復調部ＤＭＯＤ、周波数／電圧変換回路ＦＶ（周波数検出部）、温度センサＴＳ（温度検出部）、ローパスフィルタＬＰＦ（平滑部）、制御部２１、及び局部発振器２２を備えている。この場合、アンテナＡＮＴ、低雑音増幅器ＬＮＡ、及び高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴが、受信部の一例に相当している。

制御部２１は、例えば所定の演算処理を実行するＣＰＵ（Central Processing Unit）と、所定の制御プログラムが記憶されたＲＯＭ（Read Only Memory）と、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）と、アナログデジタルコンバータＡＤと、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮと、記憶部２１１と、これらの周辺回路等とを備えて構成されている。記憶部２１１は、例えばＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable and Programmable Read Only Memory）や、例えばＲＯＭの一部等、不揮発性の記憶素子を用いて構成されている。

そして、制御部２１は、例えばＲＯＭに記憶された制御プログラムを実行することにより、補正処理部ＣＡＬとして機能する。制御部２１は、例えば１チップのマイクロコントローラを用いて構成されている。

記憶部２１１には、アンテナＡＮＴによって、予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に周波数／電圧変換回路ＦＶによって検出されるべき周波数を示す周波数変換電圧Ｖｆｖと、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮで生成されるパルス信号のデューティ比Ｄｒとの対応関係を示す対応関係情報が、予め記憶されている。また、記憶部２１１には、温度の変化に対応した、局部発振器２２により生成される発振信号の周波数の変化量を示す温度関係情報が、予め記憶されている。この場合、記憶部２１１は、対応関係記憶部、及び温度関係記憶部の一例に相当している。

局部発振器２２は、並列共振回路２３と、出力回路２４と、結合コンデンサＣ３とを備えている。並列共振回路２３は、コンデンサＣ１と可変容量コンデンサＶＣ（可変容量ダイオード）との直列回路と、コンデンサＣ２と、インダクタＬとが並列接続されて構成されている。そして、可変容量コンデンサＶＣと、コンデンサＣ２と、インダクタＬとの接続点が、グラウンドに接続されている。また、可変容量コンデンサＶＣとコンデンサＣ１との接続点Ｐ１には、ローパスフィルタＬＰＦから出力される直流電圧Ｖｖｆが印加される。

可変容量コンデンサＶＣの静電容量は、接続点Ｐ１に印加される直流電圧Ｖｖｆに応じて変化する。そうすると、並列共振回路２３の発振周波数は、可変容量コンデンサＶＣの静電容量に応じて変化する。

出力回路２４は、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１、及びコンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６を備える。トランジスタＴｒ１のベースは、コンデンサＣ３を介して、並列共振回路２３におけるコンデンサＣ１，Ｃ２とインダクタＬとの接続点Ｐ２に接続されている。また、トランジスタＴｒ１のベースは、共振用のコンデンサＣ４，Ｃ５を介してグラウンドに接続され、コンデンサＣ４，Ｃ５の接続点が、トランジスタＴｒ１のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、抵抗Ｒ１を介してグラウンドに接続されている。

トランジスタＴｒ１のコレクタには、直流電源電圧Ｖｃｃが供給されている。そして、トランジスタＴｒ１のエミッタは、コンデンサＣ６を介してミキサＭＩＸに接続されている。そして、並列共振回路２３から出力された発振信号が、出力回路２４で増幅されて、局部発振信号Ｓ１としてミキサＭＩＸへ出力される。

そうすると、並列共振回路２３の発振周波数は、可変容量コンデンサＶＣの静電容量に応じて変化するから、局部発振信号Ｓ１の周波数、すなわち局部発振周波数は、直流電圧Ｖｖｆに応じて変化することとなる。

また、局部発振器２２の各部は、温度によって特性が変化するため、局部発振器２２の温度に応じて局部発振周波数が変動する。この温度に応じた局部発振周波数の変化量が、温度関係情報として記憶部２１１に記憶されている。

そして、送信機Ｗ１から送信された無線信号は、アンテナＡＮＴ、低雑音増幅器ＬＮＡ及び高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴによって受信され、受信信号Ｓ２としてミキサＭＩＸへ出力される。ミキサＭＩＸは、受信信号Ｓ２と局部発振信号Ｓ１とを混合して、ＩＦ信号Ｓ３（中間周波数信号）としてＩＦフィルタＩＦ−ＦＬＴへ出力する。

ミキサＭＩＸから出力されたＩＦ信号は、ＩＦフィルタＩＦ−ＦＬＴを通過して、ＩＦアンプＩＦ−ＡＭＰにて増幅される。そして、ＩＦアンプＩＦ−ＡＭＰで増幅された信号すなわちＩＦ信号Ｓ３に基づく信号Ｓ４が、復調部ＤＭＯＤにて復調されて、信号Ｓ５として制御部２１へ出力される。制御部２１は、復調部ＤＭＯＤによって復調された信号Ｓ５を、図２に示すスイッチ制御部１２へ出力する。

周波数／電圧変換回路ＦＶは、信号Ｓ４の周波数に応じた電圧を、周波数変換電圧ＶｆｖとしてアナログデジタルコンバータＡＤへ出力する。周波数／電圧変換回路ＦＶは、例えば、信号Ｓ４の周波数に比例する電圧を、周波数変換電圧Ｖｆｖとして出力する。この場合、周波数変換電圧Ｖｆｖは、ＩＦ信号Ｓ３の周波数、すなわち中間周波数ＩＦを示している。

温度センサＴＳは、環境温度、あるいは局部発振器２２の温度Ｔを検出し、その温度Ｔに応じた電圧ＶｔｓをアナログデジタルコンバータＡＤへ出力する。アナログデジタルコンバータＡＤは、周波数変換電圧Ｖｆｖや、温度Ｔを示す電圧Ｖｔｓをデジタル値に変換し、補正処理部ＣＡＬへ出力する。

パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮは、補正処理部ＣＡＬによって設定された周期、及びパルス幅で、パルス信号ＰＷＭをローパスフィルタＬＰＦへ出力する。すなわち、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮは、補正処理部ＣＡＬによって設定されたデューティ比Ｄｒのパルス信号ＰＷＭをローパスフィルタＬＰＦへ出力するようになっている。

ローパスフィルタＬＰＦは、パルス信号ＰＷＭを平滑して直流電圧Ｖｖｆとして並列共振回路２３へ出力する。この場合、パルス信号ＰＷＭのハイレベルの電圧を、電圧Ｖｃｃとすると、Ｖｖｆ＝Ｖｃｃ×Ｄｒとなる。従って、補正処理部ＣＡＬは、デューティ比Ｄｒを調節することによって、直流電圧Ｖｖｆを調節し、局部発振信号Ｓ１の周波数を制御できるようになっている。

補正処理部ＣＡＬは、記憶部２１１に記憶されている温度関係情報に基づいて、温度センサＴＳによって検出された温度Ｔに対応する局部発振信号Ｓ１の周波数の変化量を取得し、当該周波数の変化量を相殺するようにパルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮに設定されるデューティ比Ｄｒを調節する。

また、補正処理部ＣＡＬは、周波数／電圧変換回路ＦＶによって検出された周波数を示す周波数変換電圧Ｖｆｖと、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報とに基づいて、ＩＦ信号Ｓ３の周波数すなわち中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０となるようにパルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮのデューティ比Ｄｒを設定することにより、局部発振器２２で生成される局部発振信号Ｓ１の周波数を補正する。

次に、記憶部２１１に記憶される温度関係情報と対応関係情報との生成方法について、説明する。温度関係情報と対応関係情報とは、例えば製品出荷前の検査工程において生成され、記憶部２１１に記憶される。

図４は、温度関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。まず、無線受信回路２を標準温度（例えば２５℃）に保った状態で、検査用標準信号をアンテナＡＮＴから入力する（ステップＳＴ１）。このとき周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖで示される中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致するように、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮのデューティ比Ｄｒを調整する。そして、中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときのデューティ比Ｄｒを基準デューティ比Ｄｒ０とする（ステップＳＴ２）。

次に、中間周波数ＩＦが設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときの温度センサＴＳの出力電圧をアナログデジタルコンバータＡＤにてＡ／Ｄ変換して得られた温度Ｔを示す基準温度電圧Ｖｔｓ０と、基準デューティ比Ｄｒ０とを、記憶部２１１に記憶させる。ここで、局部発振器２２の発振周波数は、周囲温度の関数となる。周囲温度（または周囲温度によって決まる温度センサＴＳの出力電圧）と局部発振器２２の発振周波数との関係をデータテーブル化し、そのデータテーブルを記憶部２１１に温度関係情報として記憶させる（ステップＳＴ３）。

図５は、対応関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。まず、無線受信回路２を標準温度（例えば２５℃）に保った状態で、検査用標準信号をアンテナＡＮＴから入力する（ステップＳＴ５）。このとき周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖで示される中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致するように、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮのデューティ比Ｄｒを調整する。そして、中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときのデューティ比Ｄｒを基準デューティ比Ｄｒ０とする（ステップＳＴ６）。

次に、中間周波数ＩＦが設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときに周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖを、アナログデジタルコンバータＡＤで変換して得られた基準周波数電圧Ｖｆｖ０と、基準デューティ比Ｄｒ０とを、対応関係情報として記憶部２１１に記憶させる（ステップＳＴ７）。

ここで、周波数／電圧変換回路ＦＶの入出力特性と、局部発振器２２の電圧感度（入力電圧／出力周波数特性）と、パルス信号ＰＷＭのデューティ比Ｄｒと、可変容量コンデンサＶＣに印加される直流電圧Ｖｖｆとの関係とは、設計段階で明らかにできるので、デューティ比Ｄｒの変化量と、周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係も既知となる。そこで、周波数／電圧変換回路ＦＶの入出力特性および局部発振器２２の電圧感度（入力電圧／出力周波数特性）がともに線形性をもつように設計すれば、パルス信号ＰＷＭのデューティ比Ｄｒと周波数／電圧変換回路ＦＶの周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係を、一次関数で表すことができる。

図６は、デューティ比Ｄｒと周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係を表す一次関数を、デューティ比Ｄｒと周波数変換電圧Ｖｆｖとを座標軸とする直交座標平面上に表した直線Ｌ１を示すグラフである。このようにして得られた直線Ｌ１の傾きＡ（＝Ｖｆｖ０／Ｄｒ０）も、対応関係情報として記憶部２１１に記憶させる（ステップＳＴ７）。

次に、無線受信回路２の運用時における動作について、説明する。図７は、図３に示す無線受信回路２の動作の一例を示すフローチャートである。まず、補正処理部ＣＡＬは、温度センサＴＳの出力電圧Ｖｔｓを取得する（ステップＳＴ１１）。

次に、補正処理部ＣＡＬは、記憶部２１１にデータテーブルとして記憶されている温度関係情報を参照し、当該データテーブルによって、温度センサＴＳから得られた電圧Ｖｔｓと対応付けられている発振周波数を、局部発振器２２の発振周波数として推定する（ステップＳＴ１２）。

そして、補正処理部ＣＡＬは、現在の発振周波数が、標準温度における発振周波数からずれていると推定される場合は、既知の値である局部発振器２２の電圧感度をもとにそのずれを補償するための直流電圧Ｖｖｆｔを算出し（ステップＳＴ１３）、その直流電圧Ｖｖｆｔを実現するデューティ比Ｄｒ１のパルス信号ＰＷＭを、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮによって出力させる（ステップＳＴ１４）。これに伴い、局部発振器２２の発振周波数のずれが低減される。

以上、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４の処理により、無線受信回路２は、送信器から送出される信号を受信していない状態においても温度変化による発振周波数のずれを補償することができるので、高感度な無線受信回路２を実現することが容易となる。

無線受信回路２は、この状態で、送信機Ｗ１からの信号を待ち受ける（ステップＳＴ１５）。なお、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４の温度補償は、必ずしも実行しなくてもよい。ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４を実行しない場合、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮに基準デューティ比Ｄｒ０を設定した状態で、送信機Ｗ１からの信号を待ち受けるようにしてもよい。

そして、送信機Ｗ１から送信された無線信号が、アンテナＡＮＴで受信され、高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴを経て、ミキサＭＩＸからＩＦ信号Ｓ３が出力される（ステップＳ１５でＹＥＳ）。このとき、ＩＦ信号Ｓ３の中間周波数ＩＦは、送信機Ｗ１及び無線受信回路２の温度特性によって、周囲温度の影響を受けて、設計中心値ｆ_ＩＦ０からずれてしまう。そのため、中間周波数ＩＦは、ｆ_ＩＦ０＋△ｆ_ＩＦとなり、周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖは、電圧Ｖｆｖ１となる。

この電圧Ｖｆｖ１が、アナログデジタルコンバータＡＤによってデジタル値に変換されて、補正処理部ＣＡＬによって取得される（ステップＳＴ１６）。そして、補正処理部ＣＡＬは、電圧Ｖｆｖ１と、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報とに基づいて、新たなデューティ比Ｄｒ２を取得し、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮに設定する（ステップＳＴ１７）。

図８は、ステップＳＴ１７におけるデューティ比Ｄｒ２の取得方法を説明するための説明図である。図８においては、デューティ比Ｄｒと周波数変換電圧Ｖｆｖとを座標軸とする直交座標平面上に直線Ｌ１が示されている。今、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮにはデューティ比Ｄｒ１が設定されており、周波数変換電圧Ｖｆｖは、電圧Ｖｆｖ１になっている。

そうすると、座標（Ｄｒ１，Ｖｆｖ１）を示す第１座標Ｐｘ１は、記憶部２１１に記憶されている直線Ｌ１上にはない。これは、例えば周囲温度の影響により、無線受信回路２におけるデューティ比Ｄｒと周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係が、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報から変化したことを意味している。

そこで、補正処理部ＣＡＬは、現状の座標（Ｄｒ１，Ｖｆｖ１）である第１座標Ｐｘ１を通り、かつ傾きがＡである一次関数で表される直線Ｌ２（第１補正対応情報）を生成する。直線Ｌ２の傾きは、直線Ｌ１の傾きＡと近似しているものとする。そして、補正処理部ＣＡＬは、直線Ｌ２上で、周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖが、記憶部２１１に記憶されている基準周波数電圧Ｖｆｖ０、あるいは基準周波数電圧Ｖｆｖ０に温度補正を加えた目標周波数電圧Ｖｆｖ０’になるようなデューティ比Ｄｒ２を求めて、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮに設定することで、中間周波数ＩＦを設計中心値ｆ_ＩＦ０に戻すことができる。

より具体的には、補正処理部ＣＡＬは、ステップＳＴ１７において、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報、すなわち直線Ｌ１を示す一次関数によってデューティ比Ｄｒ１（第１デューティ比）と対応付けられている目標周波数電圧Ｖｆｖ０’（目標周波数）と、ステップＳＴ１６で得られた電圧Ｖｆｖ１（第１周波数）との差△Ｖｆｖ１を、△Ｖｆｖ１＝Ｖｆｖ１―Ｖｆｖ０’として算出する。この場合、目標周波数電圧Ｖｆｖ０’は、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４において、基準周波数電圧Ｖｆｖ０における温度の影響が補正された値に相当する。

そして、補正処理部ＣＡＬは、デューティ比Ｄｒ１と、記憶部２１１に記憶されている傾きＡとから、調整後の新たなデューティ比Ｄｒ２（第２デューティ比）を、Ｄｒ２＝Ｄｒ１―△Ｖｆｖ１／Ａとして算出する。

補正処理部ＣＡＬが、このようにして得られたデューティ比Ｄｒ２をパルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮに設定すると、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮからデューティ比Ｄｒ２のパルス信号ＰＷＭが、ローパスフィルタＬＰＦへ出力される。そうすると、ローパスフィルタＬＰＦから出力される直流電圧Ｖｖｆが、デューティ比Ｄｒ２に応じた電圧に変化し、それに伴い局部発振器２２の発振周波数が変化し、中間周波数ＩＦが補正される。

なお、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４の温度補償を実行しない場合は、デューティ比Ｄｒ１の代わりに基準デューティ比Ｄｒ０を用い、目標周波数電圧Ｖｆｖ０’の代わりに基準周波数電圧Ｖｆｖ０を用いるようにすればよい。

以上、ステップＳＴ１７では、直線Ｌ２の傾きがＡと等しいと仮定して、中間周波数ＩＦを修正した。しかしながら、例えば温度の影響で局部発振器２２の特性が変化した場合、デューティ比Ｄｒと周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係を示す一次関数の傾きが、直線Ｌ１と等しいとは限らない。

そこで、補正処理部ＣＡＬは、再びデューティ比Ｄｒの補正を行う際に、前回の補正の際に得られた第１座標Ｐｘ１（Ｄｒ１，Ｖｆｖ１）と、デューティ比Ｄｒ２を設定後にアナログデジタルコンバータＡＤから出力された電圧Ｖｆｖ２（第２周波数）とに基づいて、新たな直線Ｌ３を生成し、直線Ｌ３の傾きＢを用いて新たなデューティ比Ｄｒ３を設定する（ステップＳＴ１８）。

具体的には、補正処理部ＣＡＬは、ステップＳＴ１８において、デューティ比がデューティ比Ｄｒ２に設定されている状態で、周波数／電圧変換回路ＦＶ及びアナログデジタルコンバータＡＤで得られる電圧Ｖｆｖ２（第２周波数）とデューティ比Ｄｒ２とで示される第２座標Ｐｘ２（Ｄｒ２，Ｖｆｖ２）と、第１座標Ｐｘ１（Ｄｒ１，Ｖｆｖ１）とを通る一次関数で表される直線Ｌ３（第２補正対応情報）を生成する。

そして、補正処理部ＣＡＬは、目標周波数電圧Ｖｆｖ０’と電圧Ｖｆｖ２との差△Ｖｆｖ２を、△Ｖｆｖ２＝Ｖｆｖ２―Ｖｆｖ０’として算出する。そして、補正処理部ＣＡＬは、デューティ比Ｄｒ２と、差△Ｖｆｖ２と、直線Ｌ３の傾きＢとから、調整後の新たなデューティ比Ｄｒ３（第３デューティ比）を、Ｄｒ３＝Ｄｒ２―△Ｖｆｖ２／Ｂとして算出する。

さらに、補正処理部ＣＡＬが、このようにして得られたデューティ比Ｄｒ３をパルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮに設定することにより、局部発振器２２の発振周波数の調整精度を向上することができる。

なお、復調部ＤＭＯＤと周波数／電圧変換回路ＦＶとを別々のブロックとしたが、ＦＭ受信器やＦＳＫ（Frequency Shift Keying）受信器においては、復調部ＤＭＯＤ自体が周波数/電圧変換機能を備えることになるので、復調部ＤＭＯＤと別に周波数／電圧変換回路ＦＶを設ける必要がない。したがって、本発明に係る無線受信回路を、ＦＭ受信器やＦＳＫ（Frequency Shift Keying）受信器に適用した場合には、回路規模の増大を低減することが容易である。

以上のように構成された無線受信回路２は、送信器から送出される信号の周波数ずれをキャンセルするように局部発振器の発振周波数ずれを補償することで、中間周波数ＩＦのずれが抑制された高感度な無線受信回路を実現することができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る無線受信回路について説明する。第２の実施形態に係る無線受信回路は、パルス信号生成部ＰＷＭ−ＧＥＮに設定されているデューティ比を変更する際の、補正処理部ＣＡＬ’の動作が異なる。その他の構成は、第２の実施形態に係る無線受信回路２と同様であるのでその説明を省略し、以下本実施形態の特徴的な点について説明する。

図９は、時定数τのローパスフィルタのステップ応答を示す説明図である。時定数τのローパスフィルタのステップ応答は、一般に、下記の式（３）で表される。

Ｖｏ（ｔ）＝Ｖｉ×｛１−ｅｘｐ（ｔ／τ）｝ ・・・（３）
ここで、Ｖｉはローパスフィルタの入力電圧、Ｖｏはローパスフィルタの出力電圧、tは時間である。そうすると、図９に示すように、ローパスフィルタＬＰＦにＶｉの電圧を入力した瞬間を、時間ｔ＝0とすると、ｔ＝τにおける出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝０．６３２×Ｖｉとなり、ＶｏがＶｉに十分近づくには、τよりも十分長い時間が必要となる。

ここで、パルス信号ＰＷＭの周期がＴで一定であれば、基準デューティ比Ｄｒ０におけるパルス幅Ｐｄｒ０は、Ｐｄｒ０＝Ｔ×Ｄｒ０で得られ、デューティ比Ｄｒ１におけるパルス幅Ｐｄｒ１は、Ｐｄｒ１＝Ｔ×Ｄｒ１で得られ、デューティ比Ｄｒ２におけるパルス幅Ｐｄｒ２は、Ｐｄｒ２＝Ｔ×Ｄｒ２で得られ、デューティ比Ｄｒ３におけるパルス幅Ｐｄｒ３は、Ｐｄｒ３＝Ｔ×Ｄｒ３で得られる。

従って、補正処理部ＣＡＬによるデューティ比Ｄｒの変更は、パルス信号ＰＷＭの周期がＴで一定であれば、パルス信号ＰＷＭのパルス幅の変更と等価である。そこで、以下の説明においては、上記デューティ比Ｄｒの変更をパルス幅の変更として説明し、その変更前のデューティ比Ｄｒに対応するパルス幅をＰ_Ａ、変更後のパルス幅をＰ_Ｂとして説明する。

ここで、入力信号がパルス信号ＰＷＭであり、そのパルス幅がＰ_ＡからＰ_Ｂへステップ状に変化した際の出力電圧Ｖｏ、すなわち直流電圧Ｖｖｆの応答は、式（３）とほぼ同等となる。従って、
Ｖｏ（ｔ）＝｛Ｖｃｃ×Ｐ_Ａ／Ｔ｝＋｛Ｖｃｃ×（Ｐ_Ｂ−Ｐ_Ａ）／Ｔ｝×｛１−ｅｘｐ（ｔ／τ）｝ ・・・（４）
と表すことができる。

ここで、Ｔはパルス信号ＰＷＭの周期、Ｖｃｃはパルス信号ＰＷＭがハイレベルのときの電圧である。すなわち、ローパスフィルタから出力される直流電圧をＶ_Ａ（＝Ｖｃｃ×Ｐ_Ａ／Ｔ）からＶ_Ｂ（＝Ｖｃｃ×Ｐ_Ｂ／Ｔ）に変化させるべく、パルス幅をＰ_ＡからＰ_Ｂに変化させても、実際に出力電圧が変化するには時定数τに応じた遅れが生じる。

そこで、補正処理部ＣＡＬ’は、デューティ比Ｄｒを変更する際、すなわちパルス信号ＰＷＭのパルス幅を変更する際、以下のようにパルス幅の変更を行うことで、直流電圧Ｖｖｆの応答時間を短縮するようにしている。

図１０（ａ）、図１０（ｂ）は、補正処理部ＣＡＬ’によるパルス幅の変更方法を説明するための説明図である。図１０（ａ）、図１０（ｂ）の横軸は時間を示している。図１０（ａ）の縦軸は、パルス信号ＰＷＭのパルス幅を示している。図１０（ｂ）の縦軸は電圧を示している。

また、図１０（ｂ）において、グラフＧ１は、ローパスフィルタＬＰＦから出力される直流電圧Ｖｖｆを示している。グラフＧ２は直流電圧Ｖｖｆの制御目標値、すなわち時定数τによる遅延が無かった場合に図１０（ａ）に示すパルス幅のパルス信号ＰＷＭから得られるはずの電圧値を示している。グラフＧ３は、時間ｔ＝０において、もし仮にパルス幅をＰ_ＡからＰ_Ｂに直接変化させたとした場合の、直流電圧Ｖｖｆの電圧値を示している。グラフＧ４は、時間ｔ＝０において、もし仮に時間ｔ_１以後もパルス幅をＰ_Ｃのまま維持した場合の、直流電圧Ｖｖｆの電圧値を示している。

まず、初期状態において、パルス幅はＰ_Ａにされており、可変容量コンデンサＶＣに印加されている直流電圧Ｖｖｆは、Ｖ_Ａになっている。そして、補正処理部ＣＡＬは、時間ｔ＝０において、可変容量コンデンサＶＣに印加する直流電圧Ｖｖｆの制御目標値をＶ_ＡからＶ_Ｂに変化させるべく、パルス幅をＰ_ＡからＰ_Ｃに変化させる。

ここで、パルス幅Ｐ_Ｃは、Ｐ_Ａ＜Ｐ_Ｂの場合はＰ_Ｂ＜Ｐ_Ｃを満足し、Ｐ_Ａ＞Ｐ_Ｂの場合はＰ_Ｂ＞Ｐ_Ｃを満足するパルス幅である。このようにＰ_Ｃを設定すると、可変容量コンデンサＶＣに印加される直流電圧Ｖｖｆは、式（４）に従って電圧Ｖ_Ｃ（＝Ｖｃｃ×Ｐ_Ｃ／Ｔ）に近づいていく。その後、補正処理部ＣＡＬは、時間ｔ＝ｔ_１において、パルス幅をＰ_ＣからＰ_Ｂに変更する。そうすると、時間ｔ_１以降の領域において、直流電圧Ｖｖｆは電圧Ｖ_Ｂに漸近する。

この場合、パルス幅Ｐ_Ｃ及び時間ｔ_１を適切に設定すると、単に時間ｔ＝０においてパルス幅をＰ_Ａから直接Ｐ_Ｂに変化させた場合と比べて、直流電圧Ｖｖｆが電圧Ｖ_Ｂに収束する速度が速くなる。ここで、パルス幅Ｐ_Ａは第４デューティ比Ｄ_４に対応し、パルス幅Ｐ_Ｂは第５デューティ比Ｄ_５に対応し、パルス幅Ｐ_Ｃは第６デューティ比Ｄ_６に対応している。また、時間ｔ_１は、維持時間に相当している。

例えばＰ_Ｃ＝Ｃ×（Ｐ_Ｂ−Ｐ_Ａ）−Ｐ_Ａ
（ただし、Ｃは定数であり、時間ｔ_１＝０．５τのときＣの最適値は２．５４、時間ｔ_１＝τのときＣの最適値は１．５８、時間ｔ_１＝２τのときＣの最適値は１．１６である）
を満足するようなパルス幅Ｐ_Ｃを設定することにより、時間τのときのＶｖｆである直流電圧Ｖｖｆ（τ）≒Ｖ_Ｂとなるので、効果的に収束速度を速めることができる。

また、補正処理部ＣＡＬは、例えば、Ｖ_Ａ＞Ｖ_ＢのときはＰ_Ｃ＝０と設定し、Ｖ_Ａ＜Ｖ_ＢのときはＰ_Ｃ＝Ｔと設定してもよい。この場合、式（４）においてパルス幅Ｐ_ＢをＰ_Ｃに置き換えた下記の式（５）を満足するような時間ｔを、時間ｔ_１として設定することで、直流電圧Ｖｖｆを電圧Ｖ_Ｂに収束させる速度を最も効果的に速めることができる。

Ｖ_Ｂ＝｛Ｖｃｃ×Ｐ_Ａ／Ｔ｝＋｛Ｖｃｃ×（Ｐ_Ｃ−Ｐ_Ａ）／Ｔ｝×｛１−ｅｘｐ（ｔ／τ）｝ ・・・（５）
このように構成された無線受信回路２は、局部発振器２２の発振周波数を補正する際に、直流電圧Ｖｖｆの応答速度を速めて発振周波数の補正にかかる時間を短縮することができる。

本発明の一実施形態に係る無線受信回路を用いたスイッチ装置と、送信機とを備えた負荷制御システムを示す説明図である。 図１に示すスイッチ装置の構成の一例を示すブロック図である。 図２に示す無線受信回路の構成の一例を示すブロック図である。 温度関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。 対応関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。 デューティ比と周波数変換電圧との関係を表す一次関数を、デューティ比と周波数変換電圧とを座標軸とする直交座標平面上に表した直線を示すグラフである。 図３に示す無線受信回路の動作の一例を示すフローチャートである。 ステップＳＴ１７におけるデューティ比の取得方法を説明するための説明図である。 時定数τのローパスフィルタのステップ応答を示す説明図である。 補正処理部によるパルス幅の変更方法を説明するための説明図である。 背景技術に係る無線受信器の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ スイッチ装置
２ 無線受信回路
１０ 操作ハンドル
１１ スイッチング素子
１２ スイッチ制御部
２１ 制御部
２２ 局部発振器
２３ 並列共振回路
２４ 出力回路
２１１ 記憶部
ＡＤ アナログデジタルコンバータ
ＡＮＴ アンテナ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６ コンデンサ
ＣＡＬ 補正処理部
ＤＭＯＤ 復調部
Ｄｒ０ 基準デューティ比
Ｄｒ，Ｄｒ１，Ｄｒ２ デューティ比
ｆ_ＩＦ０ 設計中心値
ＦＶ 周波数／電圧変換回路
ＩＦ−ＡＭＰ ＩＦアンプ
ＩＦ−ＦＬＴ ＩＦフィルタ
Ｌ インダクタ
ＬＤ 照明負荷
ＬＮＡ 低雑音増幅器
ＬＰＦ ローパスフィルタ
ＭＩＸ ミキサ
ＰＷＭ パルス信号生成部
ＲＦ 高周波フィルタ
Ｓ１ 局部発振信号
Ｓ２ 受信信号
Ｓ３ ＩＦ信号
Ｔ 温度
ＴＳ 温度センサ
ＶＣ 可変容量コンデンサ
Ｖｃｃ 直流電源電圧
Ｖｆｖ 周波数変換電圧
Ｖｆｖ０ 基準周波数電圧
Ｖｆｖ０’ 目標周波数電圧
Ｖｖｆ 直流電圧

Claims (9)

1. 無線信号を受信する受信部と、
   局部発振周波数の発振信号を生成すると共に、所定の制御電圧に応じて前記発振信号の周波数を変化させる局部発振器と、
   前記受信部によって取得された受信信号と前記局部発振器によって生成された発振信号とを混合し、前記受信信号を中間周波数に変換して中間周波数信号を生成する混合部と、
   前記中間周波数信号に基づく信号を復調する復調部と、
   前記中間周波数信号に基づく信号の周波数を検出する周波数検出部と、
   所定のデューティ比のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
   前記パルス信号生成部によって生成されたパルス信号を平滑することにより、前記制御電圧を生成する平滑部と、
   前記受信部によって予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に前記周波数検出部によって検出される周波数と前記デューティ比との対応関係を示す対応関係情報を、予め記憶する対応関係記憶部と、
   前記受信部によって前記無線信号が受信されたとき、前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて前記パルス信号生成部で用いられる前記デューティ比を設定することにより、前記局部発振器で生成される発振信号の周波数を補正する補正処理部と
   を備えることを特徴とする無線受信回路。
2. 前記対応関係情報は、一次関数で近似できる情報であり、
   前記補正処理部は、
   前記デューティ比が第１デューティ比に設定されているときに前記受信部によって前記無線信号が受信された場合、前記対応関係情報によって前記第１デューティ比と対応付けられている目標周波数と、前記周波数検出部で検出された第１周波数との差を前記一次関数で近似された前記対応関係情報の傾きで除して得られた値だけ、前記第１デューティ比を変化させて得られる第２デューティ比を、前記パルス信号生成部における新たなデューティ比として設定することにより、前記補正を実行すること
   を特徴とする請求項１記載の無線受信回路。
3. 前記補正処理部は、
   前記補正を実行する際に、前記デューティ比と前記周波数とを座標軸とする座標平面上で、前記第１デューティ比と前記第１周波数とで示される第１座標を通り、かつ前記対応関係情報と等しい傾きを有する一次関数で表される第１補正対応情報を生成し、
   再び補正を実行する際に、前記デューティ比が前記第２デューティ比に設定されている状態で前記受信部によって前記無線信号が受信された場合、前記周波数検出部で検出される第２周波数と前記第２デューティ比とで示される第２座標と、前記第１座標とを通る一次関数で表される第２補正対応情報を生成し、前記目標周波数と前記第２周波数との差を、前記第２補正対応情報を表す一次関数の傾きで除して得られる値だけ、前記第２デューティ比を変化させて得られる第３デューティ比を、前記パルス信号生成部における新たなデューティ比として設定することにより、前記補正を実行すること
   を特徴とする請求項２記載の無線受信回路。
4. 温度を検出する温度検出部と、
   温度の変化に対応した、前記局部発振器により生成される前記発振信号の周波数の変化量を示す温度関係情報を予め記憶する温度関係記憶部とをさらに備え、
   前記補正処理部は、さらに、
   前記温度関係記憶部に記憶されている温度関係情報に基づいて、前記温度検出部によって検出された温度に対応する前記発振信号の周波数の変化量を取得し、当該周波数の変化量を相殺するように前記パルス信号生成部に設定されるデューティ比を調節すること
   を特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の無線受信回路。
5. 前記補正処理部は、
   前記パルス信号生成部に設定されているデューティ比を、第４デューティ比から、当該第４デューティ比より大きい第５デューティ比へ増大させるとき、前記第４デューティ比から前記第５デューティ比より大きい第６デューティ比に変化させ、所定の維持時間だけ当該第６デューティ比を維持した後、前記第５デューティ比に変化させること
   を特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の無線受信回路。
6. 前記補正処理部は、
   前記パルス信号生成部に設定されているデューティ比を、第４デューティ比から、当該第４デューティ比より小さい第５デューティ比へ減少させるとき、前記第４デューティ比から前記第５デューティ比より小さい第６デューティ比に変化させ、所定の維持時間だけ当該第６デューティ比を維持した後、前記第５デューティ比に変化させること
   を特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の無線受信回路。
7. 前記維持時間は、前記平滑部の時定数の０．５〜２．０倍の範囲内であり、
   前記第６デューティ比は、下記の式（１）を満たすこと
   （第６デューティ比）＝Ｃ×｛（第５デューティ比）−（第４デューティ比）｝−（第４デューティ比） ・・・（１）
   但し、Ｃは、１．１〜２．６の定数
   を特徴とする請求項５記載の無線受信回路。
8. 前記第５デューティ比に対応する前記制御電圧をＶ_Ｂ、前記パルス信号のハイレベルの電圧をＶｃｃ、前記パルス信号の周期をＴ、前記第４デューティ比に対応する前記パルス信号のパルス幅をＰ_Ａ、前記第６デューティ比に対応するパルス幅をＰ_Ｃ、前記平滑部の時定数をτとするとき、下記の式（２）を満たすように、前記維持時間ｔ_１が設定されていること
   Ｖ_Ｂ＝｛Ｖｃｃ×Ｐ_Ａ／Ｔ｝＋｛Ｖｃｃ×（Ｐ_Ｃ−Ｐ_Ａ）／Ｔ｝×｛１−ｅｘｐ（ｔ_１／τ）｝ ・・・（２）
   を特徴とする請求項５又は６記載の無線受信回路。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の無線受信回路と、
   操作ハンドルと、
   負荷への給電経路を開閉するスイッチング素子と、
   前記無線受信回路における前記復調部により復調された信号、及び前記操作ハンドルにより受け付けられた操作に応じて、前記開閉部を開閉させるスイッチ制御部と
   を備えることを特徴とするスイッチ装置。

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