JP5248923B2 - 発振回路、及びこれを用いた無線受信回路、スイッチ装置 - Google Patents

Description

本発明は、発振周波数を調節可能な発振回路、及びこれを用いた無線受信回路、スイッチ装置に関する。

従来の電圧制御発振器としては、例えば図１２に示すようなものが提供されていた。図１２において、電圧制御発振器１０１は、直流電圧発生部１０２と発振回路１０３から構成されている。直流電圧発生部１０２は、マイクロコントローラ１０４とローパスフィルタ１０５と水晶発振器１０９とから構成されている。

マイクロコントローラ１０４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やその周辺回路が集積された集積回路である。マイクロコントローラ１０４は、パルス幅や周期を設定可能ないわゆるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）モジュールと呼ばれるパルス発生回路１４１を備えている。このようなパルス発生回路１４１を複数チャンネル備えたマイクロコントローラが、市場に広く流通している。

また、マイクロコントローラ１０４には、水晶発振器１０９が接続されている。水晶発振器１０９は、所定の周波数を有するクロック信号を、マイクロコントローラ１０４に供給する。マイクロコントローラ１０４内の各回路ブロックは、水晶発振器１０９から供給されるクロック信号に基づき動作するようになっている。

ローパスフィルタ１０５の時定数は、マイクロコントローラ１０４から出力されるパルス信号１４２を平滑し、直流に変換可能なように、パルス信号１４２の周期に対して十分大きい値に設定されている。発振回路１０３はＬＣ共振回路１０６、結合コンデンサ１０７、増幅器１０８から構成されている。

そして、マイクロコントローラ１０４から任意のデューティ比をもつパルス信号１４２を出力すると、そのパルス信号１４２はローパスフィルタ１０５によって平滑化され直流電圧Ｖ_１０５に変換され、この直流電圧Ｖ_１０５が直流電圧発生部１０２の出力電圧となる。直流電圧発生部１０２から出力された直流電圧Ｖ_１０５は、ＬＣ共振回路１０６内の可変容量コンデンサ１６１に印加される。この印加電圧により可変容量コンデンサ１６１の静電容量が決定され、その結果ＬＣ共振回路１０６の共振周波数が決定する。

ＬＣ共振回路１０６は、共振周波数において、ＬＣ共振回路１０６内の損失と増幅器１０８の負性抵抗が互いにキャンセルするところで安定した発振が持続される。従って、電圧制御発振器１０１の発振周波数はＬＣ共振回路１０６の共振周波数によって決定される。

ここで、直流電圧発生部１０２から出力されて可変容量コンデンサ１６１に印加される直流電圧Ｖ_１０５は、パルス信号１４２のデューティ比に比例する。また可変容量コンデンサ１６１の静電容量は、可変容量コンデンサ１６１に印加される電圧の関数で表される。さらに、電圧制御発振器１０１の発振周波数は可変容量コンデンサ１６１の静電容量に応じて変化する。

したがって、マイクロコントローラ１０４から出力されるパルス信号１４２のデューティ比を調節することにより、電圧制御発振器１０１の発振周波数を調節することが可能となる。

このような構成の電圧制御発振器１０１を無線受信器の局部発振器として使用すると、機械式の可変容量コンデンサ（いわゆるバリコン）を用いる場合と比べて、安価な回路構成で、機械的な調整を行うことなく受信周波数の調整が可能な無線受信器を実現できる。

マイクロコントローラ１０４によるパルス信号１４２のデューティ比の制御は、パルス幅とパルス周期とをマイクロコントローラ１０４に内蔵されているパルス発生回路に設定することによって行われる。ここで、マイクロコントローラ１０４に内蔵されているパルス発生回路１４１は、水晶発振器１０９から供給されるクロック信号に基づいて、パルス信号１４２を生成する。

例えば、パルス発生回路１４１は、水晶発振器１０９から供給されるクロック信号のパルス数を計数することにより、パルス信号１４２の信号立上りタイミングや立下りタイミングを、パルス幅及びパルス周期の設定値に応じて決定するようになっている。従って、パルス幅及びパルス周期をパルス発生回路１４１に設定可能な最小の単位時間は、水晶発振器１０９から供給されるクロック信号の周期となる。

そのため、パルス信号１４２のデューティ比を制御するためにパルス信号１４２のパルス幅を設定するときは、デューティ比を調節可能な最小のステップ幅は、（クロック信号の周期）／（パルス信号１４２の周期）となる。より具体的には、クロック信号の周期をφ、パルス発生回路１４１の周期をＮφとしたとき、パルス信号１４２のパルス幅Ｐは、０、φ、２φ、・・・、Ｎφの（Ｎ＋１）段階の設定が可能となる。そうすると、デューティ比を調節可能な最小単位のステップ幅は1／Nとなる。

このとき、可変容量コンデンサ１６１に印加される直流電圧Ｖ_１０５の、調節可能な最小単位のステップ幅は、Ｖｃｃ／Ｎとなる。そして、電圧制御発振器１０１の発振周波数を調節可能な最小単位のステップ幅は、Ｓ×Ｖｃｃ／Ｎとなる。ただし、ＳはＬＣ共振回路１０６の電圧感度、Ｖｃｃはパルス信号１４２がハイレベルのときの電圧である。具体例として、Ｎ＝１０、Ｖｃｃ＝３．０（Ｖ）のときの、パルス信号１４２のパルス幅Ｐと、可変容量コンデンサ１６１に印加される直流電圧Ｖ_１０５との関係を図１３に示す。

一方、局部発振器を用いた無線受信器においては、局部発振器の発振周波数や、図示しない送信器の送信周波数が、周囲温度の変化によって変動した場合、ＩＦ信号の中間周波数が設計中心値からずれてしまう。これに対応するため、ＩＦフィルタの通過帯域を広帯域にしたり、復調部の特性を広帯域化したりする必要が生じて、受信感度が低くなるという不都合があった。

そこで、下記の特許文献１には、ＰＷＭ信号にて発振周波数を制御可能な発振回路を局部発振器として用いたリモートコントロール受信機の例が示されている。このリモートコントロール受信機は、リモートコントロール送信機より送信されてくる搬送波を受信中に、リモートコントロール受信機のＰＷＭ信号を制御して同調電圧を変化させることで、受信周波数を微調整することが示されている。
実開平５−３９０３４号公報

ところで、上述のような電圧制御発振器１０１において、発振周波数の調整精度の向上が望まれている。特に、局部発振器を用いた無線受信器では、局部発振器の発振周波数のずれは受信感度に影響するから、局部発振器の発振周波数の調整精度を向上したいというニーズがある。

ここで、上述のような電圧制御発振器１０１において、発振周波数の調節が可能な最小単位のステップ幅は、パルス信号１４２のデューティ比を調節可能な最小単位のステップ幅によって決まる。従って、発振周波数の調節精度を向上するには、パルス信号１４２のデューティ比を調節可能な最小単位のステップ幅を小さくする必要がある。

パルス信号１４２のデューティ比を調節可能な最小単位のステップ幅を小さくするには、上記Ｎを大きくすればよい。Ｎを大きくする方法としては、クロック信号の周期φを短くする方法と、パルス信号１４２の周期を伸ばす方法とが考えられる。

しかしながら、クロック信号の周期φを短くすると、クロック信号の周波数が増大するから、このクロック信号で動作している他の回路ブロックにおける消費電流を増大させてしまうという、不都合がある。特に、図１２に示すように、パルス発生回路１４１がマイクロコントローラ１０４に内蔵されている場合、クロック信号の周波数を増大しようとすると、マイクロコントローラ１０４そのものを高速のクロック周波数で動作するものにする必要があり、コストの増大を招くという、不都合がある。

また、パルス信号１４２の周期を伸ばすと、パルス信号１４２を充分に平滑化するために、ローパスフィルタ１０５の時定数をより大きくする必要が生じる。しかしながら、ローパスフィルタ１０５の時定数を増大させると、パルス信号１４２のデューティ比を設定してからそのデューティ比に応じた直流電圧Ｖ_１０５が得られるまでの応答時間が長くなるため、電圧制御発振器１０１の発振周波数調整に要する時間が増加するという、不都合があった。

本発明の目的は、消費電力の増大と、発振周波数調整に要する時間の増大とを低減しつつ、従来よりも発振周波数の調整精度を向上させることが容易な発振回路、及びこれを用いた無線受信回路、スイッチ装置を提供することにある。

本発明に係る発振回路は、所定の第１制御電圧を生成する第１制御電圧生成部と、所定の第２制御電圧を生成する第２制御電圧生成部と、前記第１及び第２制御電圧に応じた周波数の発振信号を生成する発振信号生成部とを備え、前記第１制御電圧生成部は、所定の周期で第１パルス信号を出力する第１パルス生成部と、前記第１パルス信号を平滑して得られた電圧を出力する第１平滑部と、前記第１平滑部から出力された電圧を、予め設定された比率に変換して前記第１制御電圧として前記発振信号生成部へ出力する第１電圧変換部と、前記第１パルス信号のパルス幅の設定を受け付ける第１パルス幅設定部とを備え、前記第２制御電圧生成部は、所定の周期で第２パルス信号を出力する第２パルス生成部と、前記第２パルス信号を平滑して得られた電圧を出力する第２平滑部と、前記第２平滑部から出力された電圧を、前記第１電圧変換部とは異なる比率に変換して前記第２制御電圧として前記発振信号生成部へ出力する第２電圧変換部と、前記第２パルス信号のパルス幅の設定を受け付ける第２パルス幅設定部とを備える。

この構成によれば、第１パルス幅設定部によって受け付けられたパルス幅で、第１パルス生成部から所定の周期の第１パルス信号が出力され、この第１パルス信号が、第１平滑部によって平滑されて、第１電圧変換部へ出力される。第１電圧変換部では、当該平滑された電圧が予め設定された比率に変換されて第１制御電圧として発振信号生成部へ出力される。一方、第２パルス幅設定部によって受け付けられたパルス幅で、第２パルス生成部から所定の周期の第２パルス信号が出力され、この第２パルス信号が、第２平滑部によって平滑されて、第２電圧変換部へ出力される。第２電圧変換部では、当該平滑された電圧が第１電圧変換部とは異なる比率に変換されて第２制御電圧として発振信号生成部へ出力される。そして、発振信号生成部によって、第１及び第２制御電圧に応じた周波数の発振信号が生成される。

この場合、複数のパルス信号を平滑して得られた複数の制御電圧に応じて、発振信号の周波数が設定されるので、複数のパルス信号のパルス幅を設定する設定値の組み合わせによって、発振信号の周波数を設定することができる。従って、背景技術のように一つのパルス信号を平滑して得られた電圧に基づき発振周波数を変化させる場合よりも、発振周波数の調整精度を向上させることが容易となる。また、クロック信号の周波数を増大させたりパルス信号の周期を延ばしたりする必要がないので、消費電力の増大と、発振周波数調整に要する時間の増大とを低減しつつ、従来よりも発振周波数の調整精度を向上させることが容易となる。

また、前記発振信号生成部は、前記第１制御電圧生成部で生成される第１制御電圧を受け付ける第１信号端子と、前記第２制御電圧生成部で生成される第２制御電圧を受け付ける第２信号端子と、前記第１及び第２信号端子間に接続された可変容量コンデンサと、前記可変容量コンデンサを用いて発振することで前記発振信号を生成する発振部とを備えることが好ましい。

この構成によれば、第１制御電圧と第２制御電圧との差が、可変容量コンデンサに印加される。そうすると、第１及び第２パルス信号のパルス幅の組み合わせに応じた電圧が、可変容量コンデンサに印加されて、可変容量コンデンサの静電容量が変化する。そして、発振部は、この可変容量コンデンサを用いて発振することで発振信号を生成するから、第１及び第２パルス信号のパルス幅の組み合わせに応じて発振信号の周波数を変化させることが可能となる。

また、前記発振信号生成部は、前記第１制御電圧生成部で生成される第１制御電圧と、前記第２制御電圧生成部で生成される第２制御電圧とを加算して得られる加算電圧を出力する電圧加算部と、前記発振信号を生成すると共に、当該発振信号の発振周波数を前記電圧加算部から出力される加算電圧に応じて変化させる発振部とを備えることが好ましい。

この構成によれば、第１パルス信号のパルス幅と、第２パルス信号のパルス幅とを設定することができる。そして、これら複数のパルス信号を平滑して得られた複数の制御電圧が加算され、その加算電圧に応じて発振信号の周波数が変化する。従って、複数のパルス幅の組み合わせに応じて発振信号の周波数を変化させることが可能となる。

また、前記第２制御電圧生成部は、複数設けられ、前記各第２制御電圧生成部が備える第２電圧変換部は、前記各第２制御電圧生成部が備える第２平滑部から出力された電圧を、互いに異なる比率に変換して前記第２制御電圧として前記電圧加算部へそれぞれ出力し、前記電圧加算部は、前記第１制御電圧生成部で生成される第１制御電圧と、前記複数の第２電圧変換部から出力される複数の第２制御電圧とを加算して得られる加算電圧を前記発振部へ出力することが好ましい。

この構成によれば、第２制御電圧生成部が複数設けられ、各第２制御電圧生成部における第２電圧変換部の電圧変換比率が互いに異なる比率にされているので、パルス幅の組み合わせにより生成可能な制御電圧の種類が増加する。そして、第２制御電圧生成部の数は多いほど、パルス幅の組み合わせが増加して発振周波数の調整精度が向上する。一方、第２制御電圧生成部の数が増加しても、電圧加算部によって各制御電圧生成部で生成される制御電圧が加算されることで加算電圧が得られるので、第２制御電圧生成部の数を増加させて発振周波数の調整精度を向上させることが容易である。

また、前記第１及び第２パルス生成部のうち少なくとも一つは、前記周期の設定を受け付ける周期設定部を備えることが好ましい。

この構成によれば、第１及び第２パルス信号のうち少なくとも一つの周期を変化させることができるから、第１及び第２パルス信号のパルス幅と、１及び第２パルス信号のうち少なくとも一つの周期との組み合わせに応じて、発振信号の周波数を変化させることが可能となる。そうすると、第１及び第２パルス信号のパルス幅の組み合わせのみに応じて発振信号の周波数を変化させる場合よりも、組み合わせの数が増加することによって、発振周波数の調整精度を向上させることができる。

また、本発明に係る無線受信回路は、上述の発振回路と、無線信号を受信する受信部と、前記受信部によって取得された受信信号と前記発振回路によって生成された発振信号とを混合し、前記受信信号を中間周波数に変換して中間周波数信号を生成する混合部と、前記中間周波数信号に基づく信号を復調する復調部と、前記中間周波数信号に基づく信号の周波数を検出する周波数検出部と、前記受信部によって予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に前記周波数検出部によって検出される周波数と前記第１及び第２パルス信号のパルス幅との対応関係を示す対応関係情報を、予め記憶する対応関係記憶部と、前記受信部によって前記無線信号が受信されたとき、前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて、前記第１及び第２パルス幅設定部に前記第１及び第２パルス信号のパルス幅をそれぞれ設定することにより、前記発振回路で生成される発振信号の周波数を補正する補正処理部とを備える。

この構成によれば、受信部によって無線信号が受信されたとき、補正処理部によって、周波数検出部で検出される周波数と、対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて、第１及び第２パルス信号生成部で生成される第１及び第２パルス信号のパルス幅が設定される。そして、この第１及び第２パルス信号が第１及び第２平滑部で平滑され、第１及び第２電圧変換部で電圧変換されることにより、第１及び第２制御電圧が生成される。さらに、発振信号生成部によって、第１及び第２制御電圧に応じて発振信号の周波数が変化される結果、発振信号の周波数（局部発振周波数）が補正され、中間周波数のずれが低減される。その結果、中間周波数信号をフィルタリングするＩＦフィルタの通過帯域を狭帯域にしたり、復調部の特性を狭帯域にしたりすることが容易となるので、無線受信回路の受信感度を向上することが容易となる。

また、本発明に係る無線受信回路は、上述の発振回路と、無線信号を受信する受信部と、前記受信部によって取得された受信信号と前記発振回路によって生成された発振信号とを混合し、前記受信信号を中間周波数に変換して中間周波数信号を生成する混合部と、前記中間周波数信号に基づく信号を復調する復調部と、前記中間周波数信号に基づく信号の周波数を検出する周波数検出部と、前記受信部によって予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記第１及び第２パルス信号におけるパルス幅及び周期との対応関係を示す対応関係情報を、予め記憶する対応関係記憶部と、前記受信部によって前記無線信号が受信されたとき、前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて、前記第１及び第２パルス幅設定部に前記第１及び第２パルス信号のパルス幅をそれぞれ設定し、前記周期設定部に前記周期を設定することにより、前記発振回路で生成される発振信号の周波数を補正する補正処理部とを備える。

この構成によれば、受信部によって無線信号が受信されたとき、補正処理部によって、周波数検出部で検出される周波数と、対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて、第１及び第２パルス信号生成部で生成される第１及び第２パルス信号のパルス幅及び周期が設定される。そして、この第１及び第２パルス信号が第１及び第２平滑部で平滑され、第１及び第２電圧変換部で電圧変換されることにより、第１及び第２制御電圧が生成される。さらに、発振信号生成部によって、第１及び第２制御電圧に応じて発振信号の周波数が変化される結果、発振信号の周波数（局部発振周波数）が補正され、中間周波数のずれが低減される。その結果、中間周波数信号をフィルタリングするＩＦフィルタの通過帯域を狭帯域にしたり、復調部の特性を狭帯域にしたりすることが容易となるので、無線受信回路の受信感度を向上することが容易となる。

また、温度を検出する温度検出部と、温度の変化に対応した、前記発振回路により生成される前記発振信号の周波数の変化量を示す温度関係情報を予め記憶する温度関係記憶部とをさらに備え、前記補正処理部は、さらに、前記温度関係記憶部に記憶されている温度関係情報に基づいて、前記温度検出部によって検出された温度に対応する前記発振信号の周波数の変化量を取得し、当該周波数の変化量を相殺するように前記第１及び第２パルス幅設定部に設定される前記第１及び第２パルス信号のパルス幅を調節することが好ましい。

この構成によれば、補正処理部は、温度関係記憶部に記憶されている温度関係情報に基づいて、温度検出部によって検出された温度に対応する発振信号の周波数の変化量を取得する。そして、補正処理部は、温度に依存する発振信号の周波数の変化量を相殺するように、第１及び第２パルス幅設定部に設定される第１及び第２パルス信号のパルス幅を調節するので、温度の影響で生じた発振信号の周波数のずれを補正することができる。この場合、補正処理部は、受信部が無線信号を受信していない状態においても温度の影響による発振周波数のずれを低減することができる。

また、本発明に係るスイッチ装置は、上述の無線受信回路と、操作ハンドルと、負荷への給電経路を開閉するスイッチング素子と、前記無線受信回路における前記復調部により復調された信号、及び前記操作ハンドルにより受け付けられた操作に応じて、前記スイッチング素子を開閉させるスイッチ制御部とを備える。

この構成によれば、無線受信回路によって受信された無線信号に応じて負荷への給電経路の開閉が行われるスイッチ装置において、無線受信回路の発振信号の周波数が補正され、中間周波数のずれが低減されるので、スイッチ装置における無線信号の受信感度が向上する。

このような構成の発振回路は、複数のパルス信号を平滑して得られた複数の制御電圧に応じて、発振信号の周波数が設定されるので、複数のパルス信号のパルス幅を設定する設定値の組み合わせによって、発振信号の周波数を設定することができる。従って、背景技術のように一つのパルス信号を平滑して得られた電圧に基づき発振周波数を変化させる場合よりも、発振周波数の調整精度を向上させることが容易となる。また、クロック信号の周波数を増大させたりパルス信号の周期を延ばしたりする必要がないので、消費電力の増大と、発振周波数調整に要する時間の増大とを低減しつつ、従来よりも発振周波数の調整精度を向上させることが容易となる。

また、このような構成の無線受信回路、及びスイッチ装置は、局部発振周波数として用いられる発振信号の周波数を補正できるので、無線信号の受信感度を向上することが容易となる。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の一実施形態に係る無線受信回路を用いたスイッチ装置と、送信機とを備えた負荷制御システムを示す説明図である。図１に示す負荷制御システムは、無線信号を送信する送信機Ｗ１と、無線信号に応じて照明負荷ＬＤを点滅するスイッチ装置１とで構成される。スイッチ装置１は、照明負荷ＬＤと直列接続されて、電源（商用交流電源）ＡＣに接続されている。なお、負荷は、蛍光灯及び蛍光灯電子安定器などの照明負荷ＬＤに限られず、他の照明負荷や、照明負荷以外の負荷であってもよい。

また、スイッチ装置１の前面には、操作ハンドル１０が設けられている。

図２は、図１に示すスイッチ装置１の構成の一例を示すブロック図である。スイッチ装置１は、無線受信回路２、スイッチング素子１１、スイッチ制御部１２、及びスイッチ入力部１３を備えている。

スイッチ入力部１３は、例えば操作ハンドル１０と連動するように配設されたタクトスイッチを用いて構成されている。スイッチング素子１１は、例えばトライアック等のスイッチング素子である。スイッチング素子１１は、スイッチ制御部１２からの制御信号に応じて照明負荷ＬＤへの給電経路を開閉する。

スイッチ制御部１２は、例えばマイクロコンピュータを用いて構成されている。そして、スイッチ制御部１２は、送信機Ｗ１から送信され、無線受信回路２によって受信された信号、及びスイッチ入力部１３から出力されたオン、オフ信号に応じて、スイッチング素子１１を開閉させる。

図３は、本発明の一実施形態に係る発振回路の一例である局部発振器２２を備えた無線受信回路２の構成の一例を示すブロック図である。図３に示す無線受信回路２は、アンテナＡＮＴ、低雑音増幅器ＬＮＡ、高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴ、ミキサＭＩＸ（混合部）、ＩＦフィルタＩＦ−ＦＬＴ、ＩＦアンプＩＦ−ＡＭＰ、復調部ＤＭＯＤ、周波数／電圧変換回路ＦＶ（周波数検出部）、温度センサＴＳ（温度検出部）、水晶発振器ＯＳＣ、制御部２１、及び局部発振器２２を備えている。この場合、アンテナＡＮＴ、低雑音増幅器ＬＮＡ、及び高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴが、受信部の一例に相当している。

制御部２１は、例えば所定の演算処理を実行するＣＰＵ（Central Processing Unit）と、所定の制御プログラムが記憶されたＲＯＭ（Read Only Memory）と、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）と、アナログデジタルコンバータＡＤと、パルス生成部ＰＷＭＧ１（第１パルス生成部）と、パルス生成部ＰＷＭＧ２（第２パルス生成部）と、記憶部２１１と、これらの周辺回路等とを備えて構成されている。記憶部２１１は、例えばＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable and Programmable Read Only Memory）や、例えばＲＯＭの一部等、不揮発性の記憶素子を用いて構成されている。

そして、制御部２１は、例えばＲＯＭに記憶された制御プログラムを実行することにより、補正処理部ＣＡＬとして機能する。制御部２１は、例えば１チップのマイクロコントローラを用いて構成されている。また、制御部２１の各部は、水晶発振器ＯＳＣから出力されるクロック信号に応じて動作するようになっている。

記憶部２１１には、アンテナＡＮＴによって、予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に周波数／電圧変換回路ＦＶによって検出されるべき周波数を示す周波数変換電圧Ｖｆｖと、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２で生成されるパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス幅及び周期との対応関係を示す対応関係情報が、予め記憶されている。

対応関係情報は、例えばパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス幅及び周期とそのパルス幅及び周期によって得られる後述の制御電圧Ｖｖｃ（周波数指示電圧）との対応関係を示すパルス幅変換情報と、制御電圧Ｖｖｃと周波数変換電圧Ｖｆｖとの対応関係を示す制御電圧変換情報とを含んで構成されている。

また、記憶部２１１には、温度の変化に対応した、局部発振器２２により生成される発振信号の周波数の変化量を示す温度関係情報が、予め記憶されている。この場合、記憶部２１１は、対応関係記憶部、及び温度関係情報記憶部の一例に相当している。パルス幅変換情報、制御電圧変換情報、及び温度関係情報は、例えばデータテーブル化されていてもよく、あるいは関数式に近似されていてもよい。

局部発振器２２は、並列共振回路２３（発振部）と、出力回路２４と、結合コンデンサＣ３と、ローパスフィルタＬＰＦ１（第１平滑部）と、ローパスフィルタＬＰＦ２（第２平滑部）と、電圧変換部ＣＮＶ２（第２電圧変換部）とを備えている。また、局部発振器２２は、制御部２１に内蔵されたパルス生成部ＰＷＭＧ１と、パルス生成部ＰＷＭＧ２とを含んで構成されている。

この場合、並列共振回路２３、出力回路２４、及び結合コンデンサＣ３によって、発振信号生成部の一例が構成されている。また、パルス生成部ＰＷＭＧ１、ローパスフィルタＬＰＦ１、及び配線２５によって、第１制御電圧生成部の一例が構成されている。また、パルス生成部ＰＷＭＧ２、ローパスフィルタＬＰＦ２、及び電圧変換部ＣＮＶ２によって、第２制御電圧生成部の一例が構成されている。

並列共振回路２３は、コンデンサＣ１と可変容量コンデンサＶＣとコンデンサＣ７との直列回路と、コンデンサＣ２と、インダクタＬとが並列接続されて構成されている。そして、コンデンサＣ７と、コンデンサＣ２と、インダクタＬとの接続点が、グラウンドに接続されている。可変容量コンデンサＶＣは、例えば可変容量ダイオードが用いられる。

また、可変容量コンデンサＶＣとコンデンサＣ１との接続点Ｐ１（第１信号端子）、すなわち可変容量コンデンサＶＣのカソードには、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力される直流電圧Ｖｄｃ１（第１制御電圧）が印加される。また、可変容量コンデンサＶＣとコンデンサＣ７との接続点Ｐ２（第２信号端子）、すなわち可変容量コンデンサＶＣのアノードには、ローパスフィルタＬＰＦ２から電圧変換部ＣＮＶ２を介して出力される直流電圧Ｖｄｃ２（第２制御電圧）が印加される。なお、第１、第２信号端子は、例えばランドやパッド等の配線パターンであってもよく、例えば電極やコネクタ等であってもよい。

可変容量コンデンサＶＣの静電容量は、可変容量コンデンサＶＣの両端、すなわち接続点Ｐ１，Ｐ２間に印加される電圧に応じて変化する。接続点Ｐ１，Ｐ２間に印加される電圧を制御電圧Ｖｖｃとすると、制御電圧Ｖｖｃは、下記の式（１）によって得られる。

Ｖｖｃ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２ ・・・（１）
そして、並列共振回路２３の発振周波数は、可変容量コンデンサＶＣの静電容量に応じて変化する。

出力回路２４は、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１、及びコンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６を備える。トランジスタＴｒ１のベースは、結合コンデンサＣ３を介して、並列共振回路２３におけるコンデンサＣ１，Ｃ２とインダクタＬとの接続点Ｐ３に接続されている。また、トランジスタＴｒ１のベースは、共振用のコンデンサＣ４，Ｃ５を介してグラウンドに接続され、コンデンサＣ４，Ｃ５の接続点が、トランジスタＴｒ１のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、抵抗Ｒ１を介してグラウンドに接続されている。

トランジスタＴｒ１のコレクタには、直流電源電圧Ｖｃｃが供給されている。そして、トランジスタＴｒ１のエミッタは、コンデンサＣ６を介してミキサＭＩＸに接続されている。そして、並列共振回路２３から出力された発振信号が、出力回路２４で増幅されて、局部発振信号Ｓ１としてミキサＭＩＸへ出力される。

そうすると、並列共振回路２３の発振周波数は、可変容量コンデンサＶＣの静電容量に応じて変化するから、局部発振信号Ｓ１の周波数、すなわち局部発振周波数は、直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２に応じて変化することとなる。

また、局部発振器２２の各部は、温度によって特性が変化するため、局部発振器２２の温度に応じて局部発振周波数が変動する。この温度に応じた局部発振周波数の変化量が、温度関係情報として記憶部２１１に記憶されている。

そして、送信機Ｗ１から送信された無線信号は、アンテナＡＮＴ、低雑音増幅器ＬＮＡ及び高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴによって受信され、受信信号Ｓ２としてミキサＭＩＸへ出力される。ミキサＭＩＸは、受信信号Ｓ２と局部発振信号Ｓ１とを混合して、ＩＦ信号Ｓ３（中間周波数信号）としてＩＦフィルタＩＦ−ＦＬＴへ出力する。

ミキサＭＩＸから出力されたＩＦ信号Ｓ３は、ＩＦフィルタＩＦ−ＦＬＴを通過して、ＩＦアンプＩＦ−ＡＭＰにて増幅される。そして、ＩＦアンプＩＦ−ＡＭＰで増幅された信号すなわちＩＦ信号Ｓ３に基づく信号Ｓ４が、復調部ＤＭＯＤにて復調されて、信号Ｓ５として制御部２１へ出力される。制御部２１は、復調部ＤＭＯＤによって復調された信号Ｓ５を、図２に示すスイッチ制御部１２へ出力する。

周波数／電圧変換回路ＦＶは、信号Ｓ４の周波数に応じた電圧を、周波数変換電圧ＶｆｖとしてアナログデジタルコンバータＡＤへ出力する。周波数／電圧変換回路ＦＶは、例えば、信号Ｓ４の周波数に比例する電圧を、周波数変換電圧Ｖｆｖとして出力する。この場合、周波数変換電圧Ｖｆｖは、ＩＦ信号Ｓ３の周波数、すなわち中間周波数ＩＦを示している。

温度センサＴＳは、環境温度、あるいは局部発振器２２の温度Ｔを検出し、その温度Ｔに応じた電圧ＶｔｓをアナログデジタルコンバータＡＤへ出力する。アナログデジタルコンバータＡＤは、周波数変換電圧Ｖｆｖや、温度Ｔを示す電圧Ｖｔｓをデジタル値に変換し、補正処理部ＣＡＬへ出力する。

パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２は、いわゆるＰＷＭモジュールと呼ばれるパルス発生回路である。パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２は、パルス信号ＰＷＭ１（第１パルス信号）、パルス信号ＰＷＭ２（第２パルス信号）を生成する。

また、パルス生成部ＰＷＭＧ１は、パルス信号ＰＷＭ１のパルス幅や周期の設定を受け付ける図略の設定レジスタ（第１パルス幅設定部、周期設定部）を備えている。パルス生成部ＰＷＭＧ２は、パルス信号ＰＷＭ２のパルス幅や周期の設定を受け付ける図略の設定レジスタ（第２パルス幅設定部、周期設定部）を備えている。

そして、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２は、それぞれ補正処理部ＣＡＬによって設定された周期、及びパルス幅で、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２をローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２へ出力する。すなわち、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２は、補正処理部ＣＡＬによって、周期とパルス幅で設定されたデューティ比Ｄｒ１，Ｄｒ２のパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を、ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２へそれぞれ出力するようになっている。

ローパスフィルタＬＰＦ１は、パルス信号ＰＷＭ１を平滑し、直流電圧Ｖｄｃ１として配線２５を介して並列共振回路２３の接続点Ｐ１へ出力する。この場合、パルス信号ＰＷＭ１のハイレベルの電圧を、電圧Ｖｃｃとすると、直流電圧Ｖｄｃ１は、下記の式（２）で与えられる。

Ｖｄｃ１＝Ｖｃｃ×Ｄｒ１ ・・・（２）
この場合、配線２５は、変換比率が「１」に設定された第１電圧変換部の一例に相当している。

また、ローパスフィルタＬＰＦ２は、パルス信号ＰＷＭ２を平滑して得られた電圧ＶＬＰ２を、電圧変換部ＣＮＶ２へ出力する。電圧変換部ＣＮＶ２は、ローパスフィルタＬＰＦ２から出力された電圧ＶＬＰ２を、予め設定された比率に変換して直流電圧Ｖｄｃ２として並列共振回路２３の接続点Ｐ２へ出力する。

ここで、パルス信号ＰＷＭ２のハイレベルの電圧を、電圧Ｖｃｃとすると、ローパスフィルタＬＰＦ２の出力電圧ＶＬＰ２は、下記の式（３）で与えられる。

ＶＬＰ２＝Ｖｃｃ×Ｄｒ２ ・・・（３）
電圧変換部ＣＮＶ２は、例えばローパスフィルタＬＰＦ２と接続点Ｐ２との間に直列に接続された抵抗Ｒ２と、接続点Ｐ２とグラウンドとの間に接続された抵抗Ｒ３とから構成されている。ここで、抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ_２、抵抗Ｒ３の抵抗値をＲ_３とすると、直流電圧Ｖｄｃ２は、下記の式（４）で与えられる。

Ｖｄｃ２＝ＶＬＰ２×Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３） ・・・（４）
これにより、補正処理部ＣＡＬは、式（１）〜（４）に基づいて、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の周期とパルス幅とを設定し、デューティ比Ｄｒ１，Ｄｒ２を調節することによって、制御電圧Ｖｖｃを調節し、局部発振信号Ｓ１の周波数を制御できるようになっている。

ここで、水晶発振器ＯＳＣから出力されるクロック信号の周期をφ、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス周期をＮ・φ（φのＮ倍）、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２がハイレベルのときの電圧をＶｃｃ、パルス信号ＰＷＭ１のパルス幅をＰ_１・φ，パルス信号ＰＷＭ２のパルス幅をＰ_２・φとし、ローパスフィルタＬＰＦ１及びＬＰＦ２の時定数がパルス周期N・φより十分大きいならば、Ｖｄｃ１＝Ｖｃｃ・Ｐ_１／Ｎ、ＶＬＰ２＝Ｖｃｃ・Ｐ_２／Ｎとなる。

以下、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス周期が、周期φの何倍であるかを示すＮを用いて、周期Ｎと表記する。そして、可変容量コンデンサＶＣに印加される制御電圧Ｖｖｃは、以下の式（５）で表される。

Ｖｖｃ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２
＝（Ｖｃｃ／Ｎ）×｛Ｐ_１−Ｐ_２×Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）｝ ・・・（５）
式（５）から、パルス信号ＰＷＭ１のパルス幅Ｐ_１によって制御電圧Ｖｖｃの粗調整が可能となり、パルス信号ＰＷＭ２のパルス幅Ｐ_２によって制御電圧Ｖｖｃの微調整が可能となることが判る。

特に、Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）＝１／Ｎを満足するように、抵抗値Ｒ_２、Ｒ_３を選べば、可変容量コンデンサＶＣに印加される制御電圧Ｖｖｃは、以下の式（６）で示される。

Ｖｖｃ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２＝Ｖｃｃ×（Ｐ_１／Ｎ＋Ｐ_２／Ｎ^２） ・・・（６）
式（６）から、制御電圧Ｖｖｃを調節可能な単位ステップ幅は、Ｖｃｃ／Ｎ^２となる。

このとき、並列共振回路２３の電圧感度をＳとすると、局部発振信号Ｓ１を調節可能な単位ステップ幅は、Ｓ×Ｖｃｃ／Ｎ^２となる。

図4は、Ｎ＝１０、Ｖｃｃ＝３．０［Ｖ］、Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）＝１／１０としたときの、パルス幅Ｐ_１，Ｐ_２の設定例、及びそのパルス幅の組み合わせから得られる制御電圧Ｖｖｃを説明するための一覧表である。この場合、図４に示す周期Ｎ、パルス幅Ｐ_１，Ｐ_２、及び制御電圧Ｖｖｃが、上述のパルス幅変換情報に相当している。

図4から明らかなように、パルス幅Ｐ_１を粗調整用、パルス幅Ｐ_２を微調整用に使用することによって、可変容量コンデンサＶＣに印加される制御電圧Ｖｖｃを調整可能な単位ステップ幅は、Ｖｃｃ／１０^２＝０．０３［Ｖ］となる。その結果、局部発振信号Ｓ１を調節可能な単位ステップ幅は、Ｓ×Ｖｃｃ／１００となる。

なお、図３に示す局部発振器２２においては、第１，第２制御電圧生成部は、パルス信号をローパスフィルタで平滑化した後、電圧変換部で電圧変換する例を示したが、先に電圧変換した後にローパスフィルタで平滑化しても同様の効果を奏する。

以上のように構成された局部発振器２２は、水晶発振器ＯＳＣから出力されるクロック信号の周波数を増大させることなく、従って消費電力の増大を低減しつつ、局部発振信号Ｓ１を調節可能な単位ステップ幅を従来より小さくできるので、局部発振信号Ｓ１の調整精度を従来より向上させることができる。また、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス周期を伸ばすことなく、従って発振周波数調整に要する時間の増大を低減しつつ局部発振信号Ｓ１を調節可能な単位ステップ幅を従来より小さくできるので、局部発振信号Ｓ１の調整精度を従来より向上させることができる。

補正処理部ＣＡＬは、記憶部２１１に記憶されている温度関係情報に基づいて、温度センサＴＳによって検出された温度Ｔに対応する局部発振信号Ｓ１の周波数の変化量を取得し、当該周波数の変化量を相殺するようにパルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２の周期とパルス幅とを設定し、デューティ比Ｄｒ１，Ｄｒ２を調節する。

また、補正処理部ＣＡＬは、周波数／電圧変換回路ＦＶによって検出された周波数を示す周波数変換電圧Ｖｆｖと、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報とに基づいて、ＩＦ信号Ｓ３の周波数すなわち中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０となるようにパルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２の周期とパルス幅とを設定し、デューティ比Ｄｒ１，Ｄｒ２を調節することにより、局部発振器２２で生成される局部発振信号Ｓ１の周波数を補正する。

次に、記憶部２１１に記憶される温度関係情報と対応関係情報との生成方法について、説明する。温度関係情報と対応関係情報とは、例えば製品出荷前の検査工程において生成され、記憶部２１１に記憶される。まず、対応関係情報に含まれるパルス幅変換情報は、例えば図４に示すようなパルス幅変換テーブルとして、予め記憶部２１１に記憶される。

図５は、温度関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。まず、無線受信回路２を標準温度（例えば２５℃）に保った状態で、検査用標準信号をアンテナＡＮＴから入力する（ステップＳＴ１）。

このとき周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖで示される中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致するように、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２のパルス幅Ｐ_１、Ｐ_２を調整する。なお、周期Ｎは、予め固定値、例えば１０に設定されているものとする。そして、中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときのパルス幅Ｐ_１、Ｐ_２の組み合わせを、基準パルス幅（Ｐ_１０、Ｐ_２０）とする（ステップＳＴ２）。

次に、中間周波数ＩＦが設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときの温度センサＴＳの出力電圧をアナログデジタルコンバータＡＤにてＡ／Ｄ変換して得られた温度Ｔを示す基準温度電圧Ｖｔｓ０と、基準パルス幅（Ｐ_１０、Ｐ_２０）とを、記憶部２１１に記憶させる。ここで、局部発振器２２の発振周波数は、周囲温度の関数となる。周囲温度（または周囲温度によって決まる温度センサＴＳの出力電圧）と局部発振器２２の発振周波数との関係をデータテーブル化し、そのデータテーブルを記憶部２１１に温度関係情報として記憶させる（ステップＳＴ３）。

図６は、対応関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。

まず、無線受信回路２を標準温度（例えば２５℃）に保った状態で、検査用標準信号をアンテナＡＮＴから入力する（ステップＳＴ５）。このとき周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖで示される中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致するように、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２のパルス幅Ｐ_１，Ｐ_２を調整する。このとき、周期Ｎは固定値であるとする。そして、中間周波数ＩＦが、設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときのパルス幅Ｐ_１，Ｐ_２を基準パルス幅（Ｐ_１０，Ｐ_２０）とする（ステップＳＴ６）。

次に、基準パルス幅（Ｐ_１０，Ｐ_２０）を、記憶部２１１に記憶されているパルス幅変換情報を用いて制御電圧Ｖｖｃに変換し、基準制御電圧Ｖｖｃ０として取得する（ステップＳＴ７）。ここで、Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）＝１／Ｎであれば、式（６）から、Ｖｖｃ０＝Ｖｃｃ×（Ｐ_１０／Ｎ＋Ｐ_２０／Ｎ^２）となる。

次に、中間周波数ＩＦが設計中心値ｆ_ＩＦ０と一致したときに周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖを、アナログデジタルコンバータＡＤで変換して得られた基準周波数電圧Ｖｆｖ０と、基準制御電圧Ｖｖｃ０とを、対応関係情報として記憶部２１１に記憶させる（ステップＳＴ８）。

ここで、周波数／電圧変換回路ＦＶの入出力特性と、局部発振器２２の電圧感度（入力電圧／出力周波数特性）と、パルス幅の組み合わせ（Ｐ_１，Ｐ_２）と、可変容量コンデンサＶＣに印加される制御電圧Ｖｖｃとの関係とは、設計段階で明らかにできるので、制御電圧Ｖｖｃの変化量と、周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係も既知となる。そこで、周波数／電圧変換回路ＦＶの入出力特性および局部発振器２２の電圧感度（入力電圧／出力周波数特性）がともに線形性をもつように設計すれば、制御電圧Ｖｖｃと周波数／電圧変換回路ＦＶの周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係を、一次関数で表すことができる。

図７は、制御電圧Ｖｖｃと周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係を表す一次関数を、制御電圧Ｖｖｃと周波数変換電圧Ｖｆｖとを座標軸とする直交座標平面上に表した直線Ｌ１を示すグラフである。このようにして得られた直線Ｌ１の傾きＡも、対応関係情報として記憶部２１１に記憶させる（ステップＳＴ７）。この場合、直線Ｌ１を示す情報が、制御電圧変換情報に相当している。

次に、無線受信回路２の運用時における動作について、説明する。図８は、図３に示す無線受信回路２の動作の一例を示すフローチャートである。まず、補正処理部ＣＡＬは、温度センサＴＳの出力電圧Ｖｔｓを取得する（ステップＳＴ１１）。

次に、補正処理部ＣＡＬは、記憶部２１１にデータテーブルとして記憶されている温度関係情報を参照し、当該データテーブルによって、温度センサＴＳから得られた電圧Ｖｔｓと対応付けられている発振周波数を、局部発振器２２の発振周波数として推定する（ステップＳＴ１２）。

そして、補正処理部ＣＡＬは、現在の発振周波数が、標準温度における発振周波数からずれていると推定される場合は、既知の値である局部発振器２２の電圧感度をもとにそのずれを補償するための制御電圧Ｖｖｃを算出し（ステップＳＴ１３）、その制御電圧Ｖｖｃを実現するパルス幅（Ｐ_１，Ｐ_２）を、記憶部２１１に記憶されているパルス幅変換テーブルを用いて取得する。補正処理部ＣＡＬは、このようにして得られたパルス幅（Ｐ_１，Ｐ_２）を、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２に設定する（ステップＳＴ１４）。これに伴い、局部発振器２２の発振周波数のずれが低減される。

以上、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４の処理により、無線受信回路２は、送信器から送出される信号を受信していない状態においても温度変化による発振周波数のずれを補償することができるので、高感度な無線受信回路２を実現することが容易となる。

また、ステップＳ１４においては、水晶発振器ＯＳＣから出力されるクロック信号の周波数を増大させることなく、従って消費電力の増大を低減しつつ、局部発振信号Ｓ１の調整精度が従来より向上されている。また、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス周期を伸ばすことなく、従って発振周波数調整に要する時間の増大を低減しつつ局部発振信号Ｓ１の調整精度を従来より向上させることができる。

無線受信回路２は、この状態で、送信機Ｗ１からの信号を待ち受ける（ステップＳＴ１５）。なお、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４の温度補償は、必ずしも実行しなくてもよい。ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４を実行しない場合、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２に基準パルス幅（Ｐ_１０，Ｐ_２０）を設定した状態で、送信機Ｗ１からの信号を待ち受けるようにしてもよい。

そして、送信機Ｗ１から送信された無線信号が、アンテナＡＮＴで受信され、高周波フィルタＲＦ−ＦＬＴを経て、ミキサＭＩＸからＩＦ信号Ｓ３が出力される（ステップＳ１５でＹＥＳ）。このとき、ＩＦ信号Ｓ３の中間周波数ＩＦは、送信機Ｗ１及び無線受信回路２の温度特性によって、周囲温度の影響を受けて、設計中心値ｆ_ＩＦ０からずれてしまう。そのため、中間周波数ＩＦは、ｆ_ＩＦ０＋△ｆ_ＩＦとなり、周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖは、電圧Ｖｆｖ１となる。

この電圧Ｖｆｖ１が、アナログデジタルコンバータＡＤによってデジタル値に変換されて、補正処理部ＣＡＬによって取得される（ステップＳＴ１６）。そして、補正処理部ＣＡＬは、電圧Ｖｆｖ１と、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報とに基づいて、新たな制御電圧Ｖｖｃ２を取得し、制御電圧Ｖｖｃ２に対応するパルス幅（Ｐ_１，Ｐ_２）をパルス幅変換テーブルから求めてパルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２に設定する（ステップＳＴ１７）。

図９は、ステップＳＴ１７における制御電圧Ｖｖｃ２の取得方法を説明するための説明図である。図９においては、制御電圧Ｖｖｃと周波数変換電圧Ｖｆｖとを座標軸とする直交座標平面上に直線Ｌ１が示されている。今、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２にはパルス幅（Ｐ_１１，Ｐ_２１）が設定され、制御電圧は制御電圧Ｖｖｃ１になっている。また、周波数変換電圧Ｖｆｖは、電圧Ｖｆｖ１になっている。

そうすると、座標（Ｖｖｃ１，Ｖｆｖ１）を示す第１座標Ｐｘ１は、記憶部２１１に記憶されている直線Ｌ１上にはない。これは、例えば周囲温度の影響により、無線受信回路２における制御電圧Ｖｖｃと周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係が、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報から変化したことを意味している。

そこで、補正処理部ＣＡＬは、現状の座標（Ｖｖｃ１，Ｖｆｖ１）である第１座標Ｐｘ１を通り、かつ傾きがＡである一次関数で表される直線Ｌ２（第１補正対応情報）を生成する。直線Ｌ２の傾きは、直線Ｌ１の傾きＡと近似しているものとする。そして、補正処理部ＣＡＬは、直線Ｌ２上で、周波数／電圧変換回路ＦＶから出力される周波数変換電圧Ｖｆｖが、記憶部２１１に記憶されている基準周波数電圧Ｖｆｖ０、あるいは基準周波数電圧Ｖｆｖ０に温度補正を加えた目標周波数電圧Ｖｆｖ０’になるような制御電圧Ｖｖｃ２を求めて、制御電圧Ｖｖｃ２に対応するパルス幅（Ｐ_１２，Ｐ_２２）をパルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２に設定することで、中間周波数ＩＦを設計中心値ｆ_ＩＦ０に戻すことができる。

より具体的には、補正処理部ＣＡＬは、ステップＳＴ１７において、記憶部２１１に記憶されている対応関係情報、すなわち直線Ｌ１を示す一次関数によって制御電圧Ｖｖｃ１（第１制御電圧）と対応付けられている目標周波数電圧Ｖｆｖ０’（目標周波数）と、ステップＳＴ１６で得られた電圧Ｖｆｖ１（第１周波数）との差△Ｖｆｖ１を、△Ｖｆｖ１＝Ｖｆｖ１―Ｖｆｖ０’として算出する。この場合、目標周波数電圧Ｖｆｖ０’は、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４において、基準周波数電圧Ｖｆｖ０における温度の影響が補正された値に相当する。

そして、補正処理部ＣＡＬは、制御電圧Ｖｖｃ１と、記憶部２１１に記憶されている傾きＡとから、調整後の新たな制御電圧Ｖｖｃ２（第２制御電圧）を、Ｖｖｃ２＝Ｖｖｃ１―△Ｖｆｖ１／Ａとして算出する。

補正処理部ＣＡＬが、このようにして得られた制御電圧Ｖｖｃ２に対応するパルス幅（Ｐ_１２，Ｐ_２２）をパルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２に設定すると、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２から出力されたパルス信号が平滑され、分圧されて、制御電圧Ｖｖｃが制御電圧Ｖｖｃ２となる。これに伴い局部発振器２２の発振周波数が変化し、中間周波数ＩＦが補正される。

なお、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１４の温度補償を実行しない場合は、制御電圧Ｖｖｃ１の代わりに基準制御電圧Ｖｖｃ０を用い、目標周波数電圧Ｖｆｖ０’の代わりに基準周波数電圧Ｖｆｖ０を用いるようにすればよい。

以上、ステップＳＴ１７では、直線Ｌ２の傾きがＡと等しいと仮定して、中間周波数ＩＦを修正した。しかしながら、例えば温度の影響で局部発振器２２の特性が変化した場合、制御電圧Ｖｖｃと周波数変換電圧Ｖｆｖとの関係を示す一次関数の傾きが、直線Ｌ１と等しいとは限らない。

そこで、補正処理部ＣＡＬは、再び制御電圧Ｖｖｃの補正を行う際に、前回の補正の際に得られた第１座標Ｐｘ１（Ｖｖｃ１，Ｖｆｖ１）と、制御電圧Ｖｖｃ２を設定後にアナログデジタルコンバータＡＤから出力された電圧Ｖｆｖ２（第２周波数）とに基づいて、新たな直線Ｌ３を生成し、直線Ｌ３の傾きＢを用いて新たな制御電圧Ｖｖｃ３を設定する（ステップＳＴ１８）。

具体的には、補正処理部ＣＡＬは、ステップＳＴ１８において、デューティ比が制御電圧Ｖｖｃ２に設定されている状態で、周波数／電圧変換回路ＦＶ及びアナログデジタルコンバータＡＤで得られる電圧Ｖｆｖ２（第２周波数）と制御電圧Ｖｖｃ２とで示される第２座標Ｐｘ２（Ｖｖｃ２，Ｖｆｖ２）と、第１座標Ｐｘ１（Ｖｖｃ１，Ｖｆｖ１）とを通る一次関数で表される直線Ｌ３（第２補正対応情報）を生成する。

そして、補正処理部ＣＡＬは、目標周波数電圧Ｖｆｖ０’と電圧Ｖｆｖ２との差△Ｖｆｖ２を、△Ｖｆｖ２＝Ｖｆｖ２―Ｖｆｖ０’として算出する。そして、補正処理部ＣＡＬは、制御電圧Ｖｖｃ２と、差△Ｖｆｖ２と、直線Ｌ３の傾きＢとから、調整後の新たな制御電圧Ｖｖｃ３（第３制御電圧）を、Ｖｖｃ３＝Ｖｖｃ２―△Ｖｆｖ２／Ｂとして算出する。

さらに、補正処理部ＣＡＬが、このようにして得られた制御電圧Ｖｖｃ３に対応するパルス幅（Ｐ_１３，Ｐ_２３）を、パルス幅変換テーブルから求めてパルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２に設定することにより、局部発振器２２の発振周波数の調整精度を向上することができる。

なお、復調部ＤＭＯＤと周波数／電圧変換回路ＦＶとを別々のブロックとしたが、ＦＭ受信器やＦＳＫ（Frequency Shift Keying）受信器においては、復調部ＤＭＯＤ自体が周波数/電圧変換機能を備えることになるので、復調部ＤＭＯＤと別に周波数／電圧変換回路ＦＶを設ける必要がない。したがって、本発明に係る無線受信回路を、ＦＭ受信器やＦＳＫ（Frequency Shift Keying）受信器に適用した場合には、回路規模の増大を低減することが容易である。

以上のように構成された無線受信回路２は、送信器から送出される信号の周波数ずれをキャンセルするように局部発振器の発振周波数ずれを補償することで、中間周波数ＩＦのずれが抑制された高感度な無線受信回路を実現することができる。

また、ステップＳＴ１７，ＳＴ１８においては、水晶発振器ＯＳＣから出力されるクロック信号の周波数を増大させることなく、従って消費電力の増大を低減しつつ、局部発振信号Ｓ１の調整精度が従来より向上されている。また、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス周期を伸ばすことなく、従って発振周波数調整に要する時間の増大を低減しつつ局部発振信号Ｓ１の調整精度を従来より向上させることができる。

なお、図４において、周期Ｎを固定値とする例として、Ｎ＝１０、Ｖｃｃ＝３．０［Ｖ］、Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）＝１／１０としたときのパルス幅の設定例を示したが、周期Ｎを、１０を上回らない範囲内（ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２の時定数を大きくしなくても十分にパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を平滑化できる範囲内）で可変にしてもよい。

ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、周期Ｎ＝１０のパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を十分に平滑化するような時定数が設定されているので、周期Ｎを、１０を上回らない任意の値としても、直流電圧Ｖｄｃ１及び電圧ＶＬＰ２は十分に平滑化された直流電圧となるため問題ない。

図１０は、周期Ｎを１〜１０の範囲で変化させた場合のパルス幅設定の数値例である。図１０に示すように、周期Ｎ、パルス幅Ｐ_１、パルス幅Ｐ_２の３変数を調節することにより、可変容量コンデンサＶＣに印加される制御電圧Ｖｖｃの調整可能な単位ステップ幅の平均値は０．００９６［Ｖ］となり、図４に示すように、発振周波数の調整可能な精度が周期Ｎを１０に固定した場合に比べておよそ３倍になる。

従って、図１０に示すように、周期Ｎ、パルス幅Ｐ_１、パルス幅Ｐ_２の３変数と、制御電圧Ｖｖｃとの対応関係を示すデータをパルス幅変換テーブルとして記憶部２１１に記憶しておき、補正処理部ＣＡＬが、ステップＳＴ１４、ＳＴ１７、ＳＴ１８において、このパルス幅変換テーブルを用いて、周期Ｎ、パルス幅Ｐ_１、パルス幅Ｐ_２の組み合わせにより制御電圧Ｖｖｃを調節することで、局部発振器２２の発振周波数の調整精度をさらに向上させることができる。

また、水晶発振器ＯＳＣから出力されるクロック信号の周波数を増大させることなく、従って消費電力の増大を低減しつつ、局部発振信号Ｓ１の調整精度を従来より向上させることができる。そして、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス周期を伸ばすことなく、従って発振周波数調整に要する時間の増大を低減しつつ局部発振信号Ｓ１の調整精度を従来より向上させることができる。

すなわち、前記制御電圧変換情報は、一次関数で近似できる情報であり、前記補正処理部は、第１及び第２パルス信号のパルス幅及び周期に応じて得られる周波数指示電圧が、第１周波数指示電圧になるように前記第１及び第２パルス信号のパルス幅及び周期が設定されているときに前記受信部によって前記無線信号が受信された場合、前記制御電圧変換情報によって前記第１周波数指示電圧と対応付けられている目標周波数と、前記周波数検出部で検出された第１周波数との差を前記一次関数で近似された前記制御電圧変換情報の傾きで除して得られた値だけ、前記第１周波数指示電圧を変化させて得られる第２周波数指示電圧を生じさせる前記第１及び第２パルス信号のパルス幅及び周期を、前記パルス信号生成部における新たな第１及び第２パルス信号のパルス幅及び周期として設定することにより、前記補正を実行する。

また、前記補正処理部は、前記補正を実行する際に、前記周波数指示電圧と前記周波数とを座標軸とする座標平面上で、前記第１周波数指示電圧と前記第１周波数とで示される第１座標を通り、かつ前記制御電圧変換情報と等しい傾きを有する一次関数で表される第１補正対応情報を生成し、再び補正を実行する際に、前記周波数指示電圧が前記第２周波数指示電圧に設定されている状態で前記受信部によって前記無線信号が受信された場合、前記周波数検出部で検出される第２周波数と前記第２周波数指示電圧とで示される第２座標と、前記第１座標とを通る一次関数で表される第２補正対応情報を生成し、前記目標周波数と前記第２周波数との差を、前記第２補正対応情報を表す一次関数の傾きで除して得られる値だけ、前記第２周波数指示電圧を変化させて得られる第３周波数指示電圧を、前記パルス信号生成部における新たな周波数指示電圧として設定することにより、前記補正を実行する。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係る無線受信回路について説明する。図１１は、第２実施形態に係る無線受信回路２ａを説明するための説明図である。無線受信回路２ａは、補正処理部ＣＡＬ’、記憶部２１１ａ、及び局部発振器２２ａ以外は図３に示す無線受信回路２と同様であるので、図１１においてその記載を省略している。

局部発振器２２ａは、図３に示す局部発振器２２とは、パルス生成部ＰＷＭＧ３、ローパスフィルタＬＰＦ３、及び電圧加算器ＡＤＤ（電圧加算部）をさらに備える点で異なる。また、並列共振回路２３ａは、並列共振回路２３とは、コンデンサＣ７を備えず、可変容量コンデンサＶＣのアノードが直接グラウンドに接続されている点で異なる。

その他の構成は、図３に示す無線受信回路２と同様であるのでその説明を省略し、以下本実施形態の特徴的な点について説明する。

パルス生成部ＰＷＭＧ３は、パルス生成部ＰＷＭＧ１，ＰＷＭＧ２と同様に構成されている。そして、パルス生成部ＰＷＭＧ３は、補正処理部ＣＡＬ’によって設定された周期Ｎでパルス幅Ｐ_３のパルス信号ＰＷＭ３をローパスフィルタＬＰＦ３へ出力する。ローパスフィルタＬＰＦ３は、パルス信号ＰＷＭ３を平滑して電圧ＶＬＰ３として電圧変換部ＣＮＶ３へ出力する。

電圧変換部ＣＮＶ３は、例えばローパスフィルタＬＰＦ３と電圧加算器ＡＤＤとの間に直列に接続された抵抗Ｒ４と、電圧加算器ＡＤＤとグラウンドとの間に接続された抵抗Ｒ５とから構成されている。そして、抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧された電圧が、直流電圧Ｖｄｃ３として電圧加算器ＡＤＤへ供給されるようになっている。

また、パルス生成部ＰＷＭＧ３、ローパスフィルタＬＰＦ３、及び電圧変換部ＣＮＶ３によって、第２制御電圧生成部の一例が構成されており、図１１に示す局部発振器２２ａは、第２制御電圧生成部を二つ備えている。

ここで、抵抗Ｒ４の抵抗値をＲ_４、抵抗Ｒ５の抵抗値をＲ_５とすると、直流電圧Ｖｄｃ３は、下記の式（７）で与えられる。

Ｖｄｃ３＝ＶＬＰ３×Ｒ_５／（Ｒ_４＋Ｒ_５） ・・・（７）
電圧加算器ＡＤＤは、直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ３を加算して、制御電圧Ｖｖｃ（加算電圧）として並列共振回路２３ａの接続点Ｐ１（可変容量コンデンサＶＣのカソード）へ出力する。ここで、Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）＝１／Nを満足するようにＲ_２、Ｒ_３を設定し、Ｒ_５／（Ｒ_４＋Ｒ_５）＝１／Ｎ^２を満足するように設定することで、Ｒ_４、Ｒ_５をＲ_２、Ｒ_３と異なる抵抗値に設定すれば、可変容量コンデンサＶＣに印加される制御電圧Ｖｖｃは、以下の式（８）で与えられる。

Ｖｖｃ＝Ｖｃｃ×（Ｐ_１／Ｎ＋Ｐ_２／Ｎ^２＋Ｐ_３／Ｎ^３） ・・・（８）
このとき、制御電圧Ｖｖｃの調節可能な単位ステップ幅は、Ｖｃｃ／Ｎ^３となる。そして、無線受信回路２ａの発振周波数、すなわち局部発振信号Ｓ１の周波数の、調整可能な単位ステップ幅は、Ｓ×Ｖｃｃ／Ｎ^３となる。

記憶部２１１ａには、式（８）によって与えられるパルス幅Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_３の組み合わせと、制御電圧Ｖｖｃとの対応関係が、パルス幅変換テーブルとして記憶されている。

補正処理部ＣＡＬ’は、ステップＳＴ１４、ＳＴ１７、ＳＴ１８において、記憶部２１１ａに記憶されているパルス幅変換テーブルを用いて、パルス幅Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_３の組み合わせによって、制御電圧Ｖｖｃを制御する。これにより、局部発振器２２の発振周波数の調整精度をさらに向上させることができる。

また、水晶発振器ＯＳＣから出力されるクロック信号の周波数を増大させることなく、従って消費電力の増大を低減しつつ、局部発振信号Ｓ１の調整精度を図３に示す局部発振器２２より向上させることができる。そして、パルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２のパルス周期を伸ばすことなく、従って発振周波数調整に要する時間の増大を低減しつつ局部発振信号Ｓ１の調整精度を局部発振器２２より向上させることができる。

なお、図１１に示す局部発振器２２ａは、まずパルス信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３を平滑化し、次に電圧変換し、最後に各パルス信号を加算する例を示したが、電圧変換、平滑化、加算、の順に行ってもよいし、電圧変換、加算、平滑化の順に行ってもよい。

さらに、パルス信号のチャンネル数を増加させる（第２制御電圧生成部の数を増加させる）ことで発振周波数の調整精度を、より向上させることが可能になる。例えば、パルス信号のチャンネル数をｎ個とした場合、局部発振信号Ｓ１の周波数の、調整可能な単位ステップ幅は、Ｓ×Ｖｃｃ／Ｎ^ｎとなる。

本発明の一実施形態に係る無線受信回路を用いたスイッチ装置と、送信機とを備えた負荷制御システムを示す説明図である。 図１に示すスイッチ装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る無線受信回路の構成の一例を示すブロック図である。 パルス幅Ｐ_１，Ｐ_２の設定例、及びそのパルス幅の組み合わせから得られる制御電圧Ｖｖｃを説明するための一覧表である。 温度関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。 対応関係情報の初期設定方法の一例を示すフローチャートである。 制御電圧と周波数変換電圧との関係を表す一次関数を、制御電圧と周波数変換電圧とを座標軸とする直交座標平面上に表した直線を示すグラフである。 図３に示す無線受信回路の動作の一例を示すフローチャートである。 図８に示すステップＳＴ１７における制御電圧の取得方法を説明するための説明図である。 周期Ｎを１〜１０の範囲で変化させた場合のパルス幅設定の数値例である。 本発明の第２実施形態に係る無線受信回路を説明するための説明図である。 背景技術に係る発振回路の構成を示すブロック図である。 図１２に示す発振回路において、パルス信号のパルス幅Ｐと、可変容量コンデンサに印加される直流電圧との関係を示す説明図である。

符号の説明

１ スイッチ装置
２，２ａ 無線受信回路
１０ 操作ハンドル
１１ スイッチング素子
１２ スイッチ制御部
２１ 制御部
２２，２２ａ 局部発振器
２３，２３ａ 並列共振回路
２４ 出力回路
２５ 配線
２１１，２１１ａ 記憶部
ＡＤＤ 電圧加算器
ＡＮＴ アンテナ
ＣＡＬ，ＣＡＬ’ 補正処理部
ＣＮＶ２，ＣＮＶ３ 電圧変換部
ＤＭＯＤ 復調部
ＦＶ 電圧変換回路
ＩＦ−ＡＭＰ ＩＦアンプ
ＩＦ−ＦＬＴ ＩＦフィルタ
ＬＤ 照明負荷
ＬＮＡ 低雑音増幅器
ＬＰＦ１，ＬＰＦ２，ＬＰＦ３ ローパスフィルタ
ＭＩＸ ミキサ
ＯＳＣ 水晶発振器
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３ 接続点
ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３ パルス信号
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗
ＲＦ 高周波フィルタ
Ｓ１ 局部発振信号
Ｔｒ１ トランジスタ
ＶＣ 可変容量コンデンサ
Ｖｆｖ 周波数変換電圧
Ｖｖｃ 制御電圧
Ｗ１ 送信機

Claims (9)

1. 所定の第１制御電圧を生成する第１制御電圧生成部と、
   所定の第２制御電圧を生成する第２制御電圧生成部と、
   前記第１及び第２制御電圧に応じた周波数の発振信号を生成する発振信号生成部とを備え、
   前記第１制御電圧生成部は、
   所定の周期で第１パルス信号を出力する第１パルス生成部と、
   前記第１パルス信号を平滑して得られた電圧を出力する第１平滑部と、
   前記第１平滑部から出力された電圧を、予め設定された比率に変換して前記第１制御電圧として前記発振信号生成部へ出力する第１電圧変換部と、
   前記第１パルス信号のパルス幅の設定を受け付ける第１パルス幅設定部とを備え、
   前記第２制御電圧生成部は、
   所定の周期で第２パルス信号を出力する第２パルス生成部と、
   前記第２パルス信号を平滑して得られた電圧を出力する第２平滑部と、
   前記第２平滑部から出力された電圧を、前記第１電圧変換部とは異なる比率に変換して前記第２制御電圧として前記発振信号生成部へ出力する第２電圧変換部と、
   前記第２パルス信号のパルス幅の設定を受け付ける第２パルス幅設定部とを備えること
   を特徴とする発振回路。
2. 前記発振信号生成部は、
   前記第１制御電圧生成部で生成される第１制御電圧を受け付ける第１信号端子と、
   前記第２制御電圧生成部で生成される第２制御電圧を受け付ける第２信号端子と、
   前記第１及び第２信号端子間に接続された可変容量コンデンサと、
   前記可変容量コンデンサを用いて発振することで前記発振信号を生成する発振部とを備えること
   を特徴とする請求項１記載の発振回路。
3. 前記発振信号生成部は、
   前記第１制御電圧生成部で生成される第１制御電圧と、前記第２制御電圧生成部で生成される第２制御電圧とを加算して得られる加算電圧を出力する電圧加算部と、
   前記発振信号を生成すると共に、当該発振信号の発振周波数を前記電圧加算部から出力される加算電圧に応じて変化させる発振部とを備えること
   を特徴とする請求項１記載の発振回路。
4. 前記第２制御電圧生成部は、複数設けられ、
   前記各第２制御電圧生成部が備える第２電圧変換部は、前記各第２制御電圧生成部が備える第２平滑部から出力された電圧を、互いに異なる比率に変換して前記第２制御電圧として前記電圧加算部へそれぞれ出力し、
   前記電圧加算部は、
   前記第１制御電圧生成部で生成される第１制御電圧と、前記複数の第２電圧変換部から出力される複数の第２制御電圧とを加算して得られる加算電圧を前記発振部へ出力すること
   を特徴とする請求項３記載の発振回路。
5. 前記第１及び第２パルス生成部のうち少なくとも一つは、
   前記周期の設定を受け付ける周期設定部を備えること
   を特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の発振回路。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の発振回路と、
   無線信号を受信する受信部と、
   前記受信部によって取得された受信信号と前記発振回路によって生成された発振信号とを混合し、前記受信信号を中間周波数に変換して中間周波数信号を生成する混合部と、
   前記中間周波数信号に基づく信号を復調する復調部と、
   前記中間周波数信号に基づく信号の周波数を検出する周波数検出部と、
   前記受信部によって予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に前記周波数検出部によって検出される周波数と前記第１及び第２パルス信号のパルス幅との対応関係を示す対応関係情報を、予め記憶する対応関係記憶部と、
   前記受信部によって前記無線信号が受信されたとき、前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて、前記第１及び第２パルス幅設定部に前記第１及び第２パルス信号のパルス幅をそれぞれ設定することにより、前記発振回路で生成される発振信号の周波数を補正する補正処理部と
   を備えることを特徴とする無線受信回路。
7. 請求項５記載の発振回路と、
   無線信号を受信する受信部と、
   前記受信部によって取得された受信信号と前記発振回路によって生成された発振信号とを混合し、前記受信信号を中間周波数に変換して中間周波数信号を生成する混合部と、
   前記中間周波数信号に基づく信号を復調する復調部と、
   前記中間周波数信号に基づく信号の周波数を検出する周波数検出部と、
   前記受信部によって予め設定された基準周波数の無線信号が受信された場合に前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記第１及び第２パルス信号におけるパルス幅及び周期との対応関係を示す対応関係情報を、予め記憶する対応関係記憶部と、
   前記受信部によって前記無線信号が受信されたとき、前記周波数検出部によって検出される周波数と、前記対応関係記憶部に記憶されている対応関係情報とに基づいて、前記第１及び第２パルス幅設定部に前記第１及び第２パルス信号のパルス幅をそれぞれ設定し、前記周期設定部に前記周期を設定することにより、前記発振回路で生成される発振信号の周波数を補正する補正処理部と
   を備えることを特徴とする無線受信回路。
8. 温度を検出する温度検出部と、
   温度の変化に対応した、前記発振回路により生成される前記発振信号の周波数の変化量を示す温度関係情報を予め記憶する温度関係記憶部とをさらに備え、
   前記補正処理部は、さらに、
   前記温度関係記憶部に記憶されている温度関係情報に基づいて、前記温度検出部によって検出された温度に対応する前記発振信号の周波数の変化量を取得し、当該周波数の変化量を相殺するように前記第１及び第２パルス幅設定部に設定される前記第１及び第２パルス信号のパルス幅を調節すること
   を特徴とする請求項６又は７に記載の無線受信回路。
9. 請求項６〜８のいずれか１項に記載の無線受信回路と、
   操作ハンドルと、
   負荷への給電経路を開閉するスイッチング素子と、
   前記無線受信回路における前記復調部により復調された信号、及び前記操作ハンドルにより受け付けられた操作に応じて、前記スイッチング素子を開閉させるスイッチ制御部と
   を備えることを特徴とするスイッチ装置。

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