JPH10271680A - 電源回路 - Google Patents
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- JPH10271680A JPH10271680A JP9073846A JP7384697A JPH10271680A JP H10271680 A JPH10271680 A JP H10271680A JP 9073846 A JP9073846 A JP 9073846A JP 7384697 A JP7384697 A JP 7384697A JP H10271680 A JPH10271680 A JP H10271680A
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Abstract
が流れないようにした電源回路を提供する。 【解決手段】電源ラインと基準電位点間に直列に順次接
続されたトランジスタTrと抵抗R1、R2との接続点
aに出力端子4が接続されるとともに出力端子4と基準
電位点との間にコンデンサ5が接続され、起動スイッチ
2の動作開始に応答してトランジスタTrが導通するよ
うに構成された電源回路である。出力端子4側の電圧
(b点の電圧)の変化を遅延する遅延回路10と、前記
トランジスタTrに流れる電流を制限する電流制限回路
12と、遅延回路10の出力に基いて電流制限回路12
の電流制限値をコントロールする電流制限コンロトール
回路11とを具備し、起動スイッチ2の動作開始に伴う
電流立ち上げ時に過大な出力電流の発生を抑える
Description
供給する電源回路に関するものである。
いる。同図において、電圧Vccの電源ライン6とグラ
ンド電位点(基準電位点)との間に、PNP型の出力ト
ランジスタTrと、第1、第2抵抗R1,R2が順次直
列に接続されるとともに、その出力トランジスタTrの
コレクタと第1抵抗R1の接続中点aが出力端子4に接
続されている。
点bはコンパレータ3の非反転端子(+)に接続されて
いる。コンパレータ3の反転端子(−)は抵抗Roの一
端と起動スイッチ2の接続点dに接続されている。抵抗
Roの他端はグランド電位点に接続され、スイッチ2の
他端は定電流源1を介して電源ラインへ接続されてい
る。起動スイッチ2がONしたときのd点の電圧をV1
とする。出力端子4には回路の発振防止用のコンデンサ
5が接続される。
参照)の容量もコンデンサ5と並列に入るが、説明の便
宜のため、ここではコンデンサ5にその負荷容量をも含
めて考えることにする。さて、上記のように構成された
電源回路は、スイッチ2のONによって起動する。
ータ3の反転端子(−)にd点の電圧V1が印加される
と、コンパレータ3の出力はローレベルとなり、トラン
ジスタTrがONしてコンデンサ5が急速充電される。
b点の電圧がV1以上になると、コンパレータ3の出力
はハイレベルになり、出力トランジスタTrはOFFす
るが、負荷7に電流が供給されるに従い、b点の電位は
下がるので、再び出力トランジスタTrがONする。つ
まり、出力トランジスタTrはb点の電圧(従って出力
端子4の電圧)が一定になるように動作する。
路では、スイッチ2を投入して電源を立ち上げるとき
に、コンデンサ5に予め設定した最大電流が流れる。特
性図で示すと図7のように通常の出力負荷電流Ioより
も大きな電流Imaxが流れ、グラフのA→B→C→Dの
順序でD点に至ることになる。
れると、電流の入力系統、即ち電源ライン6を不安定な
状態にする。このため、例えば電源ライン6に接続され
ている他の回路8、9(図8参照)の誤動作を引き起こ
したりする虞れがあった。例えば、回路8又は9がマイ
クロコンピュータを含んでいる場合には、そのマイクロ
コンピュータをリセットしてしまうことがあった。
のであって、起動スイッチによる電源立ち上げ時に過大
電流が流れないようにした電源回路を提供することを目
的とする。
め本発明では、電源ラインと基準電位点間に直列に順次
接続されたトランジスタと抵抗との接続点に出力端子が
接続されるとともに前記出力端子と前記基準電位点との
間にコンデンサが接続され、起動スイッチの動作開始に
応答して前記トランジスタが導通するように構成された
電源回路において、前記出力端子の出力電圧の変化を遅
延する遅延回路と、前記トランジスタに流れる電流を制
限する電流制限回路と、前記遅延回路の出力に基いて前
記電流制限回路の電流制限値をコントロールする電流制
限コンロトール回路とを具備し、前記起動スイッチによ
る動作開始に伴う電流立ち上げ時に過大な出力電流の発
生を抑えるようにしている。
を示す図1において、図6の従来例と同一部分には同一
の符号を付してある。本実施形態では、エミッタが電源
ライン6に接続され、ベースがコンパレータ3の出力に
接続されたPNP型のトランジスタQ2を設けている。
このトランジスタQ2と出力トランジスタTrの電流比
は1:n(n>1)としている。12は、コンパレータ
3の出力電流を制限し、それによって出力トランジスタ
Trの出力電流を制限する電流制限回路である。
り、11はその出力電圧の値に基いて電流制限回路12
をその電流制限値を可変するようにコントロールする電
流制限コントロール回路である。電流制限回路12は電
流制限コントロール回路11からのコントロール信号に
応じて出力電流を制限する。これらの遅延回路10、電
流制限コントロール回路11、電流制限回路12は電源
立ち上げ時における出力の過電流を防止する過電流防止
回路を構成している。図2は図1において、コンパレー
タ3、遅延回路10、電流制限コントロール回路11、
電流制限回路12を詳細に表わした回路図を示してい
る。
その定電流源16にエミッタが共通に接続された一対の
PNP型のトランジスタT1、T2と、トランジスタT
1、T2のコレクタに接続されて、カレントミラー回路を
成す一対のNPN型のトランジスタT3、T4と、コンパ
レータ3の出力用のトランジスタT5とから構成されて
いる。
タQ2と出力トランジスタTrの各ベースに接続され、
エミッタはグランド電位点に接続されている。トランジ
スタT1のベースはd点に接続され、トランジスタT2の
ベースはb点に接続されている。
記トランジスタT5のベースに接続されるとともに、エ
ミッタがグランド電位点に接続されたNPN型のトラン
ジスタQAと、一端がトランジスタQ2のコレクタ及び
トランジスタQAのベースに接続され、他端がグランド
電位点に接続された抵抗RAと、図のf点とグランド電
位点間に接続された抵抗R5〜R8及びNPN型のトラ
ンジスタQ5〜Q8の各ペアとから構成されている。
Cの積分回路で構成されている。また、電流制限コント
ロール回路11は非反転端子(+)が積分回路10の出
力を受けるように接続された4個(一般的にはN個、N
≧1)のコンパレータと、それらのコンパレータの反転
端子(−)に基準電圧を与える基準電圧発生回路25と
から成っている。
2がONの時にRoに発生する電圧と同じ電圧V1とグラ
ンド電位点間に直列に接続された抵抗R11〜R15で
構成されている。
流源1と16を連動させるスイッチ2をONする前は、
差動アンプ(コンパレータ3)はOFF状態となってい
る。このためトランジスタT5はOFFであり、トラン
ジスタQ2、TrはいずれもOFFとなっている。スイ
ッチ2はONすると、抵抗Roに定電流源1からの定電
流が流れることによりd点がハイレベルになり、同時に
定電流源16もONし、差動アンプのためb点もハイレ
ベルになろうとする。
トランジスタT1よりもトランジスタT2の立ち上がり
が若干遅れるため立ち上がるときに出力トランジスタT
rが能力いっぱいまで電流を流そうとする。この立ち上
がり時に出力トランジスタTrを保護するために抵抗R
A、トランジスタQAを入れて、T5→Q2→RA(QA)
の系で帰還をかけて一定電流に保ちながら出力が立ち上
がる(TrはQ2のn倍の電流能力を有しているものと
する)ようにしている。
ランジスタTrの能力いっぱい近くまで動作できるよう
にしているため立ち上がり電流(ラッシュ電流)がかな
り大きい。この過大ラッシュ電流を回避するために電流
制限コントロール回路11を設け、立ち上がり時に階段
を追って電流を増加していくようになす。
る。まず、コンデンサCの充電に伴い、遅延回路10の
出力電圧が或る値に達すると、コンパレータ21の出力
がハイレベルに転じ、制限回路12のトランジスタQ5
がONして抵抗R5が抵抗RAと並列に入り、f点の電
圧が下がるので、トランジスタQAによるグランド電位
点への側路電流も減少する。その分、トランジスタT5
のベース電流が多くなってトランジスタT5のコレクタ
電流も増加するので、トランジスタQ2及び出力トラン
ジスタTrの出力電流が更に上昇し、コンデンサCの出
力電圧が次の所定値に達すると、コンパレータ22の出
力もハイレベルに変遷するので、トランジスタQ5に加
えてトランジスタQ6もONする状態になり、電流制限
回路12において動作する抵抗はRAにR5とR6が並
列に加わる。
一層小さくなり、出力電流は大きくなる。以上の如き動
作を繰り返し、トランジスタQ5〜Q8の全てがON状
態となると、出力電流は一番大きなものとなる。図5に
おいて、D点に至る(通常状態になる)と、その後の出
力電流の制御はb点の電圧によってコンパレータ3を介
して行なわれる。
の意義を説明する。今、仮に電流制限コントロール回路
11のコンパレータ21〜24を用いて段階的に電流を
増加していくとしても、遅延時間が全くなければラッシ
ュ電流の最大値はR5〜R8を入れない状態と変わらな
いため(即ち、充分コンデンサ5にチャージされないた
め)、b点にRCを接続して遅延時間をもたせることに
より、出力電流をチャージしながらコンパレータ21〜
24が順次切り替わることにより立ち上がり時のラッシ
ュ電流に制限をかけようとするものである。
Q5〜Q8のNPNトランジスタの飽和電圧を仮に0V
とすれば、b点が0V時はRAのみで制限電流が決ま
り、Q2のコレクタ電流の最大値はVF(QA)/RAとな
り、出力が上がっていくに伴い、制限電流はRAとR
5、R6、R7、R8がそれぞれ並列になること(つま
り合成抵抗値が小さくなること)によって、増加してい
く。
立ち上がるとき、通常は出力トランジスタTrは能力い
っぱいのラッシュ電流を流しながら立ち上がる 一般的な電流制限はRAとQAのVF(閾値電圧)で帰
還をかけて決める 段階的に出力電流を増加するためにコンパレータ21
〜24を入れ、電流制限を順次切り換える 出力立ち上げ時に遅延をもたせなければ電流制限を切
り換えても意味がないため遅延回路10のRCを入れて
出力のコンデンサに充分電流を充電しながら立ち上げて
必要以上のラッシュ電流が流れないようにする。
ンパレータ30と、NPN型のトランジスタQ9、Q1
0、定電流源31、32、コンデンサCで構成している
点が図2と相違しているだけで、他の部分は同一であ
る。コンパレータ30はb点の電圧が基準電圧V2以上
になると、出力をハイレベルにし、トランジスタQ9を
ONする。そのためトランジスタQ10がOFFとなっ
てコンデンサCに電流I3が流れ込む。
のときは、トランジスタQ9がOFFで、定電流I2が
トランジスタQ10のベース電流となり、トランジスタ
Q10のONにより、定電流I3はトランジスタQ10
を介してグランド電位点に流れ、コンデンサCは充電さ
れない。定電流源I3とコンデンサCを使用する目的は
定電流源でコンデンサをチャージすれば直線的に電圧が
上がるためコンパレータ21〜24の切り換えタイミン
グを取り易くするためである。
2を図4に示す回路に変更しても同様な効果が得られ
る。図4において、トランジスタQBはトランジスタQA
とトランジスタQ2のコレクタ電流によってドライブさ
れるカレントミラー回路を形成している。トランジスタ
Q5〜Q8はそのドライブ電流を一部側路することによ
ってトランジスタQA(QB)の導通度を下げるように働
く。
を投入した電源立ち上げ時にラッシュ電流が流れないの
で、電源ラインに接続されている他の回路に悪影響を与
えないという効果が得られる。請求項2の発明によれ
ば、段階的に出力電流を変化させることができるので、
出力電流を徐々に多くしていき、定常電流値へ円滑に上
げていくことが可能となる。請求項3の発明によれば、
同じ形のコンパレータを複数用いて、それらの比較基準
電圧を異ならせてやるだけでよいので、段階的な電流制
限コントロール回路が簡単に実現できる。
路図。
回路図。
を示す回路図。
の特性図。
の特性図。
Claims (3)
- 【請求項1】電源ラインと基準電位点間に直列に順次接
続されたトランジスタと抵抗との接続点に出力端子が接
続されるとともに前記出力端子と前記基準電位点との間
にコンデンサが接続され、起動スイッチの動作開始に応
答して前記トランジスタが導通するように構成された電
源回路において、 前記出力端子の出力電圧の変化を遅延する遅延回路と、 前記トランジスタに流れる電流を制限する電流制限回路
と、 前記遅延回路の出力に基いて前記電流制限回路の電流制
限値をコントロールする電流制限コンロトール回路と、 を具備し、前記起動スイッチの動作開始に伴う電流立ち
上げ時に過大な出力電流の発生を抑えるようにしたこと
を特徴とする電源回路。 - 【請求項2】前記電流制限コントロール回路は前記遅延
回路の出力上昇の複数段階にわたって前記電流制限値を
変えることを特徴とする請求項1に記載の電源回路。 - 【請求項3】前記電流制限値コントロール回路は前記遅
延回路の出力電圧を入力して比較する基準電圧値が異な
る複数のコンパレータから成ることを特徴とする請求項
1又は請求項2に記載の電源回路。
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