JP2814749B2 - ２線式伝送器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、２本の伝送線を介して
伝送された電流を用いて回路電源を作ると共にセンサで
検出した物理量に関連する信号を信号処理して２本の伝
送線を介して遠方に配置された負荷（受信抵抗）に信号
を伝送する２線式伝送器に係り、特に電源が投入された
ときに速やかに定常状態になるように改良した２線式伝
送器に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３は従来の２線式伝送器の回路構成を
示すブロック図である。２線式伝送器１０は外部回路１
１と伝送線Ｌ１、Ｌ２で接続されており、この外部回路
１１は２線式伝送器１０の回路電源を供給するに必要な
直流電圧Ｅｂと受信抵抗Ｒ１が端子Ｔ１、Ｔ２を介して
伝送線Ｌ１、Ｌ２に直列に接続されている。この伝送線
Ｌ１、Ｌ２の他端は２線式伝送器１０の端子Ｔ３、Ｔ４
に接続されている。

【０００３】端子Ｔ３、Ｔ４の間には、ダイオ−ドＤ
１、電流制御用のトランジスタＱ１、このトランジスタ
Ｑ１のベ−ス電流を制御するトランジスタＱ２、ダイオ
−ドＤ２、及び帰還抵抗Ｒ２がそれぞれ直列に接続され
ている。トランジスタＱ１のエミッタとコレクタとの間
には起動抵抗Ｒ３が接続されている。起動抵抗Ｒ３とト
ランジスタＱ１のコレクタとの接続点ＣＮ１と接続点Ｃ
Ｎ２との間にはツエナダイオ−ドＤ３が接続され、この
ツエナダイオ−ドＤ３の両端には直流の一次電圧Ｖ１が
発生する。この一次電圧Ｖ１はコンデンサＣ１とスイッ
チング電源１２の一次端子Ｔ５と接続点ＣＮ２に接続さ
れた共通端子Ｔ６との間に印加され、その二次端子Ｔ７
と共通端子Ｔ６との間に電圧変成された直流の二次電圧
Ｖ２を出力する。この二次電圧Ｖ２は、物理量を電気信
号に変換するセンサ及びこの電気信号を信号処理する信
号処理回路などを含む二次負荷１３の電源端子に接続さ
れる。

【０００４】二次負荷１３からは測定された物理量に対
応したパルス幅信号ＰＷＭが出力され、このパルス幅信
号ＰＷＭは抵抗Ｒ４、Ｒ５とコンデンサＣ２とで構成さ
れたフイルタＦＬを介して演算増幅器Ｑ３の非反転入力
端（＋）に出力される。この演算増幅器Ｑ３の出力端は
負帰還抵抗Ｒ６を介して反転入力端（−）に接続される
と共に抵抗Ｒ４とＲ５との接続点にコンデンサＣ３を介
して接続されている。フイルタＦＬと演算増幅器Ｑ３で
構成されたパルス幅／電圧変換回路１４によりパルス幅
信号ＰＷＭはアナログのセンサ信号Ｖａに変換されてそ
の出力端に出力される。

【０００５】このセンサ信号Ｖａは、一次電圧Ｖ１を抵
抗Ｒ７とＲ８で分圧された分圧電圧が反転入力端（−）
に印加された誤差増幅器Ｑ４の非反転入力端（＋）に抵
抗Ｒ９を介して出力される。さらに、この非反転入力端
（＋）には帰還抵抗Ｒ２に発生した帰還電圧Ｖｆと一次
電圧Ｖ１との和の電圧を抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１で分圧
した分圧電圧が印加されている。そして、この出力端に
発生した電圧でトランジスタＱ２のベ−ス電流を制御す
る。

【０００６】次に、この様に構成された２線式伝送器の
動作について説明する。直流電圧Ｅｂから２本の伝送線
Ｌ１、Ｌ２を介して伝送された電流の一部は端子Ｔ３か
ら起動抵抗Ｒ３を介してツエナダイオ−ドＤ３に起動時
にわずかに電流を流し、その両端に直流の一次電圧Ｖ１
を発生させ、この直流の電圧でコンデンサＣ１を充電す
ると共にスイッチング電源１２で直流の二次電圧Ｖ２に
変換されてセンサ或いは信号処理回路を含む二次負荷１
３の電源として供給される。

【０００７】二次負荷１３はこの二次電圧Ｖ２で駆動さ
れセンサで検出された信号に対して信号処理を行ってそ
の結果をパルス幅信号ＰＷＭとして出力する。このパル
ス幅信号ＰＷＭは演算増幅器Ｑ３でセンサ信号Ｖａに変
換されて、誤差増幅器Ｑ４に出力される。誤差増幅器Ｑ
４はこのセンサ信号Ｖａと帰還電圧Ｖｆとが一致するよ
うに制御し、その出力でトランジスタＱ２のベ−ス電流
を制御する。トランジスタＱ２はセンサ信号Ｖａに対応
した統一の電流信号Ｉ0 （＝４ｍＡ〜２０ｍＡ）として
２本の伝送線Ｌ１、Ｌ２を介して受信抵抗Ｒ１に出力す
る。従って、電流信号Ｉ0 は、センサからの出力信号で
あるセンサ信号Ｖａによりベ−ス電流である４ｍＡ（０
％）と共に信号電流（０〜１６ｍＡ）も含めた全電流を
定電流制御することとなる。この方式によれば、端子Ｔ
３とＴ４との間の電圧からトランジスタＱ１のエミッタ
／コレクタ間の電圧を差引いただけの電圧を一次電圧Ｖ
１として使用できるので大きな一次電圧を確保すること
ができる。

【０００８】ところで、この図３に示したスイッチング
電源１２は図４のように構成されている。一次端子Ｔ５
と二次端子Ｔ７との間には電界効果トランジスタで構成
されたスイッチング素子ＳＷとインダクタンスＬとが直
列に接続されている。このインダクタンスＬ及びスイッ
チング素子ＳＷの接続点と共通電位点ＣＯＭとの間には
転流用のダイオ−ドＤ４が、二次端子Ｔ７及びインダク
タンスＬの接続点と共通電位点ＣＯＭとの間にはコンデ
ンサＣ４がそれぞれ接続されている。また、比較器Ｑ５
は二次電圧Ｖ２と基準電圧ＥＲ１と比較してその偏差出
力を制御増幅器Ｑ６を介してスイッチング素子ＳＷのゲ
−トＧに印加してスイッチング素子ＳＷをオン／オフ制
御する。スイッチング素子ＳＷは一次電圧Ｖ１をオン／
オフし、インダクタンスＬとコンデンサＣ４とダイオ−
ドＤ４により構成される平滑回路でこのオン／オフされ
た電圧は平滑されて二次電圧Ｖ２として二次負荷１３に
出力される。比較器Ｑ５はこの二次電圧Ｖ２と基準電圧
ＥＲ１とを比較して、基準電圧ＥＲ１に二次電圧Ｖ２が
一致するようにスイッチ素子ＳＷをオン／オフ制御す
る。

【０００９】さらに、一次端子Ｔ５と共通電位点ＣＯＭ
に接続された共通端子Ｔ６との間には抵抗Ｒ１２とＲ１
３との直列回路が挿入され、これ等により一次電圧Ｖ１
を分圧して分圧電圧Ｖ３を得る。この分圧電圧Ｖ３は二
次負荷１３とのインタ−フエイスを構成するコンパレ−
タＱ７の反転入力端（−）に端子Ｔ８を介して印加さ
れ、さらにこのコンパレ−タＱ７の非反転入力端（＋）
には基準電圧ＥＲ２が端子Ｔ９を介して印加されてい
る。その出力端に生じるハイ／ロ−のレベルで示される
状態信号Ｖｓｔは端子Ｔ１０を介して二次負荷１３に出
力される。二次負荷１３の二次端子Ｔ７と共通電位点Ｃ
ＯＭに接続された共通端子Ｔ６との間には保護ダイオ−
ドＤ５、Ｄ６が直列に接続されており、これ等の保護ダ
イオ−ドＤ５とＤ６の接続点に状態信号Ｖｓｔが印加さ
れ、内部のマイクロプロセッサはこの状態信号Ｖｓｔを
検知する。さらに、コンパレ−タＱ７の電源端Ｔ１１は
一次端子Ｔ５に接続されている。

【００１０】二次負荷１３にはマイクロプロセッサ、ラ
ンダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、電気的に書き込み可
能なメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）などが内蔵されており、こ
れ等の素子を用いて内蔵のセンサで検出された物理量は
電気信号に変換されてから必要な信号処理が行われてパ
ルス幅信号ＰＷＭとして出力される。ところで、一次電
圧Ｖ１が何等かの原因で低下し始めても平滑回路の存在
などにより二次電圧Ｖ２は一般に一次電圧Ｖ１に対して
時間的に遅れて低下し始める。そこで、インタ−フエイ
スとして機能するコンパレ−タＱ７は、一次電圧Ｖ１が
低下し始めてからマイクロプロセッサが信号処理をして
いるデ−タをＲＡＭからＥＥＰＲＯＭに格納できる時間
に相当するまで二次電圧Ｖ２が低下する時間をコンパレ
−タＱ７の入力の一端に印加された基準電圧ＥＲ２と比
較することにより検出して状態信号Ｖｓｔの形で二次負
荷１３に出力し、マイクロコンピュ−タはこの状態信号
Ｖｓｔにより事前にデ−タの退避をする。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ようなデ−タ退避の機能を有する従来の２線式伝送器に
おける図４に示すようなスイッチング電源１２は、回路
電源が投入されてコンデンサＣ１が充電された後、スイ
ッチング素子ＳＷがスイッチングを開始して二次電圧Ｖ
２を上昇させるが、当初は二次電圧Ｖ２がゼロであり、
一次電圧Ｖ１は高い電圧であるので、図４に示すように
一次電圧Ｖ１はコンパレ−タＱ７の電源端Ｔ１１と出力
端Ｔ１０を介して二次負荷１３側に大きな電流ｉｍとし
て流れるが、この大きな電流ｉｍが二次負荷１３にコン
パレ−タＱ７を介して流入するとコンデンサＣ１が充電
され難くなり、一次電圧Ｖ１が上昇せず起動不能になる
という問題がある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するために、負荷側から２本の伝送線を介して電流
の供給を受けると共に測定すべき物理量をセンサにより
電気信号に変換しこれをマイクロプロセッサを含む信号
処理回路で信号処理して伝送線を介して負荷側に電流信
号として伝送する２線式伝送器に係り、負荷側から供給
される電流を用いて回路を動作させる直流の一次電圧を
作る定電圧発生手段と、この一次電圧をスイッチングし
て直流の二次電圧を作りこれを信号処理回路を含む二次
負荷に二次電圧として供給するスイッチング電源と、一
次電圧を検出しこれを所定値と比較して状態信号として
信号処理回路に電流制限をして伝送するコンパレ−タと
を具備し、一次電圧側からコンパレ−タを介して二次負
荷に流れ込む電流を制限して二次電圧の起動がスム−ズ
になるようにしたものである。

【００１３】

【作 用】スイッチング電源の一次電圧を検出してその
状態を状態信号として二次負荷に伝送するためのインタ
−フエイスとして機能するコンパレ−タの出力側に電流
制限機能を持たせて起動時に過大な電流が二次負荷側に
流れないようにすることにより二次電圧をスム−ズに立
上げることができる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の要部を示す要部実施例の構成を
示す回路図である。なお、図３、図４に示す従来の２線
式伝送器と同一の機能を有する部分には同一の符号を付
して適宜にその説明を省略する。

【００１５】図１に示す要部実施例は、図３に示す全電
流を制御する方式をベ−スとする２線式伝送器におい
て、そのスイッチング電源１２に内蔵される図４に示す
コンパレ−タＱ７の構成を改良してコンパレ−タ１５と
したものである。一次電圧Ｖ１を抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１
３で分圧した分圧電圧Ｖ３は、端子Ｔ８に印加され、抵
抗Ｒ１４を介してトランジスタＱ７のベ−スに印加され
る。これによって生じたエミッタ電流はトランジスタＱ
８を介してベ−ス同志が接続されたトランジスタＱ９の
コレクタ電流にミラ−効果によりコピ−してベ−スとコ
レクタとが接続されたトランジスタＱ１０のコレクタ電
流として変化させる。一方、端子Ｔ９を介して入力され
た基準電圧ＥＲ２は、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６を介してトラ
ンジスタＱ１１のベ−スに印加される。これによって生
じたエミッタ電流はトランジスタＱ１２を介してベ−ス
同志が接続されたトランジスタＱ１３のコレクタ電流に
ミラ−効果によりコピ−してトランジスタＱ１０のベ−
スと接続されたトランジスタＱ１４のコレクタ電流とし
て変化させる。

【００１６】また、トランジスタＱ１４のコレクタは、
ベ−ス同志、コレクタ同志、エミッタ同志がそれぞれ接
続されたトランジスタＱ１５、Ｑ１６のベ−スに接続さ
れている。トランジスタＱ１５、Ｑ１６のコレクタは抵
抗Ｒ１７を介して出力端Ｔ１０に接続されている。この
出力端Ｔ１０に現れた電圧は抵抗Ｒ１８とＲ１５で分圧
されて抵抗Ｒ１６を介して正帰還され、これ等のトラン
ジスタＱ７〜Ｑ１６、Ｒ１４〜Ｒ１８によりコンパレ−
タとして機能している。そして、トランジスタＱ８、Ｑ
９、Ｑ１２、Ｑ１３には全体としてトランジスタＱ１７
のエミッタ／コレクタを介して一定電流Ｉｃが流されて
いる。ここまでは、従来のコンパレ−タと同一の構成で
あるが、本実施例におけるコンパレ−タ１５はこの従来
のコンパレ−タに電流制限のための点線で示す出力回路
１６を付加した点にある。

【００１７】端子Ｔ１１、Ｔ６の間にはベ−スとコレク
タとを接続したトランジスタＱ１８とバイアス用の定電
流回路ＣＣ１とが直列に接続されている。このトランジ
スタＱ１８のベ−スは、ベ−ス同志、コレクタ同志、エ
ミッタ同志がそれぞれ接続されたトランジスタＱ１９、
Ｑ２０のベ−スとトランジスタＱ１７のベ−スにそれぞ
れ接続されている。これにより、定電流回路ＣＣ１が流
す定電流Ｉｃをコピ−して各トランジスタＱ１７、Ｑ１
９、Ｑ２０にそれぞれ定電流Ｉｃを流す。

【００１８】以上の構成で、基準電圧ＥＲ２に対して分
圧電圧Ｖ３の値が二次電圧に比べて大きいときには、ト
ランジスタＱ１４のコレクタはロ−レベルの状態にあ
り、トランジスタＱ１５、Ｑ１６はオフ状態となる。従
って、この場合はトランジスタＱ１９、２０から出力端
Ｔ１０を介して電流が流出するが、その値は一次電圧Ｖ
１が大きく、二次電圧Ｖ２がゼロＶのときでもこの出力
回路１６の電流制限機能により最大２・Ｉｃに制限され
る。また、基準電圧ＥＲ２に対して分圧電圧Ｖ３の値が
小さいときは、トランジスタＱ１４のコレクタはハイレ
ベルの状態にあり、トランジスタＱ１５、Ｑ１６はオン
状態になるので、出力端Ｔ１０には電流が流れない。こ
の様に、コンパレ−タ１５の出力段で電流制限をする
と、起動時の漏れ電流は最大で２・Ｉｃに制限され、コ
ンデンサＣ１への一次エネルギの蓄えが容易になり、起
動不能に陥ることはない。なお、この場合の基準電圧Ｅ
Ｒ２の値は二次負荷１３の内部での信号処理においてデ
−タ格納の出来る時間に対応する電圧値に選定されて状
態信号Ｖｓｔ´として出力端Ｔ１０に出力されることは
従来と同様である。

【００１９】図２は本発明の第２の実施例の要部を示す
コンパレ−タの回路図である。図１においては出力であ
る状態信号Ｖｓｔ´を抵抗Ｒ１８と抵抗Ｒ１５で分圧し
て正帰還してコンパレ−タとして機能させるが、このと
きの抵抗Ｒ１８、抵抗Ｒ１５としては高抵抗が要求され
るので、半導体デバイスとして構成するには作り難い。
そこで、図２では構成抵抗の全てを低抵抗で作れるよう
に改良を加えたものである。この図２に示すコンパレ−
タ１７の場合は、トランジスタＱ２１、定電流回路ＣＣ
２、トランジスタＱ２２、〜Ｑ３０、抵抗Ｒ１９〜Ｒ２
２、コンデンサＣ４、Ｃ５により従来のコンパレ−タが
構成され、これに電流制限機能を付加した出力回路１８
が付加されている。

【００２０】分圧電圧Ｖ３は抵抗Ｒ１９を介して入力さ
れ、一方基準電圧ＥＲ２は抵抗Ｒ２１を介して入力され
てこれ等の大きさが比較される。その結果は、トランジ
スタＱ２４、Ｑ２７を介してハイ／ロ−レベルの２値信
号として出力される。トランジスタＱ２８、Ｑ２９は正
帰還用のトランジスタであり、コンデンサＣ４。、Ｃ５
はスピ−ドアップコンデンサである。また、トランジス
タＱ２１と定電流回路ＣＣ２は起動用の回路である。

【００２１】出力回路１８は、ベ−スが共通して接続さ
れエミッタが共通して端子Ｔ１１に接続されたトランジ
スタＱ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、トランジスタＱ２７のコ
レクタ電位がベ−スに印加されトランジスタＱ３１のコ
レクタに接続されたトランジスタＱ３４、ベ−スが共通
に接続されトランジスタＱ２４のコレクタ電位がこのベ
−スに印加されトランジスタＱ３２、Ｑ３３のコレクタ
にコレクタが接続されたトランジスタＱ３５、Ｑ３６、
出力端Ｔ１０とトランジスタＱ３５とＱ３６のコレクタ
の間に接続された抵抗Ｒ２３で構成されている。

【００２２】これ等の構成により、基準電圧ＥＲ２に対
する分圧電圧Ｖ３の大きさに応じて、トランジスタＱ３
４、及びトランジスタＱ３５とＱ３６は、相補的にオン
／オフとなる。Ｑ３４がオンのときはそのコレクタに定
電流Ｉｃが流れ、これをコピ−して出力端には２・Ｉｃ
が流れる。Ｑ３４がオフのときはトランジスタＱ３５と
Ｑ３６はオンとなり、出力端Ｔ１０に流れる電流はゼロ
となる。以上のようにして、出力端に流れる電流は出力
回路１８の電流制限機能により一次電圧Ｖ１が大きく二
次電圧Ｖ２がゼロＶのときでも最大２・Ｉｃに制限され
る。

【００２３】

【発明の効果】以上、実施例を用いて具体的に説明した
ように本発明によれば、マイクロプロセッサを内蔵する
２線式伝送器のスイッチング電源の一次電圧と二次電圧
との間に挿入されるインタ−フエイスとして機能するコ
ンパレ−タの出力段に電流制限機能を持たせる構成とし
たので、起動時のように一次電圧が大きく二次電圧がゼ
ロＶのように電圧差が大きい状態でも、コンパレ−タの
電流制限機能により二次負荷に流れる電流が制限され、
これによりスイッチング電源の一次側に挿入されるコン
デンサの充電が阻害されることがなくなり、起動不能の
状態が発生するのを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例の要部構成を示す回路図であ
る。

【図２】本発明の他の実施例の要部構成を示す回路図で
ある。

【図３】従来の２線式伝送器の全体構成を示すブロック
図である。

【図４】図３に示す２線式伝送器のスイッチング電源の
構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０ ２線式伝送器 １２ スイッチング電源 １３ 二次負荷 １４ パルス幅／電圧変換回路 １５ コンパレ−タ １６ 出力回路 １７ コンパレ−タ １８ 出力回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負荷側から２本の伝送線を介して電流の
   供給を受けると共に測定すべき物理量をセンサにより電
   気信号に変換しこれをマイクロプロセッサを含む信号処
   理回路で信号処理して前記伝送線を介して前記負荷側に
   電流信号として伝送する２線式伝送器において、前記電
   流を用いて回路を動作させる直流の一次電圧を作る定電
   圧発生手段と、この一次電圧をスイッチングして直流の
   二次電圧を作りこれを前記信号処理回路を含む二次負荷
   に二次電圧として供給するスイッチング電源と、前記一
   次電圧を検出しこれを所定値と比較して状態信号として
   前記信号処理回路に電流制限をして伝送するコンパレ−
   タとを具備し、前記一次電圧側から前記コンパレ−タを
   介して前記二次負荷に流れ込む電流を制限して前記二次
   電圧の起動がスム−ズになるようにしたことを特徴とす
   る２線式信号伝送器。