JPH10213408A - 誘導型絶対位置測定装置 - Google Patents

誘導型絶対位置測定装置

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JPH10213408A
JPH10213408A JP9363026A JP36302697A JPH10213408A JP H10213408 A JPH10213408 A JP H10213408A JP 9363026 A JP9363026 A JP 9363026A JP 36302697 A JP36302697 A JP 36302697A JP H10213408 A JPH10213408 A JP H10213408A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 高精度で汚染に強く、且つ製造が容易な誘導
型絶対位置測定装置を提供する。 【解決手段】 ３つのトランスジューサ２１０，２２
０，２３０は、それぞれ送信巻線２１２，２２２，２３
２を有し、波長がλ１，λ２，λ３で二つずつオーバー
ラップすると共に波長の１／４だけずれて配置される受
信巻線の組（２１４，２１６），（２２４，２２６），
（２３４，２３６）を備える。さらに各トランスジュー
サはそれぞれ波長λ１，λ２，λ３の１／２に等しい幅
の磁束変調器１７０を有するスケールを備える。波長の
異なる二つのトランスジューサの位相差を求めること
で、いずれか単独で得られる絶対位置測定レンジよりも
長い絶対位置測定が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電子的絶対位置
トランスジューサに係り、特に複数の誘導結合巻線を用
いた絶対位置トランスジューサに関する。
【０００２】
【従来の技術】現在種々の変位及び位置トランスジュー
サが用いられている。これらのトランスジューサの多く
は、直線，回転及び角度変位を測定することができる。
光学式トランスジューサは通常、走査ユニットと格子が
形成されたガラススケールとを有する。走査ユニットは
一般に、光源，光源光をコリメートするコンデンサレン
ズ，インデックス格子が形成された走査レチクル，及び
受光素子を有する。スケールは走査ユニットに対して相
対移動し、これによりスケールのラインは、インデック
ス格子のライン及びスペースと交互に一致して、周期的
光強度の変化を作る。周期的光強度の変化は受光素子に
より電気的信号に変換され、この電気信号が処理されて
位置が決定される。光学式トランスジューサは、特にレ
ーザ光を用いた場合に、高精度位置測定が可能である。
【０００３】最近は、効率改善のために、汚染物のない
検査室ではなく、工作室内で手持ちのエンコーダその他
の測定器を用いることが望まれるようになっている。し
かし、光学式トランスジューサは汚染に敏感であり、多
くの生産或いは工作環境でむき出しで用いるのは実際的
でない。このため光学式トランスジューサは、高価でし
かも信頼性のない環境シールを用いたり、或いはトラン
スジューサをダストやオイルが入らないように覆う他の
手段を講じることが必要になる。更に、光源はしばしば
大電流を必要とする。このため、バッテリーを用いたハ
ンドツール等では光学式トランスジューサを用いること
ができない。
【０００４】静電容量型トランスジューサは非常に小さ
い電流で動作可能であり、バッテリーを用いた測定ツー
ルによく適している。静電容量式トランスジューサは、
平行電極により形成される容量を利用する。送信電極と
受信電極は第１の部材に形成され、これらにそれぞれ適
当な電圧が与えられ、受信回路が接続される。これらの
送受信電極のそれぞれがキャパシタの一方の電極とな
り、キャパシタの他方の電極は多くの空間分離電極の一
つとして相対移動部材又はスケールに形成される。スケ
ールが第１の部材に対して相対移動すると、送信及び受
信電極はスケール上の種々の電極に容量結合する。読み
出し回路は、スケール上の電極が送受信電極に対して相
対移動したときの受信電極の電圧変化を検出する。
【０００５】しかし、容量式トランスジューサは、相対
移動部材の電極間のギャップを小さいものとすることが
要求される。この電極間のギャップとして、厳しい許容
公差が求められるるため、製造コストが高いものとな
る。更に、静電容量式トランスジューサは、特にオイル
等の誘電体流体や、水や冷却媒体等の導電性流体等によ
る汚染に敏感である。従って、光学式トランスジューサ
と同様に、高価なシールが多くの環境で必要になるが、
シールの信頼性は十分ではない。
【０００６】磁気式トランスジューサは、オイルや水そ
の他の流体による汚染に鈍感である。磁気式トランスジ
ューサ（例えば、Sony Magnescale encoders （商
標））は、磁界を検出する読み出しヘッドと、選択的に
磁化されて周期的磁気パターンを有する強磁性体スケー
ルを用いる。読み出しヘッドは、スケールが移動したと
きの磁気スケールパターン内での磁界変化を検出する。
しかし、磁気式トランスジューサは、微粒子、特に磁化
されたスケールに吸着される強磁性粒子の影響を受け
る。このため磁気式トランスジューサも、光学式或いは
静電容量式トランスジューサと同様にシールや覆い等、
ダストを防ぐ手段が必要になる。
【０００７】誘導型トランスジューサは、オイルや水そ
の他の流体に鈍感であり、またダスト，強磁性体粒子等
にも鈍感である。誘導型トランスジューサ（例えば、IN
DUCTOSYN（登録商標）型トランスジューサ）は、第１の
部材に設けられた多数の巻線（例えば、プリント回路基
板に繰り返し形成された、一連の平行なヘアピンター
ン）と、第２の部材に形成された多数の可変磁界を発生
させる送信巻線及び受信巻線とを用いて構成される。第
２の部材により受信される信号は、両部材の相対位置と
共に周期的に変化する。従って、適当な回路により、両
部材の相対位置を決定することができる。しかし、両部
材ともにアクティブであり、それぞれ電気的に必要な回
路に接続される。
【０００８】この様に、両部材共に電気的に接続しなけ
ればならないことは、製造及び組立コストの増大をもた
らす。加えて、誘導型トランスジューサは、両部材を電
気的に接続しなければならないために、ノギスのような
ハンドツールに組み込むことが困難である。更にロータ
リエンコーダの場合、可動部材をスリップリングを介し
て接続することになるため、コストの増大と信頼性低下
の原因となる。
【０００９】従来のいくつかのエンコーダは、汚染に敏
感でないような変位或いは位置トランスジューサとする
試みがなされているが、上述した光学式，静電容量式，
磁気式或いは誘導式のトランスジューサに比べてまだ十
分な低価格化は図られていない。Howbrookの米国特許第
４，６９７，１４４号，Dreoniの米国特許第５，２３
３，２９４号，Ichikawa et alの米国特許第７，７４
３，７８６号，Thatcherの英国特許出願第２，０６４，
１２５号は、非活性で駆動されない部材と駆動される部
材の間の位置を検出する位置測定デバイスを示してい
る。これらのデバイスは、二つの可動部材の電気的接続
を除いているが、従来の光学式或いは誘導型のトランス
ジューサのような高精度測定はできていない。またこれ
らのデバイスは、測定レンジが制限される、高価で比較
的構成が複雑である、本質的に信号強度が小さい、とい
った欠点も有する。
【００１０】十分な信号強度を得るためには、非活性部
材は好ましくは強磁性体として強い磁界を発生させるよ
うにする。或いは、非活性部材を、活性部材により発生
される磁界を集中させる複雑な構造に組み込んで移動さ
せるようにする。更にこれらのトランスジューサは、広
い範囲の応用、例えば低電力のハンドツール，或いは悪
くても１０μm オーダーの精度が要求されるリニア，ロ
ータリ，角度その他の位置トランスジューサ応用等がで
きない。
【００１１】Auchterlonieの米国特許第４，８９３，０
７７は、数個のリニアトラックを用いた絶対位置トラン
スジューサについて述べている。このセンサの各トラッ
クは、僅かに異なる波長又は周波数を持つ。センサ回路
は、トラックの位相差を解析して読み出しヘッドの絶対
位置を測定する。同様のシステムは、Andermo による米
国特許第４，８７９，５０８号，米国特許第５，０２
３，５９９号のような、静電容量型トランスジューサを
用いたものが知られている。Auchterlonie 及びAnderm
o の絶対位置トランスジューサはしかし、上述した静電
容量型及び誘導型トランスジューサと同様の問題を有す
る。
【００１２】Howbrookのトランスジューサは、数個のコ
イルピッチ（各ピッチが３６０°の位相変化を示す）を
用いて、非活性部材の絶対位置を測定する。しかしこの
トランスジューサは、非活性部材の絶対位置を測定する
レンジが制限され、しかも多くの応用に必要な精度が得
られない。HEIDENHAINのいくつかの製品は、受光素子と
スケールを用いた光学式トランスジューサを用いてい
る。スケールには、粗い絶対位置を特定するための光学
式マーカーが形成されている。しかし、HEIDENHAINのい
くつかの製品は、高精度の位置合わせとマーカーの特定
を必要とする。いくつかのケースでは、汚染に弱く、消
費電力が大きいという問題がある。
【００１３】Crane の米国特許第５，０２７，５２６号
は、巻かれたテープに印刷されたバーコードを読み取る
ようにした光学式トランスジューサを示している。その
バーコードパターンは、スタートバーコードパターンと
ストップバーコードパターンの間のいくつかの数をエン
コードするように、５つのバーコード符号の間に２つを
インターリーブするという基準を持つ。その数は、回転
によりテープの粗い絶対位置に対応する。回路は、コー
ド符号を読み取ってこれをテープの絶対位置を表す数に
変換する。テープを巻いたドラムの位置に基づくクロッ
ク発生を利用して、高精細位置測定を行う。
【００１４】しかし、この絶対位置トランスジューサで
は、上述した光学式トランスジューサの問題が解決され
ていない。しかも、絶対位置を求めるためにはバーコー
ドの長さの範囲走査変位させることが必要であるから、
如何なる位置でも正しい絶対位置を示すことにはならな
い。このことは多くの用途への利便性を妨げている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】従って、絶対位置トラ
ンスジューサに要求されることは、１）オイルや強磁性
体粒子等の汚染に対して強いこと、２）測定レンジが広
い用途及び低電力用途を含む種々の広い用途に適用でき
ること、３）高精度であること、４）従来のトランスジ
ューサと比較して高価でないこと、５）絶対位置出力信
号を出すこと、等である。少なくともこれらの５つの要
求を満たすトランスジューサは、現在まだ実用化されて
いない。従ってこの発明は、汚染物に鈍感な絶対位置ト
ランスジューサを提供することを目的とする。この発明
はまた、比較的低コストで製造できる絶対位置トランス
ジューサを提供することを目的とする。更にこの発明
は、高精度の絶対位置トランスジューサを提供すること
を目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明に係る誘導型絶
対位置測定装置は、スケール部材と、このスケール部材
に対して測定軸に沿って相対移動可能に配置された読み
出しヘッド部材と、この読み出しヘッド部材とスケール
部材の相対位置に応じた位置信号を出力する誘導位置ト
ランスジューサを複数備え、前記各々の誘導位置トラン
スジューサは、前記読み出し部材上に形成された送信手
段および受信手段とを備えると共に、この送信手段と受
信手段との誘導結合が連続して空間変調されるように、
受信手段に含まれる巻線ループの極性が交互に入れ替わ
る連続周期パターンを形成するセグメントを備え、前記
スケール部材は、前記送信手段と前記受信手段との間の
誘導結合が前記読み出し部材と前記スケール部材との相
対位置に基づいて連続して空間変調されるように前記ス
ケール部材の測定軸に沿って分散配置された複数の磁束
変調器を備え、前記受信手段の巻線ループの連続周期パ
ターンの波長は、各々の誘導位置トランスジューサ毎に
異なっていることを特徴とする。
【００１７】この発明による絶対位置トランスジューサ
は、リニア或いはロータリエンコーダのような高精度応
用の誘導型トランスジューサであり、１０μm オーダー
或いはそれ以上の分解能と読み出しヘッドでの変位精度
を持つものである。この発明による絶対位置トランスジ
ューサは相対移動する二つの部材を用い、能動的な第１
の部材（読み出しヘッド部材）は受動的な第２の部材
（スケール部材）に渦電流を誘導する。受動的なスケー
ル部材には外部電源及び配線は接続されない。読み出し
ヘッド部材は、磁界を発生する少なくとも一つの能動的
送信器と、発生された磁界を受信する少なくとも二つの
受信器とを有する。第１の実施例においては、二つの受
信器は、相似であるが異なる波長を持つ。これにより、
所定位置での二つの波長の間の位相差が、固有波長のい
ずれよりも長い粗い波長を定義する。
【００１８】受動的なスケール部材は、二つの受信器と
の相対位置に依存する受信磁界を変調する少なくとも２
組の受動的磁束変調要素を有する。送信器及び受信器に
結合される電気回路は、受信器の二つの出力を比較し、
二つの部材間の絶対位置を解析して、ディスプレイ上に
位置を表示する。即ちこの発明による誘導型絶対位置ト
ランスジューサは二つの部材間の絶対位置を決定する。
この発明による誘導型絶対位置トランスジューサは、例
えばプリント回路基板技術を用いて容易に且つ低価格で
製造することができる。第１及び第２の部材の間のギャ
ップは、容易に設定できしかも精度を低下させることな
く大きく変更することもできる。このことは、製造上の
許容公差を低下させ、誘導型絶対位置トランスジューサ
をより低価格に作ることを可能にする。
【００１９】また、この発明に係る誘導型絶対位置トラ
ンスジューサは、強磁性体粒子やオイル，水その他の流
体等を含む粒子による汚染に鈍感であり、従って高価な
環境シールを用いることなく多くの工場環境の使用が可
能になる。またパルス駆動型駆動回路は低消費電力動作
を可能とし、これにより、手持ちのバッテリー駆動型ハ
ンドツールへの組み込みを可能とする。更に一般的に、
この発明に係る誘導型絶対位置トランスジューサは、好
ましくは交流電流源を含む磁界発生源を有する。交流電
流源は少なくとも一つの誘導的パス（送信巻線）に結合
される。この少なくとも一つの送信巻線は、実質的に磁
束領域を囲い込み、磁界発生源はこの磁束領域に可変磁
束を作る。磁束領域内に配置された第１及び第２の受信
巻線は、それぞれ所定の周期パターンの磁束受信領域を
有し、測定軸に沿って配列される。各受信巻線は、可変
磁束に応答する少なくとも一つの出力を横切る電磁力
（ＥＭＦ）を発生する。第１及び第２の受信巻線におけ
る各周期パターンの一つがそれぞれ第１及び第２の波長
を決定する。
【００２０】各受信巻線の周期パターンは、好ましくは
第１及び第２の複数の可変ループを有する。第１のルー
プのそれぞれは可変磁束に応答して第１極性の第１のＥ
ＭＦを発生し、同様に第２のループのそれぞれは可変磁
束に応答して第２極性の第２のＥＭＦを発生する。第１
及び第２の各受信巻線内のある第１のループと隣接する
第２のループはそれぞれ、第１及び第２の波長を定義す
る。第１及び第２の波長は相似であるが同じではない。
そして、第１及び第２の波長の相関関係が、第１及び第
２の波長のいずれよりも長い第３の粗い波長を生成す
る。
【００２１】スケール部材は、これに沿って所定の第１
及び第２の間隔で配置された所定形状の第１及び第２の
磁束変調器の組を有する。磁束変調器は、磁束減衰器
（fluxdisrupter）又は磁束拡大器（flux enhancer ）
のいずれかであって、磁束領域内に配置される。磁束減
衰器は導体により形成され、これが磁束領域に配置され
ると磁束は渦電流を生成し、これが磁束を減衰させる方
向に作用する。第１及び第２の磁束減衰器の組は、それ
ぞれ第１及び第２の受信巻線の第１及び第２の波長位置
に配置される。磁束減衰器の波長は、一つの磁束変調器
とその隣接スペースとにより決まる。
【００２２】第１及び第２の磁束減衰器の組は、第１及
び第２の受信巻線に対して第１の位置から第２の位置へ
と相対移動可能である。第１の位置では、第１及び第２
の受信巻線の第１のループが、第１及び第２の磁束減衰
器の組のうちの少なくとも一つの磁束減衰器に近接す
る。これにより磁束減衰器は、各受信巻線内に変化した
第１のＥＭＦを発生する。第２の位置では、第１及び第
２の受信巻線の第２のループが、第１及び第２の磁束減
衰器の組のうちの少なくとも一つの磁束減衰器に近接す
る。これにより磁束減衰器は、各受信巻線内に変化した
第２のＥＭＦを発生する。解析回路は第１及び第２の受
信巻線に接続され、第１及び第２の減衰器に対する第１
及び第２の受信巻線の絶対位置を、第１及び第２の受信
巻線のそれぞれの出力を横切って発生する第１及び第２
のＥＭＦに基づいて決定する。
【００２３】第２の実施例においては、第１の可変磁束
を発生させる少なくとも一つの導体パスを持つ部材を備
える。コード検出導体の組がこの部材上に、磁束領域内
に配列されて可変磁束に応答して少なくとも一対の出力
端子にＥＭＦを発生するように形成される。スケール部
材は、バイナリコード要素を形成する、１組の磁束減衰
器とスペースを有する。即ち、各減衰器と減衰器の間の
スペースは、一連のバイナリコードビットを形成する。
バイナリコードビットは、バイナリコード語にグループ
化することができる。各バイナリコード語は、測定軸に
沿ったある絶対位置を決定する。磁束減衰器の組は磁束
内で移動可能であり、可変磁束は磁束減衰器に近づくと
その磁束減衰器内に渦電流を生成する。
【００２４】コードトラック用受信巻線の組及びコード
要素は、測定軸に沿って互いに第１の位置から第２の位
置に相対移動するようになっている。第１の位置では、
コードトラック用受信巻線の組が第１のグループの磁束
減衰器とスペースに近づき、この第１のグループがコー
ドトラック用受信巻線に第１組の変化するＥＭＦを発生
する。この第１組の変化するＥＭＦは第１のコード語を
決定する。第２の位置では、コードトラック用受信巻線
の組が第２のグループの磁束減衰器とスペースに近づ
き、この第２のグループがコードトラック用受信巻線内
に第２組の変化するＥＭＦを発生する。この第２組の変
化するＥＭＦは第２のコード語を決定する。これら第１
及び第２のコード語が、コード要素を含む磁束減衰器と
スペースの組に対する受信巻線の絶対位置を決定する。
この絶対位置の精度はコード要素のピッチに関係する。
【００２５】コードトラック用受信巻線は好ましくは、
それぞれ可変磁束に応答して逆極性の第１及び第２の信
号要素を生成する第１及び第２のコードループを少なく
とも含んだ導体パスにより形成された少なくとも一つの
センサ要素を有する。各センサ要素は、少なくとも一つ
の磁束減衰器をそれが第１又は第２のコードループに接
近したときに検出可能である。磁束減衰器に近づいたコ
ードトラック用受信巻線の組の各センサ要素は、コード
要素の相対位置に応じて変化した磁束を受信する。これ
が、対応する変化するＥＭＦ信号を生成し、少なくとも
対応する第１又は第２のコード語の一部を形成する。
【００２６】この発明によると、従来のトランスジュー
サ固有の問題を解決した高精度絶対位置トランスジュー
サ、即ち、１）オイルや粒子の汚染に鈍感であり、２）
広範囲の用途に適用可能であり、３）大きいレンジで高
精度を得ることが可能であり、４）従来のものに比べて
低価格で作ることが可能であるトランスジューサが得ら
れる。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の実施例を説明する。簡単化と明確化のため、動作原
理，設計ファクタ及びトランスジューサ巻線のレイアウ
トは、図１〜図３に示すノギスに適用したインクリメン
タル型トランスジューサを参照して説明する。インクリ
メンタル型トランスジューサ巻線の動作の基本説明は、
この発明の絶対型トランスジューサに用いられる要素巻
線の理解と設計に適用可能である。
【００２８】図１に示すように、誘導型ノギス１００
は、細長いビーム１０２を有する。ビーム１０２は、通
常矩形断面を有する剛体又は半剛体のバーであり、その
上部表面には溝１０６が形成されている。細長いスケー
ル１０４は、ビーム１０２の溝１０６に強固に接合され
ている。ビーム１０２の溝１０６はスケール１０４の厚
みとほぼ同じ深さで形成されており、従ってスケール１
０４の表面とビーム１０２のエッジ表面とがほぼ同一面
となる。
【００２９】横方向に一対突き出たジョー１０８及び１
１０はビーム１０２の第１の端部１１２の近くにビーム
１０２と一体に形成されている。対応して横方向に一対
突き出た可動のジョー１１６及び１１８は、スライダ組
立体１２０側に形成されている。測定対象物の外形寸法
は、その対象物をジョー１０８と１１６の一対の使用面
１１４の間に配置することにより測定される。同様に対
象物の内側寸法は、その対象物の内側にジョー１１０及
び１１８を配置することにより測定される。ジョー１１
０と１１８の使用面１２２は対象物の表面に接触する。
使用面１１２と１１４は、ジョー１０８及び１１６の使
用面１１４が互いに接触したときに、ジョー１１０及び
１１８の使用面１１２が互いに一列に並ぶように、位置
が設定される。この位置がゼロ点（図示しない）であ
り、ここでノギス１００により測定される外側及び内側
寸法がゼロとなる。
【００３０】ノギス１００はまた、スライダ組立体１２
０に取り付けられたデプスバー１２６を有する。デプス
バー１２６はビーム１２０の長手方向に突き出して使用
端１２８を有する。デプスバー１２６の長さは、ノギス
１００がゼロ点にあるときに使用端１２８がビームの第
１の端部１３２と揃うように設定される。孔が形成され
た面にビーム１０２の第２の端部１３２を据えて、デプ
スバー１２６をその孔に端部１２８が底につくまで延ば
すことにより、ノギス１００は孔の深さを測定すること
ができる。
【００３１】測定が、外形測定用ジョー１０８及び１１
６，内径測定用ジョー１１０及び１１８を用いる、或い
はデプスバー１２６のいずれを用いるかに拘らず、測定
された寸法はノギス１００のカバー１３９に搭載された
通常のディジタルディスプレイ１３８に表示される。カ
バー１３９にはまた一対の押しボタンスイッチ１３４及
び１３６が搭載されている。スイッチ１３４は、スライ
ダ組立体１２０の信号処理及び表示の電気回路１６６の
オンオフに用いられ、スイッチ１３６はディスプレイ１
３８をゼロリセットするために用いられる。
【００３２】図１に示すように、スライダ組立体１２０
は、ガイドエッジ１４２を持つベース１４０を有する。
ガイドエッジ１４２は、スライダ組立体１２０をビーム
１０２に組み立てる時にビーム１０２の側方エッジ１４
６に接触して、これがノギス１００の高精度動作を確実
にする。一対のネジ１４７は弾性の圧力バー１４８をビ
ーム１０２のエッジに押し付けて、スライダ組立体１２
０とビーム１０２の間の自由な遊びがなくなるようにし
ている。
【００３３】デプスバー１２６は、ビーム１０２の底面
側に形成されたバー溝１５２に挿入される。バー溝１５
２はビーム１０２の底面に沿ってデプスバー１２６を収
める隙間を形成するように延びている。デプスバー１２
６は溝１５２内に、ビーム１０２の第２の端部１３２で
底面に取り付けられたエンドストップ１５４により保持
される。エンドストップ１５４は、スライダ組立体１２
０が測定動作中にビーム１０２の第２の端部１３２から
外れるのを防止する役目もする。
【００３４】スライダ組立体１２０はまた、ベース１４
０に搭載されてビーム１０２上に位置するピックオフ組
立体１６０を有する。従って、ベース１４０とピックオ
フ組立体１６０は一体として動く。ピックオフ組立体１
６０は、通常のプリント回路基板のような基板１６２を
有する。この基板１６２は、その下の面に誘導型読み出
しヘッド１６４を持つ。基板１６２の上の面には信号処
理及び表示の電気回路１６６が搭載されている。カバー
１３９と基板１６２の間には弾性のシール１６３を圧縮
された状態で介在させており、これにより電気回路１６
６の汚染が防止されるようになっている。図２に示すよ
うに、読み出しヘッド１６４は、薄く、耐久性がある絶
縁性のコーティング１６７で覆われている。コーティン
グ１６７の厚みは好ましくは、５０μm 程度である。
【００３５】スケール１０４は、一次変換要素としての
細長いプリント配線基板１６８を有する。図１に示すよ
うに、このプリント配線基板１６８に沿って、周期パタ
ーンをもって１組の減衰器１７０が互いに離れて形成さ
れている。減衰器１７０は好ましくは銅であり、通常の
プリント配線技術を利用して作られる。但し他の方法で
作ることもできる。図２に示すように、減衰器１７０は
保護絶縁層１７２（好ましくは、１００μm 厚）により
覆う。保護層１７２は図１に示すようにマーキングを有
するものとすることができる。
【００３６】スライダ組立体１２０は、絶縁コーティン
グ１６７と１７２の間に形成されるエアギャップ１７１
によりビーム１０２から僅かに離れた状態で読み出しヘ
ッド１６４を運ぶ。エアギャップ１７１は好ましくは、
０．５mmオーダーとする。読み出しヘッド１６４と減衰
器１７０によって誘導型トランスジューサが構成され
る。この誘導型トランスジューサと関連する回路は、米
国特許出願第０８／４４１，７６９号に開示された適当
なものを用いることができる。ノギス１００は、例えば
米国分割出願第６０／０１５，７０７号（１９９６年４
月１７日出願）に開示されたような低電力電気回路を用
いることもできる。
【００３７】この発明においては、図１〜図３に示すノ
ギスにおいて、読み出しヘッド１６４と減衰器１７０に
より形成される誘導型トランスジューサは、可変磁界を
発生させることにより動作する。この可変磁界が、その
中に置かれた減衰器内に渦電流として知られる循環する
電流を誘導する。例えば、減衰器１７０が電磁石の極の
間に位置するとする。この電磁石を交流電流で駆動して
磁界を時間と共に変化させると、減衰器１７０内の閉ル
ープを通る磁束が変化する。この結果、閉ループの回り
に電磁力ＥＭＦが発生する。減衰器１７０は導体である
から、渦電流は、これを減衰器１７０の材料のループに
沿った抵抗で除した値に等しいＥＭＦを発生する。この
様な渦電流はしばしばトランスの磁気コアに生じる。ト
ランスにおいては、その様な渦電流は電力損失と発熱の
原因となるから望ましいものではない。しかしこの発明
においては、渦電流の存在が有用な結果をもたらすもの
として用いられている。
【００３８】図３は、より具体的に読み出しヘッド１６
４の部分を示す。読み出しヘッド１６４は、好ましく
は、実質的に平面導体である５個の導体１８０〜１８４
を有する。二つの導体１８１と１８２は第１の受信巻線
１７８を構成し、他の二つの導体１８３と１８４は第２
の受信巻線１７９を構成する。これら第１及び第２の受
信巻線１７８及び１７９は、基板１６２の中央に、基板
１６２に沿ってオーバーラップした状態で延びるように
配置されている。第１及び第２の受信巻線１７８及び１
７９はそれぞれ、同じ波長の正弦波状パターンをもって
配列されている。導体１８１は、端子１８５から、導体
１８２につながる相互接続端子１８９ａまで延び、導体
１８２は端子１８７まで戻るように延びている。第１の
受信巻線１７８を形成する導体１８１及び１８２は、複
数の正弦波状ループ１９１を構成する。
【００３９】同様の方式で、導体１８３は、端子１８８
から、導体１８４につながる相互接続端子１８９ｂまで
延び、導体１８４は端子１８６まで戻るように延びてい
る。第２の受信巻線１７９を形成する導体１８３と１８
４はやはり複数の正弦波状ループ１９２を構成する。ル
ープ１９２は、第１の受信巻線１７８により形成される
ループ１９１に対して、１／４波長又は１／２波長オフ
セットしている。図３において、導体１８１〜１８４は
基板１６２の実質的に同じ面に形成されているが、実際
には導体１８１〜１８４のそれぞれの一つおきの半波長
部分は基板１６２の別の層に形成されている。即ち、巻
線１７８と１７９とは互いに物理的にコンタクトしな
い。同様に、巻線１７８と１７９は、それぞれのパター
ンの中間の“交差”点でも物理的にコンタクトしない。
そして、導体１８１〜１８４のそれぞれの半波長部分
は、基板１６２に形成された貫通配線１９０により同じ
導体の他の半波長部分とは接続されている。導体１８１
〜１８４は、基板１６２の同じ面ではないが、薄い領域
内にある。即ち、基板１６２上の導体１８１〜１８４の
最上層と最下層の間の距離は、ごく小さく、従って導体
１８１〜１８４はほぼ同一面にある。
【００４０】第２の受信巻線１７９は、空間位相のオフ
セットをもつ他、第１の受信巻線１７８と実質的に同じ
である。従って、以下の議論は先ず、第１の受信巻線１
７８に着目して行うが、第２の受信巻線１７９にも同様
に適用できることを知るべきである。
【００４１】第５の巻線１８０は、送信巻線であって、
第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９が形成された
薄い領域内で実質的に第１及び第２の受信巻線１７８及
び１７９を取り囲むように形成されている。送信巻線１
８０は基板１６２のある層或いは表面に、通常のプリン
ト配線技術を用いて形成されている。第１及び第２の受
信巻線１７８及び１８９を取り囲むに十分な長さ１９４
と幅１９５を有する。他の方法で特定される場合を除
き、図３及び図４での測定は、測定軸３００に沿って行
われる。“長さ”は、測定軸３００に平行に延びる方向
の寸法であり、“幅”は測定軸３００と直交する方向の
寸法である。第１の受信巻線１７８により形成される隣
接する二つのループ間の距離、或いは第２の受信巻線１
７９により形成される隣接する二つのループ間の距離は
読み出しヘッド１６４のピッチ或いは波長１９３として
定義される。一つのループ１９１或いは１９２の広がり
は、波長１９３の１／２に等しい。各減衰器１７０の間
の距離も、波長１９３の１／２に等しい。
【００４２】第１の受信巻線１７８と第２の受信巻線１
７９の間の１／４波長オフセットは、矩象（quadratur
e）関係の信号を生成する。これにより、読み出しヘッ
ド１６４のスケール１０４に対する移動方向が観測でき
ることになる。また減衰器１７０のあるエッジと隣接す
る減衰器１７０の対向するエッジ間の距離３０４は好ま
しくは、波長１９３に等しく設定される。もし全ての減
衰器が実質的に同じであるとすれば、エッジ・エッジ間
距離３０４は、波長１９３の整数倍“Ｋ”とすることが
できることを理解すべきである。この場合好ましくは、
各受信巻線の長さは波長１９３の“Ｎ・Ｋ”倍とする。
Ｎも整数である。
【００４３】図４に示すように、第１の受信巻線１７８
は正弦波パターンのループ１９１を有する。第１の受信
巻線１７８は、正弦波或いはジグザグパターンで、一方
向に配設されて逆方向に戻る導体１８１と１８２により
形成されている。従って導体１８１及び１８２は、物理
的には（電気的ではなく）互いにクロスオーバーしてル
ープ１９０を形成する。或いは、ループ１９１は、絶縁
ワイヤのループを時計回り或いは半時計回りに一定距離
ずつ１８０°捻ることによって作ることもできる。
【００４４】ループ１９１のクロスオーバー構造の結
果、隣接するループ１９０は異なる巻線方向をもつこと
になる。送信巻線１８０を流れる交流電流は均一であ
り、第１の受信巻線１７８を通って延びる時間的に変化
する磁界を発生する。この可変磁界は、第１の受信巻線
１７８内にＥＭＦ或いは可変電流を生じさせる。隣接す
るループ１９１に発生するＥＭＦ或いは可変電流は、図
４に“＋”，“−”で示したように交互に逆極性とな
る。各ループ１９１は実質的に同じ面積である。従っ
て、均一磁束を受信するループ１９１の“＋”ループ１
９１ａの数と“−”ループ１９１ｂの数が同じであれ
ば、磁界は第１の受信巻線１９１の端子１８５，１８７
間に正味ゼロのＥＭＦを誘導することになる。これは第
２の受信巻線１７９についても同様である。
【００４５】もし、スケール１０４上の減衰器１７０或
いは他の導体が読み出しヘッド１６４に近づくと、送信
巻線１８０により発生される磁界は、減衰器１７０或い
は他の導体内に渦電流を生じさせる。減衰器の近くに送
信巻線１８０により発生される磁界に反作用する磁界が
生成される。このように渦電流は減衰器１７０の近くに
送信磁界を減ずる逆磁界を発生する。この結果、第１の
受信巻線１７８が受信する磁束は空間的に変化し或いは
途絶する。この途絶の“＋”ループ１９１ａと“−”ル
ープ１９１ｂに対する影響は同じではないから、第１の
受信巻線１７８はゼロではないＥＭＦ信号を出力する。
従って、出力端子１８５，１８７の間のＥＭＦ信号は、
導体減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａの近くから
“−”ループ１９１ｂの近くに移動する時に極性が反転
する。
【００４６】減衰器１７０のサイズは好ましくは波長１
９３と等しくないものとする。例えば、もし減衰器１７
０の長さ３０２が波長１９３と等しく、幅が幅１９５と
等しいとすると、減衰器１７０が測定軸３００に沿って
ループ１９１に対してどの様な位置にあるかに拘らず、
隣接する“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂ
の等しい面積上で送信磁界を途絶させることになり、受
信巻線１７８から出力されるＥＭＦ信号の振幅は名目上
ゼロとなるからである。また、受信巻線１７８からの出
力は、ループ１９１に相対する対象物の位置に鈍感であ
り、減衰器１７０の測定軸に沿った位置によらずゼロと
なる。この様な幾何学関係からは有効信号が得られない
から、減衰器１７０のサイズは波長１９３と等しくない
ことが望まれる。減衰器１７０の長さを１波長１９３よ
り大きくできる。しかしこの場合、減衰器のフル波長１
９３に等しい部分は有効な信号強度に寄与しないから、
減衰器１７０の長さは好ましくは、１波長１９３よりも
小さくする。
【００４７】減衰器１７０の長さが１波長１９３又はそ
の整数倍と等しくない場合、多くの位置で、ループ１９
１の“＋”面積と“−”面積とが等しくなくなる。減衰
器１７０の長さが波長１９３の１／２に設定された時
に、信号出力は位置の関数として最大の振幅変化を示
す。減衰器１７０の長さが波長１９３の１／２に設定さ
れた時、減衰器１７０は周期的に一つの“＋”ループ１
９１ａ全体或いは一つの“−”ループ１９１ｂ全体を、
隣接する“−”ループ１９１ｂ或いは“＋”ループ１９
１ａの一部に重ならずにカバーすることになる。従っ
て，１／２波長長さの減衰器１７０が最も強い信号を発
生することになる。
【００４８】図３に示すように、減衰器１７０は、スケ
ール１０４上に１波長のピッチ（あるエッジから隣接す
る対応エッジまでの距離）をもって配列される。連続す
る減衰器は波長１９３の１／２ずつ離れる。減衰器１７
０は好ましくは、強磁性体ではなく、高い電気的導電性
を有するものとする。これにより減衰器１７０は磁化さ
れることなく、強磁性体粒子を引きつけることもない。
図１に示すように、第１の好ましい実施例においては、
スケール１０４の長さは読み出しヘッド１６４の長さよ
り大きい。これによりスケール１０４の長さが、ノギス
１００の測定レンジを決定することになる。
【００４９】ノギス１００の第１の好ましい実施例にお
いて、第１の受信巻線１７８のループ１９１は、好まし
くは送信巻線１８０の内側の所定領域内に配置される。
発明者等の実験によれば、送信巻線はその導体からの距
離の関数で急速に強度が減衰する磁界を発生する。しか
しまた発明者等の実験によれば、送信巻線１８０の内部
領域では、磁界が、送信巻線導体から所定距離を越えた
ところで一定値となる傾向があることも明らかになって
いる。上記所定距離は、比較的均一磁界が得られる領域
の周囲を規定することになる。この磁界が均一になる距
離は、送信巻線の幾何学的関数である。従ってこの発明
による誘導型トランスジューサの精度を改善するために
は、ループ１９１，１９２は送信巻線１８０から上記所
定距離だけ離して配置することが好ましい。より好まし
くは、第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９のルー
プ１９１及び１９２は、比較的均一な磁界内に全てが配
置されるようにする。
【００５０】典型的な実施例においては、減衰器１７
０，受信巻線１７８及び１７９，及び送信巻線１８０は
次の表１のような寸法に設定される。
【００５１】
【表１】受信巻線波長＝０．２００inch 減衰器長＝０．１００inch 減衰器幅＝０．４９０inch 送信巻線幅＝０．４００inch 受信巻線幅＝０．３４０inch １／４受信器波長＝０．０５０inch 送信巻線長＝１．９５０inch
【００５２】“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９
１ｂを高精度にバランスをとって交互にインターリーブ
することにより、第１の受信巻線１７８は、減衰器１７
０がない場合に名目上ゼロ出力となる。また、“＋”ル
ープ１９１ａと“−”ループ１９１ｂを交互に近接配置
することにより、減衰器１７０が測定軸３００に沿って
移動するにつれて各受信巻線出力に連続信号が得られ
る。これらの設計ファクタは、ノギス１００の高いＳ／
Ｎ比を実現し、高精度の測定を可能とする。
【００５３】読み出しヘッド１６４及びスケール１０４
の上述した幾何学的設計は、ノギス１００のトランスジ
ューサの高精度化を確実にするのみならず、測定軸３０
０に直交する読み出しヘッド１６４の幅方向の不均一送
信磁界の影響を効果的に除去する。また上述の幾何学的
設計は、この発明の誘導型トランスジューサのバランス
のとれた“差動検出”に対する“同相誤差”となる非本
質的な磁界を低減する。ノギス１００の誘導型トランス
ジューサの正確さの度合いは、読み出しヘッド１６４及
びスケール１０４の設計及び構成に大きく依存する。
【００５４】図５（ａ）〜（ｃ）は誘導型ノギス１００
の動作例を示す。スケール１０４とその上の減衰器１７
０（斜線で示す）が送信巻線１８０及び第１の受信巻線
１７８に対して相対移動すると、減衰器１７０は“＋”
ループ１９１ａの全てに重なって“−”ループ１９１ｂ
に全く重ならない状態、“＋”ループ１９１ａと“−”
ループ１９１ｂの比率が変化する状態、“−”ループ１
９１ａの全てに重なって“＋”ループ１９１ｂとは重な
らない状態が生じる。図５（ａ）は、減衰器１７０が第
１の受信巻線１７８の“−”ループ１９１ａの全てに重
なって“＋”ループ１９１ｂとは重ならない状態を示し
ている。送信巻線１８０は減衰器１７０に誘導的に結合
して渦電流を生じさせ、この結果、減衰器１７０は
“−”ループ１９１ｂを通る送信器磁界に反作用する磁
界を発生させる。これにより、“−”ループ１９１ｂを
通る正味の磁束は、“＋”ループ１９１ａのそれより小
さくなり、“−”ループ１９１ｂは“＋”ループ１９１
ａより小さい誘導ＥＭＦを発生する。従って、第１の受
信巻線１７８は端子１８５，１８７間に正味“正”極性
の電流及び電圧が生じる。
【００５５】出力信号は、送信巻線１８０が時間的に変
化する磁界を発生するために、時間と共に変化する。入
力信号に対する時間変化する出力信号の振幅及び極性
は、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相
対位置を示す。図５（ｃ）は、出力信号の振幅と極性が
スケール１０４の読み出しヘッド１６４に対する相対位
置（変位）に応じて変化する様子を示している。図５
（ｃ）に示す波形の最初のピークは、端子１８５，１８
７間の正極性振幅の例を示している。出力信号の極性
は、時間変化する出力信号の入力信号に対する時間位相
を示しており、入力信号に対して同相か又は逆相（１８
０°差）のいずれかになる。
【００５６】図５（ｂ）は、スケール１０４が動いて、
減衰器１７０が第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１
９１ａの全てに重なって“−”ループ１９１ｂとは重な
らない状態を示している。この相対位置においては、減
衰器１７０に生じる誘導電流は、“＋”ループ１９１ａ
を通る送信磁界に対して反作用する。即ち、“−”ルー
プ１９１ｂを通る正味の磁束は、“＋”ループ１９１ａ
のそれより大きくなり、“−”ループ１９１ｂは“＋”
ループ１９１ａより大きい誘導ＥＭＦを発生する。従っ
て、第１の受信巻線１７８は端子１８５，１８７間に正
味“負”極性の電流及び電圧が生じる。図５（ｃ）に示
す波形の最初の谷は、端子１８５，１８７間の負極性振
幅の例を示している。
【００５７】減衰器１７０が、図５（ａ）に示すよう
に、“−”ループ１９１ｂに完全にオーバーラップした
とき、出力信号は、図５（ｃ）の波形のピークに示すよ
うに、最大正極性振幅をもつ。逆に、図５（ｂ）に示す
ように、減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａに完全に
オーバーラップしたとき、図５（ｃ）の波形の谷に示す
ように、最大負極性振幅をもつ。減衰器１７０が測定軸
３００に沿って、図５（ａ）の位置と図５（ｂ）の位置
の間を移動する間、図５（ｃ）の波形の振幅は連続的に
変化する。そして、減衰器１７０が“＋”ループ１９１
ａと“−”ループ１９１ｂに正確に１／２ずつオーバー
ラップしたとき、図５（ｃ）の波形の振幅はゼロとな
る。この位置から、減衰器１７０が図５（ａ）又は図５
（ｂ）の位置に近づくように移動することにより、受信
器出力信号の振幅は次第に正又は負方向に増大する。
【００５８】図３に示すように、 読み出しヘッド１６
４はスケール波長１９３の１／４だけ互いにずれた二つ
の受信巻線１７８，１７９を有する。即ち、第２の受信
巻線１７９は第１の受信巻線１７８とオーバーラップし
且つスケール波長１９３の１／４のオフセットをもつ。
従って、第２の受信巻線１７９の各“＋”ループ１９２
ａは、第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａ及
び“−”ループ１９１ｂの各一部と重なる。同様に、第
２の受信巻線１７９の各“−”ループ１９２ｂは、第１
の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａ及び“−”ル
ープ１９１ｂの各一部と重なる。
【００５９】第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９
は、基板上又は内部に適当に形成された絶縁層及びクロ
スオーバー中継により電気的に分離されている。第１及
び第２の受信巻線１７８及び１７９をスケール波長１９
３の１／４ずらすことによって、これらの出力信号は空
間的に矩象となる。即ち、これらの受信巻線１７８及び
１７９に得られる出力信号振幅は位置の関数である正弦
波パターンとなり、第２の受信巻線１７９の正弦波パタ
ーンは第１の受信巻線１７８のそれに対して空間的に９
０°シフトしたものとなる。
【００６０】この結果、信号処理及びディスプレイ電気
回路１６６はこれらの受信巻線１７８及び１７９の出力
信号の相関関係を検出し、これを解析することによっ
て、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相
対移動の方向を決定する。上述のように、巻線１７８，
１７９の出力信号振幅は、読み出しヘッド１６４のスケ
ール１０４に対する相対位置に基づいて正弦波状に変化
する。信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、次
の数１に従って、読み出しヘッド１６４のスケール１０
４に対する相対位置を決定する。
【００６１】
【数１】 ｐ：位置 λ：スケール波長１９３ ｎ：波長１９３の数を示す整数 Ｓ１：第１の受信巻線１７８の出力信号 Ｓ２：第２の受信巻線１７９の出力信号
【００６２】Ｓ１，Ｓ２の符号は、次の表２に従って角
度がどの象限にあるかを決定する。
【００６３】
【表２】 Ｓ１ Ｓ２ tan −１ ────────────── ＋ ＋ ０〜π／２ ＋ − π／２〜π − − π〜３π／２ − ＋ ３π／２〜２π
【００６４】ノギス１００の精度を改善するために、及
び／又は受信信号のアナログ信号処理回路に対する要求
を緩和するために、読み出しヘッド１６４が３個或いは
それ以上オーバーラップする受信巻線を持つようにする
ことができる。読み出しヘッド１６４が３個或いはそれ
以上オーバーラップする受信巻線を持つようにすること
は製造を難しくするが、適当な信号処理技術の組み合わ
せにより、二つだけの受信巻線を持つ場合に比べてより
高精度の測定を可能とする。この様な多重巻線の読み出
しヘッドは好ましくは、等しい位相シフト量を持つもの
とする。例えば、巻線数ｍの場合、位相シフト量を１８
０°／ｍとする。
【００６５】信号処理及びディスプレイ電気回路１６６
は、よく知られた内挿処理と一つの受信巻線だけを用い
て、波長１９３の１／２の範囲で絶対位置を求めること
ができる。例えば、図６に示すように、信号処理及びデ
ィスプレイ電気回路１６６は、波長１９３の１／２の範
囲で第１の位置ｄ１と第２の位置ｄ２の間の差を、点２
８７と２８８の受信信号の振幅と極性を比較することに
より求めることができる。点２８７は、Ｖ１なる電圧値
を有し、一方点２８８はＶ２なる電圧値を有する。位置
ｄ３は受信信号内の点２８９に対応し、点２８９は２８
７と同じ電圧値Ｖ１を有するが、信号処理及びディスプ
レイ電気回路１６６は、第１の位置ｄ１と第３の位置ｄ
３の間の相違位置の差は内挿を用いては決定することが
できない。
【００６６】スケール１０４，読み出しヘッド１６４及
び他の構成要素は、通常の技術により容易に製造するこ
とができる。例えば、よく知られたプリント回路基板技
術（硬い基板或いはフレキシブル基板上の）を用いて送
信巻線１８０及び受信巻線１７８，１７９をプリント回
路基板上に形成することにより、読み出しヘッド１６４
を作ることができる。受信巻線１７８，１７９それぞれ
の交差点では導通を生じないように適当な絶縁を行うこ
とが必要である。スケール１０４も同様にプリント回路
基板技術を用いて作ることができる。磁束減衰器１７０
は、プリント回路基板に薄い銅箔バーを形成することに
より作られる。減衰器１７０には、銅以外の他の高導電
率材料、例えばアルミニウム，クロム，銀，金等を用い
ることもできる。代表的なプリント回路基板としては、
ＦＲ４等のグラスファイバ強化プラスチックを用いるこ
とができる。
【００６７】スケール１０４の寸法安定性はこの発明の
誘導型絶対位置トランスジューサの精度に影響を与え
る。従って、高い精度が要求される用途には、より安定
なスケール基板、例えば、ガラス，水晶，スチール，イ
ンバール或いはセラミックス等を用いることが好まし
い。スチール及びインバールは導電性材料である。しか
しこれらは、銅に比べると導電性は低い。銅の磁束減衰
器１７０とスチール或いはインバール基板１１６との間
の導電率比は、スケール１０４の読み出しヘッド１６４
に対する相対移動により受信巻線１７８，１７９に出力
信号を得るに十分である。
【００６８】いくつかの用途においては、フレキシブル
金属テープに１乃至複数層の金属プレートを積層或いは
固着することにより磁束減衰器１７０を作ることも有効
である。金属プレートはフレキシブルテープとは異なる
金属とする。例えば、金属プレートが積層される金属テ
ープは、位置測定がなされるべき備品やワークピースに
搭載される。或いは金属テープは、特定の測定に用いら
れない部分を収縮或いは巻き込んで保持するようにする
こともできる。更に寸法安定性は、基板を補強し、磁束
減衰器１７０をスチールその他の寸法が安定な基板や支
持部材に保持することによっても得られる。
【００６９】磁束変調器１７０は、この出願に含まれる
関連米国特許出願第０８／６４５，４８３号及び第０８
／６４５，４９０号（１９９６年５月１３日出願）に述
べられているように、磁束を減衰させ或いは拡大する要
素のいずれかである。同様に、磁束減衰及び磁束拡大の
要素には、関連米国特許出願第０８／６４５，４８３号
及び第０８／６４５，４９０号に述べられているよう
に、種々のフォーマット及び構造を用いることができ
る。
【００７０】図７は、この発明の誘導型絶対位置トラン
スジューサ２００の第１の好ましい実施例である。誘導
型絶対位置トランスジューサ２００は、並列に配置され
た３つのトランスジューサ２１０，２２０及び２３０を
有する。各トランスジューサは、図１〜図５で説明した
と実質的に同様に設計され同様の動作をする。３つのト
ランスジューサ２１０，２２０，２３０のそれぞれは、
送信巻線２１２，２２２，２３２を有し、二つずつオー
バーラップする受信巻線（２１４，２１６），（２２
４，２２６），（２３４，２３６）を有する。各トラン
スジューサ２１０，２２０，２３０はまた、それぞれス
ケール２１８，２２８，２３８を有する。これらのスケ
ール２１８，２２８，２３８は誘導型絶対位置トランス
ジューサ２００の一つのスケール部材２０２上に形成さ
れている。各スケール２１８，２２８，２３８は複数の
磁束変調器１７０を有する。ここで重要なことは、各ト
ランスジューサ２１８，２２８，２３８の受信巻線（２
１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３
６）がそれぞれ、波長λ１，λ２，λ３を持つことであ
る。また、スケール２１８，２２８，２３８上の磁束変
調器１７０はそれぞれ測定軸３００に沿って波長λ１，
λ２，λ３の１／２に等しい長さを有する。
【００７１】図７には、波長λ３の間隔の複数の縦の実
線Ａと、その半波長位置を示す破線Ｂを示している。実
線Ａと破線Ｂは、波長λ１及びλ２が波長λ３とどの様
に異なるかを分かりやすく示すためのものである。好ま
しくは、波長λ１は２．５４mm ，波長λ２は２．４０
９４mm ，波長λ３は２．５６mmである。トランスジュ
ーサ２１０，２３０のいずれかを密の波長測定を行うた
めに用いることができる。波長λ３（＝２．５６mm）
は、簡単な計算ができるため、ミリメータの測定に適当
である。波長λ１（＝２．５４mm）は０．１inchであ
り、従って簡単なインチ／ミリメータ変換計算によりイ
ンチ測定に用いられる。
【００７２】波長λ１，λ２，λ３は互いに相似であ
り、これらの対の空間位相差は、固有の波長λ１，λ
２，λ３を越えるある空間距離で３６０°となる。従っ
て、異なる波長の二つのトランスジューサからの位置出
力情報、例えばトランスジューサ（２１０，２２０）と
２３０の二つの出力情報は長いレンジの測定のために合
成することができる。合成された位置情報は、空間的
“位相関係”の計算に基づいて、“中波長（medium wav
elength ）”或いは、“粗波長（coarse wavelength)”
の絶対位置を与える。この“中”或いは“粗”波長は相
対的に３６０°の空間位相差を有し、二つのトランスジ
ューサの空間波長から導かれるもので、トランスジュー
サ２１０，２２０，２３０のいずれか単独で得られる絶
対測定レンジより長い。
【００７３】二つのトランスジューサの空間波長がある
関係を有すると、移動するにつれて、二つのトランスジ
ューサの信号から導かれる位相差は、ある“位相関係”
波長より長いところを越えると３６０°を通過する。こ
れがより大きい絶対測定レンジに対応する。トランスジ
ューサ２１０，２２０，２３０の波長の間の許容される
実際的な関係、従ってデバイスのトータルの絶対測定レ
ンジは、３波長のトランスジューサそれぞれの測定精度
に依存する。個々のトランスジューサにとっての高い測
定精度とは、位置がトランスジューサ波長の小部分に対
応する分解能で決定できることを意味する。“内挿比”
とは、波長以下の分解能又は精度が得られる度合いを言
う。即ちこれは、波長の、選択された位置分解能のイン
クリメントに対する比を指している。この語は、一つの
トランスジューサの波長にも、或いは上述した“中”，
“粗”波長にも適用できる。
【００７４】図７に示す誘導型絶対位置トランスジュー
サ２００は、相対位相計算のために緩やかな“誤差マー
ジン”をもって作らなければならない。即ち、最悪の条
件のもとで、“中”或いは“粗”の相対位相計算は、絶
対システムの“次の密”測定モードの特定波長に対応す
る相対移動するトランスジューサの位置を特定しなけれ
ばならない。さもないと、“次の密”測定モードの少な
くとも１波長に対応する誤差が、全体の絶対位置計算に
おいて生じるからである。“波長比”は、例えば、粗／
中，或いは中／密といった“次の密”の有効波長に対す
るより粗い有効波長の比を言う。
【００７５】図７の誘導型絶対位置トランスジューサ２
００にとって、緩やかな誤差マージンは、個々のトラン
スジューサの内挿比に低い相関を示す波長比を用いるこ
とにより得られる。この実施例の誘導型絶対位置トラン
スジューサに用いられた波長比は、中／密については１
６／１、粗／中については８／１である。これらの波長
比は、個々のトランスジューサ２１０，２２０，２３０
に期待される２５６／１の名目精度或いは内挿比、及び
それらの関連する密波長に対して十分に安全なマージン
を与える。波長比は、システム設計の許容公差やコスト
に応じて大きくすることができる。しかしこれは、不正
確な絶対測定をもたらす誤差のリスク増大につながる。
【００７６】波長λ１とλ２の間の位相差は、３２５．
１２mmの実効粗波長を与える。中波長λM としては、
２．５６mmの波長λ３と２．４０９mmの波長λ２の差
が、１６×２．５６mm及び１７×２．４０９mmに等しい
波長４０．９６mmを与える。従って、粗／中の比は、３
２５．１２／４０．９６，或いはほぼ８であり、この結
果、粗／密の比はほぼ１２８となる。誘導型絶対位置ト
ランスジューサの十分な測定レンジを持つことを確実に
するためには、粗／密比を少なくとも１００、中／密比
を少なくとも１０とすることが好ましい。次の説明は、
この発明の誘導型絶対位置トランスジューサにおける、
密（ミリメータ或いはインチ），中及び粗の動作モード
に対応する好ましい設計ガイドラインの概要である。波
長λ１，λ２，λ３はそれぞれ、λ１＝２．５４mm，λ
２＝２．４０９４mm，λ３＝２．５６mmとする。各トラ
ンスジューサ２１０，２２０，２３０の空間位相位置は
それぞれ、φ１，φ２，φ３とする。波長λ１とλ３と
が密モード波長λF を決定し、この波長λF がミリメー
タの密モード測定に用いられる。波長λ１はインチの密
モード測定に用いられる。中モード波長λM は、下記数
２で与えられる。
【００７７】
【数２】 又は
【００７８】これにより、中モード波長λM3は、４０．
９６mmである。或いは、λM1＝４６．８６mmがいくつか
の状況下では用いられる。粗モード波長λC は、下記数
３で与えられる。
【００７９】
【数３】
【００８０】数３から、λ１＝２．５４mm，λ３＝２．
５６mmのとき、粗モード波長は、λC ＝３２５．１２mm
となる。粗波長λC のための位相位置は、φ１−φ３で
あり、中波長λM3のための位相位置は、φ２−φ３であ
り、中波長λM1のための位相位置は、φ２−φ１であ
る。一般的な位相位置φｎの計算は以下に説明する。波
長λ１，λ３のいずれかの位相位置は、上述のように矩
象により決定される。
【００８１】トランスジューサ２１０，２２０，２３０
の送信巻線２１２，２２２，２３２及び受信巻線（２１
４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３
６）はそれぞれ、好ましくは、先に述べたようにプリン
ト回路基板の二つの面に形成される。各トランスジュー
サ２１０，２２０，２３０はそれぞれ、２つの受信巻線
（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，
２３６）を用いており、これらをスケール波長の１／４
ずらすことにより、各二つの受信巻線の出力は９０°位
相がずれる。二つの受信巻線の出力信号の関係は、相対
移動方向を決定し、密波長内での任意の密位置を確実に
計算することを可能とする。図７の誘導型絶対位置トラ
ンスジューサにおいて、受信巻線の信号振幅は、スケー
ル２０２の測定軸３００に沿う移動に伴って正弦波関数
を示す。リニア位置ｘ及び位相位置φｎは、スケールの
対応する受信巻線に対するある１波長内で、次の数４の
ように求められる。
【００８２】
【数４】ｘ＝tan −１（ｓ１／ｓ２）（λｎ／２π） φ1n＝tan −１（ｓ１／ｓ２）
【００８３】数４において、φ1nが位相位置であって、
ｎ＝１，２，３がそれぞれトランスジューサ２１０，２
２０，２３０に対応する。ｓ１，ｓ２は対応する受信巻
線の出力信号の振幅であり、λｎが対応する波長であ
る。逆正接関数（tan −１）は、信号ｓ１，ｓ２の極性
を用いて信号に対応する波長の“象限”を特定するよう
に、０と２πの間を往復する値である。
【００８４】トランスジューサ２１０，２２０，２３０
は、ある程度寄生的に結合することができ、これはトラ
ンスジューサからの出力信号の誤差となる。これらトラ
ンスジューサ２１０，２２０，２３０間の寄生結合を低
減するために、誘導型絶対位置トランスジューサ２００
内で最も近い二つの波長を最大距離をおいて離す。即
ち、λ１はほぼλ２に等しいから、トランスジューサ２
１０と２３０とがトランスジューサ２２０を挟んで配置
される。また好ましい実施例では、各トランスジューサ
２１０，２２０，２３０における受信巻線の長さは、中
波長λM に最も近くなるような整数個の波長分に設定す
べきである。好ましくは、中波長λM が各トランスジュ
ーサ２１０，２２０，２３０についての波長のある整数
個に等しくなるようにする。しかし、トランスジューサ
２１０，２２０，２３０の中のせいぜい二つが、中波長
λM に等しい波長の整数個分を持つことになるであろ
う。
【００８５】中モードの測定に用いられるまん中のトラ
ンスジューサ２２０は、これと隣接トランスジューサ２
１０，２３０との間で、中波長上でほぼ１波長差を持
つ。即ち、Ｎ×λ１＝（Ｎ＋１）×λ２＝Ｎ×λ３であ
る。上に述べた例では、１６×２．５６mm＝１７×２．
４０９４mm≒１６．１２６×２．５４mmである。隣接す
るトランスジューサ間が中波長λM 上で１波長差である
ということは、寄生結合による誤差要素が１つの中波長
の範囲で１空間サイクルを経験することを意味し、従っ
て寄生結合の効果が実質的に相殺される。即ち、誘導型
絶対位置トランスジューサ２００内で生じるその様な誤
差要素は、好ましい実施例の受信巻線のスパン上で加算
されてほぼ相殺される。
【００８６】ここまでは一般的に、トランスジューサに
関して説明しているが、この発明は、ここまでの詳細な
説明から明らかなように、プレーナ型ロータリエンコー
ダ，円筒型ロータリエンコーダその他のタイプにも同様
に適用することができる。また、精度を更に改善し、受
信信号のアナログ信号処理に求められる要求を緩くする
ために、各トランスジューサ２１０，２２０，２３０に
おいて二つ以上のオーバーラップする受信巻線を用いて
もよい。これらの或いは他の設計変更及び動作の詳細
は、この出願に組み込まれる米国特許出願第０８／４４
１，７６９号に開示されているものと同様である。
【００８７】図９に示すように、第１の好ましい実施例
の誘導型絶対位置トランスジューサ２００に用いられる
信号発生処理回路２４０は、トランスジューサ２１０，
２２０，２３０に対応して３系統設けられる。トランス
ジューサ２１０，２２０，２３０の各受信巻線は、模式
的に、オーバーラップさせずに横に並べて示している。
信号発生処理回路２４０は一つの信号発生器２５０を有
する。この信号発生器２５０は、数ＭＨｚレベルの一連
のパルスからなる高周波電流を、選択スイッチ２４２を
介してトランスジューサ２１０，２２０，２３０の送信
巻線２１２，２２２，２３２に供給する。信号発生器２
５０は、手持ちの或いはバッテリー駆動用のトランスジ
ューサ、例えば小型低電力のノギス，マイクロメータ，
テープメジャー等の低電力デバイス用として設計された
ものである。この信号発生器２５０は、図示のように接
続されたキャパシタ２５１，二つの抵抗２５２，２５
３，二つのスイッチ２５４，２５５及びコンパレータ２
５６を有する。一般にこの信号発生処理回路２４０内で
は、スイッチとしてはトランジスタが用いられる。
【００８８】休止時（測定期間以外）は、キャパシタ２
５１の電荷は抵抗２５２を通して放電されている。抵抗
２５２は好ましくは、小さい抵抗であって、簡単にはス
イッチ２５５の内部抵抗を用いることができる。ディジ
タル制御ユニット２４４は、第１の活性化信号Ｐ１をス
イッチ２５４の制御端子に供給する。この信号Ｐ１はス
イッチ２５４を時間ｔｃだけ閉じる。電源電圧ＶDDは、
バッテリ等の適当な電力源から発生される。スイッチ２
５４を閉じることにより、電源電圧ＶDDはキャパシタ２
５１を充電する。これにわずか遅れて、ディジタル制御
ユニット２４４はスイッチ２５５を閉じる第２の活性化
信号Ｐ２を供給する。これによりキャパシタ２５１は送
信巻線２１２，２２２，２３２の一つを通して接地され
る。図９の例では、キャパシタ２５１は送信巻線２１２
を通して接地されている。
【００８９】ディジタル制御ユニット２４４は、好まし
くは一つのＡＳＩＣ、或いは後述するタイミング制御や
スイッチ制御機能を持つ回路を含むＩＣの一部である。
しかし、ディジタル制御回路２４４はまた、例えばＰＬ
Ｄ，ＰＬＡ，ＰＡＬ等を含む他のＩＣ，個別部品やプル
グラマブル論理デバイスの動配線による電気回路或いは
ロジック回路を用いて構成することもできる。
【００９０】図１０は、スイッチ２５４，２５５に与え
られるパルスＰ１，Ｐ２のタイミング，これによりノー
ドＶ１，Ｖ２及び受信巻線２１４，２１６の出力端子に
得られる信号を示している。図１０はまた、スイッチ２
６２，２６７に与えられるタイミングパルスＰ３，Ｐ４
と、サンプルホールド用キャパシタ２６３，２６８に保
持される電圧を示している。導体である送信巻線２１２
とキャパシタ２５１とは共振回路を構成するから、信号
発生器２５０はノードＶ２に図示のような過渡電圧を発
生する。ノードＶ２の過渡信号は送信巻線２１２により
受信巻線２１４，２１６に誘導的に送信される。これに
より、図１０に示すように、受信巻線２１４は第１の測
定期間、波形ＶＡを出力し、受信巻線２１６は第２の測
定期間、波形ＶＢを出力する。
【００９１】受信信号の振幅は、それぞれトランスジュ
ーサ２１０，２２０，２３０におけるスケール２１８，
２２８，２３８と受信巻線（２１４，２１６），（２２
４，２２６），（２３４，２４６）との間の相対位置に
依存する。位相スイッチ２４３は、受信巻線（２１４，
２１６），（２２４，２２６）及び（２３４，２３６）
からの信号を多重化する。例えば、位相スイッチが接点
Ａにあるとき、トランスジューサ２１０，２２０，２３
０について受信巻線２１６，２２６，２３６が出力イネ
ーブルとなって選択スイッチ２４２に受信信号を出力す
る。位相スイッチが接点Ｂにあるときは、受信巻線２１
４，２２４，２３４が選択スイッチ２４２に受信信号を
出力する。
【００９２】図９に示す信号発生処理回路２４０の好ま
しい実施例においては、各トランスジューサ２１０，２
２０，２３０からの受信信号の一つが位相スイッチ２４
３により出力イネーブルとなって、スイッチ２４２によ
り多重化されて出力され、差動アンプ２４５に入力され
る。選択スイッチ２４２は３つのトランスジューサ２１
０，２２０，２３０に対応する３接点を有する。選択ス
イッチ２４２のサブスイッチ２４２ａは、交流電流信号
を送信巻線２１２，２２２，２３２の一つの選択的に接
続する。例えば、選択スイッチ２４２が接点２にあり、
位相スイッチ２４３が接点Ａにあるとき、選択スイッチ
２４２は交流電流信号をトランスジューサ２２０の送信
巻線２２２に選択的に接続し、またトランスジューサ２
２０の受信巻線２２６，２２４の端子からの信号がサブ
スイッチ２４２ｂ，２４２ｃを介して選択的に差動アン
プ２４５に接続される。
【００９３】差動アンプ２４５は、受信巻線からスイッ
チ２４２，２４３を介して取り出された出力信号を同相
ノイズを除去して増幅する。増幅された信号は、サンプ
ルホールド回路２６０の４個併設されたサンプルホール
ドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の一つに入
力される。第１のサンプルホールドサブ回路２６１は、
第１のスイッチ２６２，蓄積キャパシタ２６３，アンプ
２６４及び第２のスイッチ２６５を有する。第２のサン
プルホールドサブ回路２６６は、第１のスイッチ２６
７，蓄積キャパシタ２６８，アンプ２６９及び第２のス
イッチ２７０を有する。第３のサンプルホールドサブ回
路２７１は、第１のスイッチ２７２，蓄積キャパシタ２
７３，アンプ２７４及び第２のスイッチ２７５を有す
る。第４のサンプルホールドサブ回路２７６は、第１の
スイッチ２７７，蓄積キャパシタ２７８，アンプ２７９
及び第２のスイッチ２８０を有する。
【００９４】これら４個のサンプルホールドサブ回路２
６１，２６６，２７１，２７６は、読み出しヘッド２０
４のスケール２０２に対する高速の相対移動により生じ
る誤差をできるだけ小さいものとするために短時間内に
４つの信号を捕らえる。例えば、スケール移動がある状
態で高精度の位置決定を行うためには、トランスジュー
サ２１０，２２０，２３０の受信巻線からの信号のサン
プリングデータの間に位置の変化がないことが望まれ
る。また、トランスジューサ２１０，２２０，２３０か
らの、例えば中モードと粗モードといった二つの情報を
計算により合成する場合には、４つの受信巻線からの信
号のサンプリングデータの間に、位置変化がないことが
望ましい。
【００９５】この実施例の場合、４個のサンプルホール
ドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６は同時にサ
ンプリングデータを保持することができないが、選択ス
イッチ２４２は送信巻線の一つに対する接続と、３つの
トランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線の
一つに対する接続を同時に行うことができるから、４つ
のサンプリングデータの保持を高速に続けることができ
る。数μｓｅｃの間に捕らえられた４つのサンプリング
信号は、スイッチ２６５，２７０，２７５，２８０によ
って順次Ａ／Ｄコンバータ２４６に送られる。即ちこれ
らのスイッチ２６５，２７０，２７５，２８０は、バッ
ファアンプ２６４，２６９，２７４，２７９の出力を順
次Ａ／Ｄコンバータ２４６に接続する。
【００９６】Ａ／Ｄコンバータ２４６は、入力値をディ
ジタル値に変換してこれをマイクロプロセッサ２４１に
送る。マイクロプロセッサ２４１は、サンプルホールド
回路２６０に保持された受信信号から取り出されたディ
ジタル値を用いて、個々のトランスジューサ２１０，２
２０，２３０の空間位相角，及びトランスジューサ２１
０，２２０，２３０の間の空間位相差を計算し、得られ
た値を合成して、誘導型絶対位置トランスジューサ２０
０の絶対位置を求める。マイクロプロセッサ２４１は、
ディジタル制御ユニット２４４と共に、スイッチ２４
２，２４３，２５４，２５５，２６２，２６５，２６
７，２７０，２７２，２７５，２７７及び２８０のタイ
ミング制御を行う。スイッチ２６２，２６７，２７２及
び２７７のタイミングと、スイッチ２６５，２７０，２
７５及び２８０のタイミングとは、ノードＶ２での過渡
信号に基づく送信発振と同期がとられる。これにより、
スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７７のそれぞれ
は、スイッチ２４２及び２４３を介して得られる受信巻
線端子からの出力信号を同期的に復調する。
【００９７】アンプ２６４，２６９，２７４及び２７９
はそれぞれ、ノードＶ２での信号と同相のＡＣ信号を受
信したときに正極性の電圧信号を出力する。ノードＶ２
での信号と位相がずれたＡＣ信号を受信したときに負極
性の電圧信号を出力する。これらのＡＣ信号は、ノード
Ｖ２の信号と同相か、又は１８０°ずれているかのいず
れかである。また、ディジタル制御ユニット２４４は、
抵抗２５２とキャパシタ２５１の間のノードＶ１の信号
に基づいて、スイッチ２６２，２６７，２７２，２７７
及びスイッチ２６５，２７０，２７５，２８０のタイミ
ング制御を行う。ここで重要なことは、図１０に示すよ
うに、ノードＶ２の信号がピーク振幅であるときに、ノ
ードＶ１の信号はゼロ振幅であることである。従って、
ノードＶ１の信号は、従来のようにサンプルホールド回
路２６０内のスイッチ２６２，２６７，２７２，２７７
を制御して受信器出力信号の最初の（最大の）ピークを
サンプリングするために利用することができる。これに
より、ノードＶ１の電圧信号はコンパレータ２５６によ
ってディジタル信号に変換されてディジタル制御ユニッ
ト２４４に入力される。ディジタル制御ユニット２４４
は、コンパレータ２５６から出力される矩形波信号の最
初の立下がりエッジを利用して、スイッチ２６２，２６
７，２７２，２７７の動作制御を行う。
【００９８】以上のようにしてこの発明では、同期復調
検波を利用して、ノードＶ２の送信器信号との関係で受
信器出力信号を最適にサンプリングする。図１０に示す
ように、それぞれ受信巻線２１６，２１４からの出力信
号の最初のピークがサンプリングされてキャパシタ２６
３，２６８に蓄積されることになる。
【００９９】信号発生処理回路２４０のサンプルホール
ド部分のより好ましい実施例においては、差動アンプ２
４５はサンプルホールド回路２６０の下流側に配置され
る。また、二つのサンプルホールド回路２６０が、選択
スイッチ２４２の各出力毎に一つずつ用いられる。この
様な実施例においては、選択スイッチ２４２からの出力
信号は直接サンプリングされ、出力されると同時に増幅
されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に入力される。またこ
の実施例では、差動アンプ２４５はトランスジューサ２
１０，２２０，２３０からの高周波出力信号を増幅する
必要がなく、スイッチ２６５，２７０，２７５或いは２
８０の一つが閉じたときにサンプルホールド回路２６０
からの非常に低周波の信号を増幅すればよい。
【０１００】信号発生処理回路２４０のサンプルホール
ド部分の第２の好ましい実施例においては、図１１に示
すように、サンプルホールド回路２６０の高周波側にア
ンプ２４５に代わってトランス２４８が配置される。こ
のトランス２４８は、トランスジューサ２１０，２２
０，２３０の受信巻線からの高周波信号をノイズを誘導
することなく増幅することができる。更にトランスは、
高周波で優れた直線性を有するという利点がある。選択
スイッチ２４２の二つの出力はトランス２４８の一次コ
イルの二つの端子に接続される。二次コイルの一つの端
子はサンプルホールド回路２６０のスイッチ２６２，２
６７，２７２，２７７の入力端子に接続され、もう一つ
の端子は接地される。従ってトランス２４８は、選択ス
イッチ２４２の出力の間の差信号をシングルエンド信号
に変換する。
【０１０１】図１２は、サンプルホールド部分の第３の
好ましい実施例である。この実施例では、差動アンプ２
４５もトランス２４８も用いず、トランスジューサ２１
０，２２０，２３０の受信巻線からスイッチ２４２を通
して得られる出力信号が直接サンプルホールド回路２６
０に入力される。この実施例では、サンプルホールドサ
ブ回路２６１，２６６，２７１，２７６が、選択スイッ
チ２４２からの両方の信号を同時にサンプリングするよ
うに変形されている。即ち、図１１に示す回路に対し
て、第２のスイッチ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ，２
７７ａと、第２のキャパシタ２６３ａ，２６８ａ，２７
３ａ，２７８ａがそれぞれ追加されている。
【０１０２】スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７
７は選択スイッチ２４２の出力端子の一方に接続され、
従ってキャパシタ２６３，２６８，２７３及び２７８は
その出力端子からの信号を蓄積することができるように
なっている。また、スイッチ２６２ａ，２６７ａ，２７
２ａ及び２７７ａは選択スイッチ２４２の出力端子の他
方に接続され、キャパシタ２６３ａ，２６８ａ，２７３
ａ及び２７８ａはその出力端子からの信号を蓄積するこ
とができるようになっている。この実施例においては、
演算増幅器２６４，２６９，２７４及び２７９は、第１
及び第２の実施例と異なり、単なるバッファアンプはな
く、差動アンプを構成している。第１のサブ回路１６１
のキャパシタ２６２，２６２ａの信号はアンプ２６４に
より差動増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に送られ
る。他のサブ回路２６６，２７１，２７６においても同
様である。
【０１０３】従って、位置測定のとき、トランスジュー
サ２１０，２２０，２３０の一つの受信巻線の出力信号
は、位相スイッチ２４３及び選択スイッチ２４２を介し
て直接サンプルホールド回路２６０のサブ回路に入力さ
れて、サンプルホールドされる。保持された信号は差動
増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に入力される。そ
して、差動アンプ２６４，２６９，２７４，２７９はキ
ャパシタの下流側に配置されるから、低周波増幅器とす
ることが可能であり、優れた直線性を得るための設計も
容易である。更にこれらは、選択スイッチ２４２からの
差動信号をシングルエンド信号に変換するから、トラン
ス等の付加回路要素を必要としない。
【０１０４】図１３は、信号発生処理回路２４０のサン
プルホールド部分の好ましい第４の実施例である。この
実施例では、図１１の実施例でのトランス２４８と、図
１２の実施例でのサンプルホールド回路構成を組み合わ
せている。この実施例では、トランス２４８の二次コイ
ルの第２端子は接地することなく、サンプルホールドサ
ブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の第２のキャパ
シタ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ，２７７ａに接続し
ている。この実施例の場合、トランス２４８は、サンプ
ルホールホールド回路２６０の同相成分除去の性能を改
善する。トランスは他のノイズや直線誤差を誘導しない
という利点もある。
【０１０５】サンプルホールド回路部分の第１〜第４の
実施例の一つの難点は、サンプルホールド回路２６０
が、あるタイミングでトランスジューサ２１０，２２
０，２３０の一つの受信巻線の一つの信号しかサンプル
ホールドできないということである。この様に、同じト
ランスジューサの二つの受信巻線の信号をシリアルにサ
ンプリングすると、実際には第１の受信巻線の信号サン
プリングと第２の受信巻線の信号サンプリングが同時で
はないため、位置測定精度を低下させる。
【０１０６】図１４は、上述の難点を解決したサンプル
ホールド部分の第５の実施例である。この実施例では、
位相スイッチ２４３が除かれ、選択スイッチ２４２は、
二つの付加的なサブスイッチを含むように変形されて、
トータルで５個のスイッチを有する。第１のトランスジ
ューサ２１０の受信巻線２１４と２１６は、選択スイッ
チ２４２の４つのサブスイッチの“１”端子に直接接続
される。同様に、第２のトランスジューサ２２０の受信
巻線２２４と２２６は、４つのサブスイッチの“２”端
子に直接接続され、第３のトランスジューサ２３０の受
信巻線２３４と２３６は、４つのサブスイッチの“３”
端子に直接接続される。
【０１０７】第１の受信巻線２１４，２２４，２３４に
つながる選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチの出
力は、トランス２４８の一次コイル巻線に接続される。
同様に、第２の受信巻線２１６，２２６，２３６につな
がる選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチの出力
は、第２のトランス２４９の一次コイル巻線に接続され
る。サンプルホールド回路２６０は第１の実施例のもの
と同じである。トランス２４８の二次コイルの一方の端
子は、第１及び第３のサンプルホールドサブ回路２６１
及び２７１のスイッチ２６２及び２７２に接続され、他
方の端子は接地される。同様に、トランス２４９の二次
コイルの一方の端子は、第２及び第４のサンプルホール
ドサブ回路２６６及び２７６のスイッチ２６８及び２７
８に接続され、他方の端子は接地される。
【０１０８】位置測定時、トランスジューサ２１０，２
２０，２３０の一つが駆動されると、そのトランスジュ
ーサの第１の受信巻線の出力信号は第１及び第３のサン
プルホールドサブ回路２６１及び２７１によりサンプル
ホールドされ、同時に第２の受信巻線の出力は第２及び
第４のサンプルホールドサブ回路２６６及び２７６によ
りサンプルホールドされる。この様に二つの受信巻線の
出力が同時にサンプリングされるから、サンプリングさ
れた位置は同じであり、従って位置測定精度が低下する
ことはない。
【０１０９】サンプルホールド回路部分の第１〜第４の
実施例のもう一つの難点は、第５の実施例においても同
様であるが、同時にはトランスジューサ２１０，２２
０，２３０のなかの一つの受信巻線の出力信号しかサン
プルホールドできないことである。第５の実施例では、
一つのトランスジューサの二つの受信巻線の信号がシリ
アルにサンプリングされることによる位置測定誤差を除
去できるものの、トランスジューサ自身がシリアルにサ
ンプリングされると、粗，中の波長位置測定の測定精度
が同様の理由で低下する。即ち、二つのトランスジュー
サの受信巻線の出力がシリアルにサンプリングされる
と、第１のトランスジューサの出力サンプリングと第２
のトランスジューサの出力サンプリングとが実際には同
じ位置ではなく、従って位置測定誤差が生じる。
【０１１０】図１５は、この様な難点を解決した第６の
実施例のサンプルホールド回路部分である。この実施例
でも選択スイッチ２４２は変形され、位相スイッチ２４
３は除かれる。選択スイッチ２４２では、信号発生器２
５０と送信巻線２１２，２２２，２３２との間のサブス
イッチを除去している。即ち、３つの送信巻線は全て直
接信号発生器２５０に接続されて位置測定の間駆動され
るようにしている。その他、選択スイッチ２４２は、第
５の実施例と同様に、４つのサブスイッチが直接受信巻
線２１４，２１６，２２４，２２６，２３４及び２３６
に接続されるように、変形されている。加えて、第２の
選択スイッチ２４２ａが、４つのサブスイッチが直接受
信巻線２１４，２１６，２２４，２２６，２３４及び２
３６に接続されるように設けられている。これら第１及
び第２の選択スイッチ２４２，２４２ａは、それぞれト
ランスジューサ２１０，２２０，２３０の異なるものに
接続されるように、制御される。
【０１１１】更に、第１及び第２のトランス２４８，２
４９はそれぞれ二つのトランス回路を持つように変形さ
れている。トランス２４８の各トランス回路は第１の選
択スイッチ２４２の二つのサブスイッチに接続され、ト
ランス２４９の各トランス回路は同様に選択スイッチ２
４９の二つのサブスイッチに接続される。具体的に説明
すれば、トランス２４８の一方のトランス回路の一次コ
イルは、第１の受信巻線２１４，２２４又は２３４につ
ながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続
され、トランス２４８の他方のトランス回路の一次コイ
ルは、第２の受信巻線２１６，２２６又は２３６につな
がる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続さ
れる。同様に、トランス２４９の一方のトランス回路の
一次コイルは、第１の受信巻線２１４，２２４又は２３
４につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチ
に接続され、トランス２４９の他方のトランス回路の一
次コイルは、第２の受信巻線２１６，２２６又は２３６
につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに
接続される。
【０１１２】トランス２４８，２４９の各トランス回路
の二次コイルの一方の端子は、接地される。トランス２
４８の一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子
は、スイッチ２６２に接続され、もう一つのトランス回
路の二次コイルの他方の端子はスイッチ２６７に接続さ
れる。同様に、トランス２４９の一つのトランス回路の
二次コイルの他方の端子は、スイッチ２７２に接続さ
れ、もう一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子
はスイッチ２７７に接続される。この様な構成とするこ
とにより、第６の実施例によれば、二つのトランスジュ
ーサの受信巻線の出力を同時にサンプリングすることが
できる。即ち、全てのサンプリングデータが同じ位置で
とられることになり、二つのトランスジューサがシリア
ルにサンプリングされることにより生じる粗，中測定の
位置誤差が発生することはない。
【０１１３】上述した信号発生処理回路２４０のサンプ
ルホールド部分の実施例は、以下に説明する誘導型絶対
位置トランスジューサの他の実施例にも同様に適用する
ことができる。また、上述したサンプルホールド部分の
実施例を、以下に説明するトランスジューサの実施例に
組み込む際に必要な変形は、通常の技術の範囲であって
詳細な説明はしない。
【０１１４】図１６は、誘導型絶対位置トランスジュー
サ２００からの受信信号を合成して、中，粗の絶対位置
測定値を得る動作タイミングを示している。読み出しヘ
ッドがスケール２１８，２２８，２３８に対して高速で
相対移動する時、その移動は遅延時間に相当する望まし
くない空間位相変位を生じるから、中，粗位置の測定値
はそれぞれ、殆ど同じタイミングでサンプリングするこ
とが望ましい。その誤差は、測定サイクルが初期化され
たときの基準位置によってのみ決まる望ましい空間位相
値に加算されることになるからである。
【０１１５】４個併設したサンプルホールド回路を用い
れば、サンプリング間隔ｔ１の中の殆ど同じタイミング
で４つのサンプルを得ることができる。これら４つのサ
ンプルは、３つのトランスジューサ２１０，２２０，２
３０の中の二つについての、受信巻線２１４と２１６、
及び２２４と２２６それぞれからの一つのサンプルを含
む。例えば、サンプリング間隔ｔ１内で、４つのサンプ
ルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１及び２７６
がそれぞれ受信巻線２１４，２１６，２３４及び２３６
の出力信号をサンプリングすることができる。
【０１１６】サンプリング間隔ｔ１は、信号発生器２５
０，差動アンプ２４５及びサンプルホールド回路２６０
のみによって制限される。各サンプルは道理上、１μｓ
はかかるから、４サンプルをとるために要求されるサン
プリング間隔ｔ１はほぼ４μm である。また、１ｍ／ｓ
の速度は、１ｍｍ／ｍｓ又は、１μm ／μｓであり、こ
の速度で、読み出しヘッド２０２はサンプリング間隔ｔ
１内にスケール２０４に対してトータル４μm 動く。こ
れは、第１の実施例のトランスジューサにおける３波長
λ１，λ２或いはλ３の約１／６４０である。従ってこ
の距離は、中，粗モードの計算精度には殆ど影響を与え
ない。より高精度が要求される密モードの測定には、４
サンプルの全てについて、密のトランスジューサ２１
０，２３０の一方のみが用いられる。例えば、受信巻線
２１４及び２１６の受信出力信号は２度とられてサンプ
ルホールドされる。これにより、各２μｓ毎に各受信巻
線から１サンプルがとられる。これは、密モードの位置
測定には何等影響を与えない。
【０１１７】図１６に示すように、マイクロプロセッサ
２４１は、サンプリング間隔ｔ１内に第１及び第３のト
ランスジューサ２１０及び２３０からの受信出力信号を
サンプリングする。サンプルホールドサブ回路２６１，
２６６，２７１，２７６はこれらの受信信号を順次保持
し、その後Ａ／Ｄコンバータ２４６がこれらのサンプリ
ング値を順次ディジタルデータに変換してマイクロプロ
セッサ２４１に送る。そしてマイクロプロセッサ２４１
は、次のグループの信号がサンプリングされている間に
取り込まれたデータを処理する。
【０１１８】信号は非常に短時間にサンプリングするこ
とが必要であるが、Ａ／Ｄコンバータ２４６及びマイク
ロプロセッサ２４１はそれらの信号をその短時間内で処
理することは必要ではなく、４μｓより実質的に長い時
間、即ち、サンプル信号を合成して所定の計算（密，
中，粗モードの計算）を行うに必要な、ほぼサンプリン
グ間隔ｔ１と等しい時間で処理することができる。即ち
図１６に示すように、より長い期間ｔ２内で、Ａ／Ｄコ
ンバータ２４６は受信信号をディジタル化し、マイクロ
プロセッサ２４１は絶対位置を計算する。これにより、
この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、
受信巻線からの信号のサンプリングと絶対位置計算の間
に遅れを許容することができる。この遅れの誤差は非常
に小さい。
【０１１９】例えば、時間間隔ｔ２が１００μｓであ
り、速度が１ｍ／ｓであるとすると、トランスジューサ
２００が期間ｔ２の間に動く距離は０．１ｍｍより小さ
い。サンプリング値から計算された位置はサンプリング
タイミングでの位置にほぼ対応する。しかし、マイクロ
プロセッサ２４１からは、サンプリング点からトランス
ジューサ２００がほぼ０．１ｍｍ進んだ後に、そのサン
プリング位置のデータが出力される。この様な、速度１
ｍ／ｓでの０．１ｍｍの遅れは、ほとんどのハンドツー
ル用途では問題にならない。しかし、この距離は、位置
トランスジューサ２００が動いている間リアルタイムで
位置情報を出力する必要がある特定用途ではカウントし
なければならない。コスト及び／又は複雑性を増し、信
号発生処理回路２４０を二系統用意して同時に動作させ
れば、高速性を向上し、前述の遅れを低減することがで
きる。
【０１２０】マイクロプロセッサ２４１により実行され
る、図１６に示すサンプリングシーケンスについて、図
１７〜図２２を用いて更に具体的に説明する。図１７及
び図１８は、マイクロプロセッサ２４１により実行され
る全体の測定ルーチンを示している。図１７に示すよう
に、測定コントロールプログラムはステップＳ１００で
始まる。スタートステップＳ１００の後、コントロール
はステップＳ１１０に続く。ステップＳ１１０では、二
つの密波長トランスジューサ２１０及び２３０の受信巻
線２１４，２１６，２３４及び２３６をサンプリングす
る事により、密／粗測定の信号がとられる。コントロー
ルは次にステップＳ１２０に続く。
【０１２１】ステップＳ１２０では、マイクロプロセッ
サ２４１は、密波長トランスジューサ２１０の受信巻線
２１４及び２１６からの信号の相対振幅に基づく位相φ
１を決定する。次にステップＳ１３０において、マイク
ロプロセッサ２４１は、密波長トランスジューサ２３０
の受信巻線２３４及び２３６からの信号に対する相対振
幅に基づく位相φ３を決定する。コントロールは次にス
テップＳ１４０に続く。ステップＳ１４０では、マイク
ロプロセッサ２４１は、粗波長λC と、上に求められた
位相φ１及びφ３に基づき、次の数５に従って、位置ト
ランスジューサ２００の粗位置ＰC を決定する。
【０１２２】
【数５】ＰC ＝λC ・（φ３−φ１）／２π
【０１２３】次にステップＳ１５０では、マイクロプロ
セッサ２４１は、密トランスジューサ２１０及び中トラ
ンスジューサ２２０を用いて、受信巻線２１４，２１
６，２２４及び２２６からの測定信号を発生する。これ
らの受信巻線２１４，２１６，２２４及び２２６からの
出力信号はそれぞれ、サンプルホールド回路２６１，２
６６，２７１及び２７６に格納される。保持された信号
はＡ／Ｄコンバータ２４６によりディジタル信号に変換
される。
【０１２４】コントロールは次に、図１８のステップＳ
１６０に続く。ステップＳ１６０では、マイクロプロセ
ッサ２４１は、密トランスジューサ２１０の受信巻線２
１４及び２１６の出力信号の相対振幅に基づく位相φ１
を再度計算する。次に、ステップＳ１７０において、マ
イクロプロセッサ２４１は、中波長トランスジューサ２
２０からの信号の相対振幅に基づく位相φ２を決定す
る。コントロールは次にステップＳ１８０に続く。ステ
ップＳ１８０では、マイクロプロセッサ２４１は、中波
長λM1と、求められた位相φ１及びφ２とに基づき、次
の数６に従って、中位置ＰM を決定する。
【０１２５】
【数６】ＰM ＝λM1・（φ２−φ１）／２π
【０１２６】或いは、λM1とφ１とに代わってそれぞ
れ、数２に示すλM3とφ３とを用いて、中位置ＰM を求
めてもよい。コントロールは次にステップＳ１９０に続
く。ステップＳ１９０では、位置トランスジューサ２０
０の密モードリニア位置ＰF を、第１のトランスジュー
サ２１０の波長λ１と位相φ１から決定する。密モード
リニア位置の計算は、インチの場合はトランスジューサ
２１０に基づき、ミリメータの場合はトランスジューサ
２３０に基づいて行うことが好ましい。マイクロプロセ
ッサ２４１が、既にステップＳ１６０において第３のト
ランスジューサ２３０の受信巻線２３４及び２３６から
の信号の相対振幅に基づく位相φ３を決定しており、第
３のトランスジューサ２３０を用いているとすると、ス
テップＳ１９０の一部として、中波長λ３内で次の数７
に従って、密モードリニア位置ＰF を決定する。
【０１２７】
【数７】ＰF ＝φ３・（λ３／２π）
【０１２８】ステップＳ１９５において、マイクロプロ
セッサ２４１は、密，中及び粗の位置値を合成して、誘
導型絶対位置トランスジューサ２００の正確なトータル
の絶対位置を決定する。位置トランスジューサ２００
は、複数の中波長分を含む１粗波長分の最大絶対測定レ
ンジを有する。粗位置値ＰC は、絶対位置の第１の概算
値である。マイクロプロセッサ２４１は、粗位置値ＰC
を解析して、それが多重の中波長のどれ（“ｎ”番目の
中波長）に対応するかを決定する。一般に、（ＰC ／λ
M ）＝（ｎ・λM ）＋ＲM である（ＲM は、中波長の残
り）。マイクロプロセッサ２４１は、ある中波長内の位
置である中位置ＰM を用いる。中位置値ＰM は、ＲM で
あるはずである。しかし、中モード計算は、より短波長
と関連する。従って、粗波長計算に比べてより高精度に
なる。従ってマイクロプロセッサ２４１は、ＰM ＋（ｎ
・λM ）として改良された絶対位置の概算を計算する。
【０１２９】マイクロプロセッサ２４１はその後、ＰM
＋（ｎ・λM ）を解析し、これが多重の密波長のどれ
（“Ｎ”番目の密波長）に対応するかを設定する。一般
に、ＰM ＋（ｎ・λM ）＝（Ｎ・λF ）＋ＲF である
（ＲF は密波長の残り）。原理的に、この密位置値ＰF
は、ＲF に等しいはずである。しかし、密モード測定及
び計算は、トランスジューサ間の関係ではなく、単一の
トランスジューサのみから、より短い波長について行わ
れる。従って、中波長の測定及び計算より高精度とな
る。マイクロプロセッサ２４１は、絶対対置の改良され
た最終概算値を、（Ｎ・λF ）＋ＰF として計算して、
スケール２１８，２２８及び２３８の読み出しヘッド２
０４に対する絶対位置の決定する。これが、位置トラン
スジューサ２００の絶対位置に対応する。
【０１３０】更に、ステップＳ１９５において、マイク
ロプロセッサ２４１は、決定された絶対位置を適当な出
力デバイス、例えばディスプレイ２４７等に出力する。
コントロールは次にステップＳ１９９に続く。ステップ
Ｓ１９９では、マイクロプロセッサ２４１は２，３の測
定サイクルが始まったか否かを判定する。測定サイクル
が始まっていると判定すれば、マイクロプロセッサ２４
１は、ステップＳ１１０に戻って再び測定信号を取り込
んで密／粗の測定を行う。それ以外は判定ステップＳ１
９９を繰り返す。
【０１３１】図１９及び図２０は、密／粗測定ステップ
Ｓ１１０のより具体的なフローである。図１９に示すよ
うに、ステップＳ１１０が始まると、コントロールはス
テップＳ２００に続く。ステップＳ２００において、選
択スイッチ２４２は、ポジション１に設定され、一方位
相スイッチ２４３はポジションＡに設定される。従っ
て、信号発生器２５０は発振する駆動信号を送信巻線２
１２に供給する。これにより受信巻線２１６から測定信
号が読み出される。受信巻線２１６からの受信信号は、
アンプ２４５により増幅され、第１のサンプルホールド
サブ回路２６１に保持される。コントロールは次にステ
ップＳ２１０に続く。
【０１３２】ステップＳ２１０において、位相スイッチ
２４３は、ポジションＡからＢに切替えられ、これによ
り信号発生器２５０は駆動信号を送信巻線２１２に供給
し、受信巻線２１４から測定信号が読み出される。その
受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第２のサン
プルホールドサブ回路２６６に保持される。コントロー
ルは次にステップＳ２２０に続く。
【０１３３】ステップＳ２２０では、選択スイッチ２４
２がポジション３に設定され、一方位相スイッチ２４３
はポジションＡにリセットされる。これにより、信号発
生器２５０からの駆動信号は送信巻線２３２に送られ、
従って測定信号は受信巻線２３６から読まれる。その受
信信号は、アンプ２４５により増幅され、第３のサンプ
ルホールドサブ回路２７１に保持される。次にステップ
Ｓ２３０において、位相スイッチ２４３は再度、ポジシ
ョンＡからＢに切替えられ、信号発生器２５０は駆動信
号を送信巻線２３２に送る。このとき測定信号は受信巻
線２３４から読まれる。その受信信号は、アンプ２４５
により増幅され、第４のサンプルホールドサブ回路２７
６に保持される。コントロールは次に、図２０のステッ
プＳ２４０に続く。
【０１３４】ステップＳ２４０において、第１のサンプ
ルホールドサブ回路２６１のスイッチ２６５が閉じら
れ、キャパシタ２６３に保持されたサンプリング信号が
Ａ／Ｄコンバータ２４６に送られ、受信巻線２１６の受
信アナログ信号がディジタル値に変換されて、マイクロ
プロセッサ２４１に送られる。ステップＳ２５０では、
第２のサンプルホールドサブ回路２６６のスイッチ２７
０が閉じられる。これにより、キャパシタ２６８に保持
された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、デ
ィジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に送られ
る。ステップＳ２６０では、第３のサンプルホールドサ
ブ回路２７１のスイッチ２７５が閉じられる。これによ
り、キャパシタ２７３に保持された受信信号がＡ／Ｄコ
ンバータ２４６に送られ、ディジタル化データはマイク
ロプロセッサ２４１に送られる。ステップＳ２７０で
は、第４のサンプルホールドサブ回路２７６のスイッチ
２８０が閉じられる。これにより、キャパシタ２７８に
保持された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送ら
れ、ディジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に
送られる。ステップＳ２８０では、コントロールはステ
ップＳ１２０に戻る。
【０１３５】ステップＳ２００〜Ｓ２８０と同様のステ
ップは、ステップＳ１５０においても実行され、これに
より中位置測定が行われる。この場合、ステップＳ２２
０及びＳ２３０において、選択スイッチ２４２は、ポジ
ション２ではなく、ポジション３に設定される。またこ
の場合、ステップＳ２００には、ステップＳ１５０を通
って入り、ステップＳ２８０はステップＳ１６０への戻
りとなることに注意すべきである。
【０１３６】図２１は、ステップＳ１２０のより具体的
なフローである。ステップＳ１２０の開始により、コン
トロールはステップＳ３００に続く。ステップＳ３００
において、マイクロプロセッサ２４１は、ステップＳ２
００でサンプリングされた信号（これを、位相スイッチ
２４３の位置に基づいて、信号Ａとする）を、ステップ
Ｓ２１０でサンプリングされた信号（これを、位相スイ
ッチ２４３の位置に基づいて、信号Ｂとする）により除
する。得られた商の絶対値が１以下であれば、コントロ
ールはステップＳ３１０に続き、１を越えていれば、ス
テップＳ３４０に続く。
【０１３７】ステップＳ３１０では、マイクロプロセッ
サ２４１は信号Ｂが正であるか否かを判定する。正であ
れば、ステップＳ３２０に行き、ここで信号Ａを信号Ｂ
で除した値の逆正接（即ち，ｔａｎ−１（Ａ／Ｂ））と
しての位相を求める。コントロールはその後、ステップ
Ｓ３７０にジャンプする。もし、ステップＳ３１０で、
信号Ｂが負であることが判定されると、ステップＳ３３
０に行く。ステップＳ３３０では、位相が、１８０°＋
ｔａｎ−１（Ａ／Ｂ）として決定される。その後コント
ロールは、ステップＳ３７０に行く。ステップＳ３００
で、信号Ａの絶対値が信号Ｂの絶対値より大きい（即
ち、｜Ａ／Ｂ｜＞１）と判定されると、コントロールは
ステップＳ３４０にジャンプする。ステップＳ３４０で
は、マイクロプロセッサ２４１は信号Ａが正であるか否
かを判定し、正であればコントロールはステップＳ３５
０に行く。ステップＳ３５０では、位相が、９０°−ｔ
ａｎ−１（Ｂ／Ａ）として決定される。その後コントロ
ールは、ステップＳ３７０に行く。
【０１３８】ステップＳ３４０で信号Ａが負であること
が判定されると、ステップＳ３６０にジャンプする。ス
テップＳ３６０では、位相が、２７０°−ｔａｎ−１
（Ｂ／Ａ）として決定される。これらの場合、信号Ａ及
び信号Ｂに対応して測定された信号は、選択スイッチ２
４２の位置に応じて異なる。更に、ステップＳ３７０
は、これらのサブルーチンが呼び込まれるステップに応
じて、ステップＳ１２０，Ｓ１３０，Ｓ１６０，Ｓ１７
０のコントロールに戻る。ステップＳ３７０で、コント
ロールはステップＳ１３０に戻る。ステップＳ１４０，
Ｓ１７０，Ｓ１８０もまた、ここでのサブルーチンとな
る。即ち、表２を実行するこのサブルーチンの計算によ
って、φ１，φ２又はφ３のいずれかが求められる。
【０１３９】図２２は、図１９におけるステップＳ２０
０のより具体的なフローを示す。図示のようにステップ
Ｓ２００の開始により、コントロールはステップＳ４０
０に行く。ステップＳ４００において、選択スイッチ２
４２がポジション１にセットされ、位相スイッチ２４３
はポジションＡにセットされる。更に第１のサンプルホ
ールドサブ回路２６１のスイッチ２６２が閉じられる。
その後コントロールはステップＳ４１０に続く。ステッ
プＳ４１０において、スイッチ２５４が開かれ、スイッ
チ２６２が閉じられる。そしてステップＳ４２０で、ス
イッチ２５５が閉じられて送信巻線２１２を駆動する。
コントロールは次にステップＳ４３０に続く。
【０１４０】ステップＳ４３０では、送信巻線２１２に
誘導結合する受信巻線２１６には振幅変化する信号電圧
が誘導される。この受信信号は、位相スイッチ２４３及
び選択スイッチ２４２によりアンプ２４５に導かれ、こ
こで増幅される。アンプ２４５で増幅された信号は、閉
じられた第１のスイッチ２６２により第１のサンプルホ
ールドサブ回路２６１のキャパシタ２６３に転送され
る。その後、図１０に示すように、信号ピークに同期し
て第１のスイッチ２６２が開かれる。その後コントロー
ルはステップＳ４４０に続く。ステップＳ４４０では、
ステッチ２５５が開かれ、スイッチ２５４が閉じられ
る。そして、ステップＳ２１０への戻りコントロールを
行うステップＳ４５０に続く。
【０１４１】このサブルーチンは、ステップＳ２１０，
Ｓ２２０，Ｓ２３０についても実行される。これらのス
テップにより呼ばれた時、ステップＳ４００での選択ス
イッチ２４２及び位相スイッチ２４３のポジションは、
そのステップに応じて、送信巻線２１２，２２２，２３
２の特定のものを活性化し、受信巻線２１４，２１６，
２２４，２２６又は２３６からの信号を受信する。ステ
ップＳ２００〜Ｓ２８０がステップＳ１１０ではなくス
テップＳ１５０により呼ばれると、ステップＳ２００〜
Ｓ２３０のそれぞれがステップＳ４００を呼んだとき
に、スイッチポジションが最適にセットされる。同様
に、サンプルホールド回路２６０の第１〜第４のスイッ
チ２６２，２６７，２７２，２７７の異なるものが閉じ
られて、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２
７１，２７６の異なるものに受信信号を格納することに
なる。
【０１４２】マイクロプロセッサ２４１は、ディスプレ
イ２４７に適当に信号を送り絶対位置を表示させる。マ
イクロプロセッサ２４１に設けられたユーザーの選択ス
イッチ（図示しない）を用いることにより、表示すべき
長さ単位を二つの中から選択できる。上述したように、
回路及び計算を簡単化するために、マイクロプロセッサ
２４１は、“インチモード”の密位置測定計算にはトラ
ンスジューサ２１０を、“ミリメータモード”の密位置
測定計算にはトランスジューサ２３０を選択する。求め
られた位置は、同時に或いは交互に、例えばスタティッ
クなプロセス制御システムやサーボ位置制御システム等
の外部システムに出力される。
【０１４３】上述したこの発明の第１の実施例による誘
導型絶対位置トランスジューサ２００は、最も長い波長
λC の範囲で絶対位置を決定する。即ちこの実施例では
このレンジは、約３２５mmである。更に、よく知られた
内挿処理ルーチンを用いることにより、マイクロプロセ
ッサ２４１は、密波長λ１或いはλ３のいずれかより十
分小さい分解能を得ることができる。受信器のサイズ及
び形状は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ
の主要な特徴を保って変形することが可能である。受信
巻線及び磁束減衰器１７０のレイアウトや形状も十分な
結果が得られるように変形できる。受信巻線に得られる
磁界は、送信巻線により発生される磁界に比べて弱い。
従って、読み出しヘッド全体の形状を変更しながら、受
信巻線のループ１９１及び１９２の面積も同様に信号オ
フセットエラーを最小化し、また漏洩信号ノイズを除去
するようにすべきである。
【０１４４】必要なら、製造誤差や信号オフセット発生
の傾向を補償するために、ループ１９１及び１９２のサ
イズ及び形状を意図的に受信巻線の出力に“同調”する
ように変更することができる。この同調は、磁束減衰器
１７０がない場合に、受信巻線の正味の出力がゼロとな
るように、なされる。また、正弦波状位置信号が欲しい
場合には、形状及び波形を、空間的に受信信号をフィル
タリングするように選択して、高調波歪を低減すること
ができる。“ループ”なる用語は、実質的に領域を囲む
ものであればよく、円形，矩形，台形，三角形，正弦波
等を含む。更に受信巻線は、測定軸に沿って所定の周期
的パターン或いは空間変化を持つ検出導体或いは単一の
導体パスでもよい。受信巻線の面と測定軸の双方に直交
する軸回りの回転（“ヨー”）による読み出しヘッド２
０４のアライメント誤差に対する感度は、誘導型絶対位
置トランスジューサ２００の一つの欠点である。ヨー
は、測定軸３００に沿って、トランスジューサ２１０の
受信巻線をトランスジューサ２３０の受信巻線側に相対
的に動かすことになる。この結果、波長λ１とλ３の間
の空間位相関係は設計値からずれて、粗モード位置測定
にいくらかの誤差をもたらす。
【０１４５】また、誘導型絶対位置トランスジューサ２
００は、絶対位置測定に関する実際上の制限を受ける。
そのひとつは、レンジを拡張しようとすると、トランス
ジューサ２００に対して異なる波長の付加的なトランス
ジューサを追加しなければならないことである。この付
加的なトランスジューサは、誘導型絶対位置トランスジ
ューサ２００のコストとサイズの増大をもたらす。或い
は、レンジを増大するためには、回路精度の向上、及び
トランスジューサ２１０，２２０，２３０の製造精度の
向上が必要になる。そしてこれは、より高い比（粗／
中，中／密）と、より高い内挿レベルを必要とする。し
かし、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の精度
を任意に増大させることは、一般に厳しい経済的制約を
受けることになる。
【０１４６】図２３〜図２５は、この発明による誘導型
絶対位置トランスジューサの第２の好ましい実施例であ
る。この実施例の絶対位置トランスジューサ４００は、
ヨーのアライメント誤差の影響を受けない。また、所定
の測定分解能に対して、この実施例の絶対位置トランス
ジューサは、先の絶対位置トランスジューサ２００によ
り一般的に得られるレンジより長い絶対位置測定レンジ
を経済的に得ることができる。
【０１４７】この実施例の絶対位置トランスジューサ４
００は、一対の誘導型トランスジューサ４１０と４２０
を有する。これらのトランスジューサ４１０と４２０は
上述した原理に従って動作する。即ち誘導型絶対位置ト
ランスジューサ４００の多くの要素は実質的に第１の実
施例と同様である。従って、構成上異なる要素について
のみ、その構成と動作を説明する。誘導型絶対位置トラ
ンスジューサ４００は好ましくは、読み出しヘッド４０
２と、スケール部材４０４と、密スケールトランスジュ
ーサ４１０及びバイナリコードトランスジューサ４２０
を有する。密スケールトランスジューサ４１０とバイナ
リコードトランスジューサ４２０は測定軸３００に沿っ
て延びる。密スケールトランスジューサ４１０は、先に
説明したトランスジューサ２１０及び２３０と同様に、
密波長λ１又はλ３のいずれかを持つ。
【０１４８】読み出しヘッド４０２は、密スケールトラ
ンスジューサ４１０の受信巻線４１４及び４１６と、バ
イナリコードトランスジューサ４２０の複数の受信巻線
４２２とを有する。トランスジューサ４１０と４２０
は、読み出しヘッド４０２上に形成された送信巻線４１
２を共有する。スケール部材４０４は、密スケールトラ
ンスジューサ４１０の密波長スケール４１８と、バイナ
リコードトランスジューサ４２０のバイナリコードスケ
ール４２８とを有する。密波長スケールは、先の実施例
の誘導型絶対位置トランスジューサ２００のトランスジ
ューサ２１０及び２３０のスケール２１８及び２３８と
同様である。バイナリコードスケール４２８は、測定軸
３００に沿って配列された磁束変調器１７０とスペース
１７２のパターンを有する。磁束変調器１７０は、先の
実施例で説明したように、磁束減衰器又は磁束拡大器で
ある。隣接する磁束変調器１７０とスペース１７２の各
組は、それぞれ異なる一連の多ビットバイナリコード語
の一つを決定している。この設計ルールを以下に詳細に
説明する。
【０１４９】図２３に示すように、バイナリコードスケ
ール４２８では、各磁束変調器１７０及び各スペース１
７２が測定軸３００に沿って長さ３０８を持つ。長さ３
０８は好ましくは、密波長スケール４１８の波長３０４
の１／２に等しいものとする。またバイナリコードスケ
ール４２８について、磁束変調器１７０の長さ３０６
は、そのエッジ−エッジ間距離３０８より僅かに小さ
い。これは、磁束変調器１７０が互いに隣接して配置さ
れたときに、磁束変調器１７０を取り囲んで定義する狭
い絶縁性領域を与える。これにより、情報の１ビット
は、各エッジ−エッジ間距離３０８の範囲でエンコード
される。この長さ３０８はまた、バイナリコードトラン
スジューサ４２０の各受信ループ４２４及び４２６の長
さ４２５に等しい。エッジ−エッジ間距離３０８で並ぶ
多ビットコード語に用いられるビット数は、バイナリコ
ードトランスジューサ４２０の、従って誘導型絶対位置
トランスジューサ４００の最大絶対測定レンジを決め
る。
【０１５０】多ビットのバイナリコード語のそれぞれ
は、バイナリコードスケール４２８に沿った粗い絶対位
置を特定する。誘導型絶対位置トランスジューサ４００
は好ましくは、バイナリコードトランスジューサ４２０
と密波長トランスジューサ４１０を共に使用するが、密
波長トランスジューサ４１０を用いることなく、バイナ
リコードトランスジューサ４２０のみを用いることもで
きる。但しこの場合、位置測定の分解能は低下する。図
２３では、スケール部材４０４の一部、従ってバイナリ
コードスケール４２８の一部しか示していないことに注
意すべきである。一般に、スケール部材４０４は、十分
な磁束変調器１７０とスペース１７２を含んで、唯一の
多ビットバイナリコード語のそれぞれを形成するように
十分長く形成される。この長さは勿論、多ビットバイナ
リコード語を作るビット数と設計規則に依存する。
【０１５１】図２３に示すように、密トランスジューサ
４１０の受信巻線４１４と４１６の対は、先の実施例に
おける受信巻線２１４と２１６の対，及び２３４と２３
６の対と同様である。受信巻線４１４と４１６は測定軸
３００に沿って延びる。受信巻線４１４は複数の極性が
変化するループ１９１を形成する。第２の受信巻線４１
６も同様に複数の極性が変化するループ１９２を形成す
る。受信巻線４１４，４１６の変化する部分は、トラン
スジューサ４００の読み出しヘッド４０２を構成するプ
リント回路基板の異なる層に形成される。
【０１５２】バイナリコードトランスジューサ４２０は
同様に、読み出しヘッド４０２のプリント回路基板の一
方の面に形成された複数の第１極性ループ４２４を有
し、他方の面に形成された複数の第２極性ループ４２６
を有する。第１極性ループ４２４は第２極性ループ４２
６から１ループ長（距離４２５）だけオフセットしてい
る。これは、図２４に具体的に示されている。即ち、第
１及び第２極性ループ４２４及び４２６の数ｎとして、
第１及び第２極性ループ４２４及び４２６は、バイナリ
コードスケール４２８の磁束変調器１７０とスペース１
７２のｎ＋１個の上に跨って配置される。
【０１５３】第１極性ループ４２４のそれぞれは、図２
４に示すように、第１極性ループの一方側にすぐ隣接す
る第１極性ループ４２４とは別の配線層からなる第２極
性ループ４２６の一つに接続されている。従って隣接す
る第１及び第２極性ループ４２４と４２６の対が、複数
の平衡ループ対４２７を構成する。平衡ループ対４２７
のそれぞれは、送信巻線により形成される磁束を変調す
る変調器がない場合に正味ゼロの出力を出す。平衡ルー
プ対４２７の第１極性ループ４２４と第２極性ループ４
２６が共にスペース１７２の対或いは磁束変調器１７０
の対の上に位置する時、第１及び第２極性ループ４２４
及び４２６に誘導されるＥＭＦは同じである。これによ
り、平衡ループ対４２７からの出力信号電圧は正味ゼロ
となる。
【０１５４】これに対して、磁束変調器１７０が磁束減
衰器タイプであり、第１極性ループ４２４が正極性ルー
プ，第２極性ループ４２６が負極性ループであるとし
て、正極性ループがスペース１７２上に位置し、負極性
ループが磁束変調器１７０上に位置すると、平衡ループ
対４２７は正極性の信号電圧を発生する。即ち、正極性
ループ４２４に誘導されるＥＭＦは減衰しない。更に、
平衡ループ対４２７の正極性ループ４２４が磁束変調器
１７０上に位置し、負極性ループ４２６がスペース１７
２上に位置する場合は、平衡ループ対４２７は負極性電
圧信号を出力する。正極性ループ４２４での誘導ＥＭＦ
が減衰するのに対して、負極性ループ４２６での誘導Ｅ
ＭＦは減衰しないからである。磁束変調器１７０が磁束
減衰器タイプでなく、拡大器タイプであるか、或いは第
１，第２極性ループ４２４，４２６が上と逆であるとす
れば、電圧振幅極性も逆になる。勿論、これらの変更を
同時に行った場合には、電圧振幅極性は同じに保たれ
る。
【０１５５】図２５は、スケール部材４０４をより具体
的に、平衡ループ対４２７が隣接する磁束変調器１７０
及び／又はスペース１７２の対と関連した時の平衡ルー
プ対４２７についての出力チャート４３０と共に示し、
またスケール部材４０４に沿った各位置でのバイナリコ
ードトランスジューサ４２０からの出力と関連するバイ
ナリコード値の結果４７０を示している。上述し、また
図２５に示すように、磁束変調器１７０の一対又はスペ
ース１７２の一対が隣接したとき、これらの磁束変調器
の対又はスペースの対上にある平衡ループ対４２７の出
力はゼロである。これは、図２５に示すように、論理
“０”値を定義する。これに対して、あるスペース１７
２がある磁束変調器１７０に隣接すると、これらの隣接
するスペース１７２と磁束変調器１７０の対の上に位置
する平衡ループ対４２７の出力は正極性又は負極性のい
ずれかになる。これらの電圧は共に、論理“１”と定義
する。
【０１５６】各論理“１”値は、コードスケール４２８
に沿った磁束変調器１７０とスペース１７２の間の遷移
領域に対応する。各論理“０”値は、コードスケール４
２８における遷移のないところに対応する。図２５に示
す出力対コード対位置のチャート４３０は、読み出しヘ
ッド４０２がコードスケール４２８に沿って移動するに
つれてトランスジューサ４２０の複数の平衡ループ対４
２７により発生される受信出力信号に対応する。バイナ
リコードスケール４２８の隣接する７個の磁束変調器１
７０とスペース１７２の対のそれぞれの組４３１が、７
ビットバイナリコードを定義する。即ち、８個の隣接す
る磁束変調器１７０及び／又はスペース１７２が、７対
の隣接要素或いは７つのコード対を形成する。隣接要素
の７つのコード対のそれぞれは、バイナリコードトラン
スジューサ４２０の７つの平衡ループ対の中の一つによ
り検出される。
【０１５７】従って、バイナリコードスケール４２８に
は、エンコード可能なコード語が、“０００００００”
から“１１１１１１１”まで、１２８（＝２７）個あ
る。磁束変調器１７０とスペース１７２は、バイナリコ
ードスケール４２８内で測定軸３００に沿って、読み出
しヘッド４０２の移動につれてこれらのバイナリコード
語が一つずつ順次読み出されるように、適当に配列され
る。即ち、読み出しヘッド４０２が距離３０８だけ移動
する毎に、バイナリコードトランスジューサ４２０から
のコード語出力は、１２８コード語の一つから他の一つ
に変化する。
【０１５８】バイナリコードトランスジューサ４２０
は、平衡ループ対４２７の数を増やしてもよい。バイナ
リコードトランスジューサ４２０の平衡ループ対４２７
を一つ増やすと、バイナリコードスケール４２８内でエ
ンコードできる有効なコード語を約２倍にすることがで
きる。また、平衡ループ対４２７を用いることによっ
て、バイナリコードトランスジューサ４２０は、一つの
バイナリコード語を読むためにバイナリコードスケール
４２８に沿って動かされねばならないということもな
い。
【０１５９】平衡ループ対４２７は遷移の有無を検出す
るから、バイナリコードスケール４２８内で隣接する要
素の間にスペースを設けることは必要ではないことも認
識すべきである。例えば、二つの磁束変調器１７０は間
隔を開けることなく直接接して配置することができる。
この場合、距離３０６は距離３０８に等しくなる。従っ
てこの第２の実施例においては、バイナリコードトラン
スジューサ４２０のバイナリコードスケール４２８は、
磁束変調器１７０とスペース１７２の最大密度を有効的
に利用できることになる。送信巻線４１２及び平衡ルー
プ対４２７の受信巻線についての信号処理は、実質的に
図９を用いて説明したと同様に、或いは図３１を用いて
以下に説明する例と同様に実行される。７つの平衡ルー
プ対４２７からの出力信号は、サンプルホールド回路
（図示せず）にサンプリング保持される。保持された信
号はＡ／Ｄコンバータによりディジタル化されて、マイ
クロプロセッサに出力される（図示せず）。マイクロプ
ロセッサは、正及び負の信号を論理“１”として解釈
し、ほぼゼロの受信信号を論理“０”として解釈する。
【０１６０】もし、誘導型絶対位置トランスジューサ４
００のバイナリコードトランスジューサ４２０がただ一
つの平衡ループ対４２７を持つとすると、また電源投入
時（或いは絶対データが悪化しているとすると）、その
平衡ループ対４２７は、バイナリコードスケール４２８
に沿ってエッジ−エッジ距離３０８の７倍を粗く通過す
ることにより、絶対位置を示すコード語全体を得ること
ができることになる。この様な単一平衡ループ対４２７
を用いた場合、中間データ保持デバイスとしてシフトレ
ジスタ（図示しない）を用いることができる。この代替
法は、バイナリコードトランスジューサ４２０内の平衡
ループ対４２７の数がコード語の中のビット数より小さ
い場合に一般に用いられる。シフトレジスタは、読み出
しヘッド４０２がバイナリコードスケール４２８に沿っ
て移動する間、シリアルにビットデータを取り込むこと
になる。
【０１６１】平衡ループ対４２７がコード対上の中心に
ない場合に不明瞭なコードビット読み出しを避けるため
に、密波長トランスジューサ４１０の信号を用いて、平
衡ループ対４２７が磁束変調器１７０とスペース１７２
上の中心にあることを判定することができる。即ち、密
波長トランスジューサ４１０の信号は平衡ループ対４２
７がいつ活性化されたかを示すから、そのとき新しいビ
ットをシフトレジスタに入力すればよい。一旦フルコー
ド語が捕らえられると、これはマイクロプロセッサに並
列に送られる。シフトレジスタは、移動方向に応じてク
ロックアップ／ダウンされる。移動方向は、密波長トラ
ンスジューサ４１０の象限信号から決定される。これに
より、シフトレジスタは常に、エッジ−エッジ距離３０
８の分解能で誘導型絶対位置トランスジューサ４００の
絶対位置に対応したコード語を格納する。この結果、電
源投入後（或いはデータ悪化後）に最初のコード語が取
得された後、単一の平衡ループ対４２７は一つのエッジ
−エッジ距離３０８の最大値分を走査して次の絶対位置
を決定する。
【０１６２】電源投入後（或いはデータ劣化後）、読み
出しヘッドが絶対位置決定のために移動しなければなら
ない距離を最小化するために、バイナリコードトランス
ジューサ４２０は好ましくは、図２３に示すように、コ
ード語におけるビット数と同じ数の平衡ループ対を用い
ることが好ましい。この手法では、適当な信号処理回路
及び適当なデコードアルゴリズムを選択することによ
り、読み出しヘッド４０２のスケール部材４０４に対す
る移動を最小限にし、或いは少しも移動するこなく、コ
ード語の読み出しとデコードを行うことができる。コー
ドビットの信号処理回路が、例えば一つの平衡ループ対
の出力についての分解能が２ビットというような粗末な
ものである場合は、読み出しヘッド４０２は、スケール
部材４０４上で全コードビットを確実に決定するために
いくつかの位置を移動することが必要になる。しかし、
これでも必要な移動距離は、エッジ−エッジ距離３０８
の±１／２のオーダーである。
【０１６３】バイナリコードトランスジューサ４２０の
一つの欠点は、信号振幅が論理値に対応するという点に
ある。特に、論理“０”はゼロ振幅信号に対応し、平衡
ループ対４２７はコード対の要素が共に磁束変調器１７
０、或いは共にスペース１７２（即ち遷移がない）のと
き、信号を出さない。論理“１”は、十分な正又は負に
対応する。即ち、平衡ループ対４２７は、スケール要素
の対応する対が同時に磁束変調器１７０でない場合、或
いは同時にスペース１７２でない場合（即ち、遷移がほ
ぼ平衡ループ対４２７の中央にある場合）にのみ、強い
信号を出す。
【０１６４】図２６及び図２７は、この発明の誘導型絶
対位置トランスジューサの第３の実施例を示す。この実
施例では、受信信号の改良により、より大きい論理値間
の信号差を得るようにしている。図２６に示すようにこ
の実施例では、誘導型絶対位置トランスジューサとし
て、バイナリコードトランスジューサ４２０の変形例４
４０を用いている。このバイナリコードトランスジュー
サ４４０では、コードスケール要素１７４（即ち、磁束
変調器１７０とスペース１７２）が二つの部分に分けら
れている。各コードスケール要素１７４は、１）磁束変
調器１７０とスペース１７２を持つ態様、２）二つの磁
束変調器を持つ態様、３）二つのスペースを持つ態様、
のいずれかの態様で配列されている。バイナリコードス
ケール４４８のスケール要素１７４は、図２７に示すよ
うに、隣接するスケール要素１７４の間に常に、磁束減
衰器１７０とスペース１７２の遷移があるように、配列
されている。また、図２６に示すように、平衡ループ対
４４７は、第１の正極性ループ４４４と第２の負極性ル
ープ４４６が長手方向に半分ずつ、重ならないように配
列されている。平衡ループ対４４７からの正電圧は論理
“１”に対応し、負電圧は論理“０”に対応する。
【０１６５】図２７は、出力対コード対位置のチャート
４３２を示している。図示のように、平衡ループ対４４
７は、正極性ループ４４４がスペース１７２上にあり、
負極性ループ４４６が磁束減衰器１７０上にあるとき、
正の振幅信号（即ち、論理“１”）を出力する。また平
衡ループ対４４７は、正極性ループ４４４が磁束減衰器
１７０上にあり、負極性ループ４４６がスペース１７２
上にあるとき、負の振幅信号（即ち、論理“０”）を出
力する。従って、論理“１”と“０”の間の電圧差は、
先のバイナリコードトランスジューサ４２０の場合の２
倍あり、論理“１”，“０”間の差別化能力が改善され
ている。
【０１６６】この第３の実施例では、第２の実施例にお
けるように、正信号と負信号とが同じ論理値を出すこと
はない。従ってこの実施例では、磁束変調器１７０が磁
束減衰器であるとして、スペース１７２を磁束拡大器に
置き換えることができる。この場合、平衡ループ対４４
７により得られる正負信号の振幅は、スペース１７２を
用いた場合に比べてより大きくなる。このことは、論理
“１”，“０”間の電圧差をより大きくし、論理
“１”，“０”間の差別化能力を一層改善できることを
意味する。
【０１６７】図２８〜図３０は、この発明の誘導型絶対
位置トランスジューサ４００の第４の実施例である。こ
の第４の実施例では、図２８に示すように、バイナリコ
ードトランスジューサ４５０は、８個の平衡ループ対４
５７を有する。これらの平衡ループ対４５７は、受信巻
線４１４，４１６を取り囲む送信巻線４１２とは独立に
設けられた送信巻線４５２により取り囲まれる。これ
は、送信巻線を共有した第２及び第３の実施例と異なる
点である。各平衡ループ対４５７は、第２及び第３の実
施例と同様に、正極性ループ４５４と負極性ループ４５
６を持つが、これらは先の実施例のように測定軸３００
方向に沿ってではなく、測定軸３００と直交する方向に
配置されている。
【０１６８】この実施例のバイナリコードトランスジュ
ーサ４５０は、スケール部材４０４上に形成された二つ
の平行な部分からなるスケール要素１７４を有する。バ
イナリコードスケール４５８は、測定軸３００に沿って
配列された上部４５９と下部４５９′を持つ。これらの
上部４５９及び下部４５９′はそれぞれ、磁束変調器１
７０とスペース１７２を含む複数のスケール要素１７４
を有する。各スケール要素１７４の長さは、エッジ−エ
ッジ間距離３０８に等しい。
【０１６９】この実施例では、正極性電圧が論理“１”
に、負極性電圧が論理“０”に対応する。図３０は、こ
の実施例での出力対コード対位置のチャート４３４を示
している。図示のように、正極性ループ４５４がスペー
ス１７２上に位置し、負極性ループ４５６が磁束減衰器
１７０上に位置するとき、平衡ループ対４５７は正極性
信号（即ち、論理“１”）を出力する。また、正極性ル
ープ４５４が磁束減衰器１７０上に位置し、負極性ルー
プ４５６がスペース１７２上に位置するとき、平衡ルー
プ対４５７は負極性信号（即ち、論理“０”）を出力す
る。従って、論理“１”と“０”の間の電圧差は、先の
バイナリコードトランスジューサ４２０の場合の２倍あ
り、論理“１”，“０”間の差別化能力が改善されてい
る。
【０１７０】またこの第４の実施例では、第３の実施例
と同様に、正信号と負信号が同じ論理値を出力しない。
従ってこの実施例でも、磁束変調器１７０が磁束減衰器
であるとしたとき、スペース１７２を磁束拡大器で置換
することができる。この場合、平衡ループ対４５７によ
り得られる正負信号の振幅は、スペース１７２を用いた
場合に比べてより大きくなる。これは、論理“１”，
“０”間の電圧差をより大きくし、論理“１”，“０”
間の差別化能力を一層改善する。
【０１７１】小さいエッジ−エッジ間距離３０８に対し
ては、このバイナリコードトランスジューサ４５０は、
磁束変調器１７０をより均一性よく例えば矩形に形成す
ることができるから、好ましい。これは、第２及び第３
の実施例におけるバイナリコードトランスジューサ４２
０及び４４０により長い変調器１７０が用いられている
のと対照的である。この様に、バイナリコードトランス
ジューサ４５０における、均一性がよくポテンシャル的
に大きい変調器１７０の寸法は、一般により容易に製造
することができる。
【０１７２】小さいエッジ−エッジ間距離３０８と共
に、この実施例のバイナリコードトランスジューサ４５
０は、読み出しヘッド４０２とスケール部材４０４の間
の所定ギャップ１７１に対しても、先のバイナリコード
トランスジューサ４２０及び４４０に比べてより大きい
受信信号を出力することが可能である。しかし、第３及
び第４の実施例のバイナリコードトランスジューサ４４
０及び４５０は、強い出力信号を出す。即ち、各平衡ル
ープ対４４７或いは４５７は、速やかに識別できる正又
は負信号を出力し、バイナリコードに対して強い基準を
与える。
【０１７３】上述のように、平衡ループ対のコード検出
巻線を含む受信巻線に誘導される信号は、磁束変調器１
７０の磁束変調効果のために、送信巻線により発生され
る送信磁界に比べて小さい。従って送信磁界効果のバラ
ンスをとることは、信号対ノイズ比を改善し、また送信
巻線と受信巻線の間の望ましくない“不平衡”クロスト
ークを除去し或いは低減する上で重要である。この様な
クロストークは、巻線の入出力端子や巻線のエッジとエ
ッジで多く生じる。従って端子は巻線からできるだけ離
して配置する。また送信巻線の終端部が、測定軸３００
に沿って受信巻線より少なくとも１波長１９３分外側に
来るように形成することが望ましい。これにより、不平
衡エッジ効果をより低減することができる。
【０１７４】図３１は、読み出しヘッド４０２に接続さ
れる信号発生処理回路２４０の第２の好ましい実施例で
ある。図において、先の実施例の図９と同じ番号が付さ
れた部分は同じ動作をするので、詳細な説明はしない。
読み出しヘッド４０２は、本質的に図２８のそれと同様
であり、８ビットのバイナリコードトランスジューサ４
５０′を有する。この実施例の回路２４０は、トランス
ジューサ２２０及び２３０に代わって、バイナリコード
トランスジューサ４２０，４４０，４５０或いは４５
０′に接続可能な部分を有する。またこの実施例の回路
２４０は、二つのトランスジューサ４１０と４２０（或
いは、４４０，４５０，４５０′）だけ有するから、選
択スイッチ２４２は２ポジションのみである。
【０１７５】密波長トランスジューサと関連する信号処
理は、図９以下を用いて説明したものと同様である。信
号発生処理回路２４０の第１の実施例と同様に、信号発
生器２５０は、密波長トランスジューサ４１０の送信巻
線２１２を駆動する。受信巻線４２４，４１６の出力信
号は、プリアンプ２４５で増幅されてサンプルホールド
回路２６０に入力される。しかしこの実施例では、先の
実施例の密，中の３波長トランスジューサ２１０，２２
０，２３０を持つ場合と異なり、一つの密波長トランス
ジューサ４１０しか持たないから、サンプルホールド回
路２６０も二つのサンプルホールドサブ回路２６１及び
２６６のみにより構成される。
【０１７６】サンプルホールド回路２６０の出力はＡ／
Ｄコンバータ２４６に入力される。Ａ／Ｄコンバータ２
４６には、第２のサンプルホールド回路４６０の出力も
入力される。第２のサンプルホールド回路４６０は複数
の増幅器４６２を有する。図３１に示すバイナリコード
トランスジューサ４５０′は、８ビットのコード語を用
いており、読み出しヘッド４０２は８個の平衡ループ対
４５７を有するから、サンプルホールド回路４６０は、
８個の増幅器４６２と８個のサンプルホールド回路４６
４を有する。バイナリコードトランスジューサ４５０′
からのバイナリコード語を決定するために、駆動信号は
スイッチ２４２の端子２を介して送信巻線に供給され
る。これにより、８個の平衡ループ対４５７の全てに同
時に一つの出力信号を誘導する。
【０１７７】密波長トランスジューサのサンプリングに
関して先に説明したと同様に、送信信号ピークに同期し
て、８個のサンプルホールド回路４６４は、平衡ループ
対４５７からのアンプ４６２を通ったコード信号を同時
にサンプルホールドする。この同時サンプリングは、ト
ランスジューサの移動に伴う問題を解決する。平衡ルー
プ対４５７からのコード信号は、高精度に解析する必要
がないことに注意すべきである。ほぼ、３から５ビット
の測定分解能で十分である。従って増幅器４６２は一つ
で済み、集積回路上で無用の面積を必要としない。
【０１７８】受信巻線４１４，４１６からの密位置信号
が最初にサンプリングされ、次に平衡ループ対４５７か
らのコード或いは粗位置信号がサンプリングされる。Ａ
／Ｄコンバータ２４６は好ましくは、選択的な変換分解
能を有するものとする。即ち、受信巻線４１４，４１６
からの密位置信号は、高い８ビット分解能とし、８個の
平衡ループ対４５７からの粗位置信号は、より低い、従
ってより高速の３ビット分解能とする。
【０１７９】図３２のタイミング図に示すように、受信
巻線４１４，４１６からの受信信号をサンプリングした
後、平衡ループ対４５７からのコード信号が並列にサン
プリングされる。受信巻線４１４，４１６からの受信信
号と平衡ループ対４５７からのコード信号は、サンプル
ホールドサブ回路２６１，２６６及び４６４に短い時間
ｔ１１内にサンプリングされて保持される。これらの受
信信号及びコード信号がサンプルホールドされた後、保
持された信号は同時に出力され、Ａ／Ｄコンバータ２４
６により、より長い時間ｔ１２内でマイクロプロセッサ
２４１で処理可能なディジタル信号に変換される。
【０１８０】受信信号及びコード信号がマイクロプロセ
ッサ２４１に入力された後、マイクロプロセッサ２４１
は先に説明したフローの関連ステップを用いて位相φ１
を決定する。その後、マイクロプロセッサ２４１は、コ
ード信号から得られた絶対位置コード語を以下に述べる
ようにして決定する。コード語は、図３４に示し、以下
に説明するように、ただ一つの特定の位置番号“POS
＃”を特定する。各位置番号は、読み出しヘッド４０２
のスケール部材４０４に対する絶対位置ＸCODEに対応す
る。この実施例では、その様な絶対位置はそれぞれ、隣
接する密波長の同じ相対位相位置φCODEと空間的に同期
している。即ち、“POS ＃”の各インクリメントは、一
つの密波長λ１の絶対位置インクリメントに対応する。
好ましくは、絶対位置は、空間的にφCODE＝０で同期す
るようにする。これにより、最も高レベルの分解能で絶
対位置を計算するには、マイクロプロセッサ２４１は、
先のフローチャートの適当なステップを利用して、ＰF
＝φ１・（λ１／２π）を計算し、全体の高分解能絶対
位置を、ＸCODE＋ＰF として計算する。
【０１８１】もし、平衡ループ対４５７がスケール要素
１７４上の中央に位置していない場合には、不明瞭で低
振幅のコードビット信号が発生されるが、それでもマイ
クロプロセッサ２４１は、以下に述べるようにコード語
を決定する。例えば、コートビット信号の一つが、正電
圧最大値の１／４と負電圧最大値の１／４の間の低振幅
であるとすると、マイクロプロセッサ２４１は先ず、十
分な高電圧振幅を持つ明瞭なコード信号に対応するビッ
トを決定する。その後、不明瞭な値を後に述べるように
して埋める。これは、図３２において、クリーン・アッ
プとして示されている。その後、マイクロプロセッサ２
４１は全絶対位置を上述のように決定する。
【０１８２】バイナリコードトランスジューサ４２０，
４４０，４５０或いは４５０′に接続されたマイクロプ
ロセッサ２４１は、サンプリングされたコード語をルッ
クアップテーブルと比較することにより、粗の絶対位置
を決定する。このルックアップテーブルは、好ましくは
不揮発性メモリ（図示しない）に格納される。ルックア
ップテーブルは、与えられたコード語と与えられた粗絶
対位置ＸCODEの相関関係を示す。コードの好ましい第１
の実施例としては、７ビットコード語が用いられる。７
ビットコード語は、スタート／ストップマーカーと２進
数を含む。３つの連続するビットがスタート／ストップ
マーカーとして用いられる。これらのマーカービット
は、コード語の始めと終わりを特定する。例えば、スタ
ート／ストップマーカーは、“００１”とする。７ビッ
トコード語の残り４ビットが、いくつかの２進数の一つ
を形成する。上述のように、各２進数が特定の粗絶対位
置に対応する。理論的には、４ビットで、“００００”
から“１１１１”まで１６の２進数が有効である。
【０１８３】しかし、いくつかの数は、マイクロプロセ
ッサ２４１がスタート／ストップマーカーと誤認するか
ら、除かれる。この様な誤認される数は、“０００
１”，“００１０，”“００１１”，“１００１”であ
る。これらの誤認される数を除いて、１２の２進数即
ち、“００００”，“０１００”，“０１０１”，“０
１１０”，“０１１１”，“１０００”，“１０１
０”，“１０１１”，“１１００”，“１１０１”，
“１１１０”，“１１１１”が有効になる。図２５，２
７及び３０に示すバイナリコードスケール４２８，４４
８及び４５８は、スタート／ストップマーカー“００
１”と４ビットバイナリコードが如何に組み合わされる
かをマーク４７０で示している。手ごろな製造許容度
で、且つ通常のプリント回路基板技術を用いて高精度位
測定を行うためには、エッジ−エッジ距離３０８を、密
スケール波長λ１の１／２に等しくすること、即ちλ１
／２にすることが望ましい。図２３〜図３１に示す密波
長トランスジューサ４１０のスケール４１８は、好まし
くは、λ１＝５．１２mmの波長を有する。マイクロプロ
セッサ２４１はこの波長を内挿して、ほぼ０．０１mmの
位置分解能を得ることができる。エッジ−エッジ距離３
０８は従って、２．５６mmである。
【０１８４】もし、バイナリコードスケール４２８が７
ビットコード語を用いたとすると、各コード語の全長
は、このエッジ−エッジ間距離の７倍になる。即ち、コ
ード語は、７×２．５６mm＝１７．９２mmの長さを持
つ。上に述べた１２個の２進数が７ビットコード語の中
でエンコードされ、スタートビットの位置が特定できる
から、７ビットバイナリコードトランスジューサ４２
０，４４０，４５０の全レンジは、コード語長の１２
倍、即ち、１２×１７．９２mm＝２１５．０４mmとな
る。殆どのノギス用途には、ほぼ２１５mmの全長で十分
である。
【０１８５】他方、テープ測定等にはより長いレンジが
必要になる。この場合には、コード語長を１１ビットま
で大きくすることができる。これらの１１ビットのう
ち、４ビットがスタート／ストップマーカー“０００
１”として用いられる。これにより、９６個の２進数が
有効となる。この結果、１１ビットのコード語長によ
り、全長としてほぼ、２７００mm（９６×１１×２．５
６mm＝２．７０３m ）が得られる。
【０１８６】７ビットコード語長を用いた場合、少なく
とも７個の平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７を
持つ読み出しヘッドが必要である。マイクロプロセッサ
が読み出しヘッドの位置決定を行うには、読み出しヘッ
ドが一つのコード語と並ぶことは必要ではなく、平衡ル
ープ対４２７，４４７或いは４５７が隣接する二つのコ
ード語に跨ってもよい。例えば、図２３に示すように、
バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０或いは
４５０により読まれる７ビットバイナリ列が、例えば
“１０１００１”，“１０１１００１”のような隣接す
る二つのコード語に完全に跨って、バイナリ列“０１１
０１１０”を出力するようにすることもできる。この場
合、二つの隣接するコード語“１０１００１”，“１０
１１００１”のスタート／ストップマーカーはどちらも
完全に読み出されない。
【０１８７】この様な場合、マイクロプロセッサ２４１
は、先ず、そのバイナリ列がスタート／ストップマーカ
ー“００１”を持っていないことを認識し、二つの隣接
コード語から、二つに分離されたスタート／ストップマ
ーカーの部分を含むバイナリ列の最初と最後を決定す
る。更にマイクロプロセッサ２４１はスタート／ストッ
プマーカーが“１”ではなく、“０”で始まることを知
っている。そこでこの情報に基づいて、マイクロプロセ
ッサ２４１は、バイナリ列“０１１０１１０”の最も右
側の“０”が、右側のスタート／ストップマーカーの最
初の“０”であることを決定する。これにより、最も右
側の“０”の左にある４ビット“１０１１”が、粗の絶
対位置としてエンコードする２進数ということになる。
これによりマイクロプロセッサ２４１は、適当なルック
アップテーブルを用いることにより、２進数“１０１
１”に基づく読み出しヘッド４０２の絶対位置を決定す
る。
【０１８８】マイクロプロセッサ２４１は中位置測定用
として、スタート／ストップマーカーを用いる。例え
ば、バイナリコードスケール４２８，４４８或いは４５
８における各コード語は、バイナリ列“００１”をスト
ップマーカーとして用いる。即ち、ストップマーカー
“００１”は２進数に先行され、粗の絶対位置は各コー
ド語の先頭部に対応する。上の例では、マイクロプロセ
ッサは、バイナリ列“０１１０１１０”の最も左側の２
ビット“０１”が左側のストップマーカーの２，３ディ
ジットに対応するものと認識した。バイナリ列は、２進
数“１０１１”によりエンコードされる粗絶対位置の先
頭部の左側に、エッジ−エッジ間距離３０８の二個分あ
るから、マイクロプロセッサ２４１はこのエッジ−エッ
ジ間距離３０８の２個分により、粗絶対位置を調整す
る。即ち、２進数“１０１１”により決定される粗絶対
位置から、エッジ−エッジ間距離３０８の２個分を差し
引く。密波長トランスジューサ４１０はその後、マイク
ロプロセッサが読み出しヘッド４０２のトータルの絶対
位置を決定するために利用する密測定を行う。
【０１８９】バイナリコードスケール４２８，４４８或
いは４５８の好ましい第２の実施例は、８ビットスケー
ルパターンと、これと共に用いられる対応ルックアップ
テーブルを有する。図３３及び図３４はそれぞれ、８ビ
ットパターンとルックアップテーブルを示している。図
３３に示す８ビットパターンは、コードトラックに沿っ
てエンコードされて、エッジ−エッジ間距離３０８毎に
“０”と“１”の列を出力する。この８ビットコード語
はスタート／ストップマーカーを用いない。即ち、コー
ド語の全８ビットが粗の絶対位置を決定するために用い
られる。
【０１９０】従って、スケールパターンの第２の実施例
に用いられる８ビットパターンは、スケールパターンの
第１の実施例に用いられた７ビットスケールパターンに
比べて大きいレンジを有する。図３３に示すエンコード
される各８ビットコード語は、少なくとも一つの強い
“１”又は少なくとも一つの強い“０”を有する。即
ち、各８ビットコード語において、少なくとも一対の隣
接する“１”又は少なくとも一対の隣接する“０”を有
する。８ビットコード語は、エンコード可能な数がより
大きいことにより、より大きい位置レンジを持つものと
なる。ビットパターンが８個の平衡ループ対４２７，４
４７或いは４５７により読まれるものとすると、これら
は、読み出しヘッド４０２がスケール部材４０４の一方
の端から他方の端に移動する間に、２５６のコード語を
出力する。
【０１９１】以下に説明するように、“０”，“１”の
交互列は、不明瞭な信号を出す可能性がある。従って、
８ビット数“０１０１０１０１”及び“１０１０１０１
０”を除くとすれば、２５４個のコード語が残る。ビッ
トパターンは、バイナリコードスケールの２端を連結し
て円形に形成することもできる。これは、図３５及び図
３６に示すように、バイナリコードスケールをロータリ
エンコーダ或いは円筒型エンコーダとして構成する一つ
の方法である。この様に構成すると、バイナリコードス
ケールの完全な１サンプリングの期間に複数のコード語
が読み出されることはない。バイナリコードスケールの
両端を連結してロータリ或いはシリンドリカルエンコー
ダを形成するときは、図３３に示す先端の８個の“０”
と後端の７個の“０”をオーバーラップさせて一つの８
連続の“０”を形成することになる。
【０１９２】８ビットスケールパターンの絶対測定レン
ジは、エッジ−エッジ間距離３０８の２５４倍になる。
例えば、密波長λ１が５．１２mmとすると、バイナリコ
ードトランスジューサ４２０，４４０，４５０の絶対レ
ンジは、２５４×５．１２mm＝１３００mmとなる。より
長い絶対測定スケールが要求される用途においては、１
２ビットコード語が用いられる。この場合、密波長λ１
が５．１２mmとして、１２ビットスケールパターンの絶
対測定レンジは、（２１２−２）×５．１２mm＝２０．
９６m となる。この例においても、“０”と“１”か交
互になる二つのコード語は除いている。
【０１９３】読み出しヘッド４０２がバイナリコードス
ケール４２８，４４８或いは４５８に沿って、８個の平
衡ループ対４２７，４４７或いは４５７がコード語“０
０００１１００”と並んだ位置にくると、マイクロプロ
セッサはこのコード語の２進数値を“１２”として解釈
する。図３４に示すルックアップテーブルから、１２の
１０進コード値は、位置１５に対応する。密波長λ１が
５．１２mmであるとすると、粗の絶対位置は約７６．８
mm（１５×５．１２mm）となる。読み出しヘッド４０２
が右方向にエッジ−エッジ間距離３０８の２個分移動し
たとすると、読み出しヘッド４０２は、バイナリコード
語“００１１００００”と並ぶ。マイクロプロセッサは
このバイナリコード語を“４８”と判断する。図３４の
ルックアップテーブルに示すように、この値は位置１７
に対応する。従って、このときの粗の絶対位置は、約８
７．０４mmとなる。以上の説明から、ルックアップテー
ブル及びマイクロプロセッサ２４１は、バイナリコード
語を１０進変換することなく、バイナリコード語のみに
基づいて読み出しヘッド４０２の絶対位置を認識できる
ように構成することも可能である。
【０１９４】バイナリスケールトランスジューサ４２０
及び４４０は、平衡ループ対がバイナリコードスケール
４２８及び４４８内のスケール要素１７４と整列して一
つの明瞭なバイナリコード信号を出力するようにするこ
とが必要である。従って、３つのバイナリスケールトラ
ンスジューサを用いた誘導型絶対位置トランスジューサ
４００は、常に真の絶対位置を出すわけではない。これ
は、ある位置では、バイナリスケールトランスジューサ
が読み出しヘッド４０２を幾らか移動させることによっ
て読み出しヘッド４０２をスケール要素１７４と整列さ
せて平衡ループ対から明瞭な信号を得るようにしている
からである。従って、誘導型絶対位置トランスジューサ
４００は望ましくは、バイナリコードトランスジューサ
４５０を用いるようにする。なぜなら、バイナリコード
トランスジューサ４５０は、スケール部材４０４の如何
なる位置にあっても読み出しヘッド４０２の絶対位置を
決定できるようになっているからである。
【０１９５】図３７〜図３９は、典型的なバイナリコー
ドスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０
及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形
４３６を示している。バイナリコードスケール４７２
は、複数の磁束変調器と複数のスペースを含む複数のス
ケール要素４７４を持つ。図３７〜図３９において、平
衡ループ対４７０に論理“１”信号を生成する磁束変調
器とスペースの配列は、塗りつぶして磁束変調器４７４
ａとして示し、論理“０”信号を生成する磁束変調器と
スペースの配列は塗りつぶさずスペース４７４ｂとして
示している。波形４３６の正電圧振幅（ピーク）は論理
“１”に、負電圧（谷）は論理“０”に対応する。波形
４３６内の各ピーク又は谷の幅は、波形４３６内の連続
する論理“１”或いは“０”の数に対応する。
【０１９６】図３７〜図３９に示すように、８個の平衡
ループ対４７０は同時にコード語の８ビットを検出す
る。図３７においては、８個の平衡ループ対４７０が１
コード語４７６を形成するスケール要素４７４と整列し
ている。従って平衡ループ対４７０はそのコード語“１
０１００１００”を検出する。８個の平衡ループ対４７
０が測定軸３００に沿って右方向に移動すると、図３８
に示すように８個の平衡ループ対４７０はコード語４７
８と整列し、これにより次のコード語“０１００１００
１”を検出する。誘導型絶対位置トランスジューサ４０
０は、バイナリコードスケール４７２内の８個の平衡ル
ープ対４７０が各スケール要素４７４と厳密に整列しな
い時にも、コード語を判定することができる。このこと
を、図３９を用いて以下に説明する。
【０１９７】図３９に示すように、８個の平衡ループ対
４７０が図３７と図３８の中間、即ちコード語４７６と
４７８の間に位置するものとする。このとき８個の平衡
ループ対４７０は、コード語“ｕｕｕ０ｕｕ０ｕ”（ｕ
は、特定されない、或いは未知の値）を検出する。
“ｕ”は、“１”と“０”の間の出力信号を意味する。
図３９に示すように、各平衡位４７０の中心は、一つの
スケール要素４７４から隣接するスケール要素４７４へ
の遷移領域に一致している。従って、８個の平衡ループ
対４７０の内２個だけが、論理“０”に対応して、はっ
きりした谷を持つ信号を出力する。マイクロプロセッサ
２４１は、この場合にも、平衡ループ対４７０のスケー
ル４７２に対する相対位置を、次のようにして決定す
る。マイクロプロセッサ２４１は、同じタイプの隣接す
る２個或いはそれ以上のスケール要素４７４（例えば、
二つの磁束変調器、或いは二つのスペース）のみを認識
して、明瞭な論理“１”或いは“０”を生成し、二つの
隣接するスケール要素４７４が異なるタイプである場合
（例えば、磁束変調器がスペースに隣接する場合）は、
未決定の不明瞭な値を生成することから始まる。
【０１９８】動作の間、マイクロプロセッサ２４１は、
８個の平衡ループ対４７０のそれぞれからの信号の振幅
をクラス分けする。この平衡ループ対４７０の構成にバ
イナリコードトランスジューサ４５０を用いたとする
と、論理“１”は、Ａ／Ｄコンバータ２４６に与えられ
る正の基準電圧Ｖamp （例えば、＋５Ｖ）にほぼ等しい
電圧値に対応し、論理“０”は、同じくＡ／Ｄコンバー
タ２４６に与えられる負の基準電圧−Ｖamp （例えば、
−５Ｖ）に対応する。これらの正，負の基準電圧は、好
ましくは、コード語の最も強い正，負のビット信号の振
幅に等しく設定される。マイクロプロセッサ２４１は、
平衡ループ対４７０からの出力コード信号が、強い
“１”，弱い“１”のいずれであるか、強い“０”，弱
い“０”のいずれであるか、或いは決定できないか、を
次のように分類する。
【０１９９】先ずマイクロプロセッサ２４１は、対応す
る平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと一致し或い
はほぼ一致したか、或いはバイナリコードスケール４７
２内の二つのスペース４７４ｂの間に位置するときに、
そのコード信号を強い“０”と判定する。また対応する
平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４
７４ａの間に位置し、しかもスペース４７４ｂに十分近
い時に、そのコード語を弱い“０”と判定する。また、
対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束
変調器４７４ａの間の中心近くに位置するときは、その
コード語を不定論理値と判定する。対応する平衡ループ
対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４７４ａの間
でしかも磁束変調器４７４ａに近い位置にあるときは、
そのコード語を弱い論理“１”と判定する。更に対応す
る平衡ループ対４７０が磁束変調器４７４ａと一致し或
いはほぼ一致する時、或いは二つの磁束変調器４７４ａ
の間に位置する時には、そのコード語を強い“１”と判
定する。
【０２００】Ａ／Ｄコンバータ２４６は、各平衡ループ
対４７０からの電圧信号を２値データに変換する。下記
表３に基づいて、マイクロプロセッサ２４１は、得られ
た平衡ループ対出力が、強い“１”，“０”であるか、
弱い“１”，“０”であるか、或いは不定値であるかを
決定する。表３は、Ａ／Ｄコンバータ２４６に与えられ
る電圧に基づく論理値の典型的な判定を示している。Ｖ
amp は、平衡ループ対４７０の信号の電圧振幅であり、
その信号レンジは＋Ｖamp と−Ｖamp の間である。
【０２０１】
【表３】
【０２０２】表３に示す５つの論理値の境界を選択的に
設定するためには、Ａ／コンバータ２４６ではなく、ア
ナログコンパレータを用いることができる。Ａ／Ｄコン
バータ２４６から出力される変換されたコード信号に基
づいて、マイクロプロセッサ２４１は次の一連のステッ
プで各コード語を解析する。先ず、マイクロプロセッサ
２４１は、平衡ループ対４７０からのコード信号が信号
振幅の０．２より大きいか否か（＞０．２Ｖamp ）を判
定する。大きければ、その信号は論理“１”に対応す
る。第２のステップでは、変換されたコード信号が信号
振幅の−０．２Ｖamp より小さいか否かを判定し、小さ
ければ論理“０”とする。もし、コード語のなかに論理
“１”及び“０”だけがある場合には、そのコード語
と、引き続き読み出しヘッドの絶対位置とが、更なる処
理を行うことなく決定できる。
【０２０３】平衡ループ対４７０の一つ或いは複数個
が、それらのレンジのいずれにも入っていない場合に
は、追加的処理が必要になる。この場合、マイクプロセ
ッサ２４１は、平衡ループ対４７０から得られるコード
信号の論理値をより正確に判定する。即ち、第３のステ
ップで、コード信号が、信号振幅の０．６より大きいか
否か（＞０．６Ｖamp ）を判定し、大きければ強い
“１”と決定する。これは、平衡ループ対４７０が二つ
の磁束変調器４７４ａの間に位置する時にしばしば生じ
る。コード信号が信号振幅の０．５に等しいかそれより
小さく（≦０．６Ｖamp ）、且つ信号振幅の０．２より
大きい（＞０．２Ｖamp ）場合は、弱い論理“１”と決
定する。
【０２０４】第４のステップでは、マイクロプロセッサ
２４１は同様に、表３に基づいて強い論理“０”と弱い
論理“０”を判定する。もし、コード信号が強い“１”
でも弱い“１”でもなく、また強い“０”でも弱い
“０”でもない場合は、“不定”として分類される。弱
い論理“１”と“０”のコード信号値は、不定のコード
信号を判定する際には不定として処理されることが望ま
しい。しかし、弱い論理“１”及び“０”は、読み出し
ヘッド４０２がどのコード語に近づいているかの情報を
提供する。従って、弱い論理“１”と“０”は、マイク
ロプロセッサ２４１が中間位置を決定する際の助けにな
る。第５のステップでは、既に決定された強い論理
“１”と“０”を用いて、不定のコード信号値を決定す
る。もし、不定の或いは弱い値が論理“１”の次である
場合には、論理“０”が続いているはずであり、逆の場
合も同様である。
【０２０５】例えば、図３９に示すように、マイクロプ
ロセッサ２４１がＡ／Ｄコンバータ２４６からコード語
“１ｕｕ０ｕ１０ｕ”を受信した場合、二つの“０”
は、強い論理“０”であると決定され、二つの論理
“１”は弱い論理“１”であると決定される。マイクロ
プロセッサ２４１は、強い“０”が二つの隣接するスペ
ースの間にあることを知っているからである。下記表４
は、図３９に示す８個の平衡ループ対に対応するセンサ
要素０〜７を示している。表４のセンサ要素ビット値
は、平衡ループ対４７０による出力コード信号に基づい
てマイクロプロセッサ２４１により決定される。コード
トラックビットは、バイナリコードスケール４７２内で
エンコードされた論理値である。不定のセンサ要素ビッ
トがあるため、平衡ループ対４７０はバイナリコードス
ケール要素４７４と並んでおらず、これが表４ではオフ
セットで示されている。
【０２０６】
【表４】
【０２０７】アンダラインを引いたセンサ要素４に対応
するセンサ要素ビットは、強い論理“０”である。従っ
てマイクロプロセッサ２４１はこの値が二つの隣接する
スペース４７４ｂに対応することを認識する。これは、
表４のコードトラックビット４，５のコードトラックビ
ット列に論理“０”として加えられ、下記表５のように
なる。
【０２０８】
【表５】
【０２０９】同様にして、コードトラックビット１，２
について、論理“０”がコードトラックビット列に加え
られて、下記表６のようになる。
【０２１０】
【表６】
【０２１１】その後、コードトラックビット１，２，
４，５についての知られた値から、マイクロプロセッサ
２４１は、コードトラックビット０，３，６についての
値を決定する。センサ要素０は不定であり、論理“０”
値を持つコードトラックビットと論理“１”値を持つコ
ードトラックビットの間になければならない。コードト
ラックビット１は既に、論理“０”値を持つと分かって
いるから、コードトラックビット０は論理“１”値でな
ければならない。もし、コードトラックビット０が論理
“０”であったとすると、センサ要素０は、不定ではな
く、強い“０”であるはずだからである。同様に、コー
ドトラックビット３，６は論理“１”を持つことが決定
される。下記表７は、コードトラックビット０，３，６
について論理値を入れたコード語を示している。
【０２１２】
【表７】
【０２１３】その後、コードトラックビット７，８の論
理値が決定される。センサ要素６は不定であり、従って
論理“０”を持つコードトラックビットと論理“１”を
持つコードトラックビットの間になければならない。コ
ードトラックビット６は論理“１”であるから、コード
トラックビット７は論理“０”でなければならない。も
し、コードトラックビット７が論理“１”であったとし
たら、センサ要素６は不定ではなく、強い“１”である
はずだからである。下記表８は、コードトラックビット
７に論理値を入れたコード語を示している。
【０２１４】
【表８】
【０２１５】次に、コードトラックビット７の決定され
た論理値から、コードトラックビット８の論理値が決定
される。センサ要素７は弱い“１”を持つから、論理
“０”を持つコードトラックビットと論理“１”を持つ
コードトラックビットの間にあるはずである。そしてコ
ードトラックビット７が論理“０”であるから、コード
トラックビット８は論理“１”でなければならない。下
記表９は、こうして完全に決定されたコード語を示して
いる。
【０２１６】
【表９】
【０２１７】結果をテストするために、マイクロプロセ
ッサ２４１は、同様の方法で全ての弱い値がコードトラ
ックビットに対応するかどうかをチェックする。即ち、
センサ要素７が、コードトラックビット７よりもコード
トラックビット８に近い結果として論理“１”であると
すれば、センサ要素２は、コードトラックビット２では
なくコードトラックビット３の値であるべきである。テ
ストはこの様なことを確認する。この結果、マイクロプ
ロセッサ２４１は、読み出しヘッド４０２が、それぞれ
バイナリ値が“１０１００１００”と“０１００１００
１”であるコード語４６６と４６８の間にあることを判
定する。マイクロプロセッサは更に、読み出しヘッド４
０２が実際にコード語４６６に近いことを決定する。読
み出しヘッドがどのコード語の間にあるかを決定するた
めに、弱い“０”及び“１”を用いるのではなく、密ス
ケールを読むことができる。トランスジューサが密波長
λF の一つ分移動した時、密位相φF は２πラジアン変
化する。この位相φF は、−πからπまで変化し、コー
ドトラックスケールの二つのコード語の間の境界でゼロ
を通るものとする。コードトラックスケールの二つの隣
接するコード語の間のどこに選択があるかについては、
正の密位相φF はトランスジューサ位置がより高い位置
側のコード語の中にあることを意味し、負の密位相φF
はトランスジューサ位置がより低い位置側のコード語中
にあることを意味する。
【０２１８】この不定値を決定する方法は、この明細書
で説明した誘導型絶対位置トランスジューサだけでな
く、例えば光学式トランスジューサ等の他のトランスジ
ューサにも適用することができる。光学式トランスジュ
ーサ等では、上述したように、ゼロを中心としてではな
く、正の値を中心とした値を出す。それでも、バイナリ
スケールトランスジューサのセンサ要素からの出力信号
の振幅を、５つの範囲に分類する方法は同様に有効であ
る。
【０２１９】読み出しヘッド４０２がコードトラックビ
ットの中間位置にあるとき、全て不定値を出すのは二つ
のコード語のみ、即ち、“０”，“１”が交互に並ぶ
“０１０１０１０１”及び“１０１０１０１０”であ
る。しかし、これらの二つのコード語のみがその様な出
力を出すことを認識するようにすれば、マイクロプロセ
ッサはこれらのコード語を検出して解釈することができ
る。或いは、バイナリコードスケール４７２から予めこ
れらのコード語を除くこともできる。
【０２２０】上述したようにこの発明は、リニアエンコ
ーダ以外の用途にも適用することができる。前述した図
３５及び図３６は、密波長トランスジューサ４１０とバ
イナリコードトランスジューサ４５０を組み込んだ誘導
型絶対位置トランスジューサ４００の好ましい第５の実
施例であり、図３６は図３５の要部拡大図である。この
実施例においては、誘導型絶対位置トランスジューサ４
００はロータリエンコーダ５００として作られている。
ロータリエンコーダ５００は、静止部分或いはステータ
５０２と回転部分或いはロータ５０４を有する。送信巻
線４１２，４５２、受信巻線４１４，４１６及び平衡ル
ープ対４５７は、ステータ５０２上に形成され、或いは
取り付けられる。ステータ５０２は図示のように、小さ
いくさび型に加工されたものである。
【０２２１】より高精度化のため、また機械的アライメ
ント誤差を許容するためには、ステータ５０２は、ロー
タ５０４と同様に完全な円盤状部材として形成してもよ
いし、いくつかの同様なくさび状のものを対称的に円形
に配置して構成することもできる。コードトラックに
は、図３５に示すように、８ビットコード語と同様に連
続する６ビットコード語を用いる。６ビットコード語
は、可能な２進数として６４を出し、従って１回転につ
き６４の粗の絶対位置を測定することができる。密波長
内の位置は、１波長の１／５１２の精度で測定すること
ができる。また、密波長トランスジューサ４１０のスケ
ール４１８は、１回転（３６０°）につき、３２の密波
長を与える。従って全体として、１回転につき３２×５
１２＝１６，３８４の角度分解能が得られる。
【０２２２】バイナリコードトランスジューサ４２０，
４４０或いは４５０を用いた誘導型絶対位置トランスジ
ューサは、図７に示すトランスジューサ２１０〜２３０
を用いたものより有利であるが、図４０，図４１に示す
この発明の第６の実施例はある付加的な利点を有する。
この発明の第１の実施例による誘導型絶対位置トランス
ジューサの一つの欠点は、二つのスケールからの読み出
しが中又は粗の位置測定について行われている時に生じ
る動きに非常に敏感であることである。密波長トランス
ジューサ２１０，２２０，２３０の読み出しの際に生じ
る小さいエラーは、中，粗の位置計算の際により大きな
エラーの原因となる。このエラーは、波長比λM ／λF
，λC ／λF に等しい係数を持つ。従って、密波長ト
ランスジューサ２２０と２３０の間の測定の間にわずか
８０μm の移動があると、中位置測定に約１．２８mmの
誤差を生じる。この約１．２８mmの誤差は、ほぼ密波長
λ１或いはλ３の１／２に等しい。中位置測定は、トラ
ンスジューサの読み出しヘッドが位置する特定の密波長
内で決定するから、密波長λ１或いはλ３の１／２のエ
ラーは許容できない。二つの密波長の間で約１６０μm
のエラー毎に、計算される粗位置測定は中波長の１／２
の大きさだけずれることになる。
【０２２３】上述のような二つの密波長の間の動きによ
るエラーを避けるために、図４０に示す第６の実施例に
よる誘導型絶対位置トランスジューサ６００は、第１の
実施例のように二つの密波長トランスジューサから中波
長を引き出す代わりに、４０．９６mmの中波長λM1を持
つ中波長トランスジューサ６１０を持つ。中波長トラン
スジューサ６１０は、中波長或いは２０．４８mmの約１
／２に等しい長さの磁束変調器を持つスケール６１８を
有する。読み出しヘッド６０２のスケール６１２上には
受信巻線６１４と６１６を有する。受信巻線６１４は、
一つの細長い“＋”ループ１９１ａと、一つの細長い
“−”ループ１９１ｂを有する。同様に受信巻線６１６
は、細長い“＋”ループ１９２ａと、細長い“−”ルー
プ１９２ｂを有し、これらの受信巻線を取り囲んで送信
巻線６１２が形成されている。
【０２２４】中波長の位置は、二つの密波長トランスジ
ューサからではなく、中波長トランスジューサ６１０に
より直接測定されるため、移動による上述したエラーは
なくなる。粗位置測定のために、このトランスジューサ
６００は第２の中波長トランスジューサ６２０を有す
る。この第２の中波長トランスジューサ６２０は、第１
の中波長トランスジューサ６１０とほぼ同様に形成され
た、読み出しヘッド６０２上の受信巻線６２４，６２６
とこれを取り囲む送信巻線６２２、及びスケール部材上
の中波長スケール６２８を有する。この第２の中波長ト
ランスジューサ６２０は、３５．８４mmの中波長λM2を
持つ。λM1とλM2の間の位相差は、２８６．７２mmの粗
波長を与える。これらの波長は、以下にその理由を説明
するように、好ましくは、基本波長の異なる整数倍、更
に好ましくは偶数倍とする。具体的に、この実施例のト
ランスジューサ６００における好ましい波長は、λM1＝
１６・λ3 ，λM2＝１４・λ3 （但し、λ3 ＝２．５６
mm）なる関係を持つ。
【０２２５】この実施例では、粗位置計算に用いられる
二つの中波長λM1，λM2が密波長λ3 より約１５倍大き
いから、空間位相位置計算は移動に対して１５倍感度が
低下する。例えば、中波長λM1の約１／２の移動エラー
を起こすためには、粗位置測定は約２０mmずれていなけ
ればならない。これは、二つの中波長トランスジューサ
６１０，６２０の間の約２．７mmのエラーに対応する。
２．７mmのエラーは、上述した１６０mmのエラーに比べ
て遥かに防止が容易である。
【０２２６】この実施例のトランスジューサ６００はま
た、二つの中波長トランスジューサ６１０，６２０の間
に配置された、波長λ3 の密波長トランスジューサ６３
０を有する。密波長トランスジューサ６３０と中波長ト
ランスジューサ６１０，６２０との間の電磁的なまた寄
生的な結合を最小化するため、密波長スケール３１８，
３２８における磁束変調器の長さは、密波長の整数倍と
する。これにより、中波長トランスジューサ６１０，６
２０が密波長トランスジューサ６３０に与える影響は最
小化される。
【０２２７】中波長トランスジューサ６１０，６２０と
密波長トランスジューサ６３０の間の結合は、中波長ス
ケール６１８，６２８における磁束変調器の端部が常
に、密波長スケール６３８における密波長と並んでいる
ために最小化される。スケール６１８，６２８，６３８
が読み出しヘッド６０２に対して相対移動した時、密波
長トランスジューサ６３０内の送信巻線と受信巻線の間
で、中波長スケール３１８，３２８の一方の磁束変調器
によって生じる結合のある端部での増大は、別の端部で
の結合の減少により相殺される。受信巻線６１４と６１
６の間、又は６２４と６２６の間の対称性のための密波
長トランスジューサ６３０と中波長トランスジューサ６
１０，６２０の間のトータルの寄生結合は、ほぼゼロと
なる。
【０２２８】更に、電磁結合を低減するために、読み出
しヘッド６０２は好ましくは、図４１（ａ）〜（ｄ）よ
うに作られる。図４１（ａ）〜（ｄ）は読み出しヘッド
６０２の異なる層或いは面を示している。図４１
（ａ），（ｂ）に示すように、中波長トランスジューサ
６１０の受信巻線６１４，６１６、中波長トランスジュ
ーサ６２０の受信巻線６２４，６２６、及び密波長トラ
ンスジューサ６３０の受信巻線６３４，６３６は、読み
出しヘッド６０２の基板の二つの層、又は対向面に形成
される。同様に、図４１（ｃ）（ｄ）は、中波長トラン
スジューサ６１０，６２０の送信巻線６１２，６２２，
及び密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２の
一部と、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３
２の残部とが異なる層又は面に形成されることを示して
いる。波長の近い二つの中波長トランスジューサ６１
０，６２０は、密波長トランスジューサ６３０を挟んで
離して配置される。
【０２２９】密波長トランスジューサ６３０の受信巻線
６３４，６３６は、密波長の３．５倍毎に反転させてい
る。同様に、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線
６３２も密波長の３．５倍毎に反転させている。この様
に密波長トランスジューサ６３０の送受巻線を所定周期
で反転させることにより、中波長トランスジューサから
の受信信号に対する影響、密位置計算結果に対する影響
を低減している。一般に、送信巻線及び受信巻線の反転
は、密波長のｚ／２倍毎（ｚは奇数の整数）にすること
ができる。
【０２３０】二つの中波長スケール６１８，６２８の磁
束変調器は、密波長λ3 の約７倍の長さを持つ。中波長
λM2は実質的に、密の“反転”波長の整数倍であるか
ら、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２か
らの漏洩磁界は、中波長トランスジューサ６２０の受信
巻線６２４及び６２６内で中和され、逆も同様である。
一般に、密の反転波長を、（ｚ・λF ）／２とすると、
中波長λM1，λM2は、λF の偶数倍にすべきである。
【０２３１】中波長トランスジューサ６１０のスケール
６１８の磁束変調器は、正確に中波長λM1の１／２と等
しい長さを持たない。中波長トランスジューサ６１０の
ための中波長λM1は正確に密の“反転”波長の整数倍で
はないが、第１の実施例のトランスジューサ２００と比
べてこの実施例のトランスジューサ６００では、実質的
にトランスジューサ間の寄生結合を低減することができ
る。中波長トランスジューサ６１０は連続信号を生成す
るが、きれいな正弦波状出力曲線からのズレに誤差があ
る可能性がある。しかしこの小さい誤差は、中波長計算
に大きな影響を与えない。
【０２３２】中波長トランスジューサ６１０は、読み出
しヘッド６０２がどの密波長λ3 内に位置するかを特定
するに十分な精度を持つことが必要である。中波長トラ
ンスジューサ６１０が十分な精度を出せない場合には、
もう一つの中波長トランスジューサ６２０を“一次゛中
波長トランスジューサとして用いることができる。第２
〜第５の実施例においては、バイナリコードスケールと
密波長スケールがトータルスケール幅をできるだけ抑え
られる様に近接して配置されている。本発明者等は、密
波長トランスジューサとバイナリスケールトランスジュ
ーサの間の距離を少なくとも、０．６λFINE（λFINEは
密波長トランスジューサの波長）にすべきことを決めて
いる。この距離では、バイナリスケールトランスジュー
サは密波長トランスジューサに殆ど影響を与えない。
【０２３３】しかし、バイナリコードスケールが密波長
スケールに余りにも近く配置されると、密波長測定が攪
乱されるおそれがある。これは、密の送信磁界が、密波
長スケール要素のみならず、バイナリコードスケール要
素によってもある程度変調されるからである。この送信
磁界の余分な変調は、密波長測定のエラーの原因とな
る。この様なエラーを防止するために、バイナリコード
スケールは密波長スケールから離すことができる。しか
しこれは、トータルスケール幅及び読み出しヘッド幅の
増大をもたらす。
【０２３４】図４２は、この発明の誘導型絶対位置トラ
ンスジューサの第７の実施例によるトランスジューサ７
００であり、この実施例では、バイナリコードスケール
を、トータルスケール幅及び読み出しヘッド幅の増大を
もたらすことなく、密波長スケールから離す一つの方法
を実現している。この実施例では、図２８の実施例にお
けるバイナリコードスケール４５８の上の列を除いてお
り、バイナリコードスケール７２８は一列のスケール要
素のみとしている。バイナリコードスケール７２８の下
の１，０は、スケール要素の２値を示している。
【０２３５】この様な一列のバイナリコードスケールを
デコードするためには、スケール語は、各８ビットコー
ド語の中の一列に少なくとも二つの“１”があるように
配置することが必要である。これにより、図３９の例に
示すように、平衡ループ対が二つのコード語の間に位置
する時に平衡ループ対７２７からの出力コード信号中に
少なくとも一つの強い“１”があるようにすることがで
きる。より好ましいバイナリコードスケール７２８にお
いては、各コード語が一列内に少なくとも二つずつの
“１”と“０”を持つようにする。これは、各コード語
が少なくとも一つの強い“１”と、一つの強い“０”の
両方を持つことを確実にする。これにより、各コード語
について、コード語ビットとその信号振幅の間の信号オ
フセットを測定することが常に可能になる。これは、バ
イナリコードスケール７２８が信号オフセットと信号振
幅について自律校正するために、バイナリコードスケー
ル７２８の読み出しをより確実にする。
【０２３６】即ち、各位置で、コード信号オフセットＳ
off とコード信号振幅ＳAMP とが測定される。コード信
号オフセットＳoff は、平衡ループ対７２７から出力さ
れる全てのコード信号の最小値として定義される。コー
ド信号振幅ＳAMP は、平衡ループ対７２７により出力コ
ード信号振幅の最大値ＳMAX と最小値ＳMIN の差とし
て、次の数８のように表される。
【０２３７】
【数８】ＳAMP ＝（ＳMAX −ＳMIN ）
【０２３８】コード信号オフセットＳoff は、各コード
信号ＳX から差し引かれ、その結果がコード信号振幅Ｓ
AMP により除されて、各平衡ループ対７２７について正
規化されたコード信号値ＳN が、数９のように得られ
る。
【０２３９】
【数９】ＳNX＝（ＳX −Ｓoff ）／ＳAMP
【０２４０】正規化されたコード信号値ＳN は、０から
１の間で変化する。このコード信号値は一般に例えば、
表３に対応して、下記表１０に示すように、５つの範囲
に分類される。
【０２４１】
【表１０】強い０： ０．０≦ＳN ＜０．２ 弱い０： ０．２≦ＳN ＜０．４ 不定 ： ０．４≦ＳN ≦０．６ 弱い１： ０．６＜ＳN ≦０．８ 強い１： ０．８＜ＳN ≦１．０
【０２４２】粗位置は、先に表４〜表９で説明したと同
様にデコードされる。この方法は、第２〜第５の実施例
におけるような、２列を用いたバイナリコードスケール
に対しても、光学的トランスジューサのような一般的な
絶対位置トランスジューサのシリアルコードトラックに
ついてと同様に、適用することができる。上述したよう
に、ビット信号の分類は、好ましくは、コード信号がデ
ィジタル変換された後、マイクロプロセッサにより行わ
れる。コード信号オフセットとコード信号振幅を見つけ
ることは、Ａ／Ｄコンバータの前で行うこともできる。
この場合コード信号振幅は、Ａ／Ｄコンバータの基準電
圧として用いられ、これにより、Ａ／Ｄコンバータの出
力は自動的に正規化される。この場合、マイクロプロセ
ッサは、コード信号をコード信号振幅で除するための時
間を必要としない。
【０２４３】図４３は、図３１のＡ／Ｄコンバータ２４
６から正規化されたディジタル出力を得るための信号処
理回路７３０の好ましい実施例である。図示のように、
図３１のサンプルホールド回路４６０のバッファアンプ
４６２のそれぞれからの出力は、高／低コード信号選択
回路７３２とコード信号選択スイッチ７３４に接続され
る。高／低コード信号選択回路７３２は、最も高い信号
振幅と最も低い信号振幅を持つコード信号を選択する。
この高／低コード信号選択回路７３２からの最も高い信
号振幅と最も低い信号振幅を持つコード信号は、差動ア
ンプ７３６に入力される。特に、最も高い振幅のコード
信号は、差動アンプ７３６の非反転入力端子に、最も低
い振幅のコード信号は反転入力端子にそれぞれ入力され
る。差動アンプ７３６は、最も高い振幅のコード信号と
最も低い振幅のコード信号の差をとり、これが基準電圧
としてＡ／Ｄコンバータ２４６に入力される。これによ
り、Ａ／Ｄコンバータ２４６から出力されるディジタル
値が０と１の間で正規化される。
【０２４４】コード信号選択スイッチ７３４は、コード
信号を一度に一つ選択して減算回路７３８を通してＡ／
Ｄコンバータ２４６に与える。コード信号選択スイッチ
７３４は、減算回路７３８の演算増幅器の非反転入力端
子に接続され、その反転入力端子には最も低い振幅のコ
ード信号が入力される。減算回路７３８は現在のコード
信号から最も振幅の低いコード信号を減算して、その結
果をＡ／Ｄコンバータ２４６に入力する。図４４は、高
／低コード信号選択回路７３２の典型的な回路例を示し
ている。この回路は、４つの入力信号に対して、高／低
信号を判定するものであるが、任意ビットに対して拡張
することができる。
【０２４５】上では、コード語内のビット数を一定とし
て種々のバイナリコードスケールについて説明した。下
記表１１は、異なる設計ルールとについて、及び１コー
ド語当たりの異なるビット数について有効なコード語の
数を示している。
【０２４６】
【表１１】
【０２４７】下記表１２は、スケール波長３．２mmと仮
定して、表１１において用いられた異なる設計ルールと
ビット数／コード語についての有効レンジを示してい
る。
【０２４８】
【表１２】
【０２４９】上述のように、バイナリコードスケールを
読み取る際に、いくつかの平衡ループ対は不明瞭又は不
定の信号を出力する。これは、読み出しヘッドがスケー
ル要素と並んだ時でなく、スケール要素の間に位置した
時に生じる。この問題は、表３〜表１２で説明した方法
により、少なくとも一つの平衡ループ対が明瞭なコード
信号を出力する事を確実にすることにより解決される。
しかしこれは、コード信号の振幅整合やオフセット整合
に関して、コード信号や信号処理回路にかなり厳しい要
求を突きつけることになる。
【０２５０】図４５は、この発明による誘導型絶対位置
トランスジューサの好ましい第８の実施例を示す。この
実施例のトランスジューサ８００においては、バイナリ
コードトランスジューサ８２０が第１の組８２１の平衡
ループ対８２７と、第２の組８２３のへ平衡ループ対８
２７を有する。第１の組８２１と第２の組８２３とは、
エッジ−エッジ距離３０８の１／２又は奇数倍だけオフ
セットしている。第１，第２の組８２１，８２３の一方
がスケール要素１７４の間に位置するとき、他方の組は
スケール要素１７４と整列する。従って、第１，第２の
組８２１，８２３の一方が特定できないコード信号を出
力する場合にも、他方はコード信号の全てが明瞭に特定
できる。また、エッジ−エッジ距離３０８に等しく設定
された波長λ810 で示す密波長トランスジューサは、第
１，第２の組８２１，８２３のいずれが用いられるべき
かを決定できる。即ち、受信巻線の電圧振幅が正のと
き、第１の組８２１を用い、受信巻線の電圧振幅が負の
時第２の組８２３を用いるようにする。
【０２５１】この実施例の一つの欠点は、読み出しヘッ
ドを２倍の長さにしなければならないことである。この
付加的なスペースは、平衡ループ対の第２の組に必要と
されるのみならず、信号処理回路への接続にも必要とさ
れる。しかし、この付加的なスペースの大部分は、平衡
ループ対の第２の組により必要とされるものである。こ
の欠点は、図４６に示すように、２組の平衡ループ対
を、エッジ−エッジ間距離３０８の１／２のオフセット
を保ってインターリーブする事により、十分に小さくす
ることができる。この第８の実施例の変形は、２組の平
衡ループ対を薄い絶縁層を挟んで配置することを要す
る。即ち、２組の平衡ループ対は、先に説明した受信巻
線のインターリーブと同様の方法でインターリーブされ
る。
【０２５２】更にこの変形は、２組の平衡ループ対につ
いてだけでなく、任意の複数組の平衡ループ対を用いた
場合にも可能である。この場合、ｎ組の平衡ループ対に
ついて、各組のオフセットは、エッジ−エッジ間距離３
０８をｎで除した値とする。即ち、４組の平衡ループ対
の場合、各組は、エッジ−エッジ間距離３０８の１／４
ずつオフセットさせる。平衡ループ対の組の数は、矩象
関係にある二つの受信巻線により示される象限に基づい
て選択される。
【０２５３】図４７は、この発明の好ましい第９の実施
例による誘導型絶対位置トランスジューサ９００を示
す。これは、図２８〜図３０に示した第４の実施例の一
変形例である。図示のように、バイナリコードトランス
ジューサ９５０は、密波長トランスジューサ９２０を挟
み込む。即ち、読み出しヘッド９０２に形成されたバイ
ナリコードトランスジューサ９５０の８個の平衡ループ
対９５７のそれぞれにおいて、負極性巻線９５６は密波
長トランスジューサ９２０の一方のサイドに、正極性巻
線９５４は他方のサイドに配置されている。各平衡ルー
プ対９５７の負極性巻線９５６と正極性巻線９５４と
は、長い平行配線９５５により接続されている。
【０２５４】同様に、バイナリコードスケール９５８の
上部９５９と下部９５９′は、スケール部材９０４上の
密波長スケール９１８を挟み込んでいる。そして、読み
出しヘッド９０２上には一つの送信巻線９１２が配設さ
れている。この送信巻線９１２は、密スケールトランス
ジューサ９２０の受信巻線９１２と、バイナリコードト
ランスジューサ９５０の平衡ループ対９５７の正極性ル
ープ９５４及び負極性ループ９５６の全てを囲む。
【０２５５】第４の実施例と比較して、この第９の実施
例によるトランスジューサ９００では、バイナリコード
トランスジューサ９５０が、密波長測定を妨害すること
なく、密波長トランスジューサ９２０により近くなって
いる。これは、読み出しヘッド９０２でのスペースを抑
え、位置トランスジューサ９００全体でのスペースを抑
えることになる。加えて、送信巻線９１２が一つだけで
よいから、駆動回路の簡単化が図られる。送信巻線の低
減と駆動回路の簡単化は更にスペースの削減を可能とす
る。更に、送信巻線９１２が一つであるから、密波長ト
ランスジューサ９２０とバイナリコードトランスジュー
サ９５０の駆動とサンプリングが同時に可能である。従
って、第４の実施例と異なり、密波長測定とバイナリコ
ード測定の間の遅延時間がなくなる。これは、第４の実
施例に比べて、誘導型絶対位置トランスジューサ９００
の精度向上をもたらす。
【０２５６】図４８（ａ）（ｂ）は、この発明の好まし
い第１０の実施例による誘導型絶対位置トランスジュー
サ１０００を示す。これらの図では、トランスジューサ
１０００におけるスケール１０５８の模式的構成と、複
数の平衡ループ対１０５７のみを示している。送受信巻
線の構造は、先の各実施例のバイナリコードトランスジ
ューサと同様のものが用いられる。スケール１０５８は
バイナリコードスケールではなく、インクリメンタルス
ケールである。即ち、位置トランスジューサ１０００に
おいて、スケール１０５８は測定軸３００方向に沿って
延びるように配置され、平衡ループ対１０５７により形
成される個々の受信巻線は測定軸に直交する方向に延び
る。これは、測定軸に平行に延びる受信巻線を持つ先の
実施例とは対照的な点である。
【０２５７】平衡ループ対１０５７が測定軸３００に沿
って移動するにつれて、平衡ループ対１０５７のそれぞ
れは、負極性ループ１０５６が磁束減衰器１７０と一致
する時、及び正極性ループ１０５４がスペース１７２と
一致する時に最大の正極性振幅の位置信号を出し、また
正極性ループ１０５４が磁束減衰器１７０と一致する
時、及び負極性ループ１０５６がスペース１７２と一致
する時に最大の負極性振幅の位置信号を出す。従ってこ
の実施例のトランスジューサ１０００は、第１〜第９の
実施例における密波長トランスジューサに置き換えて用
いることができる。例えば、３つの密波長インクリメン
タル位置トランスジューサ２１０，２２０，２３０はそ
れぞれ、対応する波長を持つインクリメンタル位置トラ
ンスジューサ１０００により置き換えることができる。
【０２５８】磁束減衰器又は磁束拡大器のいずれかであ
る磁束変調器１７０、及びスペース１７２は、スケール
１０５８上で交互に“０”位置と“１”位置に配置され
た同じ形状に加工された要素とすることができる。読み
出しヘッドの平衡ループ対１０５７は、図４８に示すよ
うに、巻線方向が正，負極性を持つように直列に接続さ
れる。図４８（ａ）の実施例においては、測定軸３００
に直交する方向の非対称性磁界分布に極めて敏感である
ことに注意すべきである。もし、磁界分布がスケール１
０５８の中心線３０１について対称でないとすると、出
力信号は測定エラーの原因となるオフセットを持つこと
になる。
【０２５９】これに対して、図４８（ｂ）の実施例はこ
の様な問題がない。図４８（ｂ）の実施例においては、
巻線方向が再度交互に正，負極性を持つよう直列接続さ
れている。これにより、平衡ループ対１０５７の各隣接
対１０５９は、測定軸３００方向及び測定軸３００に直
交する方向いずれについての非対称性磁界についてもバ
ランスがとれる。従って、出力信号のオフセットはゼロ
となる。更に、出力信号のオフセットは、ピッチやロー
ルのアライメント誤差によっても変化しない。これは、
スケール１０５８が導体スケールベースに搭載されたと
しても言える。図４８（ｂ）の実施例の信号振幅は、図
４８（ａ）の実施例における場合の２倍になることも注
目すべきである。
【０２６０】図４７，図４８の各実施例においは、密ス
ケールトランスジューサ９２０及び１０００の一つの受
信巻線又は１組の受信巻線のみを示し、バイナリコード
トランスジューサ９５０の一つの平衡ループ対９５７の
みを示しているが、第１〜第８の実施例におけるよう
に、２或いはそれ以上の密スケール受信巻線を用いるこ
とができる。更に、第８の実施例に示すように、バイナ
リコードトランスジューサ９５０に２組或いはそれ以上
の平衡ループ対を用いることもできる。
【０２６１】図４９（ａ）〜（ｃ）は、この発明による
第１１の実施例の誘導型絶対位置トランスジューサ１１
００を示している。図４９（ａ）に示すように、密波長
トランスジューサ１１２０とバイナリコードトランスジ
ューサ１１５０は、並べてではなく、第２〜第５の実施
例、及び第７〜第９の実施例におけると同様に、互いに
重ねて配置している。従って、バイナリコードトランス
ジューサ１１５０のバイナリスケール１１５８は、バイ
ナリコードスケールとしてと同時に、密波長スケールと
しても用いられる。第９の実施例におけると同様に、密
波長受信巻線１１１４と、バイナリコードトランスジュ
ーサ１１５０の各平衡ループ対１１５７とを同時に駆動
するように一つの送信巻線１１１２が用いられている。
【０２６２】図４９（ｂ），（ｃ）は、受信巻線１１１
４と平衡ループ対１１５７の関係をより分かりやすくす
るために、これらを別々に示している。磁束変調器１７
０とスペース１７２の測定軸３００方向の幅は、密波長
λF の１／２である。これに対して、平衡ループ対１１
５７の測定軸方向の幅はほぼ密波長λF である。密スケ
ール受信巻線１１１４の波長も同様に、ほぼ密波長λF
である。密波長トランスジューサ１１２０の正極性ルー
プが磁束変調器１７０と一致した時に、負極性ループは
磁束変調器１７０の間の未変調ギャップ１７３と一致
し、逆も同様である。これに対して、バイナリコードト
ランスジューサ１１５０においては、負極性ループ１１
５６が磁束変調器１７０（又はスペース１７２）と一致
した時に、正極性ループ１１５４がスペース１７２（又
は磁束変調器１７０）と一致する。
【０２６３】以上のようにして、密波長トランスジュー
サ１１２０は、磁束変調器１７０及びスペース１７２に
より更に変調された、連続的な空間的変調を受けた誘導
結合を出力することができる。しかしこの実施例の信号
振幅レンジは、他の実施例に比べて約１／２小さくな
る。同時に、バイナリコードトランスジューサ１１５０
は、強い“１”及び強い“０”に対応する信号振幅を出
力することができるが、この振幅も他の実施例に比べて
約１／２になる。
【０２６４】この実施例の場合、送信巻線１１１２は一
つであるから、駆動回路は簡単になり、また密波長トラ
ンスジューサ１１２０及びバイナリコードトランスジュ
ーサ１１５０は同時に駆動及びサンプリングが可能であ
る。更に、二つのトランスジューサが重ねられているか
ら、先の第９の実施例に比べても付加的なスペースを大
きく抑制することができる。図４９では、一つの密波長
受信巻線１１１４と１組の平衡ループ対１１５７のみを
示しているが、第１及び第８の実施例で説明したと同様
に、これらを複数個設けることもできる。
【０２６５】図５０（ａ）〜（ｃ）は、この発明の第１
２の好ましい実施例による誘導型絶対位置トランスジュ
ーサ１２００である。図５０（ａ）〜（ｃ）は、一般的
に第１１の実施例の図４９（ａ）〜（ｃ）に対応する
が、第１１の実施例では密波長トランスジューサ及びバ
イナリコードトランスジューサに対して共に一つのバイ
ナリコードスケールを用いたのに対し、この第１２の実
施例では、図４９（ｃ）に示すバイナリコードトランス
ジューサ１２５８は、図４９（ｂ）に示す密波長スケー
ル１２２８に重ねられている。その他は、第１２の実施
例は、第１１の実施例と同様であり、従って詳細な説明
は省く。
【０２６６】図５１（ａ）〜（ｃ）は、この発明の第１
３の好ましい実施例による誘導型絶対位置トランスジュ
ーサ１３００である。この第１３の実施例は、ほぼ第１
２の実施例と同様であるが、図５１（ａ）及び（ｃ）に
示すように、図５０（ｃ）におけるバイナリコードスケ
ール１２５８の磁束変調器１７０とスペース１７２に代
わって、閉じた領域１３７０と閉じられない領域１３７
２を持つ巻線１３７４によって形成されたバイナリコー
ドスケール１３５８を有する。閉じた領域１３７０が磁
束変調器１７０に対応し、閉じられない領域１３７２が
スペース１７２に対応する。その他は、図５１（ａ）〜
（ｃ）に示す第１３の実施例と、図５０（ａ）〜（ｃ）
に示す第１２の実施例と同じである。
【０２６７】図５２は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第
１３の実施例の変形例である。これは、第１３の実施例
における密波長トランスジューサ１３２０の密波長スケ
ール１３２８の各磁束変調器１７０を、ループ巻線１３
７６により置き換えた密波長スケール１３１８を用いて
いる。その以外は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第１３
の実施例と同じである。
【０２６８】以上この発明の誘導型絶対位置トランスジ
ューサの実施例を説明したが、バイナリコードトランス
ジューサは、他の知られたトランスジューサ構成、例え
ば光学式エンコーダを用いて構成することができる。光
学式エンコーダを用いる場合、磁束変調器１７０として
は、スペースとは異なる反射率を持つ反射器を用いて、
反射器を論理“１”，スペースを論理“０”に対応させ
ればよい。この場合、読み出しヘッドは、反射器の反射
率に基づいて、論理“１”，“０”を１ビットずつ検出
する光検出器を含むことになる。この発明は好ましく
は、密波長トランスジューサと共にバイナリコードトラ
ンスジューサを用いるが、絶対位置トランスジューサと
しては、密のリニアエンコードを用いず、簡単にバイナ
リコードトランスジューサのみを用いてもよい。
【０２６９】上述したように、この発明によると、高精
度の位置信号を出力することができ、しかも現行のプリ
ント回路基板技術を利用して安価に製造することができ
る誘導型絶対位置トランスジューサが得られる。この発
明によるトランスジューサは、強磁性体やオイル，水そ
の他の流体を含む粒子の汚染に対して強い。従って、ほ
とんどの仕事場やアウトドア環境においても使用するこ
とができ、しかも汚染防止のための複雑な或いは高価な
シールを必要としない。スケールと読み出しヘッドの間
のギャップは、インクリメンタル測定のためには、受信
可能性と高精度を保ちながら２mm程度まで大きくするこ
とができる。バイナリコードトランスジューサはより大
きなギャップとすることができる。従って、製造許容誤
差は厳しくはなく、他のタイプの絶対位置トランスジュ
ーサに比べて安価に製造することができる。
【０２７０】この発明において、読み出しヘッドは、幅
及び長さに対して実質的に小さい厚みをもって作ること
ができる。従って、通常の絶対位置トランスジューサに
比べて小さい体積で多くの用途に適用することができ
る。受信巻線は、能動回路により駆動されず、受動的で
あって、ＥＭＦを発生する。このＥＭＦを適当な解析回
路により解析することにより、読み出しヘッドのスケー
ルに対する測定軸に沿った変位を測定することができ
る。この発明においては、スケールとコードトラックも
また受動的である。従って、これらは能動部分、即ち送
信巻線に電気的に接続する必要がない。この結果この発
明に係るトランスジューサは、他の誘導型エンコーダと
異なり、ハンドツールに容易に組み込むことができる。
更にこの発明は、バッテリー駆動のハンドツールに容易
に組み込むことを可能とする低電力駆動回路を用いてい
る。この発明に係るトランスジューサは、所定長さのコ
ード語に許容される最も長い波長又は最も長い距離にわ
たって唯一の絶対位置を測定することが可能である。従
って、電力を下げ或いはオフとした後、再度電力をオン
として、同じ位置を測定することができる。
【０２７１】当業者であれば、この発明に係る誘導型絶
対位置トランスジューサが種々の用途に組み込み可能で
あることが分かるであろう。即ち、特定の実施例及び具
体例について説明したが、この発明の精神を逸脱しない
範囲で種々の等価な変形が可能である。例えば、正弦波
状受信巻線及び平衡ループ対を説明したが、所定の読み
出しヘッド内で異なる位相を与えるための形状を含む種
々の幾何形状を用いることが可能である。同様に、一般
的に矩形である磁束変調器を説明したが、これも他の幾
何形状を用い得る。その形状は、出力信号対変位の関数
が非正弦波関数であって、ルックアップテーブルにモデ
ル化できるもの、或いは他の手段でモデル化できるもの
であればよい。即ち、ここに述べられた位置計算式は、
よく知られた信号処理技術により変形或いは置換が可能
である。
【０２７２】上に述べられた種々のセンサ要素に加え
て、この発明は、しきい値検出回路に接続された一つの
ループを用いてバイナリコードスケール内の磁束変調器
を検出するようにしたセンサ要素を用いることもでき
る。この場合、磁束変調器はエッジ−エッジ間距離と等
しい長さをもつ。またこの発明は、２個或いはそれ以上
の送信巻線を用いた例を説明したが、実質的に全ての受
信巻線と全てのセンサ要素を囲むようにした一つの送信
巻線を用いてもよい。更に、バイナリコードトラックは
好ましい実施例として、各コードトラック受信巻線がバ
イナリコード語の１ビットを出力するようにしたが、当
業者であれば、コードトラック受信巻線からより高分解
能測定が可能であることが分かる。この場合、各磁束変
調器のサイズは種々のサイズの組から選択することがで
きる。即ち、コードトラック受信巻線に対応する各コー
ド語要素は、３或いはそれ以上の状態の一つを示すこと
ができる。更に、“平衡”巻線がコードトラック受信巻
線として用いられたが、簡単な不平衡ループもいくつか
の条件下で用い得る。
【０２７３】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明による誘導型
絶対位置トランスジューサは、高精度の位置信号を出力
することができ、プリント回路基板技術を利用して安価
に製造することができ、磁性体やオイル，水その他の粒
子の汚染に対して強く、ほとんどの仕事場において汚染
防止のための複雑高価なシールを必要としない、といっ
た利点を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の基本検出原理を説明するための、
減衰器タイプの変調器を用いたインクリメンタル型ノギ
スの分解斜視図である。
【図２】 図１のノギすのＡ−Ａ′断面図である。
【図３】 この発明の基本検出原理を用いたインクリメ
ンタル型読み出しヘッドの送受信巻線のレイアウトと対
応する減衰器スケール要素を示す平面図である。
【図４】 図３の受信巻線の一方のループを示す平面図
である。
【図５】 図４の受信巻線とスケールの重なりの様子と
出力信号を示す図である。
【図６】 一つの密波長に関する出力振幅と極性の位置
に対する波形を示す。
【図７】 ３スケールを持つ好ましい実施例の誘導型絶
対位置トランスジューサの平面図である。
【図８】 僅かに異なる波長を持つ二つの巻線について
の相対位置に対する電圧振幅及び極性を示す波形図であ
る。
【図９】 この発明の実施例の誘導型絶対位置トランス
ジューサの電気回路ブロックを示す。
【図１０】 図９の回路の動作タイミング図である。
【図１１】 サンプルホールド回路部の第２の実施例の
構成を示す。
【図１２】 サンプルホール回路部の第３の実施例の構
成を示す。
【図１３】 サンプルホール回路部の第４の実施例の構
成を示す。
【図１４】 サンプルホールド回路部の第５の実施例の
構成を示す。
【図１５】 サンプルホールド回路部の第６の実施例の
構成を示す。
【図１６】 誘導型絶対位置トランスジューサ２００か
らの受信信号を合成して、中，粗の絶対位置測定値を得
る動作タイミングを示す。
【図１７】 マイクロプロセッサ２４１により実行され
る全体の測定ルーチンの前半を示す。
【図１８】 マイクロプロセッサ２４１により実行され
る全体の測定ルーチンの後半を示す。
【図１９】 図１７における密／粗測定ステップＳ１１
０のより具体的なフローの前半を示す。
【図２０】 同密／粗測定ステップＳ１１０のより具体
的なフローの後半を示す。
【図２１】 図１７におけるステップＳ１２０のより具
体的なフローを示す。
【図２２】 図１９におけるステップＳ２００のより具
体的なフローを示す。
【図２３】 この発明による誘導型絶対位置トランスジ
ューサの第２の好ましい実施例である。
【図２４】 図２３における平衡ループ対を拡大して示
す図である。
【図２５】 同実施例のスケールと出力信号を示す図で
ある。
【図２６】 この発明の誘導型絶対位置トランスジュー
サの第３の実施例を示す。
【図２７】 同実施例のスケールと出力信号を示す図で
ある。
【図２８】 この発明の誘導型絶対位置トランスジュー
サの第４の実施例を示す。
【図２９】 同実施例のバイナリコードトランスジュー
サとその出力を示す。
【図３０】 同実施例での出力対コード対位置のチャー
トを示す。
【図３１】 読み出しヘッドに接続される信号発生処理
回路の第２の好ましい実施例である。
【図３２】 同信号発生処理回路の動作タイミング図で
ある。
【図３３】 バイナリコードスケールの好ましい第２の
実施例における８ビットスケールパターンを示す。
【図３４】 同バイナリコードスケールのルックアップ
テーブルを示す。
【図３５】 密波長トランスジューサ４１０とバイナリ
コードトランスジューサ４５０を組み込んだ誘導型絶対
位置トランスジューサ４００の好ましい第５の実施例で
ある。
【図３６】 同実施例の要部を拡大して示す図である。
【図３７】 典型的なバイナリコードスケール４７２の
一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ
対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図３８】 典型的なバイナリコードスケール４７２の
一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ
対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図３９】 典型的なバイナリコードスケール４７２の
一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ
対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図４０】 この発明の第６の実施例による誘導型絶対
位置トランスジューサ６００を示す図である。
【図４１】 同実施例の各層の導体パターンを示す図で
ある。
【図４２】 この発明の第７の実施例による誘導型絶対
位置トランスジューサ７００を示す図である。
【図４３】 Ａ／Ｄコンバータ２４６から正規化された
ディジタル出力を得るための信号処理回路７３０の好ま
しい実施例である。
【図４４】 図４３における高／低コード信号選択回路
７３２の典型的な回路例を示す。
【図４５】 この発明の好ましい第８の実施例による誘
導型絶対位置トランスジューサ８００を示す。
【図４６】 図４５に示すトランスジューサの変形例を
示す。
【図４７】 この発明の好ましい第９の実施例による誘
導型絶対位置トランスジューサ９００を示す。
【図４８】 この発明の好ましい第１０の実施例による
誘導型絶対位置トランスジューサ１０００を示す。
【図４９】 この発明の好ましい第１１の実施例による
誘導型絶対位置トランスジューサ１１００を示す。
【図５０】 この発明の好ましい第１２の実施例による
誘導型絶対位置トランスジューサ１２００を示す。
【図５１】 この発明の好ましい第１３の実施例による
誘導型絶対位置トランスジューサ１３００を示す。
【図５２】 図５１に示す実施例の変形例を示す。
【符号の説明】
４００…誘導型絶対位置トランスジューサ、４０２…読
み出しヘッド部材、４０４…スケール部材、４１０…密
スケールトランスジューサ、４２０…コードトラックト
ランスジューサ、４１２…送信巻線、４１４，４２６…
密スケール用受信巻線、４２２…コードトラック用受信
巻線、４２４…正極性ループ、４２６…負極性ループ、
４２７…平衡ループ対、１７０…磁束変調器、１７０…
スペース。

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スケール部材と、 このスケール部材に対して測定軸に沿って相対移動可能
    に配置された読み出しヘッド部材と、 この読み出しヘッド部材とスケール部材の相対位置に応
    じた位置信号を出力する誘導位置トランスジューサを複
    数備え、 前記各々の誘導位置トランスジューサは、前記読み出し
    部材上に形成された送信手段および受信手段とを備える
    と共に、この送信手段と受信手段との誘導結合が連続し
    て空間変調されるように、受信手段に含まれる巻線ルー
    プの極性が交互に入れ替わる連続周期パターンを形成す
    るセグメントを備え、 前記スケール部材は、前記送信手段と前記受信手段との
    間の誘導結合が前記読み出し部材と前記スケール部材と
    の相対位置に基づいて連続して空間変調されるように前
    記スケール部材の測定軸に沿って分散配置された複数の
    磁束変調器を備え、 前記受信手段の巻線ループの連続周期パターンの波長
    は、各々の誘導位置トランスジューサ毎に異なっている
    ことを特徴とする誘導型絶対位置測定装置。
  2. 【請求項２】 前記磁束変調器は、磁束減衰器または磁
    束拡大器の両方またはいずれか一方を含むことを特徴と
    する請求項１記載の誘導型絶対位置測定装置。
  3. 【請求項３】 前記誘導位置トランスジューサは、第１
    の受信手段と第２の受信手段とを備え、第２の受信手段
    は第１の受信手段に対して測定軸方向に受信手段の巻線
    ループの連続周期パターンの波長の４分の１だけ空間的
    にオフセットされていることを特徴とする請求項１記載
    の誘導型絶対位置測定装置。
  4. 【請求項４】 前記誘導位置トランスジューサの前記セ
    グメントの送信手段と受信手段とはそれぞれ連続した１
    つの巻線から構成されていることを特徴とする請求項１
    記載の誘導型絶対位置測定装置。
  5. 【請求項５】 第１の波長λ１の前記誘導位置トランス
    ジューサと、第２の波長λ２の前記誘導位置トランスジ
    ューサと、を備え、この第１の波長λ１と第２の波長λ
    ２との間の相対的な位相ずれによりλ１とλ２のどちら
    よりも大きな波長λ３を規定することを特徴とする請求
    項１記載の誘導型絶対位置測定装置。
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