JP4291424B2 - 誘導型絶対位置測定装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電子的絶対位置トランスジューサに係り、特に複数の誘導結合巻線を用いた絶対位置トランスジューサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在種々の変位及び位置トランスジューサが用いられている。これらのトランスジューサの多くは、直線，回転及び角度変位を測定することができる。光学式トランスジューサは通常、走査ユニットと格子が形成されたガラススケールとを有する。走査ユニットは一般に、光源，光源光をコリメートするコンデンサレンズ，インデックス格子が形成された走査レチクル，及び受光素子を有する。スケールは走査ユニットに対して相対移動し、これによりスケールのラインは、インデックス格子のライン及びスペースと交互に一致して、周期的光強度の変化を作る。周期的光強度の変化は受光素子により電気的信号に変換され、この電気信号が処理されて位置が決定される。光学式トランスジューサは、特にレーザ光を用いた場合に、高精度位置測定が可能である。
【０００３】
最近は、効率改善のために、汚染物のない検査室ではなく、工作室内で手持ちのエンコーダその他の測定器を用いることが望まれるようになっている。しかし、光学式トランスジューサは汚染に敏感であり、多くの生産或いは工作環境でむき出しで用いるのは実際的でない。このため光学式トランスジューサは、高価でしかも信頼性のない環境シールを用いたり、或いはトランスジューサをダストやオイルが入らないように覆う他の手段を講じることが必要になる。更に、光源はしばしば大電流を必要とする。このため、バッテリーを用いたハンドツール等では光学式トランスジューサを用いることができない。
【０００４】
静電容量型トランスジューサは非常に小さい電流で動作可能であり、バッテリーを用いた測定ツールによく適している。静電容量式トランスジューサは、平行電極により形成される容量を利用する。送信電極と受信電極は第１の部材に形成され、これらにそれぞれ適当な電圧が与えられ、受信回路が接続される。これらの送受信電極のそれぞれがキャパシタの一方の電極となり、キャパシタの他方の電極は多くの空間分離電極の一つとして相対移動部材又はスケールに形成される。スケールが第１の部材に対して相対移動すると、送信及び受信電極はスケール上の種々の電極に容量結合する。読み出し回路は、スケール上の電極が送受信電極に対して相対移動したときの受信電極の電圧変化を検出する。
【０００５】
しかし、容量式トランスジューサは、相対移動部材の電極間のギャップを小さいものとすることが要求される。この電極間のギャップとして、厳しい許容公差が求められるるため、製造コストが高いものとなる。更に、静電容量式トランスジューサは、特にオイル等の誘電体流体や、水や冷却媒体等の導電性流体等による汚染に敏感である。従って、光学式トランスジューサと同様に、高価なシールが多くの環境で必要になるが、シールの信頼性は十分ではない。
【０００６】
磁気式トランスジューサは、オイルや水その他の流体による汚染に鈍感である。磁気式トランスジューサ（例えば、Sony Magnescale encoders （商標））は、磁界を検出する読み出しヘッドと、選択的に磁化されて周期的磁気パターンを有する強磁性体スケールを用いる。読み出しヘッドは、スケールが移動したときの磁気スケールパターン内での磁界変化を検出する。しかし、磁気式トランスジューサは、微粒子、特に磁化されたスケールに吸着される強磁性粒子の影響を受ける。このため磁気式トランスジューサも、光学式或いは静電容量式トランスジューサと同様にシールや覆い等、ダストを防ぐ手段が必要になる。
【０００７】
誘導型トランスジューサは、オイルや水その他の流体に鈍感であり、またダスト，強磁性体粒子等にも鈍感である。誘導型トランスジューサ（例えば、INDUCTOSYN（登録商標）型トランスジューサ）は、第１の部材に設けられた多数の巻線（例えば、プリント回路基板に繰り返し形成された、一連の平行なヘアピンターン）と、第２の部材に形成された多数の可変磁界を発生させる送信巻線及び受信巻線とを用いて構成される。第２の部材により受信される信号は、両部材の相対位置と共に周期的に変化する。従って、適当な回路により、両部材の相対位置を決定することができる。しかし、両部材ともにアクティブであり、それぞれ電気的に必要な回路に接続される。
【０００８】
この様に、両部材共に電気的に接続しなければならないことは、製造及び組立コストの増大をもたらす。加えて、誘導型トランスジューサは、両部材を電気的に接続しなければならないために、ノギスのようなハンドツールに組み込むことが困難である。更にロータリエンコーダの場合、可動部材をスリップリングを介して接続することになるため、コストの増大と信頼性低下の原因となる。
【０００９】
従来のいくつかのエンコーダは、汚染に敏感でないような変位或いは位置トランスジューサとする試みがなされているが、上述した光学式，静電容量式，磁気式或いは誘導式のトランスジューサに比べてまだ十分な低価格化は図られていない。Howbrookの米国特許第４，６９７，１４４号，Dreoniの米国特許第５，２３３，２９４号，Ichikawa et alの米国特許第７，７４３，７８６号，Thatcherの英国特許出願第２，０６４，１２５号は、非活性で駆動されない部材と駆動される部材の間の位置を検出する位置測定デバイスを示している。これらのデバイスは、二つの可動部材の電気的接続を除いているが、従来の光学式或いは誘導型のトランスジューサのような高精度測定はできていない。またこれらのデバイスは、測定レンジが制限される、高価で比較的構成が複雑である、本質的に信号強度が小さい、といった欠点も有する。
【００１０】
十分な信号強度を得るためには、非活性部材は好ましくは強磁性体として強い磁界を発生させるようにする。或いは、非活性部材を、活性部材により発生される磁界を集中させる複雑な構造に組み込んで移動させるようにする。更にこれらのトランスジューサは、広い範囲の応用、例えば低電力のハンドツール，或いは悪くても１０μm オーダーの精度が要求されるリニア，ロータリ，角度その他の位置トランスジューサ応用等ができない。
【００１１】
Auchterlonieの米国特許第４，８９３，０７７は、数個のリニアトラックを用いた絶対位置トランスジューサについて述べている。このセンサの各トラックは、僅かに異なる波長又は周波数を持つ。センサ回路は、トラックの位相差を解析して読み出しヘッドの絶対位置を測定する。同様のシステムは、Andermoによる米国特許第４，８７９，５０８号，米国特許第５，０２３，５９９号のような、静電容量型トランスジューサを用いたものが知られている。Auchterlonie 及びAndermoの絶対位置トランスジューサはしかし、上述した静電容量型及び誘導型トランスジューサと同様の問題を有する。
【００１２】
Howbrookのトランスジューサは、数個のコイルピッチ（各ピッチが３６０°の位相変化を示す）を用いて、非活性部材の絶対位置を測定する。しかしこのトランスジューサは、非活性部材の絶対位置を測定するレンジが制限され、しかも多くの応用に必要な精度が得られない。
HEIDENHAINのいくつかの製品は、受光素子とスケールを用いた光学式トランスジューサを用いている。スケールには、粗い絶対位置を特定するための光学式マーカーが形成されている。しかし、HEIDENHAINのいくつかの製品は、高精度の位置合わせとマーカーの特定を必要とする。いくつかのケースでは、汚染に弱く、消費電力が大きいという問題がある。
【００１３】
Craneの米国特許第５，０２７，５２６号は、巻かれたテープに印刷されたバーコードを読み取るようにした光学式トランスジューサを示している。そのバーコードパターンは、スタートバーコードパターンとストップバーコードパターンの間のいくつかの数をエンコードするように、５つのバーコード符号の間に２つをインターリーブするという基準を持つ。その数は、回転によりテープの粗い絶対位置に対応する。回路は、コード符号を読み取ってこれをテープの絶対位置を表す数に変換する。テープを巻いたドラムの位置に基づくクロック発生を利用して、高精細位置測定を行う。
【００１４】
しかし、この絶対位置トランスジューサでは、上述した光学式トランスジューサの問題が解決されていない。しかも、絶対位置を求めるためにはバーコードの長さの範囲走査変位させることが必要であるから、如何なる位置でも正しい絶対位置を示すことにはならない。このことは多くの用途への利便性を妨げている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
従って、絶対位置トランスジューサに要求されることは、１）オイルや強磁性体粒子等の汚染に対して強いこと、２）測定レンジが広い用途及び低電力用途を含む種々の広い用途に適用できること、３）高精度であること、４）従来のトランスジューサと比較して高価でないこと、５）絶対位置出力信号を出すこと、等である。少なくともこれらの５つの要求を満たすトランスジューサは、現在まだ実用化されていない。
従ってこの発明は、汚染物に鈍感な絶対位置トランスジューサを提供することを目的とする。
この発明はまた、比較的低コストで製造できる絶対位置トランスジューサを提供することを目的とする。
更にこの発明は、高精度の絶対位置トランスジューサを提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る誘導電流型絶対位置測定装置は、スケール部材と、このスケール部材に対して測定軸に沿って相対移動可能に配置された読み出しヘッド部材と、この読み出しヘッド部材とスケール部材の相対位置に応じた位置信号を出力するコードトラック誘導位置トランスジューサとを備え、前記コードトラック誘導位置トランスジューサは、前記読み出しヘッド部材に形成されたコードトラック用送信巻線と、前記読み出しヘッド部材に形成されて各組がそれぞれｎ個（ｎは正の整数）の受信巻線を含む少なくとも１組のコードトラック用受信巻線と、前記スケール部材に形成されて、測定軸に沿って分散配置された複数個の磁束変調器領域を含み、その複数の磁束変調器領域のいくつかに少なくとも一つの磁束変調器が形成されたコードトラックと、前記コードトラック用送信巻線と各組の各コードトラック用受信巻線に電気的に接続された信号発生及び処理回路とを有し、前記磁束変調器は、前記各受信巻線と前記コードトラック用送信巻線の間の誘導結合を前記読み出しヘッドとスケール部材の間の相対位置に応じて変調するものであり、前記磁束変調器は、前記磁束変調器領域が測定軸に沿って延びる一連のコード要素を形成し、ｍ個の隣接するコード要素の各組が唯一のコード語を形成して、前記磁束変調器領域のそれそれが重なる一つのコードトラック用受信巻線に１組の出力状態の一方を生成し得るように、前記スケール部材に分散配置され、且つ前記唯一の一コード語それぞれが所定の分解能で前記読み出しヘッド部材のスケール部材に対する絶対位置を決定することを特徴とする。
【００１７】
この発明による絶対位置トランスジューサは、リニア或いはロータリエンコーダのような高精度応用の誘導型トランスジューサであり、１０μm オーダー或いはそれ以上の分解能と読み出しヘッドでの変位精度を持つものである。この発明による絶対位置トランスジューサは相対移動する二つの部材を用い、能動的な第１の部材（読み出しヘッド部材）は受動的な第２の部材（スケール部材）に渦電流を誘導する。受動的なスケール部材には外部電源及び配線は接続されない。読み出しヘッド部材は、磁界を発生する少なくとも一つの能動的送信器と、発生された磁界を受信する少なくとも二つの受信器とを有する。第１の実施例においては、二つの受信器は、相似であるが異なる波長を持つ。これにより、所定位置での二つの波長の間の位相差が、固有波長のいずれよりも長い粗い波長を定義する。
【００１８】
受動的なスケール部材は、二つの受信器との相対位置に依存する受信磁界を変調する少なくとも２組の受動的磁束変調要素を有する。送信器及び受信器に結合される電気回路は、受信器の二つの出力を比較し、二つの部材間の絶対位置を解析して、ディスプレイ上に位置を表示する。即ちこの発明による誘導型絶対位置トランスジューサは二つの部材間の絶対位置を決定する。
この発明による誘導型絶対位置トランスジューサは、例えばプリント回路基板技術を用いて容易に且つ低価格で製造することができる。第１及び第２の部材の間のギャップは、容易に設定できしかも精度を低下させることなく大きく変更することもできる。このことは、製造上の許容公差を低下させ、誘導型絶対位置トランスジューサをより低価格に作ることを可能にする。
【００１９】
また、この発明に係る誘導型絶対位置トランスジューサは、強磁性体粒子やオイル，水その他の流体等を含む粒子による汚染に鈍感であり、従って高価な環境シールを用いることなく多くの工場環境の使用が可能になる。またパルス駆動型駆動回路は低消費電力動作を可能とし、これにより、手持ちのバッテリー駆動型ハンドツールへの組み込みを可能とする。
更に一般的に、この発明に係る誘導型絶対位置トランスジューサは、好ましくは交流電流源を含む磁界発生源を有する。交流電流源は少なくとも一つの誘導的パス（送信巻線）に結合される。この少なくとも一つの送信巻線は、実質的に磁束領域を囲い込み、磁界発生源はこの磁束領域に可変磁束を作る。磁束領域内に配置された第１及び第２の受信巻線は、それぞれ所定の周期パターンの磁束受信領域を有し、測定軸に沿って配列される。各受信巻線は、可変磁束に応答する少なくとも一つの出力を横切る電磁力（ＥＭＦ）を発生する。第１及び第２の受信巻線における各周期パターンの一つがそれぞれ第１及び第２の波長を決定する。
【００２０】
各受信巻線の周期パターンは、好ましくは第１及び第２の複数の可変ループを有する。第１のループのそれぞれは可変磁束に応答して第１極性の第１のＥＭＦを発生し、同様に第２のループのそれぞれは可変磁束に応答して第２極性の第２のＥＭＦを発生する。第１及び第２の各受信巻線内のある第１のループと隣接する第２のループはそれぞれ、第１及び第２の波長を定義する。第１及び第２の波長は相似であるが同じではない。そして、第１及び第２の波長の相関関係が、第１及び第２の波長のいずれよりも長い第３の粗い波長を生成する。
【００２１】
スケール部材は、これに沿って所定の第１及び第２の間隔で配置された所定形状の第１及び第２の磁束変調器の組を有する。磁束変調器は、磁束減衰器（flux disrupter）又は磁束拡大器（flux enhancer）のいずれかであって、磁束領域内に配置される。磁束減衰器は導体により形成され、これが磁束領域に配置されると磁束は渦電流を生成し、これが磁束を減衰させる方向に作用する。第１及び第２の磁束減衰器の組は、それぞれ第１及び第２の受信巻線の第１及び第２の波長位置に配置される。磁束減衰器の波長は、一つの磁束変調器とその隣接スペースとにより決まる。
【００２２】
第１及び第２の磁束減衰器の組は、第１及び第２の受信巻線に対して第１の位置から第２の位置へと相対移動可能である。第１の位置では、第１及び第２の受信巻線の第１のループが、第１及び第２の磁束減衰器の組のうちの少なくとも一つの磁束減衰器に近接する。これにより磁束減衰器は、各受信巻線内に変化した第１のＥＭＦを発生する。第２の位置では、第１及び第２の受信巻線の第２のループが、第１及び第２の磁束減衰器の組のうちの少なくとも一つの磁束減衰器に近接する。これにより磁束減衰器は、各受信巻線内に変化した第２のＥＭＦを発生する。
解析回路は第１及び第２の受信巻線に接続され、第１及び第２の減衰器に対する第１及び第２の受信巻線の絶対位置を、第１及び第２の受信巻線のそれぞれの出力を横切って発生する第１及び第２のＥＭＦに基づいて決定する。
【００２３】
第２の実施例においては、第１の可変磁束を発生させる少なくとも一つの導体パスを持つ部材を備える。コード検出導体の組がこの部材上に、磁束領域内に配列されて可変磁束に応答して少なくとも一対の出力端子にＥＭＦを発生するように形成される。
スケール部材は、バイナリコード要素を形成する、１組の磁束減衰器とスペースを有する。即ち、各減衰器と減衰器の間のスペースは、一連のバイナリコードビットを形成する。バイナリコードビットは、バイナリコード語にグループ化することができる。各バイナリコード語は、測定軸に沿ったある絶対位置を決定する。磁束減衰器の組は磁束内で移動可能であり、可変磁束は磁束減衰器に近づくとその磁束減衰器内に渦電流を生成する。
【００２４】
コードトラック用受信巻線の組及びコード要素は、測定軸に沿って互いに第１の位置から第２の位置に相対移動するようになっている。第１の位置では、コードトラック用受信巻線の組が第１のグループの磁束減衰器とスペースに近づき、この第１のグループがコードトラック用受信巻線に第１組の変化するＥＭＦを発生する。この第１組の変化するＥＭＦは第１のコード語を決定する。
第２の位置では、コードトラック用受信巻線の組が第２のグループの磁束減衰器とスペースに近づき、この第２のグループがコードトラック用受信巻線内に第２組の変化するＥＭＦを発生する。この第２組の変化するＥＭＦは第２のコード語を決定する。これら第１及び第２のコード語が、コード要素を含む磁束減衰器とスペースの組に対する受信巻線の絶対位置を決定する。この絶対位置の精度はコード要素のピッチに関係する。
【００２５】
コードトラック用受信巻線は好ましくは、それぞれ可変磁束に応答して逆極性の第１及び第２の信号要素を生成する第１及び第２のコードループを少なくとも含んだ導体パスにより形成された少なくとも一つのセンサ要素を有する。各センサ要素は、少なくとも一つの磁束減衰器をそれが第１又は第２のコードループに接近したときに検出可能である。磁束減衰器に近づいたコードトラック用受信巻線の組の各センサ要素は、コード要素の相対位置に応じて変化した磁束を受信する。これが、対応する変化するＥＭＦ信号を生成し、少なくとも対応する第１又は第２のコード語の一部を形成する。
【００２６】
この発明によると、従来のトランスジューサ固有の問題を解決した高精度絶対位置トランスジューサ、即ち、１）オイルや粒子の汚染に鈍感であり、２）広範囲の用途に適用可能であり、３）大きいレンジで高精度を得ることが可能であり、４）従来のものに比べて低価格で作ることが可能であるトランスジューサが得られる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施例を説明する。
簡単化と明確化のため、動作原理，設計ファクタ及びトランスジューサ巻線のレイアウトは、図１〜図３に示すノギスに適用したインクリメンタル型トランスジューサを参照して説明する。インクリメンタル型トランスジューサ巻線の動作の基本説明は、この発明の絶対型トランスジューサに用いられる要素巻線の理解と設計に適用可能である。
【００２８】
図１に示すように、誘導型ノギス１００は、細長いビーム１０２を有する。ビーム１０２は、通常矩形断面を有する剛体又は半剛体のバーであり、その上部表面には溝１０６が形成されている。細長いスケール１０４は、ビーム１０２の溝１０６に強固に接合されている。ビーム１０２の溝１０６はスケール１０４の厚みとほぼ同じ深さで形成されており、従ってスケール１０４の表面とビーム１０２のエッジ表面とがほぼ同一面となる。
【００２９】
横方向に一対突き出たジョー１０８及び１１０はビーム１０２の第１の端部１１２の近くにビーム１０２と一体に形成されている。対応して横方向に一対突き出た可動のジョー１１６及び１１８は、スライダ組立体１２０側に形成されている。測定対象物の外形寸法は、その対象物をジョー１０８と１１６の一対の使用面１１４の間に配置することにより測定される。同様に対象物の内側寸法は、その対象物の内側にジョー１１０及び１１８を配置することにより測定される。ジョー１１０と１１８の使用面１２２は対象物の表面に接触する。
使用面１１２と１１４は、ジョー１０８及び１１６の使用面１１４が互いに接触したときに、ジョー１１０及び１１８の使用面１１２が互いに一列に並ぶように、位置が設定される。この位置がゼロ点（図示しない）であり、ここでノギス１００により測定される外側及び内側寸法がゼロとなる。
【００３０】
ノギス１００はまた、スライダ組立体１２０に取り付けられたデプスバー１２６を有する。デプスバー１２６はビーム１２０の長手方向に突き出して使用端１２８を有する。デプスバー１２６の長さは、ノギス１００がゼロ点にあるときに使用端１２８がビームの第１の端部１３２と揃うように設定される。孔が形成された面にビーム１０２の第２の端部１３２を据えて、デプスバー１２６をその孔に端部１２８が底につくまで延ばすことにより、ノギス１００は孔の深さを測定することができる。
【００３１】
測定が、外形測定用ジョー１０８及び１１６，内径測定用ジョー１１０及び１１８を用いる、或いはデプスバー１２６のいずれを用いるかに拘らず、測定された寸法はノギス１００のカバー１３９に搭載された通常のディジタルディスプレイ１３８に表示される。カバー１３９にはまた一対の押しボタンスイッチ１３４及び１３６が搭載されている。スイッチ１３４は、スライダ組立体１２０の信号処理及び表示の電気回路１６６のオンオフに用いられ、スイッチ１３６はディスプレイ１３８をゼロリセットするために用いられる。
【００３２】
図１に示すように、スライダ組立体１２０は、ガイドエッジ１４２を持つベース１４０を有する。ガイドエッジ１４２は、スライダ組立体１２０をビーム１０２に組み立てる時にビーム１０２の側方エッジ１４６に接触して、これがノギス１００の高精度動作を確実にする。一対のネジ１４７は弾性の圧力バー１４８をビーム１０２のエッジに押し付けて、スライダ組立体１２０とビーム１０２の間の自由な遊びがなくなるようにしている。
【００３３】
デプスバー１２６は、ビーム１０２の底面側に形成されたバー溝１５２に挿入される。バー溝１５２はビーム１０２の底面に沿ってデプスバー１２６を収める隙間を形成するように延びている。デプスバー１２６は溝１５２内に、ビーム１０２の第２の端部１３２で底面に取り付けられたエンドストップ１５４により保持される。エンドストップ１５４は、スライダ組立体１２０が測定動作中にビーム１０２の第２の端部１３２から外れるのを防止する役目もする。
【００３４】
スライダ組立体１２０はまた、ベース１４０に搭載されてビーム１０２上に位置するピックオフ組立体１６０を有する。従って、ベース１４０とピックオフ組立体１６０は一体として動く。ピックオフ組立体１６０は、通常のプリント回路基板のような基板１６２を有する。この基板１６２は、その下の面に誘導型読み出しヘッド１６４を持つ。基板１６２の上の面には信号処理及び表示の電気回路１６６が搭載されている。カバー１３９と基板１６２の間には弾性のシール１６３を圧縮された状態で介在させており、これにより電気回路１６６の汚染が防止されるようになっている。
図２に示すように、読み出しヘッド１６４は、薄く、耐久性がある絶縁性のコーティング１６７で覆われている。コーティング１６７の厚みは好ましくは、５０μm 程度である。
【００３５】
スケール１０４は、一次変換要素としての細長いプリント配線基板１６８を有する。図１に示すように、このプリント配線基板１６８に沿って、周期パターンをもって１組の減衰器１７０が互いに離れて形成されている。減衰器１７０は好ましくは銅であり、通常のプリント配線技術を利用して作られる。但し他の方法で作ることもできる。図２に示すように、減衰器１７０は保護絶縁層１７２（好ましくは、１００μm 厚）により覆う。保護層１７２は図１に示すようにマーキングを有するものとすることができる。
【００３６】
スライダ組立体１２０は、絶縁コーティング１６７と１７２の間に形成されるエアギャップ１７１によりビーム１０２から僅かに離れた状態で読み出しヘッド１６４を運ぶ。エアギャップ１７１は好ましくは、０．５mmオーダーとする。読み出しヘッド１６４と減衰器１７０によって誘導型トランスジューサが構成される。この誘導型トランスジューサと関連する回路は、米国特許出願第０８／４４１，７６９号に開示された適当なものを用いることができる。ノギス１００は、例えば米国分割出願第６０／０１５，７０７号（１９９６年４月１７日出願）に開示されたような低電力電気回路を用いることもできる。
【００３７】
この発明においては、図１〜図３に示すノギスにおいて、読み出しヘッド１６４と減衰器１７０により形成される誘導型トランスジューサは、可変磁界を発生させることにより動作する。この可変磁界が、その中に置かれた減衰器内に渦電流として知られる循環する電流を誘導する。
例えば、減衰器１７０が電磁石の極の間に位置するとする。この電磁石を交流電流で駆動して磁界を時間と共に変化させると、減衰器１７０内の閉ループを通る磁束が変化する。この結果、閉ループの回りに電磁力ＥＭＦが発生する。減衰器１７０は導体であるから、渦電流は、これを減衰器１７０の材料のループに沿った抵抗で除した値に等しいＥＭＦを発生する。
この様な渦電流はしばしばトランスの磁気コアに生じる。トランスにおいては、その様な渦電流は電力損失と発熱の原因となるから望ましいものではない。しかしこの発明においては、渦電流の存在が有用な結果をもたらすものとして用いられている。
【００３８】
図３は、より具体的に読み出しヘッド１６４の部分を示す。読み出しヘッド１６４は、好ましくは、実質的に平面導体である５個の導体１８０〜１８４を有する。二つの導体１８１と１８２は第１の受信巻線１７８を構成し、他の二つの導体１８３と１８４は第２の受信巻線１７９を構成する。これら第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９は、基板１６２の中央に、基板１６２に沿ってオーバーラップした状態で延びるように配置されている。
第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９はそれぞれ、同じ波長の正弦波状パターンをもって配列されている。導体１８１は、端子１８５から、導体１８２につながる相互接続端子１８９ａまで延び、導体１８２は端子１８７まで戻るように延びている。第１の受信巻線１７８を形成する導体１８１及び１８２は、複数の正弦波状ループ１９１を構成する。
【００３９】
同様の方式で、導体１８３は、端子１８８から、導体１８４につながる相互接続端子１８９ｂまで延び、導体１８４は端子１８６まで戻るように延びている。第２の受信巻線１７９を形成する導体１８３と１８４はやはり複数の正弦波状ループ１９２を構成する。ループ１９２は、第１の受信巻線１７８により形成されるループ１９１に対して、１／４波長又は１／２波長オフセットしている。
図３において、導体１８１〜１８４は基板１６２の実質的に同じ面に形成されているが、実際には導体１８１〜１８４のそれぞれの一つおきの半波長部分は基板１６２の別の層に形成されている。即ち、巻線１７８と１７９とは互いに物理的にコンタクトしない。同様に、巻線１７８と１７９は、それぞれのパターンの中間の“交差”点でも物理的にコンタクトしない。そして、導体１８１〜１８４のそれぞれの半波長部分は、基板１６２に形成された貫通配線１９０により同じ導体の他の半波長部分とは接続されている。
導体１８１〜１８４は、基板１６２の同じ面ではないが、薄い領域内にある。即ち、基板１６２上の導体１８１〜１８４の最上層と最下層の間の距離は、ごく小さく、従って導体１８１〜１８４はほぼ同一面にある。
【００４０】
第２の受信巻線１７９は、空間位相のオフセットをもつ他、第１の受信巻線１７８と実質的に同じである。従って、以下の議論は先ず、第１の受信巻線１７８に着目して行うが、第２の受信巻線１７９にも同様に適用できることを知るべきである。
【００４１】
第５の巻線１８０は、送信巻線であって、第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９が形成された薄い領域内で実質的に第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９を取り囲むように形成されている。送信巻線１８０は基板１６２のある層或いは表面に、通常のプリント配線技術を用いて形成されている。第１及び第２の受信巻線１７８及び１８９を取り囲むに十分な長さ１９４と幅１９５を有する。他の方法で特定される場合を除き、図３及び図４での測定は、測定軸３００に沿って行われる。“長さ”は、測定軸３００に平行に延びる方向の寸法であり、“幅”は測定軸３００と直交する方向の寸法である。第１の受信巻線１７８により形成される隣接する二つのループ間の距離、或いは第２の受信巻線１７９により形成される隣接する二つのループ間の距離は読み出しヘッド１６４のピッチ或いは波長１９３として定義される。一つのループ１９１或いは１９２の広がりは、波長１９３の１／２に等しい。各減衰器１７０の間の距離も、波長１９３の１／２に等しい。
【００４２】
第１の受信巻線１７８と第２の受信巻線１７９の間の１／４波長オフセットは、矩象（quadrature）関係の信号を生成する。これにより、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する移動方向が観測できることになる。また減衰器１７０のあるエッジと隣接する減衰器１７０の対向するエッジ間の距離３０４は好ましくは、波長１９３に等しく設定される。
もし全ての減衰器が実質的に同じであるとすれば、エッジ・エッジ間距離３０４は、波長１９３の整数倍“Ｋ”とすることができることを理解すべきである。この場合好ましくは、各受信巻線の長さは波長１９３の“Ｎ・Ｋ”倍とする。Ｎも整数である。
【００４３】
図４に示すように、第１の受信巻線１７８は正弦波パターンのループ１９１を有する。第１の受信巻線１７８は、正弦波或いはジグザグパターンで、一方向に配設されて逆方向に戻る導体１８１と１８２により形成されている。従って導体１８１及び１８２は、物理的には（電気的ではなく）互いにクロスオーバーしてループ１９０を形成する。或いは、ループ１９１は、絶縁ワイヤのループを時計回り或いは半時計回りに一定距離ずつ１８０°捻ることによって作ることもできる。
【００４４】
ループ１９１のクロスオーバー構造の結果、隣接するループ１９０は異なる巻線方向をもつことになる。送信巻線１８０を流れる交流電流は均一であり、第１の受信巻線１７８を通って延びる時間的に変化する磁界を発生する。この可変磁界は、第１の受信巻線１７８内にＥＭＦ或いは可変電流を生じさせる。隣接するループ１９１に発生するＥＭＦ或いは可変電流は、図４に“＋”，“−”で示したように交互に逆極性となる。
各ループ１９１は実質的に同じ面積である。従って、均一磁束を受信するループ１９１の“＋”ループ１９１ａの数と“−”ループ１９１ｂの数が同じであれば、磁界は第１の受信巻線１９１の端子１８５，１８７間に正味ゼロのＥＭＦを誘導することになる。これは第２の受信巻線１７９についても同様である。
【００４５】
もし、スケール１０４上の減衰器１７０或いは他の導体が読み出しヘッド１６４に近づくと、送信巻線１８０により発生される磁界は、減衰器１７０或いは他の導体内に渦電流を生じさせる。減衰器の近くに送信巻線１８０により発生される磁界に反作用する磁界が生成される。このように渦電流は減衰器１７０の近くに送信磁界を減ずる逆磁界を発生する。
この結果、第１の受信巻線１７８が受信する磁束は空間的に変化し或いは途絶する。この途絶の“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂに対する影響は同じではないから、第１の受信巻線１７８はゼロではないＥＭＦ信号を出力する。従って、出力端子１８５，１８７の間のＥＭＦ信号は、導体減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａの近くから“−”ループ１９１ｂの近くに移動する時に極性が反転する。
【００４６】
減衰器１７０のサイズは好ましくは波長１９３と等しくないものとする。例えば、もし減衰器１７０の長さ３０２が波長１９３と等しく、幅が幅１９５と等しいとすると、減衰器１７０が測定軸３００に沿ってループ１９１に対してどの様な位置にあるかに拘らず、隣接する“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂの等しい面積上で送信磁界を途絶させることになり、受信巻線１７８から出力されるＥＭＦ信号の振幅は名目上ゼロとなるからである。また、受信巻線１７８からの出力は、ループ１９１に相対する対象物の位置に鈍感であり、減衰器１７０の測定軸に沿った位置によらずゼロとなる。この様な幾何学関係からは有効信号が得られないから、減衰器１７０のサイズは波長１９３と等しくないことが望まれる。減衰器１７０の長さを１波長１９３より大きくできる。しかしこの場合、減衰器のフル波長１９３に等しい部分は有効な信号強度に寄与しないから、減衰器１７０の長さは好ましくは、１波長１９３よりも小さくする。
【００４７】
減衰器１７０の長さが１波長１９３又はその整数倍と等しくない場合、多くの位置で、ループ１９１の“＋”面積と“−”面積とが等しくなくなる。減衰器１７０の長さが波長１９３の１／２に設定された時に、信号出力は位置の関数として最大の振幅変化を示す。減衰器１７０の長さが波長１９３の１／２に設定された時、減衰器１７０は周期的に一つの“＋”ループ１９１ａ全体或いは一つの“−”ループ１９１ｂ全体を、隣接する“−”ループ１９１ｂ或いは“＋”ループ１９１ａの一部に重ならずにカバーすることになる。従って，１／２波長長さの減衰器１７０が最も強い信号を発生することになる。
【００４８】
図３に示すように、減衰器１７０は、スケール１０４上に１波長のピッチ（あるエッジから隣接する対応エッジまでの距離）をもって配列される。連続する減衰器は波長１９３の１／２ずつ離れる。減衰器１７０は好ましくは、強磁性体ではなく、高い電気的導電性を有するものとする。これにより減衰器１７０は磁化されることなく、強磁性体粒子を引きつけることもない。図１に示すように、第１の好ましい実施例においては、スケール１０４の長さは読み出しヘッド１６４の長さより大きい。これによりスケール１０４の長さが、ノギス１００の測定レンジを決定することになる。
【００４９】
ノギス１００の第１の好ましい実施例において、第１の受信巻線１７８のループ１９１は、好ましくは送信巻線１８０の内側の所定領域内に配置される。発明者等の実験によれば、送信巻線はその導体からの距離の関数で急速に強度が減衰する磁界を発生する。しかしまた発明者等の実験によれば、送信巻線１８０の内部領域では、磁界が、送信巻線導体から所定距離を越えたところで一定値となる傾向があることも明らかになっている。
上記所定距離は、比較的均一磁界が得られる領域の周囲を規定することになる。この磁界が均一になる距離は、送信巻線の幾何学的関数である。従ってこの発明による誘導型トランスジューサの精度を改善するためには、ループ１９１，１９２は送信巻線１８０から上記所定距離だけ離して配置することが好ましい。より好ましくは、第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９のループ１９１及び１９２は、比較的均一な磁界内に全てが配置されるようにする。
【００５０】
典型的な実施例においては、減衰器１７０，受信巻線１７８及び１７９，及び送信巻線１８０は次の表１のような寸法に設定される。
【００５１】
【表１】
受信巻線波長＝０．２００inch
減衰器長＝０．１００inch
減衰器幅＝０．４９０inch
送信巻線幅＝０．４００inch
受信巻線幅＝０．３４０inch
１／４受信器波長＝０．０５０inch
送信巻線長＝１．９５０inch
【００５２】
“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂを高精度にバランスをとって交互にインターリーブすることにより、第１の受信巻線１７８は、減衰器１７０がない場合に名目上ゼロ出力となる。また、“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂを交互に近接配置することにより、減衰器１７０が測定軸３００に沿って移動するにつれて各受信巻線出力に連続信号が得られる。これらの設計ファクタは、ノギス１００の高いＳ／Ｎ比を実現し、高精度の測定を可能とする。
【００５３】
読み出しヘッド１６４及びスケール１０４の上述した幾何学的設計は、ノギス１００のトランスジューサの高精度化を確実にするのみならず、測定軸３００に直交する読み出しヘッド１６４の幅方向の不均一送信磁界の影響を効果的に除去する。また上述の幾何学的設計は、この発明の誘導型トランスジューサのバランスのとれた“差動検出”に対する“同相誤差”となる非本質的な磁界を低減する。ノギス１００の誘導型トランスジューサの正確さの度合いは、読み出しヘッド１６４及びスケール１０４の設計及び構成に大きく依存する。
【００５４】
図５（ａ）〜（ｃ）は誘導型ノギス１００の動作例を示す。スケール１０４とその上の減衰器１７０（斜線で示す）が送信巻線１８０及び第１の受信巻線１７８に対して相対移動すると、減衰器１７０は“＋”ループ１９１ａの全てに重なって“−”ループ１９１ｂに全く重ならない状態、“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂの比率が変化する状態、“−”ループ１９１ａの全てに重なって“＋”ループ１９１ｂとは重ならない状態が生じる。
図５（ａ）は、減衰器１７０が第１の受信巻線１７８の“−”ループ１９１ａの全てに重なって“＋”ループ１９１ｂとは重ならない状態を示している。送信巻線１８０は減衰器１７０に誘導的に結合して渦電流を生じさせ、この結果、減衰器１７０は“−”ループ１９１ｂを通る送信器磁界に反作用する磁界を発生させる。これにより、“−”ループ１９１ｂを通る正味の磁束は、“＋”ループ１９１ａのそれより小さくなり、“−”ループ１９１ｂは“＋”ループ１９１ａより小さい誘導ＥＭＦを発生する。従って、第１の受信巻線１７８は端子１８５，１８７間に正味“正”極性の電流及び電圧が生じる。
【００５５】
出力信号は、送信巻線１８０が時間的に変化する磁界を発生するために、時間と共に変化する。入力信号に対する時間変化する出力信号の振幅及び極性は、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対位置を示す。図５（ｃ）は、出力信号の振幅と極性がスケール１０４の読み出しヘッド１６４に対する相対位置（変位）に応じて変化する様子を示している。
図５（ｃ）に示す波形の最初のピークは、端子１８５，１８７間の正極性振幅の例を示している。出力信号の極性は、時間変化する出力信号の入力信号に対する時間位相を示しており、入力信号に対して同相か又は逆相（１８０°差）のいずれかになる。
【００５６】
図５（ｂ）は、スケール１０４が動いて、減衰器１７０が第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａの全てに重なって“−”ループ１９１ｂとは重ならない状態を示している。この相対位置においては、減衰器１７０に生じる誘導電流は、“＋”ループ１９１ａを通る送信磁界に対して反作用する。即ち、“−”ループ１９１ｂを通る正味の磁束は、“＋”ループ１９１ａのそれより大きくなり、“−”ループ１９１ｂは“＋”ループ１９１ａより大きい誘導ＥＭＦを発生する。従って、第１の受信巻線１７８は端子１８５，１８７間に正味“負”極性の電流及び電圧が生じる。図５（ｃ）に示す波形の最初の谷は、端子１８５，１８７間の負極性振幅の例を示している。
【００５７】
減衰器１７０が、図５（ａ）に示すように、“−”ループ１９１ｂに完全にオーバーラップしたとき、出力信号は、図５（ｃ）の波形のピークに示すように、最大正極性振幅をもつ。逆に、図５（ｂ）に示すように、減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａに完全にオーバーラップしたとき、図５（ｃ）の波形の谷に示すように、最大負極性振幅をもつ。
減衰器１７０が測定軸３００に沿って、図５（ａ）の位置と図５（ｂ）の位置の間を移動する間、図５（ｃ）の波形の振幅は連続的に変化する。そして、減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂに正確に１／２ずつオーバーラップしたとき、図５（ｃ）の波形の振幅はゼロとなる。この位置から、減衰器１７０が図５（ａ）又は図５（ｂ）の位置に近づくように移動することにより、受信器出力信号の振幅は次第に正又は負方向に増大する。
【００５８】
図３に示すように、 読み出しヘッド１６４はスケール波長１９３の１／４だけ互いにずれた二つの受信巻線１７８，１７９を有する。即ち、第２の受信巻線１７９は第１の受信巻線１７８とオーバーラップし且つスケール波長１９３の１／４のオフセットをもつ。従って、第２の受信巻線１７９の各“＋”ループ１９２ａは、第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａ及び“−”ループ１９１ｂの各一部と重なる。同様に、第２の受信巻線１７９の各“−”ループ１９２ｂは、第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａ及び“−”ループ１９１ｂの各一部と重なる。
【００５９】
第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９は、基板上又は内部に適当に形成された絶縁層及びクロスオーバー中継により電気的に分離されている。第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９をスケール波長１９３の１／４ずらすことによって、これらの出力信号は空間的に矩象となる。即ち、これらの受信巻線１７８及び１７９に得られる出力信号振幅は位置の関数である正弦波パターンとなり、第２の受信巻線１７９の正弦波パターンは第１の受信巻線１７８のそれに対して空間的に９０°シフトしたものとなる。
【００６０】
この結果、信号処理及びディスプレイ電気回路１６６はこれらの受信巻線１７８及び１７９の出力信号の相関関係を検出し、これを解析することによって、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対移動の方向を決定する。上述のように、巻線１７８，１７９の出力信号振幅は、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対位置に基づいて正弦波状に変化する。
信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、次の数１に従って、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対位置を決定する。
【００６１】
【数１】
ｐ：位置
λ：スケール波長１９３
ｎ：波長１９３の数を示す整数
Ｓ１：第１の受信巻線１７８の出力信号
Ｓ２：第２の受信巻線１７９の出力信号
【００６２】
Ｓ１，Ｓ２の符号は、次の表２に従って角度がどの象限にあるかを決定する。
【００６３】
【表２】
【００６４】
ノギス１００の精度を改善するために、及び／又は受信信号のアナログ信号処理回路に対する要求を緩和するために、読み出しヘッド１６４が３個或いはそれ以上オーバーラップする受信巻線を持つようにすることができる。読み出しヘッド１６４が３個或いはそれ以上オーバーラップする受信巻線を持つようにすることは製造を難しくするが、適当な信号処理技術の組み合わせにより、二つだけの受信巻線を持つ場合に比べてより高精度の測定を可能とする。この様な多重巻線の読み出しヘッドは好ましくは、等しい位相シフト量を持つものとする。例えば、巻線数ｍの場合、位相シフト量を１８０°／ｍとする。
【００６５】
信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、よく知られた内挿処理と一つの受信巻線だけを用いて、波長１９３の１／２の範囲で絶対位置を求めることができる。
例えば、図６に示すように、信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、波長１９３の１／２の範囲で第１の位置ｄ１と第２の位置ｄ２の間の差を、点２８７と２８８の受信信号の振幅と極性を比較することにより求めることができる。
点２８７は、Ｖ１なる電圧値を有し、一方点２８８はＶ２なる電圧値を有する。位置ｄ３は受信信号内の点２８９に対応し、点２８９は２８７と同じ電圧値Ｖ１を有するが、信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、第１の位置ｄ１と第３の位置ｄ３の間の相違位置の差は内挿を用いては決定することができない。
【００６６】
スケール１０４，読み出しヘッド１６４及び他の構成要素は、通常の技術により容易に製造することができる。例えば、よく知られたプリント回路基板技術（硬い基板或いはフレキシブル基板上の）を用いて送信巻線１８０及び受信巻線１７８，１７９をプリント回路基板上に形成することにより、読み出しヘッド１６４を作ることができる。受信巻線１７８，１７９それぞれの交差点では導通を生じないように適当な絶縁を行うことが必要である。
スケール１０４も同様にプリント回路基板技術を用いて作ることができる。磁束減衰器１７０は、プリント回路基板に薄い銅箔バーを形成することにより作られる。減衰器１７０には、銅以外の他の高導電率材料、例えばアルミニウム，クロム，銀，金等を用いることもできる。代表的なプリント回路基板としては、ＦＲ４等のグラスファイバ強化プラスチックを用いることができる。
【００６７】
スケール１０４の寸法安定性はこの発明の誘導型絶対位置トランスジューサの精度に影響を与える。従って、高い精度が要求される用途には、より安定なスケール基板、例えば、ガラス，水晶，スチール，インバール或いはセラミックス等を用いることが好ましい。スチール及びインバールは導電性材料である。しかしこれらは、銅に比べると導電性は低い。銅の磁束減衰器１７０とスチール或いはインバール基板１１６との間の導電率比は、スケール１０４の読み出しヘッド１６４に対する相対移動により受信巻線１７８，１７９に出力信号を得るに十分である。
【００６８】
いくつかの用途においては、フレキシブル金属テープに１乃至複数層の金属プレートを積層或いは固着することにより磁束減衰器１７０を作ることも有効である。金属プレートはフレキシブルテープとは異なる金属とする。例えば、金属プレートが積層される金属テープは、位置測定がなされるべき備品やワークピースに搭載される。或いは金属テープは、特定の測定に用いられない部分を収縮或いは巻き込んで保持するようにすることもできる。更に寸法安定性は、基板を補強し、磁束減衰器１７０をスチールその他の寸法が安定な基板や支持部材に保持することによっても得られる。
【００６９】
磁束変調器１７０は、この出願に含まれる関連米国特許出願第０８／６４５，４８３号及び第０８／６４５，４９０号（１９９６年５月１３日出願）に述べられているように、磁束を減衰させ或いは拡大する要素のいずれかである。同様に、磁束減衰及び磁束拡大の要素には、関連米国特許出願第０８／６４５，４８３号及び第０８／６４５，４９０号に述べられているように、種々のフォーマット及び構造を用いることができる。
【００７０】
図７は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ２００の第１の好ましい実施例である。誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、並列に配置された３つのトランスジューサ２１０，２２０及び２３０を有する。各トランスジューサは、図１〜図５で説明したと実質的に同様に設計され同様の動作をする。
３つのトランスジューサ２１，２２０，２３０のそれぞれは、送信巻線２１２，２２２，２３２を有し、二つずつオーバーラップする受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）を有する。各トランスジューサ２１，２２０，２３０はまた、それぞれスケール２１８，２２８，２３８を有する。これらのスケール２１８，２２８，２３８は誘導型絶対位置トランスジューサ２００の一つのスケール部材２０２上に形成されている。各スケール２１８，２２８，２３８は複数の磁束変調器１７０を有する。ここで重要なことは、各トランスジューサ２１８，２２８，２３８の受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）がそれぞれ、波長λ１，λ２，λ３を持つことである。また、スケール２１８，２２８，２３８上の磁束変調器１７０はそれぞれ測定軸３００に沿って波長λ１，λ２，λ３の１／２に等しい長さを有する。
【００７１】
図７には、波長λ３の間隔の複数の縦の実線Ａと、その半波長位置を示す破線Ｂを示している。実線Ａと破線Ｂは、波長λ１及びλ２が波長λ３とどの様に異なるかを分かりやすく示すためのものである。
好ましくは、波長λ１は２．５４mm ，波長λ２は２．４０９４mm ，波長λ３は２．５６mmである。トランスジューサ２１０，２３０のいずれかを密の波長測定を行うために用いることができる。波長λ３（＝２．５６mm）は、簡単な計算ができるため、ミリメータの測定に適当である。波長λ１（＝２．５４mm）は０．１inchであり、従って簡単なインチ／ミリメータ変換計算によりインチ測定に用いられる。
【００７２】
波長λ１，λ２，λ３は互いに相似であり、これらの対の空間位相差は、固有の波長λ１，λ２，λ３を越えるある空間距離で３６０°となる。従って、異なる波長の二つのトランスジューサからの位置出力情報、例えばトランスジューサ（２１０，２２０）と２３０の二つの出力情報は長いレンジの測定のために合成することができる。
合成された位置情報は、空間的“位相関係”の計算に基づいて、“中波長（medium wavelength）”或いは、“粗波長（coarse wavelength)”の絶対位置を与える。この“中”或いは“粗”波長は相対的に３６０°の空間位相差を有し、二つのトランスジューサの空間波長から導かれるもので、トランスジューサ２１０，２２０，２３０のいずれか単独で得られる絶対測定レンジより長い。
【００７３】
二つのトランスジューサの空間波長がある関係を有すると、移動するにつれて、二つのトランスジューサの信号から導かれる位相差は、ある“位相関係”波長より長いところを越えると３６０°を通過する。これがより大きい絶対測定レンジに対応する。
トランスジューサ２１０，２２０，２３０の波長の間の許容される実際的な関係、従ってデバイスのトータルの絶対測定レンジは、３波長のトランスジューサそれぞれの測定精度に依存する。個々のトランスジューサにとっての高い測定精度とは、位置がトランスジューサ波長の小部分に対応する分解能で決定できることを意味する。
“内挿比”とは、波長以下の分解能又は精度が得られる度合いを言う。即ちこれは、波長の、選択された位置分解能のインクリメントに対する比を指している。この語は、一つのトランスジューサの波長にも、或いは上述した“中”，“粗”波長にも適用できる。
【００７４】
図７に示す誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、相対位相計算のために緩やかな“誤差マージン”をもって作らなければならない。即ち、最悪の条件のもとで、“中”或いは“粗”の相対位相計算は、絶対システムの“次の密”測定モードの特定波長に対応する相対移動するトランスジューサの位置を特定しなければならない。さもないと、“次の密”測定モードの少なくとも１波長に対応する誤差が、全体の絶対位置計算において生じるからである。“波長比”は、例えば、粗／中，或いは中／密といった“次の密”の有効波長に対するより粗い有効波長の比を言う。
【００７５】
図７の誘導型絶対位置トランスジューサ２００にとって、緩やかな誤差マージンは、個々のトランスジューサの内挿比に低い相関を示す波長比を用いることにより得られる。この実施例の誘導型絶対位置トランスジューサに用いられた波長比は、中／密については１６／１、粗／中については８／１である。これらの波長比は、個々のトランスジューサ２１０，２２０，２３０に期待される２５６／１の名目精度或いは内挿比、及びそれらの関連する密波長に対して十分に安全なマージンを与える。波長比は、システム設計の許容公差やコストに応じて大きくすることができる。しかしこれは、不正確な絶対測定をもたらす誤差のリスク増大につながる。
【００７６】
波長λ１とλ２の間の位相差は、３２５．１２mmの実効粗波長を与える。中波長λMとしては、２．５６mmの波長λ３と２．４０９mmの波長λ２の差が、１６×２．５６mm及び１７×２．４０９mmに等しい波長４０．９６mmを与える。従って、粗／中の比は、３２５．１２／４０．９６，或いはほぼ８であり、この結果、粗／密の比はほぼ１２８となる。誘導型絶対位置トランスジューサの十分な測定レンジを持つことを確実にするためには、粗／密比を少なくとも１００、中／密比を少なくとも１０とすることが好ましい。次の説明は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサにおける、密（ミリメータ或いはインチ），中及び粗の動作モードに対応する好ましい設計ガイドラインの概要である。
波長λ１，λ２，λ３はそれぞれ、λ１＝２．５４mm，λ２＝２．４０９４mm，λ３＝２．５６mmとする。各トランスジューサ２１０，２２０，２３０の空間位相位置はそれぞれ、φ１，φ２，φ３とする。波長λ１とλ３とが密モード波長λFを決定し、この波長λFがミリメータの密モード測定に用いられる。波長λ１はインチの密モード測定に用いられる。中モード波長λMは、下記数２で与えられる。
【００７７】
【数２】
【００７８】
これにより、中モード波長λM3は、４０．９６mmである。或いは、λM1＝４６．８６mmがいくつかの状況下では用いられる。粗モード波長λCは、下記数３で与えられる。
【００７９】
【数３】
【００８０】
数３から、λ１＝２．５４mm，λ３＝２．５６mmのとき、粗モード波長は、λC＝３２５．１２mmとなる。
粗波長λCのための位相位置は、φ１−φ３であり、中波長λM3のための位相位置は、φ２−φ３であり、中波長λM1のための位相位置は、φ２−φ１である。一般的な位相位置φｎの計算は以下に説明する。波長λ１，λ３のいずれかの位相位置は、上述のように矩象により決定される。
【００８１】
トランスジューサ２１０，２２０，２３０の送信巻線２１２，２２２，２３２及び受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）はそれぞれ、好ましくは、先に述べたようにプリント回路基板の二つの面に形成される。
各トランスジューサ２１０，２２０，２３０はそれぞれ、２つの受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）を用いており、これらをスケール波長の１／４ずらすことにより、各二つの受信巻線の出力は９０°位相がずれる。二つの受信巻線の出力信号の関係は、相対移動方向を決定し、密波長内での任意の密位置を確実に計算することを可能とする。
図７の誘導型絶対位置トランスジューサにおいて、受信巻線の信号振幅は、スケール２０２の測定軸３００に沿う移動に伴って正弦波関数を示す。リニア位置ｘ及び位相位置φｎは、スケールの対応する受信巻線に対するある１波長内で、次の数４のように求められる。
【００８２】
【数４】
ｘ＝tan-1（ｓ１／ｓ２）（λｎ／２π）
φ1n＝tan-1（ｓ１／ｓ２）
【００８３】
数４において、φ1nが位相位置であって、ｎ＝１，２，３がそれぞれトランスジューサ２１０，２２０，２３０に対応する。ｓ１，ｓ２は対応する受信巻線の出力信号の振幅であり、λｎが対応する波長である。逆正接関数（tan-1）は、信号ｓ１，ｓ２の極性を用いて信号に対応する波長の“象限”を特定するように、０と２πの間を往復する値である。
【００８４】
トランスジューサ２１０，２２０，２３０は、ある程度寄生的に結合することができ、これはトランスジューサからの出力信号の誤差となる。これらトランスジューサ２１０，２２０，２３０間の寄生結合を低減するために、誘導型絶対位置トランスジューサ２００内で最も近い二つの波長を最大距離をおいて離す。即ち、λ１はほぼλ２に等しいから、トランスジューサ２１０と２３０とがトランスジューサ２２０を挟んで配置される。
また好ましい実施例では、各トランスジューサ２１０，２２０，２３０における受信巻線の長さは、中波長λMに最も近くなるような整数個の波長分に設定すべきである。好ましくは、中波長λMが各トランスジューサ２１０，２２０，２３０についての波長のある整数個に等しくなるようにする。しかし、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の中のせいぜい二つが、中波長λMに等しい波長の整数個分を持つことになるであろう。
【００８５】
中モードの測定に用いられるまん中のトランスジューサ２２０は、これと隣接トランスジューサ２１０，２３０との間で、中波長上でほぼ１波長差を持つ。即ち、Ｎ×λ１＝（Ｎ＋１）×λ２＝Ｎ×λ３である。上に述べた例では、１６×２．５６mm＝１７×２．４０９４mm≒１６．１２６×２．５４mmである。隣接するトランスジューサ間が中波長λM上で１波長差であるということは、寄生結合による誤差要素が１つの中波長の範囲で１空間サイクルを経験することを意味し、従って寄生結合の効果が実質的に相殺される。即ち、誘導型絶対位置トランスジューサ２００内で生じるその様な誤差要素は、好ましい実施例の受信巻線のスパン上で加算されてほぼ相殺される。
【００８６】
ここまでは一般的に、トランスジューサに関して説明しているが、この発明は、ここまでの詳細な説明から明らかなように、プレーナ型ロータリエンコーダ，円筒型ロータリエンコーダその他のタイプにも同様に適用することができる。また、精度を更に改善し、受信信号のアナログ信号処理に求められる要求を緩くするために、各トランスジューサ２１０，２２０，２３０において二つ以上のオーバーラップする受信巻線を用いてもよい。これらの或いは他の設計変更及び動作の詳細は、この出願に組み込まれる米国特許出願第０８／４４１，７６９号に開示されているものと同様である。
【００８７】
図９に示すように、第１の好ましい実施例の誘導型絶対位置トランスジューサ２００に用いられる信号発生処理回路２４０は、トランスジューサ２１０，２２０，２３０に対応して３系統設けられる。トランスジューサ２１０，２２０，２３０の各受信巻線は、模式的に、オーバーラップさせずに横に並べて示している。
信号発生処理回路２４０は一つの信号発生器２５０を有する。この信号発生器２５０は、数ＭＨｚレベルの一連のパルスからなる高周波電流を、選択スイッチ２４２を介してトランスジューサ２１０，２２０，２３０の送信巻線２１２，２２２，２３２に供給する。信号発生器２５０は、手持ちの或いはバッテリー駆動用のトランスジューサ、例えば小型低電力のノギス，マイクロメータ，テープメジャー等の低電力デバイス用として設計されたものである。この信号発生器２５０は、図示のように接続されたキャパシタ２５１，二つの抵抗２５２，２５３，二つのスイッチ２５４，２５５及びコンパレータ２５６を有する。一般にこの信号発生処理回路２４０内では、スイッチとしてはトランジスタが用いられる。
【００８８】
休止時（測定期間以外）は、キャパシタ２５１の電荷は抵抗２５２を通して放電されている。抵抗２５２は好ましくは、小さい抵抗であって、簡単にはスイッチ２５５の内部抵抗を用いることができる。ディジタル制御ユニット２４４は、第１の活性化信号Ｐ１をスイッチ２５４の制御端子に供給する。この信号Ｐ１はスイッチ２５４を時間ｔｃだけ閉じる。電源電圧ＶDDは、バッテリ等の適当な電力源から発生される。スイッチ２５４を閉じることにより、電源電圧ＶDDはキャパシタ２５１を充電する。これにわずか遅れて、ディジタル制御ユニット２４４はスイッチ２５５を閉じる第２の活性化信号Ｐ２を供給する。これによりキャパシタ２５１は送信巻線２１２，２２２，２３２の一つを通して接地される。図９の例では、キャパシタ２５１は送信巻線２１２を通して接地されている。
【００８９】
ディジタル制御ユニット２４４は、好ましくは一つのＡＳＩＣ、或いは後述するタイミング制御やスイッチ制御機能を持つ回路を含むＩＣの一部である。しかし、ディジタル制御回路２４４はまた、例えばＰＬＤ，ＰＬＡ，ＰＡＬ等を含む他のＩＣ，個別部品やプルグラマブル論理デバイスの動配線による電気回路或いはロジック回路を用いて構成することもできる。
【００９０】
図１０は、スイッチ２５４，２５５に与えられるパルスＰ１，Ｐ２のタイミング，これによりノードＶ１，Ｖ２及び受信巻線２１４，２１６の出力端子に得られる信号を示している。図１０はまた、スイッチ２６２，２６７に与えられるタイミングパルスＰ３，Ｐ４と、サンプルホールド用キャパシタ２６３，２６８に保持される電圧を示している。
導体である送信巻線２１２とキャパシタ２５１とは共振回路を構成するから、信号発生器２５０はノードＶ２に図示のような過渡電圧を発生する。ノードＶ２の過渡信号は送信巻線２１２により受信巻線２１４，２１６に誘導的に送信される。これにより、図１０に示すように、受信巻線２１４は第１の測定期間、波形ＶＡを出力し、受信巻線２１６は第２の測定期間、波形ＶＢを出力する。
【００９１】
受信信号の振幅は、それぞれトランスジューサ２１０，２２０，２３０におけるスケール２１８，２２８，２３８と受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２４６）との間の相対位置に依存する。
位相スイッチ２４３は、受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６）及び（２３４，２３６）からの信号を多重化する。例えば、位相スイッチが接点Ａにあるとき、トランスジューサ２１０，２２０，２３０について受信巻線２１６，２２６，２３６が出力イネーブルとなって選択スイッチ２４２に受信信号を出力する。位相スイッチが接点Ｂにあるときは、受信巻線２１４，２２４，２３４が選択スイッチ２４２に受信信号を出力する。
【００９２】
図９に示す信号発生処理回路２４０の好ましい実施例においては、各トランスジューサ２１０，２２０，２３０からの受信信号の一つが位相スイッチ２４３により出力イネーブルとなって、スイッチ２４２により多重化されて出力され、差動アンプ２４５に入力される。
選択スイッチ２４２は３つのトランスジューサ２１０，２２０，２３０に対応する３接点を有する。選択スイッチ２４２のサブスイッチ２４２ａは、交流電流信号を送信巻線２１２，２２２，２３２の一つの選択的に接続する。例えば、選択スイッチ２４２が接点２にあり、位相スイッチ２４３が接点Ａにあるとき、選択スイッチ２４２は交流電流信号をトランスジューサ２２０の送信巻線２２２に選択的に接続し、またトランスジューサ２２０の受信巻線２２６，２２４の端子からの信号がサブスイッチ２４２ｂ，２４２ｃを介して選択的に差動アンプ２４５に接続される。
【００９３】
差動アンプ２４５は、受信巻線からスイッチ２４２，２４３を介して取り出された出力信号を同相ノイズを除去して増幅する。増幅された信号は、サンプルホールド回路２６０の４個併設されたサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の一つに入力される。第１のサンプルホールドサブ回路２６１は、第１のスイッチ２６２，蓄積キャパシタ２６３，アンプ２６４及び第２のスイッチ２６５を有する。第２のサンプルホールドサブ回路２６６は、第１のスイッチ２６７，蓄積キャパシタ２６８，アンプ２６９及び第２のスイッチ２７０を有する。第３のサンプルホールドサブ回路２７１は、第１のスイッチ２７２，蓄積キャパシタ２７３，アンプ２７４及び第２のスイッチ２７５を有する。第４のサンプルホールドサブ回路２７６は、第１のスイッチ２７７，蓄積キャパシタ２７８，アンプ２７９及び第２のスイッチ２８０を有する。
【００９４】
これら４個のサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６は、読み出しヘッド２０４のスケール２０２に対する高速の相対移動により生じる誤差をできるだけ小さいものとするために短時間内に４つの信号を捕らえる。例えば、スケール移動がある状態で高精度の位置決定を行うためには、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線からの信号のサンプリングデータの間に位置の変化がないことが望まれる。また、トランスジューサ２１０，２２０，２３０からの、例えば中モードと粗モードといった二つの情報を計算により合成する場合には、４つの受信巻線からの信号のサンプリングデータの間に、位置変化がないことが望ましい。
【００９５】
この実施例の場合、４個のサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６は同時にサンプリングデータを保持することができないが、選択スイッチ２４２は送信巻線の一つに対する接続と、３つのトランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線の一つに対する接続を同時に行うことができるから、４つのサンプリングデータの保持を高速に続けることができる。数μｓｅｃの間に捕らえられた４つのサンプリング信号は、スイッチ２６５，２７０，２７５，２８０によって順次Ａ／Ｄコンバータ２４６に送られる。即ちこれらのスイッチ２６５，２７０，２７５，２８０は、バッファアンプ２６４，２６９，２７４，２７９の出力を順次Ａ／Ｄコンバータ２４６に接続する。
【００９６】
Ａ／Ｄコンバータ２４６は、入力値をディジタル値に変換してこれをマイクロプロセッサ２４１に送る。マイクロプロセッサ２４１は、サンプルホールド回路２６０に保持された受信信号から取り出されたディジタル値を用いて、個々のトランスジューサ２１０，２２０，２３０の空間位相角，及びトランスジューサ２１０，２２０，２３０の間の空間位相差を計算し、得られた値を合成して、誘導型絶対位置トランスジューサ２００の絶対位置を求める。
マイクロプロセッサ２４１は、ディジタル制御ユニット２４４と共に、スイッチ２４２，２４３，２５４，２５５，２６２，２６５，２６７，２７０，２７２，２７５，２７７及び２８０のタイミング制御を行う。スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７７のタイミングと、スイッチ２６５，２７０，２７５及び２８０のタイミングとは、ノードＶ２での過渡信号に基づく送信発振と同期がとられる。これにより、スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７７のそれぞれは、スイッチ２４２及び２４３を介して得られる受信巻線端子からの出力信号を同期的に復調する。
【００９７】
アンプ２６４，２６９，２７４及び２７９はそれぞれ、ノードＶ２での信号と同相のＡＣ信号を受信したときに正極性の電圧信号を出力する。ノードＶ２での信号と位相がずれたＡＣ信号を受信したときに負極性の電圧信号を出力する。これらのＡＣ信号は、ノードＶ２の信号と同相か、又は１８０°ずれているかのいずれかである。また、ディジタル制御ユニット２４４は、抵抗２５２とキャパシタ２５１の間のノードＶ１の信号に基づいて、スイッチ２６２，２６７，２７２，２７７及びスイッチ２６５，２７０，２７５，２８０のタイミング制御を行う。
ここで重要なことは、図１０に示すように、ノードＶ２の信号がピーク振幅であるときに、ノードＶ１の信号はゼロ振幅であることである。従って、ノードＶ１の信号は、従来のようにサンプルホールド回路２６０内のスイッチ２６２，２６７，２７２，２７７を制御して受信器出力信号の最初の（最大の）ピークをサンプリングするために利用することができる。これにより、ノードＶ１の電圧信号はコンパレータ２５６によってディジタル信号に変換されてディジタル制御ユニット２４４に入力される。ディジタル制御ユニット２４４は、コンパレータ２５６から出力される矩形波信号の最初の立下がりエッジを利用して、スイッチ２６２，２６７，２７２，２７７の動作制御を行う。
【００９８】
以上のようにしてこの発明では、同期復調検波を利用して、ノードＶ２の送信器信号との関係で受信器出力信号を最適にサンプリングする。図１０に示すように、それぞれ受信巻線２１６，２１４からの出力信号の最初のピークがサンプリングされてキャパシタ２６３，２６８に蓄積されることになる。
【００９９】
信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分のより好ましい実施例においては、差動アンプ２４５はサンプルホールド回路２６０の下流側に配置される。また、二つのサンプルホールド回路２６０が、選択スイッチ２４２の各出力毎に一つずつ用いられる。この様な実施例においては、選択スイッチ２４２からの出力信号は直接サンプリングされ、出力されると同時に増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に入力される。
またこの実施例では、差動アンプ２４５はトランスジューサ２１０，２２０，２３０からの高周波出力信号を増幅する必要がなく、スイッチ２６５，２７０，２７５或いは２８０の一つが閉じたときにサンプルホールド回路２６０からの非常に低周波の信号を増幅すればよい。
【０１００】
信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分の第２の好ましい実施例においては、図１１に示すように、サンプルホールド回路２６０の高周波側にアンプ２４５に代わってトランス２４８が配置される。このトランス２４８は、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線からの高周波信号をノイズを誘導することなく増幅することができる。更にトランスは、高周波で優れた直線性を有するという利点がある。
選択スイッチ２４２の二つの出力はトランス２４８の一次コイルの二つの端子に接続される。二次コイルの一つの端子はサンプルホールド回路２６０のスイッチ２６２，２６７，２７２，２７７の入力端子に接続され、もう一つの端子は接地される。従ってトランス２４８は、選択スイッチ２４２の出力の間の差信号をシングルエンド信号に変換する。
【０１０１】
図１２は、サンプルホールド部分の第３の好ましい実施例である。この実施例では、差動アンプ２４５もトランス２４８も用いず、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線からスイッチ２４２を通して得られる出力信号が直接サンプルホールド回路２６０に入力される。
この実施例では、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６が、選択スイッチ２４２からの両方の信号を同時にサンプリングするように変形されている。即ち、図１１に示す回路に対して、第２のスイッチ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ，２７７ａと、第２のキャパシタ２６３ａ，２６８ａ，２７３ａ，２７８ａがそれぞれ追加されている。
【０１０２】
スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７７は選択スイッチ２４２の出力端子の一方に接続され、従ってキャパシタ２６３，２６８，２７３及び２７８はその出力端子からの信号を蓄積することができるようになっている。また、スイッチ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ及び２７７ａは選択スイッチ２４２の出力端子の他方に接続され、キャパシタ２６３ａ，２６８ａ，２７３ａ及び２７８ａはその出力端子からの信号を蓄積することができるようになっている。
この実施例においては、演算増幅器２６４，２６９，２７４及び２７９は、第１及び第２の実施例と異なり、単なるバッファアンプはなく、差動アンプを構成している。第１のサブ回路１６１のキャパシタ２６２，２６２ａの信号はアンプ２６４により差動増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に送られる。他のサブ回路２６６，２７１，２７６においても同様である。
【０１０３】
従って、位置測定のとき、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の一つの受信巻線の出力信号は、位相スイッチ２４３及び選択スイッチ２４２を介して直接サンプルホールド回路２６０のサブ回路に入力されて、サンプルホールドされる。保持された信号は差動増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に入力される。
そして、差動アンプ２６４，２６９，２７４，２７９はキャパシタの下流側に配置されるから、低周波増幅器とすることが可能であり、優れた直線性を得るための設計も容易である。更にこれらは、選択スイッチ２４２からの差動信号をシングルエンド信号に変換するから、トランス等の付加回路要素を必要としない。
【０１０４】
図１３は、信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分の好ましい第４の実施例である。この実施例では、図１１の実施例でのトランス２４８と、図１２の実施例でのサンプルホールド回路構成を組み合わせている。この実施例では、トランス２４８の二次コイルの第２端子は接地することなく、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の第２のキャパシタ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ，２７７ａに接続している。
この実施例の場合、トランス２４８は、サンプルホールド回路２６０の同相成分除去の性能を改善する。トランスは他のノイズや直線誤差を誘導しないという利点もある。
【０１０５】
サンプルホールド回路部分の第１〜第４の実施例の一つの難点は、サンプルホールド回路２６０が、あるタイミングでトランスジューサ２１０，２２０，２３０の一つの受信巻線の一つの信号しかサンプルホールドできないということである。この様に、同じトランスジューサの二つの受信巻線の信号をシリアルにサンプリングすると、実際には第１の受信巻線の信号サンプリングと第２の受信巻線の信号サンプリングが同時ではないため、位置測定精度を低下させる。
【０１０６】
図１４は、上述の難点を解決したサンプルホールド部分の第５の実施例である。
この実施例では、位相スイッチ２４３が除かれ、選択スイッチ２４２は、二つの付加的なサブスイッチを含むように変形されて、トータルで５個のスイッチを有する。第１のトランスジューサ２１０の受信巻線２１４と２１６は、選択スイッチ２４２の４つのサブスイッチの“１”端子に直接接続される。同様に、第２のトランスジューサ２２０の受信巻線２２４と２２６は、４つのサブスイッチの“２”端子に直接接続され、第３のトランスジューサ２３０の受信巻線２３４と２３６は、４つのサブスイッチの“３”端子に直接接続される。
【０１０７】
第１の受信巻線２１４，２２４，２３４につながる選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチの出力は、トランス２４８の一次コイル巻線に接続される。同様に、第２の受信巻線２１６，２２６，２３６につながる選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチの出力は、第２のトランス２４９の一次コイル巻線に接続される。サンプルホールド回路２６０は第１の実施例のものと同じである。トランス２４８の二次コイルの一方の端子は、第１及び第３のサンプルホールドサブ回路２６１及び２７１のスイッチ２６２及び２７２に接続され、他方の端子は接地される。同様に、トランス２４９の二次コイルの一方の端子は、第２及び第４のサンプルホールドサブ回路２６６及び２７６のスイッチ２６８及び２７８に接続され、他方の端子は接地される。
【０１０８】
位置測定時、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の一つが駆動されると、そのトランスジューサの第１の受信巻線の出力信号は第１及び第３のサンプルホールドサブ回路２６１及び２７１によりサンプルホールドされ、同時に第２の受信巻線の出力は第２及び第４のサンプルホールドサブ回路２６６及び２７６によりサンプルホールドされる。この様に二つの受信巻線の出力が同時にサンプリングされるから、サンプリングされた位置は同じであり、従って位置測定精度が低下することはない。
【０１０９】
サンプルホールド回路部分の第１〜第４の実施例のもう一つの難点は、第５の実施例においても同様であるが、同時にはトランスジューサ２１０，２２０，２３０のなかの一つの受信巻線の出力信号しかサンプルホールドできないことである。第５の実施例では、一つのトランスジューサの二つの受信巻線の信号がシリアルにサンプリングされることによる位置測定誤差を除去できるものの、トランスジューサ自身がシリアルにサンプリングされると、粗，中の波長位置測定の測定精度が同様の理由で低下する。即ち、二つのトランスジューサの受信巻線の出力がシリアルにサンプリングされると、第１のトランスジューサの出力サンプリングと第２のトランスジューサの出力サンプリングとが実際には同じ位置ではなく、従って位置測定誤差が生じる。
【０１１０】
図１５は、この様な難点を解決した第６の実施例のサンプルホールド回路部分である。この実施例でも選択スイッチ２４２は変形され、位相スイッチ２４３は除かれる。
選択スイッチ２４２では、信号発生器２５０と送信巻線２１２，２２２，２３２との間のサブスイッチを除去している。即ち、３つの送信巻線は全て直接信号発生器２５０に接続されて位置測定の間駆動されるようにしている。その他、選択スイッチ２４２は、第５の実施例と同様に、４つのサブスイッチが直接受信巻線２１４，２１６，２２４，２２６，２３４及び２３６に接続されるように、変形されている。加えて、第２の選択スイッチ２４２ａが、４つのサブスイッチが直接受信巻線２１４，２１６，２２４，２２６，２３４及び２３６に接続されるように設けられている。これら第１及び第２の選択スイッチ２４２，２４２ａは、それぞれトランスジューサ２１０，２２０，２３０の異なるものに接続されるように、制御される。
【０１１１】
更に、第１及び第２のトランス２４８，２４９はそれぞれ二つのトランス回路を持つように変形されている。トランス２４８の各トランス回路は第１の選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチに接続され、トランス２４９の各トランス回路は同様に選択スイッチ２４９の二つのサブスイッチに接続される。
具体的に説明すれば、トランス２４８の一方のトランス回路の一次コイルは、第１の受信巻線２１４，２２４又は２３４につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続され、トランス２４８の他方のトランス回路の一次コイルは、第２の受信巻線２１６，２２６又は２３６につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続される。同様に、トランス２４９の一方のトランス回路の一次コイルは、第１の受信巻線２１４，２２４又は２３４につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続され、トランス２４９の他方のトランス回路の一次コイルは、第２の受信巻線２１６，２２６又は２３６につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続される。
【０１１２】
トランス２４８，２４９の各トランス回路の二次コイルの一方の端子は、接地される。トランス２４８の一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子は、スイッチ２６２に接続され、もう一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子はスイッチ２６７に接続される。同様に、トランス２４９の一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子は、スイッチ２７２に接続され、もう一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子はスイッチ２７７に接続される。
この様な構成とすることにより、第６の実施例によれば、二つのトランスジューサの受信巻線の出力を同時にサンプリングすることができる。即ち、全てのサンプリングデータが同じ位置でとられることになり、二つのトランスジューサがシリアルにサンプリングされることにより生じる粗，中測定の位置誤差が発生することはない。
【０１１３】
上述した信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分の実施例は、以下に説明する誘導型絶対位置トランスジューサの他の実施例にも同様に適用することができる。また、上述したサンプルホールド部分の実施例を、以下に説明するトランスジューサの実施例に組み込む際に必要な変形は、通常の技術の範囲であって詳細な説明はしない。
【０１１４】
図１６は、誘導型絶対位置トランスジューサ２００からの受信信号を合成して、中，粗の絶対位置測定値を得る動作タイミングを示している。読み出しヘッドがスケール２１８，２２８，２３８に対して高速で相対移動する時、その移動は遅延時間に相当する望ましくない空間位相変位を生じるから、中，粗位置の測定値はそれぞれ、殆ど同じタイミングでサンプリングすることが望ましい。その誤差は、測定サイクルが初期化されたときの基準位置によってのみ決まる望ましい空間位相値に加算されることになるからである。
【０１１５】
４個併設したサンプルホールド回路を用いれば、サンプリング間隔ｔ１の中の殆ど同じタイミングで４つのサンプルを得ることができる。これら４つのサンプルは、３つのトランスジューサ２１０，２２０，２３０の中の二つについての、受信巻線２１４と２１６、及び２２４と２２６それぞれからの一つのサンプルを含む。例えば、サンプリング間隔ｔ１内で、４つのサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１及び２７６がそれぞれ受信巻線２１４，２１６，２３４及び２３６の出力信号をサンプリングすることができる。
【０１１６】
サンプリング間隔ｔ１は、信号発生器２５０，差動アンプ２４５及びサンプルホールド回路２６０のみによって制限される。各サンプルは道理上、１μｓはかかるから、４サンプルをとるために要求されるサンプリング間隔ｔ１はほぼ４μm である。また、１ｍ／ｓの速度は、１ｍｍ／ｍｓ又は、１μm ／μｓであり、この速度で、読み出しヘッド２０２はサンプリング間隔ｔ１内にスケール２０４に対してトータル４μm 動く。これは、第１の実施例のトランスジューサにおける３波長λ１，λ２或いはλ３の約１／６４０である。従ってこの距離は、中，粗モードの計算精度には殆ど影響を与えない。
より高精度が要求される密モードの測定には、４サンプルの全てについて、密のトランスジューサ２１０，２３０の一方のみが用いられる。例えば、受信巻線２１４及び２１６の受信出力信号は２度とられてサンプルホールドされる。これにより、各２μｓ毎に各受信巻線から１サンプルがとられる。これは、密モードの位置測定には何等影響を与えない。
【０１１７】
図１６に示すように、マイクロプロセッサ２４１は、サンプリング間隔ｔ１内に第１及び第３のトランスジューサ２１０及び２３０からの受信出力信号をサンプリングする。サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６はこれらの受信信号を順次保持し、その後Ａ／Ｄコンバータ２４６がこれらのサンプリング値を順次ディジタルデータに変換してマイクロプロセッサ２４１に送る。そしてマイクロプロセッサ２４１は、次のグループの信号がサンプリングされている間に取り込まれたデータを処理する。
【０１１８】
信号は非常に短時間にサンプリングすることが必要であるが、Ａ／Ｄコンバータ２４６及びマイクロプロセッサ２４１はそれらの信号をその短時間内で処理することは必要ではなく、４μｓより実質的に長い時間、即ち、サンプル信号を合成して所定の計算（密，中，粗モードの計算）を行うに必要な、ほぼサンプリング間隔ｔ１と等しい時間で処理することができる。即ち図１６に示すように、より長い期間ｔ２内で、Ａ／Ｄコンバータ２４６は受信信号をディジタル化し、マイクロプロセッサ２４１は絶対位置を計算する。これにより、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、受信巻線からの信号のサンプリングと絶対位置計算の間に遅れを許容することができる。この遅れの誤差は非常に小さい。
【０１１９】
例えば、時間間隔ｔ２が１００μｓであり、速度が１ｍ／ｓであるとすると、トランスジューサ２００が期間ｔ２の間に動く距離は０．１ｍｍより小さい。サンプリング値から計算された位置はサンプリングタイミングでの位置にほぼ対応する。しかし、マイクロプロセッサ２４１からは、サンプリング点からトランスジューサ２００がほぼ０．１ｍｍ進んだ後に、そのサンプリング位置のデータが出力される。この様な、速度１ｍ／ｓでの０．１ｍｍの遅れは、ほとんどのハンドツール用途では問題にならない。
しかし、この距離は、位置トランスジューサ２００が動いている間リアルタイムで位置情報を出力する必要がある特定用途ではカウントしなければならない。コスト及び／又は複雑性を増し、信号発生処理回路２４０を二系統用意して同時に動作させれば、高速性を向上し、前述の遅れを低減することができる。
【０１２０】
マイクロプロセッサ２４１により実行される、図１６に示すサンプリングシーケンスについて、図１７〜図２２を用いて更に具体的に説明する。図１７及び図１８は、マイクロプロセッサ２４１により実行される全体の測定ルーチンを示している。図１７に示すように、測定コントロールプログラムはステップＳ１００で始まる。スタートステップＳ１００の後、コントロールはステップＳ１１０に続く。ステップＳ１１０では、二つの密波長トランスジューサ２１０及び２３０の受信巻線２１４，２１６，２３４及び２３６をサンプリングする事により、密／粗測定の信号がとられる。コントロールは次にステップＳ１２０に続く。
【０１２１】
ステップＳ１２０では、マイクロプロセッサ２４１は、密波長トランスジューサ２１０の受信巻線２１４及び２１６からの信号の相対振幅に基づく位相φ１を決定する。次にステップＳ１３０において、マイクロプロセッサ２４１は、密波長トランスジューサ２３０の受信巻線２３４及び２３６からの信号に対する相対振幅に基づく位相φ３を決定する。コントロールは次にステップＳ１４０に続く。ステップＳ１４０では、マイクロプロセッサ２４１は、粗波長λCと、上に求められた位相φ１及びφ３に基づき、次の数５に従って、位置トランスジューサ２００の粗位置ＰCを決定する。
【０１２２】
【数５】
ＰC＝λC・（φ３−φ１）／２π
【０１２３】
次にステップＳ１５０では、マイクロプロセッサ２４１は、密トランスジューサ２１０及び中トランスジューサ２２０を用いて、受信巻線２１４，２１６，２２４及び２２６からの測定信号を発生する。これらの受信巻線２１４，２１６，２２４及び２２６からの出力信号はそれぞれ、サンプルホールド回路２６１，２６６，２７１及び２７６に格納される。保持された信号はＡ／Ｄコンバータ２４６によりディジタル信号に変換される。
【０１２４】
コントロールは次に、図１８のステップＳ１６０に続く。ステップＳ１６０では、マイクロプロセッサ２４１は、密トランスジューサ２１０の受信巻線２１４及び２１６の出力信号の相対振幅に基づく位相φ１を再度計算する。次に、ステップＳ１７０において、マイクロプロセッサ２４１は、中波長トランスジューサ２２０からの信号の相対振幅に基づく位相φ２を決定する。コントロールは次にステップＳ１８０に続く。
ステップＳ１８０では、マイクロプロセッサ２４１は、中波長λM1と、求められた位相φ１及びφ２とに基づき、次の数６に従って、中位置ＰMを決定する。
【０１２５】
【数６】
ＰM＝λM1・（φ２−φ１）／２π
【０１２６】
或いは、λM1とφ１とに代わってそれぞれ、数２に示すλM3とφ３とを用いて、中位置ＰMを求めてもよい。コントロールは次にステップＳ１９０に続く。
ステップＳ１９０では、位置トランスジューサ２００の密モードリニア位置ＰFを、第１のトランスジューサ２１０の波長λ１と位相φ１から決定する。密モードリニア位置の計算は、インチの場合はトランスジューサ２１０に基づき、ミリメータの場合はトランスジューサ２３０に基づいて行うことが好ましい。マイクロプロセッサ２４１が、既にステップＳ１６０において第３のトランスジューサ２３０の受信巻線２３４及び２３６からの信号の相対振幅に基づく位相φ３を決定しており、第３のトランスジューサ２３０を用いているとすると、ステップＳ１９０の一部として、中波長λ３内で次の数７に従って、密モードリニア位置ＰFを決定する。
【０１２７】
【数７】
ＰF＝φ３・（λ３／２π）
【０１２８】
ステップＳ１９５において、マイクロプロセッサ２４１は、密，中及び粗の位置値を合成して、誘導型絶対位置トランスジューサ２００の正確なトータルの絶対位置を決定する。位置トランスジューサ２００は、複数の中波長分を含む１粗波長分の最大絶対測定レンジを有する。粗位置値ＰCは、絶対位置の第１の概算値である。マイクロプロセッサ２４１は、粗位置値ＰCを解析して、それが多重の中波長のどれ（“ｎ”番目の中波長）に対応するかを決定する。一般に、（ＰC／λM）＝（ｎ・λM）＋ＲMである（ＲMは、中波長の残り）。
マイクロプロセッサ２４１は、ある中波長内の位置である中位置ＰMを用いる。中位置値ＰMは、ＲMであるはずである。しかし、中モード計算は、より短波長と関連する。従って、粗波長計算に比べてより高精度になる。従ってマイクロプロセッサ２４１は、ＰM＋（ｎ・λM）として改良された絶対位置の概算を計算する。
【０１２９】
マイクロプロセッサ２４１はその後、ＰM＋（ｎ・λM）を解析し、これが多重の密波長のどれ（“Ｎ”番目の密波長）に対応するかを設定する。一般に、ＰM＋（ｎ・λM）＝（Ｎ・λF）＋ＲFである（ＲFは密波長の残り）。
原理的に、この密位置値ＰFは、ＲFに等しいはずである。しかし、密モード測定及び計算は、トランスジューサ間の関係ではなく、単一のトランスジューサのみから、より短い波長について行われる。従って、中波長の測定及び計算より高精度となる。マイクロプロセッサ２４１は、絶対対置の改良された最終概算値を、（Ｎ・λF）＋ＰFとして計算して、スケール２１８，２２８及び２３８の読み出しヘッド２０４に対する絶対位置の決定する。これが、位置トランスジューサ２００の絶対位置に対応する。
【０１３０】
更に、ステップＳ１９５において、マイクロプロセッサ２４１は、決定された絶対位置を適当な出力デバイス、例えばディスプレイ２４７等に出力する。コントロールは次にステップＳ１９９に続く。
ステップＳ１９９では、マイクロプロセッサ２４１は２，３の測定サイクルが始まったか否かを判定する。測定サイクルが始まっていると判定すれば、マイクロプロセッサ２４１は、ステップＳ１１０に戻って再び測定信号を取り込んで密／粗の測定を行う。それ以外は判定ステップＳ１９９を繰り返す。
【０１３１】
図１９及び図２０は、密／粗測定ステップＳ１１０のより具体的なフローである。図１９に示すように、ステップＳ１１０が始まると、コントロールはステップＳ２００に続く。ステップＳ２００において、選択スイッチ２４２は、ポジション１に設定され、一方位相スイッチ２４３はポジションＡに設定される。従って、信号発生器２５０は発振する駆動信号を送信巻線２１２に供給する。これにより受信巻線２１６から測定信号が読み出される。受信巻線２１６からの受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第１のサンプルホールドサブ回路２６１に保持される。コントロールは次にステップＳ２１０に続く。
【０１３２】
ステップＳ２１０において、位相スイッチ２４３は、ポジションＡからＢに切替えられ、これにより信号発生器２５０は駆動信号を送信巻線２１２に供給し、受信巻線２１４から測定信号が読み出される。その受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第２のサンプルホールドサブ回路２６６に保持される。コントロールは次にステップＳ２２０に続く。
【０１３３】
ステップＳ２２０では、選択スイッチ２４２がポジション３に設定され、一方位相スイッチ２４３はポジションＡにリセットされる。これにより、信号発生器２５０からの駆動信号は送信巻線２３２に送られ、従って測定信号は受信巻線２３６から読まれる。その受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第３のサンプルホールドサブ回路２７１に保持される。次にステップＳ２３０において、位相スイッチ２４３は再度、ポジションＡからＢに切替えられ、信号発生器２５０は駆動信号を送信巻線２３２に送る。このとき測定信号は受信巻線２３４から読まれる。その受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第４のサンプルホールドサブ回路２７６に保持される。コントロールは次に、図２０のステップＳ２４０に続く。
【０１３４】
ステップＳ２４０において、第１のサンプルホールドサブ回路２６１のスイッチ２６５が閉じられ、キャパシタ２６３に保持されたサンプリング信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、受信巻線２１６の受信アナログ信号がディジタル値に変換されて、マイクロプロセッサ２４１に送られる。
ステップＳ２５０では、第２のサンプルホールドサブ回路２６６のスイッチ２７０が閉じられる。これにより、キャパシタ２６８に保持された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、ディジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に送られる。
ステップＳ２６０では、第３のサンプルホールドサブ回路２７１のスイッチ２７５が閉じられる。これにより、キャパシタ２７３に保持された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、ディジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に送られる。
ステップＳ２７０では、第４のサンプルホールドサブ回路２７６のスイッチ２８０が閉じられる。これにより、キャパシタ２７８に保持された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、ディジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に送られる。ステップＳ２８０では、コントロールはステップＳ１２０に戻る。
【０１３５】
ステップＳ２００〜Ｓ２８０と同様のステップは、ステップＳ１５０においても実行され、これにより中位置測定が行われる。この場合、ステップＳ２２０及びＳ２３０において、選択スイッチ２４２は、ポジション２ではなく、ポジション３に設定される。またこの場合、ステップＳ２００には、ステップＳ１５０を通って入り、ステップＳ２８０はステップＳ１６０への戻りとなることに注意すべきである。
【０１３６】
図２１は、ステップＳ１２０のより具体的なフローである。ステップＳ１２０の開始により、コントロールはステップＳ３００に続く。ステップＳ３００において、マイクロプロセッサ２４１は、ステップＳ２００でサンプリングされた信号（これを、位相スイッチ２４３の位置に基づいて、信号Ａとする）を、ステップＳ２１０でサンプリングされた信号（これを、位相スイッチ２４３の位置に基づいて、信号Ｂとする）により除する。得られた商の絶対値が１以下であれば、コントロールはステップＳ３１０に続き、１を越えていれば、ステップＳ３４０に続く。
【０１３７】
ステップＳ３１０では、マイクロプロセッサ２４１は信号Ｂが正であるか否かを判定する。正であれば、ステップＳ３２０に行き、ここで信号Ａを信号Ｂで除した値の逆正接（即ち，ｔａｎ-1（Ａ／Ｂ））としての位相を求める。コントロールはその後、ステップＳ３７０にジャンプする。
もし、ステップＳ３１０で、信号Ｂが負であることが判定されると、ステップＳ３３０に行く。ステップＳ３３０では、位相が、１８０°＋ｔａｎ-1（Ａ／Ｂ）として決定される。その後コントロールは、ステップＳ３７０に行く。
ステップＳ３００で、信号Ａの絶対値が信号Ｂの絶対値より大きい（即ち、｜Ａ／Ｂ｜＞１）と判定されると、コントロールはステップＳ３４０にジャンプする。ステップＳ３４０では、マイクロプロセッサ２４１は信号Ａが正であるか否かを判定し、正であればコントロールはステップＳ３５０に行く。ステップＳ３５０では、位相が、９０°−ｔａｎ-1（Ｂ／Ａ）として決定される。その後コントロールは、ステップＳ３７０に行く。
【０１３８】
ステップＳ３４０で信号Ａが負であることが判定されると、ステップＳ３６０にジャンプする。ステップＳ３６０では、位相が、２７０°−ｔａｎ-1（Ｂ／Ａ）として決定される。これらの場合、信号Ａ及び信号Ｂに対応して測定された信号は、選択スイッチ２４２の位置に応じて異なる。更に、ステップＳ３７０は、これらのサブルーチンが呼び込まれるステップに応じて、ステップＳ１２０，Ｓ１３０，Ｓ１６０，Ｓ１７０のコントロールに戻る。
ステップＳ３７０で、コントロールはステップＳ１３０に戻る。ステップＳ１４０，Ｓ１７０，Ｓ１８０もまた、ここでのサブルーチンとなる。即ち、表２を実行するこのサブルーチンの計算によって、φ１，φ２又はφ３のいずれかが求められる。
【０１３９】
図２２は、図１９におけるステップＳ２００のより具体的なフローを示す。図示のようにステップＳ２００の開始により、コントロールはステップＳ４００に行く。ステップＳ４００において、選択スイッチ２４２がポジション１にセットされ、位相スイッチ２４３はポジションＡにセットされる。更に第１のサンプルホールドサブ回路２６１のスイッチ２６２が閉じられる。その後コントロールはステップＳ４１０に続く。
ステップＳ４１０において、スイッチ２５４が開かれ、スイッチ２６２が閉じられる。そしてステップＳ４２０で、スイッチ２５５が閉じられて送信巻線２１２を駆動する。コントロールは次にステップＳ４３０に続く。
【０１４０】
ステップＳ４３０では、送信巻線２１２に誘導結合する受信巻線２１６には振幅変化する信号電圧が誘導される。この受信信号は、位相スイッチ２４３及び選択スイッチ２４２によりアンプ２４５に導かれ、ここで増幅される。アンプ２４５で増幅された信号は、閉じられた第１のスイッチ２６２により第１のサンプルホールドサブ回路２６１のキャパシタ２６３に転送される。その後、図１０に示すように、信号ピークに同期して第１のスイッチ２６２が開かれる。その後コントロールはステップＳ４４０に続く。
ステップＳ４４０では、ステッチ２５５が開かれ、スイッチ２５４が閉じられる。そして、ステップＳ２１０への戻りコントロールを行うステップＳ４５０に続く。
【０１４１】
このサブルーチンは、ステップＳ２１０，Ｓ２２０，Ｓ２３０についても実行される。これらのステップにより呼ばれた時、ステップＳ４００での選択スイッチ２４２及び位相スイッチ２４３のポジションは、そのステップに応じて、送信巻線２１２，２２２，２３２の特定のものを活性化し、受信巻線２１４，２１６，２２４，２２６又は２３６からの信号を受信する。ステップＳ２００〜Ｓ２８０がステップＳ１１０ではなくステップＳ１５０により呼ばれると、ステップＳ２００〜Ｓ２３０のそれぞれがステップＳ４００を呼んだときに、スイッチポジションが最適にセットされる。同様に、サンプルホールド回路２６０の第１〜第４のスイッチ２６２，２６７，２７２，２７７の異なるものが閉じられて、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の異なるものに受信信号を格納することになる。
【０１４２】
マイクロプロセッサ２４１は、ディスプレイ２４７に適当に信号を送り絶対位置を表示させる。マイクロプロセッサ２４１に設けられたユーザーの選択スイッチ（図示しない）を用いることにより、表示すべき長さ単位を二つの中から選択できる。上述したように、回路及び計算を簡単化するために、マイクロプロセッサ２４１は、“インチモード”の密位置測定計算にはトランスジューサ２１０を、“ミリメータモード”の密位置測定計算にはトランスジューサ２３０を選択する。求められた位置は、同時に或いは交互に、例えばスタティックなプロセス制御システムやサーボ位置制御システム等の外部システムに出力される。
【０１４３】
上述したこの発明の第１の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、最も長い波長λCの範囲で絶対位置を決定する。即ちこの実施例ではこのレンジは、約３２５mmである。更に、よく知られた内挿処理ルーチンを用いることにより、マイクロプロセッサ２４１は、密波長λ１或いはλ３のいずれかより十分小さい分解能を得ることができる。
受信器のサイズ及び形状は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの主要な特徴を保って変形することが可能である。受信巻線及び磁束減衰器１７０のレイアウトや形状も十分な結果が得られるように変形できる。受信巻線に得られる磁界は、送信巻線により発生される磁界に比べて弱い。従って、読み出しヘッド全体の形状を変更しながら、受信巻線のループ１９１及び１９２の面積も同様に信号オフセットエラーを最小化し、また漏洩信号ノイズを除去するようにすべきである。
【０１４４】
必要なら、製造誤差や信号オフセット発生の傾向を補償するために、ループ１９１及び１９２のサイズ及び形状を意図的に受信巻線の出力に“同調”するように変更することができる。この同調は、磁束減衰器１７０がない場合に、受信巻線の正味の出力がゼロとなるように、なされる。また、正弦波状位置信号が欲しい場合には、形状及び波形を、空間的に受信信号をフィルタリングするように選択して、高調波歪を低減することができる。
“ループ”なる用語は、実質的に領域を囲むものであればよく、円形，矩形，台形，三角形，正弦波等を含む。更に受信巻線は、測定軸に沿って所定の周期的パターン或いは空間変化を持つ検出導体或いは単一の導体パスでもよい。
受信巻線の面と測定軸の双方に直交する軸回りの回転（“ヨー”）による読み出しヘッド２０４のアライメント誤差に対する感度は、誘導型絶対位置トランスジューサ２００の一つの欠点である。ヨーは、測定軸３００に沿って、トランスジューサ２１０の受信巻線をトランスジューサ２３０の受信巻線側に相対的に動かすことになる。この結果、波長λ１とλ３の間の空間位相関係は設計値からずれて、粗モード位置測定にいくらかの誤差をもたらす。
【０１４５】
また、誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、絶対位置測定に関する実際上の制限を受ける。そのひとつは、レンジを拡張しようとすると、トランスジューサ２００に対して異なる波長の付加的なトランスジューサを追加しなければならないことである。この付加的なトランスジューサは、誘導型絶対位置トランスジューサ２００のコストとサイズの増大をもたらす。或いは、レンジを増大するためには、回路精度の向上、及びトランスジューサ２１０，２２０，２３０の製造精度の向上が必要になる。そしてこれは、より高い比（粗／中，中／密）と、より高い内挿レベルを必要とする。しかし、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の精度を任意に増大させることは、一般に厳しい経済的制約を受けることになる。
【０１４６】
図２３〜図２５は、この発明による誘導型絶対位置トランスジューサの第２の好ましい実施例である。この実施例の絶対位置トランスジューサ４００は、ヨーのアライメント誤差の影響を受けない。また、所定の測定分解能に対して、この実施例の絶対位置トランスジューサは、先の絶対位置トランスジューサ２００により一般的に得られるレンジより長い絶対位置測定レンジを経済的に得ることができる。
【０１４７】
この実施例の絶対位置トランスジューサ４００は、一対の誘導型トランスジューサ４１０と４２０を有する。これらのトランスジューサ４１０と４２０は上述した原理に従って動作する。即ち誘導型絶対位置トランスジューサ４００の多くの要素は実質的に第１の実施例と同様である。従って、構成上異なる要素についてのみ、その構成と動作を説明する。
誘導型絶対位置トランスジューサ４００は好ましくは、読み出しヘッド４０２と、スケール部材４０４と、密スケールトランスジューサ４１０及びバイナリコードトランスジューサ４２０を有する。密スケールトランスジューサ４１０とバイナリコードトランスジューサ４２０は測定軸３００に沿って延びる。密スケールトランスジューサ４１０は、先に説明したトランスジューサ２１０及び２３０と同様に、密波長λ１又はλ３のいずれかを持つ。
【０１４８】
読み出しヘッド４０２は、密スケールトランスジューサ４１０の受信巻線４１４及び４１６と、バイナリコードトランスジューサ４２０の複数の受信巻線４２２とを有する。トランスジューサ４１０と４２０は、読み出しヘッド４０２上に形成された送信巻線４１２を共有する。
スケール部材４０４は、密スケールトランスジューサ４１０の密波長スケール４１８と、バイナリコードトランスジューサ４２０のバイナリコードスケール４２８とを有する。密波長スケールは、先の実施例の誘導型絶対位置トランスジューサ２００のトランスジューサ２１０及び２３０のスケール２１８及び２３８と同様である。
バイナリコードスケール４２８は、測定軸３００に沿って配列された磁束変調器１７０とスペース１７２のパターンを有する。磁束変調器１７０は、先の実施例で説明したように、磁束減衰器又は磁束拡大器である。隣接する磁束変調器１７０とスペース１７２の各組は、それぞれ異なる一連の多ビットバイナリコード語の一つを決定している。この設計ルールを以下に詳細に説明する。
【０１４９】
図２３に示すように、バイナリコードスケール４２８では、各磁束変調器１７０及び各スペース１７２が測定軸３００に沿って長さ３０８を持つ。長さ３０８は好ましくは、密波長スケール４１８の波長３０４の１／２に等しいものとする。またバイナリコードスケール４２８について、磁束変調器１７０の長さ３０６は、そのエッジ−エッジ間距離３０８より僅かに小さい。これは、磁束変調器１７０が互いに隣接して配置されたときに、磁束変調器１７０を取り囲んで定義する狭い絶縁性領域を与える。これにより、情報の１ビットは、各エッジ−エッジ間距離３０８の範囲でエンコードされる。この長さ３０８はまた、バイナリコードトランスジューサ４２０の各受信ループ４２４及び４２６の長さ４２５に等しい。エッジ−エッジ間距離３０８で並ぶ多ビットコード語に用いられるビット数は、バイナリコードトランスジューサ４２０の、従って誘導型絶対位置トランスジューサ４００の最大絶対測定レンジを決める。
【０１５０】
多ビットのバイナリコード語のそれぞれは、バイナリコードスケール４２８に沿った粗い絶対位置を特定する。誘導型絶対位置トランスジューサ４００は好ましくは、バイナリコードトランスジューサ４２０と密波長トランスジューサ４１０を共に使用するが、密波長トランスジューサ４１０を用いることなく、バイナリコードトランスジューサ４２０のみを用いることもできる。但しこの場合、位置測定の分解能は低下する。
図２３では、スケール部材４０４の一部、従ってバイナリコードスケール４２８の一部しか示していないことに注意すべきである。一般に、スケール部材４０４は、十分な磁束変調器１７０とスペース１７２を含んで、唯一の多ビットバイナリコード語のそれぞれを形成するように十分長く形成される。この長さは勿論、多ビットバイナリコード語を作るビット数と設計規則に依存する。
【０１５１】
図２３に示すように、密トランスジューサ４１０の受信巻線４１４と４１６の対は、先の実施例における受信巻線２１４と２１６の対，及び２３４と２３６の対と同様である。受信巻線４１４と４１６は測定軸３００に沿って延びる。受信巻線４１４は複数の極性が変化するループ１９１を形成する。第２の受信巻線４１６も同様に複数の極性が変化するループ１９２を形成する。受信巻線４１４，４１６の変化する部分は、トランスジューサ４００の読み出しヘッド４０２を構成するプリント回路基板の異なる層に形成される。
【０１５２】
バイナリコードトランスジューサ４２０は同様に、読み出しヘッド４０２のプリント回路基板の一方の面に形成された複数の第１極性ループ４２４を有し、他方の面に形成された複数の第２極性ループ４２６を有する。第１極性ループ４２４は第２極性ループ４２６から１ループ長（距離４２５）だけオフセットしている。これは、図２４に具体的に示されている。即ち、第１及び第２極性ループ４２４及び４２６の数ｎとして、第１及び第２極性ループ４２４及び４２６は、バイナリコードスケール４２８の磁束変調器１７０とスペース１７２のｎ＋１個の上に跨って配置される。
【０１５３】
第１極性ループ４２４のそれぞれは、図２４に示すように、第１極性ループの一方側にすぐ隣接する第１極性ループ４２４とは別の配線層からなる第２極性ループ４２６の一つに接続されている。従って隣接する第１及び第２極性ループ４２４と４２６の対が、複数の平衡ループ対４２７を構成する。平衡ループ対４２７のそれぞれは、送信巻線により形成される磁束を変調する変調器がない場合に正味ゼロの出力を出す。
平衡ループ対４２７の第１極性ループ４２４と第２極性ループ４２６が共にスペース１７２の対或いは磁束変調器１７０の対の上に位置する時、第１及び第２極性ループ４２４及び４２６に誘導されるＥＭＦは同じである。これにより、平衡ループ対４２７からの出力信号電圧は正味ゼロとなる。
【０１５４】
これに対して、磁束変調器１７０が磁束減衰器タイプであり、第１極性ループ４２４が正極性ループ，第２極性ループ４２６が負極性ループであるとして、正極性ループがスペース１７２上に位置し、負極性ループが磁束変調器１７０上に位置すると、平衡ループ対４２７は正極性の信号電圧を発生する。即ち、正極性ループ４２４に誘導されるＥＭＦは減衰しない。
更に、平衡ループ対４２７の正極性ループ４２４が磁束変調器１７０上に位置し、負極性ループ４２６がスペース１７２上に位置する場合は、平衡ループ対４２７は負極性電圧信号を出力する。正極性ループ４２４での誘導ＥＭＦが減衰するのに対して、負極性ループ４２６での誘導ＥＭＦは減衰しないからである。 磁束変調器１７０が磁束減衰器タイプでなく、拡大器タイプであるか、或いは第１，第２極性ループ４２４，４２６が上と逆であるとすれば、電圧振幅極性も逆になる。勿論、これらの変更を同時に行った場合には、電圧振幅極性は同じに保たれる。
【０１５５】
図２５は、スケール部材４０４をより具体的に、平衡ループ対４２７が隣接する磁束変調器１７０及び／又はスペース１７２の対と関連した時の平衡ループ対４２７についての出力チャート４３０と共に示し、またスケール部材４０４に沿った各位置でのバイナリコードトランスジューサ４２０からの出力と関連するバイナリコード値の結果４７０を示している。上述し、また図２５に示すように、磁束変調器１７０の一対又はスペース１７２の一対が隣接したとき、これらの磁束変調器の対又はスペースの対上にある平衡ループ対４２７の出力はゼロである。これは、図２５に示すように、論理“０”値を定義する。
これに対して、あるスペース１７２がある磁束変調器１７０に隣接すると、これらの隣接するスペース１７２と磁束変調器１７０の対の上に位置する平衡ループ対４２７の出力は正極性又は負極性のいずれかになる。これらの電圧は共に、論理“１”と定義する。
【０１５６】
各論理“１”値は、コードスケール４２８に沿った磁束変調器１７０とスペース１７２の間の遷移領域に対応する。各論理“０”値は、コードスケール４２８における遷移のないところに対応する。図２５に示す出力対コード対位置のチャート４３０は、読み出しヘッド４０２がコードスケール４２８に沿って移動するにつれてトランスジューサ４２０の複数の平衡ループ対４２７により発生される受信出力信号に対応する。
バイナリコードスケール４２８の隣接する７個の磁束変調器１７０とスペース１７２の対のそれぞれの組４３１が、７ビットバイナリコードを定義する。即ち、８個の隣接する磁束変調器１７０及び／又はスペース１７２が、７対の隣接要素或いは７つのコード対を形成する。隣接要素の７つのコード対のそれぞれは、バイナリコードトランスジューサ４２０の７つの平衡ループ対の中の一つにより検出される。
【０１５７】
従って、バイナリコードスケール４２８には、エンコード可能なコード語が、“０００００００”から“１１１１１１１”まで、１２８（＝２7）個ある。磁束変調器１７０とスペース１７２は、バイナリコードスケール４２８内で測定軸３００に沿って、読み出しヘッド４０２の移動につれてこれらのバイナリコード語が一つずつ順次読み出されるように、適当に配列される。即ち、読み出しヘッド４０２が距離３０８だけ移動する毎に、バイナリコードトランスジューサ４２０からのコード語出力は、１２８コード語の一つから他の一つに変化する。
【０１５８】
バイナリコードトランスジューサ４２０は、平衡ループ対４２７の数を増やしてもよい。バイナリコードトランスジューサ４２０の平衡ループ対４２７を一つ増やすと、バイナリコードスケール４２８内でエンコードできる有効なコード語を約２倍にすることができる。また、平衡ループ対４２７を用いることによって、バイナリコードトランスジューサ４２０は、一つのバイナリコード語を読むためにバイナリコードスケール４２８に沿って動かされねばならないということもない。
【０１５９】
平衡ループ対４２７は遷移の有無を検出するから、バイナリコードスケール４２８内で隣接する要素の間にスペースを設けることは必要ではないことも認識すべきである。例えば、二つの磁束変調器１７０は間隔を開けることなく直接接して配置することができる。この場合、距離３０６は距離３０８に等しくなる。従ってこの第２の実施例においては、バイナリコードトランスジューサ４２０のバイナリコードスケール４２８は、磁束変調器１７０とスペース１７２の最大密度を有効的に利用できることになる。
送信巻線４１２及び平衡ループ対４２７の受信巻線についての信号処理は、実質的に図９を用いて説明したと同様に、或いは図３１を用いて以下に説明する例と同様に実行される。７つの平衡ループ対４２７からの出力信号は、サンプルホールド回路（図示せず）にサンプリング保持される。保持された信号はＡ／Ｄコンバータによりディジタル化されて、マイクロプロセッサに出力される（図示せず）。マイクロプロセッサは、正及び負の信号を論理“１”として解釈し、ほぼゼロの受信信号を論理“０”として解釈する。
【０１６０】
もし、誘導型絶対位置トランスジューサ４００のバイナリコードトランスジューサ４２０がただ一つの平衡ループ対４２７を持つとすると、また電源投入時（或いは絶対データが悪化しているとすると）、その平衡ループ対４２７は、バイナリコードスケール４２８に沿ってエッジ−エッジ距離３０８の７倍を粗く通過することにより、絶対位置を示すコード語全体を得ることができることになる。この様な単一平衡ループ対４２７を用いた場合、中間データ保持デバイスとしてシフトレジスタ（図示しない）を用いることができる。この代替法は、バイナリコードトランスジューサ４２０内の平衡ループ対４２７の数がコード語の中のビット数より小さい場合に一般に用いられる。シフトレジスタは、読み出しヘッド４０２がバイナリコードスケール４２８に沿って移動する間、シリアルにビットデータを取り込むことになる。
【０１６１】
平衡ループ対４２７がコード対上の中心にない場合に不明瞭なコードビット読み出しを避けるために、密波長トランスジューサ４１０の信号を用いて、平衡ループ対４２７が磁束変調器１７０とスペース１７２上の中心にあることを判定することができる。即ち、密波長トランスジューサ４１０の信号は平衡ループ対４２７がいつ活性化されたかを示すから、そのとき新しいビットをシフトレジスタに入力すればよい。
一旦フルコード語が捕らえられると、これはマイクロプロセッサに並列に送られる。シフトレジスタは、移動方向に応じてクロックアップ／ダウンされる。移動方向は、密波長トランスジューサ４１０の象限信号から決定される。これにより、シフトレジスタは常に、エッジ−エッジ距離３０８の分解能で誘導型絶対位置トランスジューサ４００の絶対位置に対応したコード語を格納する。この結果、電源投入後（或いはデータ悪化後）に最初のコード語が取得された後、単一の平衡ループ対４２７は一つのエッジ−エッジ距離３０８の最大値分を走査して次の絶対位置を決定する。
【０１６２】
電源投入後（或いはデータ劣化後）、読み出しヘッドが絶対位置決定のために移動しなければならない距離を最小化するために、バイナリコードトランスジューサ４２０は好ましくは、図２３に示すように、コード語におけるビット数と同じ数の平衡ループ対を用いることが好ましい。この手法では、適当な信号処理回路及び適当なデコードアルゴリズムを選択することにより、読み出しヘッド４０２のスケール部材４０４に対する移動を最小限にし、或いは少しも移動するこなく、コード語の読み出しとデコードを行うことができる。
コードビットの信号処理回路が、例えば一つの平衡ループ対の出力についての分解能が２ビットというような粗末なものである場合は、読み出しヘッド４０２は、スケール部材４０４上で全コードビットを確実に決定するためにいくつかの位置を移動することが必要になる。しかし、これでも必要な移動距離は、エッジ−エッジ距離３０８の±１／２のオーダーである。
【０１６３】
バイナリコードトランスジューサ４２０の一つの欠点は、信号振幅が論理値に対応するという点にある。特に、論理“０”はゼロ振幅信号に対応し、平衡ループ対４２７はコード対の要素が共に磁束変調器１７０、或いは共にスペース１７２（即ち遷移がない）のとき、信号を出さない。論理“１”は、十分な正又は負に対応する。即ち、平衡ループ対４２７は、スケール要素の対応する対が同時に磁束変調器１７０でない場合、或いは同時にスペース１７２でない場合（即ち、遷移がほぼ平衡ループ対４２７の中央にある場合）にのみ、強い信号を出す。
【０１６４】
図２６及び図２７は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第３の実施例を示す。この実施例では、受信信号の改良により、より大きい論理値間の信号差を得るようにしている。図２６に示すようにこの実施例では、誘導型絶対位置トランスジューサとして、バイナリコードトランスジューサ４２０の変形例４４０を用いている。このバイナリコードトランスジューサ４４０では、コードスケール要素１７４（即ち、磁束変調器１７０とスペース１７２）が二つの部分に分けられている。各コードスケール要素１７４は、１）磁束変調器１７０とスペース１７２を持つ態様、２）二つの磁束変調器を持つ態様、３）二つのスペースを持つ態様、のいずれかの態様で配列されている。バイナリコードスケール４４８のスケール要素１７４は、図２７に示すように、隣接するスケール要素１７４の間に常に、磁束減衰器１７０とスペース１７２の遷移があるように、配列されている。
また、図２６に示すように、平衡ループ対４４７は、第１の正極性ループ４４４と第２の負極性ループ４４６が長手方向に半分ずつ、重ならないように配列されている。平衡ループ対４４７からの正電圧は論理“１”に対応し、負電圧は論理“０”に対応する。
【０１６５】
図２７は、出力対コード対位置のチャート４３２を示している。図示のように、平衡ループ対４４７は、正極性ループ４４４がスペース１７２上にあり、負極性ループ４４６が磁束減衰器１７０上にあるとき、正の振幅信号（即ち、論理“１”）を出力する。また平衡ループ対４４７は、正極性ループ４４４が磁束減衰器１７０上にあり、負極性ループ４４６がスペース１７２上にあるとき、負の振幅信号（即ち、論理“０”）を出力する。従って、論理“１”と“０”の間の電圧差は、先のバイナリコードトランスジューサ４２０の場合の２倍あり、論理“１”，“０”間の差別化能力が改善されている。
【０１６６】
この第３の実施例では、第２の実施例におけるように、正信号と負信号とが同じ論理値を出すことはない。従ってこの実施例では、磁束変調器１７０が磁束減衰器であるとして、スペース１７２を磁束拡大器に置き換えることができる。この場合、平衡ループ対４４７により得られる正負信号の振幅は、スペース１７２を用いた場合に比べてより大きくなる。このことは、論理“１”，“０”間の電圧差をより大きくし、論理“１”，“０”間の差別化能力を一層改善できることを意味する。
【０１６７】
図２８〜図３０は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ４００の第４の実施例である。この第４の実施例では、図２８に示すように、バイナリコードトランスジューサ４５０は、８個の平衡ループ対４５７を有する。これらの平衡ループ対４５７は、受信巻線４１４，４１６を取り囲む送信巻線４１２とは独立に設けられた送信巻線４５２により取り囲まれる。これは、送信巻線を共有した第２及び第３の実施例と異なる点である。
各平衡ループ対４５７は、第２及び第３の実施例と同様に、正極性ループ４５４と負極性ループ４５６を持つが、これらは先の実施例のように測定軸３００方向に沿ってではなく、測定軸３００と直交する方向に配置されている。
【０１６８】
この実施例のバイナリコードトランスジューサ４５０は、スケール部材４０４上に形成された二つの平行な部分からなるスケール要素１７４を有する。バイナリコードスケール４５８は、測定軸３００に沿って配列された上部４５９と下部４５９′を持つ。これらの上部４５９及び下部４５９′はそれぞれ、磁束変調器１７０とスペース１７２を含む複数のスケール要素１７４を有する。各スケール要素１７４の長さは、エッジ−エッジ間距離３０８に等しい。
【０１６９】
この実施例では、正極性電圧が論理“１”に、負極性電圧が論理“０”に対応する。図３０は、この実施例での出力対コード対位置のチャート４３４を示している。図示のように、正極性ループ４５４がスペース１７２上に位置し、負極性ループ４５６が磁束減衰器１７０上に位置するとき、平衡ループ対４５７は正極性信号（即ち、論理“１”）を出力する。また、正極性ループ４５４が磁束減衰器１７０上に位置し、負極性ループ４５６がスペース１７２上に位置するとき、平衡ループ対４５７は負極性信号（即ち、論理“０”）を出力する。従って、論理“１”と“０”の間の電圧差は、先のバイナリコードトランスジューサ４２０の場合の２倍あり、論理“１”，“０”間の差別化能力が改善されている。
【０１７０】
またこの第４の実施例では、第３の実施例と同様に、正信号と負信号が同じ論理値を出力しない。従ってこの実施例でも、磁束変調器１７０が磁束減衰器であるとしたとき、スペース１７２を磁束拡大器で置換することができる。この場合、平衡ループ対４５７により得られる正負信号の振幅は、スペース１７２を用いた場合に比べてより大きくなる。これは、論理“１”，“０”間の電圧差をより大きくし、論理“１”，“０”間の差別化能力を一層改善する。
【０１７１】
小さいエッジ−エッジ間距離３０８に対しては、このバイナリコードトランスジューサ４５０は、磁束変調器１７０をより均一性よく例えば矩形に形成することができるから、好ましい。これは、第２及び第３の実施例におけるバイナリコードトランスジューサ４２０及び４４０により長い変調器１７０が用いられているのと対照的である。この様に、バイナリコードトランスジューサ４５０における、均一性がよくポテンシャル的に大きい変調器１７０の寸法は、一般により容易に製造することができる。
【０１７２】
小さいエッジ−エッジ間距離３０８と共に、この実施例のバイナリコードトランスジューサ４５０は、読み出しヘッド４０２とスケール部材４０４の間の所定ギャップ１７１に対しても、先のバイナリコードトランスジューサ４２０及び４４０に比べてより大きい受信信号を出力することが可能である。しかし、第３及び第４の実施例のバイナリコードトランスジューサ４４０及び４５０は、強い出力信号を出す。即ち、各平衡ループ対４４７或いは４５７は、速やかに識別できる正又は負信号を出力し、バイナリコードに対して強い基準を与える。
【０１７３】
上述のように、平衡ループ対のコード検出巻線を含む受信巻線に誘導される信号は、磁束変調器１７０の磁束変調効果のために、送信巻線により発生される送信磁界に比べて小さい。従って送信磁界効果のバランスをとることは、信号対ノイズ比を改善し、また送信巻線と受信巻線の間の望ましくない“不平衡”クロストークを除去し或いは低減する上で重要である。この様なクロストークは、巻線の入出力端子や巻線のエッジとエッジで多く生じる。従って端子は巻線からできるだけ離して配置する。また送信巻線の終端部が、測定軸３００に沿って受信巻線より少なくとも１波長１９３分外側に来るように形成することが望ましい。これにより、不平衡エッジ効果をより低減することができる。
【０１７４】
図３１は、読み出しヘッド４０２に接続される信号発生処理回路２４０の第２の好ましい実施例である。図において、先の実施例の図９と同じ番号が付された部分は同じ動作をするので、詳細な説明はしない。読み出しヘッド４０２は、本質的に図２８のそれと同様であり、８ビットのバイナリコードトランスジューサ４５０′を有する。この実施例の回路２４０は、トランスジューサ２２０及び２３０に代わって、バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０或いは４５０′に接続可能な部分を有する。またこの実施例の回路２４０は、二つのトランスジューサ４１０と４２０（或いは、４４０，４５０，４５０′）だけ有するから、選択スイッチ２４２は２ポジションのみである。
【０１７５】
密波長トランスジューサと関連する信号処理は、図９以下を用いて説明したものと同様である。信号発生処理回路２４０の第１の実施例と同様に、信号発生器２５０は、密波長トランスジューサ４１０の送信巻線２１２を駆動する。受信巻線４２４，４１６の出力信号は、プリアンプ２４５で増幅されてサンプルホールド回路２６０に入力される。しかしこの実施例では、先の実施例の密，中の３波長トランスジューサ２１０，２２０，２３０を持つ場合と異なり、一つの密波長トランスジューサ４１０しか持たないから、サンプルホールド回路２６０も二つのサンプルホールドサブ回路２６１及び２６６のみにより構成される。
【０１７６】
サンプルホールド回路２６０の出力はＡ／Ｄコンバータ２４６に入力される。Ａ／Ｄコンバータ２４６には、第２のサンプルホールド回路４６０の出力も入力される。第２のサンプルホールド回路４６０は複数の増幅器４６２を有する。図３１に示すバイナリコードトランスジューサ４５０′は、８ビットのコード語を用いており、読み出しヘッド４０２は８個の平衡ループ対４５７を有するから、サンプルホールド回路４６０は、８個の増幅器４６２と８個のサンプルホールド回路４６４を有する。バイナリコードトランスジューサ４５０′からのバイナリコード語を決定するために、駆動信号はスイッチ２４２の端子２を介して送信巻線に供給される。これにより、８個の平衡ループ対４５７の全てに同時に一つの出力信号を誘導する。
【０１７７】
密波長トランスジューサのサンプリングに関して先に説明したと同様に、送信信号ピークに同期して、８個のサンプルホールド回路４６４は、平衡ループ対４５７からのアンプ４６２を通ったコード信号を同時にサンプルホールドする。この同時サンプリングは、トランスジューサの移動に伴う問題を解決する。
平衡ループ対４５７からのコード信号は、高精度に解析する必要がないことに注意すべきである。ほぼ、３から５ビットの測定分解能で十分である。従って増幅器４６２は一つで済み、集積回路上で無用の面積を必要としない。
【０１７８】
受信巻線４１４，４１６からの密位置信号が最初にサンプリングされ、次に平衡ループ対４５７からのコード或いは粗位置信号がサンプリングされる。Ａ／Ｄコンバータ２４６は好ましくは、選択的な変換分解能を有するものとする。即ち、受信巻線４１４，４１６からの密位置信号は、高い８ビット分解能とし、８個の平衡ループ対４５７からの粗位置信号は、より低い、従ってより高速の３ビット分解能とする。
【０１７９】
図３２のタイミング図に示すように、受信巻線４１４，４１６からの受信信号をサンプリングした後、平衡ループ対４５７からのコード信号が並列にサンプリングされる。受信巻線４１４，４１６からの受信信号と平衡ループ対４５７からのコード信号は、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６及び４６４に短い時間ｔ１１内にサンプリングされて保持される。これらの受信信号及びコード信号がサンプルホールドされた後、保持された信号は同時に出力され、Ａ／Ｄコンバータ２４６により、より長い時間ｔ１２内でマイクロプロセッサ２４１で処理可能なディジタル信号に変換される。
【０１８０】
受信信号及びコード信号がマイクロプロセッサ２４１に入力された後、マイクロプロセッサ２４１は先に説明したフローの関連ステップを用いて位相φ１を決定する。その後、マイクロプロセッサ２４１は、コード信号から得られた絶対位置コード語を以下に述べるようにして決定する。コード語は、図３４に示し、以下に説明するように、ただ一つの特定の位置番号“POS＃”を特定する。各位置番号は、読み出しヘッド４０２のスケール部材４０４に対する絶対位置ＸCODEに対応する。
この実施例では、その様な絶対位置はそれぞれ、隣接する密波長の同じ相対位相位置φCODEと空間的に同期している。即ち、“POS＃”の各インクリメントは、一つの密波長λ１の絶対位置インクリメントに対応する。好ましくは、絶対位置は、空間的にφCODE＝０で同期するようにする。これにより、最も高レベルの分解能で絶対位置を計算するには、マイクロプロセッサ２４１は、先のフローチャートの適当なステップを利用して、ＰF＝φ１・（λ１／２π）を計算し、全体の高分解能絶対位置を、ＸCODE＋ＰFとして計算する。
【０１８１】
もし、平衡ループ対４５７がスケール要素１７４上の中央に位置していない場合には、不明瞭で低振幅のコードビット信号が発生されるが、それでもマイクロプロセッサ２４１は、以下に述べるようにコード語を決定する。例えば、コートビット信号の一つが、正電圧最大値の１／４と負電圧最大値の１／４の間の低振幅であるとすると、マイクロプロセッサ２４１は先ず、十分な高電圧振幅を持つ明瞭なコード信号に対応するビットを決定する。その後、不明瞭な値を後に述べるようにして埋める。これは、図３２において、クリーン・アップとして示されている。その後、マイクロプロセッサ２４１は全絶対位置を上述のように決定する。
【０１８２】
バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０或いは４５０′に接続されたマイクロプロセッサ２４１は、サンプリングされたコード語をルックアップテーブルと比較することにより、粗の絶対位置を決定する。このルックアップテーブルは、好ましくは不揮発性メモリ（図示しない）に格納される。ルックアップテーブルは、与えられたコード語と与えられた粗絶対位置ＸCODEの相関関係を示す。
コードの好ましい第１の実施例としては、７ビットコード語が用いられる。７ビットコード語は、スタート／ストップマーカーと２進数を含む。３つの連続するビットがスタート／ストップマーカーとして用いられる。これらのマーカービットは、コード語の始めと終わりを特定する。例えば、スタート／ストップマーカーは、“００１”とする。７ビットコード語の残り４ビットが、いくつかの２進数の一つを形成する。上述のように、各２進数が特定の粗絶対位置に対応する。理論的には、４ビットで、“００００”から“１１１１”まで１６の２進数が有効である。
【０１８３】
しかし、いくつかの数は、マイクロプロセッサ２４１がスタート／ストップマーカーと誤認するから、除かれる。この様な誤認される数は、“０００１”，“００１０，”“００１１”，“１００１”である。これらの誤認される数を除いて、１２の２進数即ち、“００００”，“０１００”，“０１０１”，“０１１０”，“０１１１”，“１０００”，“１０１０”，“１０１１”，“１１００”，“１１０１”，“１１１０”，“１１１１”が有効になる。
図２５，２７及び３０に示すバイナリコードスケール４２８，４４８及び４５８は、スタート／ストップマーカー“００１”と４ビットバイナリコードが如何に組み合わされるかをマーク４７０で示している。手ごろな製造許容度で、且つ通常のプリント回路基板技術を用いて高精度位測定を行うためには、エッジ−エッジ距離３０８を、密スケール波長λ１の１／２に等しくすること、即ちλ１／２にすることが望ましい。図２３〜図３１に示す密波長トランスジューサ４１０のスケール４１８は、好ましくは、λ１＝５．１２mmの波長を有する。マイクロプロセッサ２４１はこの波長を内挿して、ほぼ０．０１mmの位置分解能を得ることができる。エッジ−エッジ距離３０８は従って、２．５６mmである。
【０１８４】
もし、バイナリコードスケール４２８が７ビットコード語を用いたとすると、各コード語の全長は、このエッジ−エッジ間距離の７倍になる。即ち、コード語は、７×２．５６mm＝１７．９２mmの長さを持つ。上に述べた１２個の２進数が７ビットコード語の中でエンコードされ、スタートビットの位置が特定できるから、７ビットバイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０の全レンジは、コード語長の１２倍、即ち、１２×１７．９２mm＝２１５．０４mmとなる。殆どのノギス用途には、ほぼ２１５mmの全長で十分である。
【０１８５】
他方、テープ測定等にはより長いレンジが必要になる。この場合には、コード語長を１１ビットまで大きくすることができる。これらの１１ビットのうち、４ビットがスタート／ストップマーカー“０００１”として用いられる。これにより、９６個の２進数が有効となる。この結果、１１ビットのコード語長により、全長としてほぼ、２７００mm（９６×１１×２．５６mm＝２．７０３m）が得られる。
【０１８６】
７ビットコード語長を用いた場合、少なくとも７個の平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７を持つ読み出しヘッドが必要である。マイクロプロセッサが読み出しヘッドの位置決定を行うには、読み出しヘッドが一つのコード語と並ぶことは必要ではなく、平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７が隣接する二つのコード語に跨ってもよい。例えば、図２３に示すように、バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０或いは４５０により読まれる７ビットバイナリ列が、例えば“１０１００１”，“１０１１００１”のような隣接する二つのコード語に完全に跨って、バイナリ列“０１１０１１０”を出力するようにすることもできる。この場合、二つの隣接するコード語“１０１００１”，“１０１１００１”のスタート／ストップマーカーはどちらも完全に読み出されない。
【０１８７】
この様な場合、マイクロプロセッサ２４１は、先ず、そのバイナリ列がスタート／ストップマーカー“００１”を持っていないことを認識し、二つの隣接コード語から、二つに分離されたスタート／ストップマーカーの部分を含むバイナリ列の最初と最後を決定する。更にマイクロプロセッサ２４１はスタート／ストップマーカーが“１”ではなく、“０”で始まることを知っている。そこでこの情報に基づいて、マイクロプロセッサ２４１は、バイナリ列“０１１０１１０”の最も右側の“０”が、右側のスタート／ストップマーカーの最初の“０”であることを決定する。これにより、最も右側の“０”の左にある４ビット“１０１１”が、粗の絶対位置としてエンコードする２進数ということになる。これによりマイクロプロセッサ２４１は、適当なルックアップテーブルを用いることにより、２進数“１０１１”に基づく読み出しヘッド４０２の絶対位置を決定する。
【０１８８】
マイクロプロセッサ２４１は中位置測定用として、スタート／ストップマーカーを用いる。例えば、バイナリコードスケール４２８，４４８或いは４５８における各コード語は、バイナリ列“００１”をストップマーカーとして用いる。即ち、ストップマーカー“００１”は２進数に先行され、粗の絶対位置は各コード語の先頭部に対応する。上の例では、マイクロプロセッサは、バイナリ列“０１１０１１０”の最も左側の２ビット“０１”が左側のストップマーカーの２，３ディジットに対応するものと認識した。
バイナリ列は、２進数“１０１１”によりエンコードされる粗絶対位置の先頭部の左側に、エッジ−エッジ間距離３０８の二個分あるから、マイクロプロセッサ２４１はこのエッジ−エッジ間距離３０８の２個分により、粗絶対位置を調整する。即ち、２進数“１０１１”により決定される粗絶対位置から、エッジ−エッジ間距離３０８の２個分を差し引く。密波長トランスジューサ４１０はその後、マイクロプロセッサが読み出しヘッド４０２のトータルの絶対位置を決定するために利用する密測定を行う。
【０１８９】
バイナリコードスケール４２８，４４８或いは４５８の好ましい第２の実施例は、８ビットスケールパターンと、これと共に用いられる対応ルックアップテーブルを有する。図３３及び図３４はそれぞれ、８ビットパターンとルックアップテーブルを示している。図３３に示す８ビットパターンは、コードトラックに沿ってエンコードされて、エッジ−エッジ間距離３０８毎に“０”と“１”の列を出力する。この８ビットコード語はスタート／ストップマーカーを用いない。即ち、コード語の全８ビットが粗の絶対位置を決定するために用いられる。
【０１９０】
従って、スケールパターンの第２の実施例に用いられる８ビットパターンは、スケールパターンの第１の実施例に用いられた７ビットスケールパターンに比べて大きいレンジを有する。図３３に示すエンコードされる各８ビットコード語は、少なくとも一つの強い“１”又は少なくとも一つの強い“０”を有する。即ち、各８ビットコード語において、少なくとも一対の隣接する“１”又は少なくとも一対の隣接する“０”を有する。
８ビットコード語は、エンコード可能な数がより大きいことにより、より大きい位置レンジを持つものとなる。ビットパターンが８個の平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７により読まれるものとすると、これらは、読み出しヘッド４０２がスケール部材４０４の一方の端から他方の端に移動する間に、２５６のコード語を出力する。
【０１９１】
以下に説明するように、“０”，“１”の交互列は、不明瞭な信号を出す可能性がある。従って、８ビット数“０１０１０１０１”及び“１０１０１０１０”を除くとすれば、２５４個のコード語が残る。ビットパターンは、バイナリコードスケールの２端を連結して円形に形成することもできる。これは、図３５及び図３６に示すように、バイナリコードスケールをロータリエンコーダ或いは円筒型エンコーダとして構成する一つの方法である。この様に構成すると、バイナリコードスケールの完全な１サンプリングの期間に複数のコード語が読み出されることはない。バイナリコードスケールの両端を連結してロータリ或いはシリンドリカルエンコーダを形成するときは、図３３に示す先端の８個の“０”と後端の７個の“０”をオーバーラップさせて一つの８連続の“０”を形成することになる。
【０１９２】
８ビットスケールパターンの絶対測定レンジは、エッジ−エッジ間距離３０８の２５４倍になる。例えば、密波長λ１が５．１２mmとすると、バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０の絶対レンジは、２５４×５．１２mm＝１３００mmとなる。
より長い絶対測定スケールが要求される用途においては、１２ビットコード語が用いられる。この場合、密波長λ１が５．１２mmとして、１２ビットスケールパターンの絶対測定レンジは、（２12−２）×５．１２mm＝２０．９６mとなる。この例においても、“０”と“１”か交互になる二つのコード語は除いている。
【０１９３】
読み出しヘッド４０２がバイナリコードスケール４２８，４４８或いは４５８に沿って、８個の平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７がコード語“００００１１００”と並んだ位置にくると、マイクロプロセッサはこのコード語の２進数値を“１２”として解釈する。図３４に示すルックアップテーブルから、１２の１０進コード値は、位置１５に対応する。
密波長λ１が５．１２mmであるとすると、粗の絶対位置は約７６．８mm（１５×５．１２mm）となる。読み出しヘッド４０２が右方向にエッジ−エッジ間距離３０８の２個分移動したとすると、読み出しヘッド４０２は、バイナリコード語“００１１００００”と並ぶ。マイクロプロセッサはこのバイナリコード語を“４８”と判断する。図３４のルックアップテーブルに示すように、この値は位置１７に対応する。従って、このときの粗の絶対位置は、約８７．０４mmとなる。以上の説明から、ルックアップテーブル及びマイクロプロセッサ２４１は、バイナリコード語を１０進変換することなく、バイナリコード語のみに基づいて読み出しヘッド４０２の絶対位置を認識できるように構成することも可能である。
【０１９４】
バイナリスケールトランスジューサ４２０及び４４０は、平衡ループ対がバイナリコードスケール４２８及び４４８内のスケール要素１７４と整列して一つの明瞭なバイナリコード信号を出力するようにすることが必要である。従って、３つのバイナリスケールトランスジューサを用いた誘導型絶対位置トランスジューサ４００は、常に真の絶対位置を出すわけではない。これは、ある位置では、バイナリスケールトランスジューサが読み出しヘッド４０２を幾らか移動させることによって読み出しヘッド４０２をスケール要素１７４と整列させて平衡ループ対から明瞭な信号を得るようにしているからである。従って、誘導型絶対位置トランスジューサ４００は望ましくは、バイナリコードトランスジューサ４５０を用いるようにする。なぜなら、バイナリコードトランスジューサ４５０は、スケール部材４０４の如何なる位置にあっても読み出しヘッド４０２の絶対位置を決定できるようになっているからである。
【０１９５】
図３７〜図３９は、典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示している。バイナリコードスケール４７２は、複数の磁束変調器と複数のスペースを含む複数のスケール要素４７４を持つ。
図３７〜図３９において、平衡ループ対４７０に論理“１”信号を生成する磁束変調器とスペースの配列は、塗りつぶして磁束変調器４７４ａとして示し、論理“０”信号を生成する磁束変調器とスペースの配列は塗りつぶさずスペース４７４ｂとして示している。
波形４３６の正電圧振幅（ピーク）は論理“１”に、負電圧（谷）は論理“０”に対応する。波形４３６内の各ピーク又は谷の幅は、波形４３６内の連続する論理“１”或いは“０”の数に対応する。
【０１９６】
図３７〜図３９に示すように、８個の平衡ループ対４７０は同時にコード語の８ビットを検出する。図３７においては、８個の平衡ループ対４７０が１コード語４７６を形成するスケール要素４７４と整列している。従って平衡ループ対４７０はそのコード語“１０１００１００”を検出する。８個の平衡ループ対４７０が測定軸３００に沿って右方向に移動すると、図３８に示すように８個の平衡ループ対４７０はコード語４７８と整列し、これにより次のコード語“０１００１００１”を検出する。
誘導型絶対位置トランスジューサ４００は、バイナリコードスケール４７２内の８個の平衡ループ対４７０が各スケール要素４７４と厳密に整列しない時にも、コード語を判定することができる。このことを、図３９を用いて以下に説明する。
【０１９７】
図３９に示すように、８個の平衡ループ対４７０が図３７と図３８の中間、即ちコード語４７６と４７８の間に位置するものとする。このとき８個の平衡ループ対４７０は、コード語“ｕｕｕ０ｕｕ０ｕ”（ｕは、特定されない、或いは未知の値）を検出する。“ｕ”は、“１”と“０”の間の出力信号を意味する。図３９に示すように、各平衡位４７０の中心は、一つのスケール要素４７４から隣接するスケール要素４７４への遷移領域に一致している。従って、８個の平衡ループ対４７０の内２個だけが、論理“０”に対応して、はっきりした谷を持つ信号を出力する。
マイクロプロセッサ２４１は、この場合にも、平衡ループ対４７０のスケール４７２に対する相対位置を、次のようにして決定する。マイクロプロセッサ２４１は、同じタイプの隣接する２個或いはそれ以上のスケール要素４７４（例えば、二つの磁束変調器、或いは二つのスペース）のみを認識して、明瞭な論理“１”或いは“０”を生成し、二つの隣接するスケール要素４７４が異なるタイプである場合（例えば、磁束変調器がスペースに隣接する場合）は、未決定の不明瞭な値を生成することから始まる。
【０１９８】
動作の間、マイクロプロセッサ２４１は、８個の平衡ループ対４７０のそれぞれからの信号の振幅をクラス分けする。この平衡ループ対４７０の構成にバイナリコードトランスジューサ４５０を用いたとすると、論理“１”は、Ａ／Ｄコンバータ２４６に与えられる正の基準電圧Ｖamp（例えば、＋５Ｖ）にほぼ等しい電圧値に対応し、論理“０”は、同じくＡ／Ｄコンバータ２４６に与えられる負の基準電圧−Ｖamp（例えば、−５Ｖ）に対応する。これらの正，負の基準電圧は、好ましくは、コード語の最も強い正，負のビット信号の振幅に等しく設定される。
マイクロプロセッサ２４１は、平衡ループ対４７０からの出力コード信号が、強い“１”，弱い“１”のいずれであるか、強い“０”，弱い“０”のいずれであるか、或いは決定できないか、を次のように分類する。
【０１９９】
先ずマイクロプロセッサ２４１は、対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと一致し或いはほぼ一致したか、或いはバイナリコードスケール４７２内の二つのスペース４７４ｂの間に位置するときに、そのコード信号を強い“０”と判定する。また対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４７４ａの間に位置し、しかもスペース４７４ｂに十分近い時に、そのコード語を弱い“０”と判定する。
また、対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４７４ａの間の中心近くに位置するときは、そのコード語を不定論理値と判定する。対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４７４ａの間でしかも磁束変調器４７４ａに近い位置にあるときは、そのコード語を弱い論理“１”と判定する。更に対応する平衡ループ対４７０が磁束変調器４７４ａと一致し或いはほぼ一致する時、或いは二つの磁束変調器４７４ａの間に位置する時には、そのコード語を強い“１”と判定する。
【０２００】
Ａ／Ｄコンバータ２４６は、各平衡ループ対４７０からの電圧信号を２値データに変換する。下記表３に基づいて、マイクロプロセッサ２４１は、得られた平衡ループ対出力が、強い“１”，“０”であるか、弱い“１”，“０”であるか、或いは不定値であるかを決定する。表３は、Ａ／Ｄコンバータ２４６に与えられる電圧に基づく論理値の典型的な判定を示している。Ｖampは、平衡ループ対４７０の信号の電圧振幅であり、その信号レンジは＋Ｖampと−Ｖampの間である。
【０２０１】
【表３】
【０２０２】
表３に示す５つの論理値の境界を選択的に設定するためには、Ａ／コンバータ２４６ではなく、アナログコンパレータを用いることができる。
Ａ／Ｄコンバータ２４６から出力される変換されたコード信号に基づいて、マイクロプロセッサ２４１は次の一連のステップで各コード語を解析する。先ず、マイクロプロセッサ２４１は、平衡ループ対４７０からのコード信号が信号振幅の０．２より大きいか否か（＞０．２Ｖamp）を判定する。大きければ、その信号は論理“１”に対応する。第２のステップでは、変換されたコード信号が信号振幅の−０．２Ｖampより小さいか否かを判定し、小さければ論理“０”とする。もし、コード語のなかに論理“１”及び“０”だけがある場合には、そのコード語と、引き続き読み出しヘッドの絶対位置とが、更なる処理を行うことなく決定できる。
【０２０３】
平衡ループ対４７０の一つ或いは複数個が、それらのレンジのいずれにも入っていない場合には、追加的処理が必要になる。この場合、マイクプロセッサ２４１は、平衡ループ対４７０から得られるコード信号の論理値をより正確に判定する。
即ち、第３のステップで、コード信号が、信号振幅の０．６より大きいか否か（＞０．６Ｖamp）を判定し、大きければ強い“１”と決定する。これは、平衡ループ対４７０が二つの磁束変調器４７４ａの間に位置する時にしばしば生じる。コード信号が信号振幅の０．５に等しいかそれより小さく（≦０．６Ｖamp）、且つ信号振幅の０．２より大きい（＞０．２Ｖamp）場合は、弱い論理“１”と決定する。
【０２０４】
第４のステップでは、マイクロプロセッサ２４１は同様に、表３に基づいて強い論理“０”と弱い論理“０”を判定する。もし、コード信号が強い“１”でも弱い“１”でもなく、また強い“０”でも弱い“０”でもない場合は、“不定”として分類される。弱い論理“１”と“０”のコード信号値は、不定のコード信号を判定する際には不定として処理されることが望ましい。しかし、弱い論理“１”及び“０”は、読み出しヘッド４０２がどのコード語に近づいているかの情報を提供する。
従って、弱い論理“１”と“０”は、マイクロプロセッサ２４１が中間位置を決定する際の助けになる。第５のステップでは、既に決定された強い論理“１”と“０”を用いて、不定のコード信号値を決定する。もし、不定の或いは弱い値が論理“１”の次である場合には、論理“０”が続いているはずであり、逆の場合も同様である。
【０２０５】
例えば、図３９に示すように、マイクロプロセッサ２４１がＡ／Ｄコンバータ２４６からコード語“１ｕｕ０ｕ１０ｕ”を受信した場合、二つの“０”は、強い論理“０”であると決定され、二つの論理“１”は弱い論理“１”であると決定される。マイクロプロセッサ２４１は、強い“０”が二つの隣接するスペースの間にあることを知っているからである。
下記表４は、図３９に示す８個の平衡ループ対に対応するセンサ要素０〜７を示している。表４のセンサ要素ビット値は、平衡ループ対４７０による出力コード信号に基づいてマイクロプロセッサ２４１により決定される。コードトラックビットは、バイナリコードスケール４７２内でエンコードされた論理値である。不定のセンサ要素ビットがあるため、平衡ループ対４７０はバイナリコードスケール要素４７４と並んでおらず、これが表４ではオフセットで示されている。
【０２０６】
【表４】
【０２０７】
アンダラインを引いたセンサ要素４に対応するセンサ要素ビットは、強い論理“０”である。従ってマイクロプロセッサ２４１はこの値が二つの隣接するスペース４７４ｂに対応することを認識する。これは、表４のコードトラックビット４，５のコードトラックビット列に論理“０”として加えられ、下記表５のようになる。
【０２０８】
【表５】
【０２０９】
同様にして、コードトラックビット１，２について、論理“０”がコードトラックビット列に加えられて、下記表６のようになる。
【０２１０】
【表６】
【０２１１】
その後、コードトラックビット１，２，４，５についての知られた値から、マイクロプロセッサ２４１は、コードトラックビット０，３，６についての値を決定する。センサ要素０は不定であり、論理“０”値を持つコードトラックビットと論理“１”値を持つコードトラックビットの間になければならない。コードトラックビット１は既に、論理“０”値を持つと分かっているから、コードトラックビット０は論理“１”値でなければならない。もし、コードトラックビット０が論理“０”であったとすると、センサ要素０は、不定ではなく、強い“０”であるはずだからである。
同様に、コードトラックビット３，６は論理“１”を持つことが決定される。下記表７は、コードトラックビット０，３，６について論理値を入れたコード語を示している。
【０２１２】
【表７】
【０２１３】
その後、コードトラックビット７，８の論理値が決定される。センサ要素６は不定であり、従って論理“０”を持つコードトラックビットと論理“１”を持つコードトラックビットの間になければならない。コードトラックビット６は論理“１”であるから、コードトラックビット７は論理“０”でなければならない。もし、コードトラックビット７が論理“１”であったとしたら、センサ要素６は不定ではなく、強い“１”であるはずだからである。下記表８は、コードトラックビット７に論理値を入れたコード語を示している。
【０２１４】
【表８】
【０２１５】
次に、コードトラックビット７の決定された論理値から、コードトラックビット８の論理値が決定される。センサ要素７は弱い“１”を持つから、論理“０”を持つコードトラックビットと論理“１”を持つコードトラックビットの間にあるはずである。そしてコードトラックビット７が論理“０”であるから、コードトラックビット８は論理“１”でなければならない。下記表９は、こうして完全に決定されたコード語を示している。
【０２１６】
【表９】
【０２１７】
結果をテストするために、マイクロプロセッサ２４１は、同様の方法で全ての弱い値がコードトラックビットに対応するかどうかをチェックする。即ち、センサ要素７が、コードトラックビット７よりもコードトラックビット８に近い結果として論理“１”であるとすれば、センサ要素２は、コードトラックビット２ではなくコードトラックビット３の値であるべきである。テストはこの様なことを確認する。
この結果、マイクロプロセッサ２４１は、読み出しヘッド４０２が、それぞれバイナリ値が“１０１００１００”と“０１００１００１”であるコード語４６６と４６８の間にあることを判定する。マイクロプロセッサは更に、読み出しヘッド４０２が実際にコード語４６６に近いことを決定する。読み出しヘッドがどのコード語の間にあるかを決定するために、弱い“０”及び“１”を用いるのではなく、密スケールを読むことができる。トランスジューサが密波長λFの一つ分移動した時、密位相φFは２πラジアン変化する。この位相φFは、−πからπまで変化し、コードトラックスケールの二つのコード語の間の境界でゼロを通るものとする。コードトラックスケールの二つの隣接するコード語の間のどこに選択があるかについては、正の密位相φFはトランスジューサ位置がより高い位置側のコード語の中にあることを意味し、負の密位相φFはトランスジューサ位置がより低い位置側のコード語中にあることを意味する。
【０２１８】
この不定値を決定する方法は、この明細書で説明した誘導型絶対位置トランスジューサだけでなく、例えば光学式トランスジューサ等の他のトランスジューサにも適用することができる。光学式トランスジューサ等では、上述したように、ゼロを中心としてではなく、正の値を中心とした値を出す。それでも、バイナリスケールトランスジューサのセンサ要素からの出力信号の振幅を、５つの範囲に分類する方法は同様に有効である。
【０２１９】
読み出しヘッド４０２がコードトラックビットの中間位置にあるとき、全て不定値を出すのは二つのコード語のみ、即ち、“０”，“１”が交互に並ぶ“０１０１０１０１”及び“１０１０１０１０”である。しかし、これらの二つのコード語のみがその様な出力を出すことを認識するようにすれば、マイクロプロセッサはこれらのコード語を検出して解釈することができる。或いは、バイナリコードスケール４７２から予めこれらのコード語を除くこともできる。
【０２２０】
上述したようにこの発明は、リニアエンコーダ以外の用途にも適用することができる。前述した図３５及び図３６は、密波長トランスジューサ４１０とバイナリコードトランスジューサ４５０を組み込んだ誘導型絶対位置トランスジューサ４００の好ましい第５の実施例であり、図３６は図３５の要部拡大図である。
この実施例においては、誘導型絶対位置トランスジューサ４００はロータリエンコーダ５００として作られている。ロータリエンコーダ５００は、静止部分或いはステータ５０２と回転部分或いはロータ５０４を有する。送信巻線４１２，４５２、受信巻線４１４，４１６及び平衡ループ対４５７は、ステータ５０２上に形成され、或いは取り付けられる。ステータ５０２は図示のように、小さいくさび型に加工されたものである。
【０２２１】
より高精度化のため、また機械的アライメント誤差を許容するためには、ステータ５０２は、ロータ５０４と同様に完全な円盤状部材として形成してもよいし、いくつかの同様なくさび状のものを対称的に円形に配置して構成することもできる。コードトラックには、図３５に示すように、８ビットコード語と同様に連続する６ビットコード語を用いる。
６ビットコード語は、可能な２進数として６４を出し、従って１回転につき６４の粗の絶対位置を測定することができる。密波長内の位置は、１波長の１／５１２の精度で測定することができる。また、密波長トランスジューサ４１０のスケール４１８は、１回転（３６０°）につき、３２の密波長を与える。従って全体として、１回転につき３２×５１２＝１６，３８４の角度分解能が得られる。
【０２２２】
バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０或いは４５０を用いた誘導型絶対位置トランスジューサは、図７に示すトランスジューサ２１０〜２３０を用いたものより有利であるが、図４０，図４１に示すこの発明の第６の実施例はある付加的な利点を有する。
この発明の第１の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサの一つの欠点は、二つのスケールからの読み出しが中又は粗の位置測定について行われている時に生じる動きに非常に敏感であることである。密波長トランスジューサ２１０，２２０，２３０の読み出しの際に生じる小さいエラーは、中，粗の位置計算の際により大きなエラーの原因となる。このエラーは、波長比λM／λF，λC／λFに等しい係数を持つ。従って、密波長トランスジューサ２２０と２３０の間の測定の間にわずか８０μm の移動があると、中位置測定に約１．２８mmの誤差を生じる。
この約１．２８mmの誤差は、ほぼ密波長λ１或いはλ３の１／２に等しい。中位置測定は、トランスジューサの読み出しヘッドが位置する特定の密波長内で決定するから、密波長λ１或いはλ３の１／２のエラーは許容できない。二つの密波長の間で約１６０μm のエラー毎に、計算される粗位置測定は中波長の１／２の大きさだけずれることになる。
【０２２３】
上述のような二つの密波長の間の動きによるエラーを避けるために、図４０に示す第６の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ６００は、第１の実施例のように二つの密波長トランスジューサから中波長を引き出す代わりに、４０．９６mmの中波長λM1を持つ中波長トランスジューサ６１０を持つ。中波長トランスジューサ６１０は、中波長或いは２０．４８mmの約１／２に等しい長さの磁束変調器を持つスケール６１８を有する。読み出しヘッド６０２のスケール６１２上には受信巻線６１４と６１６を有する。受信巻線６１４は、一つの細長い“＋”ループ１９１ａと、一つの細長い“−”ループ１９１ｂを有する。同様に受信巻線６１６は、細長い“＋”ループ１９２ａと、細長い“−”ループ１９２ｂを有し、これらの受信巻線を取り囲んで送信巻線６１２が形成されている。
【０２２４】
中波長の位置は、二つの密波長トランスジューサからではなく、中波長トランスジューサ６１０により直接測定されるため、移動による上述したエラーはなくなる。粗位置測定のために、このトランスジューサ６００は第２の中波長トランスジューサ６２０を有する。この第２の中波長トランスジューサ６２０は、第１の中波長トランスジューサ６１０とほぼ同様に形成された、読み出しヘッド６０２上の受信巻線６２４，６２６とこれを取り囲む送信巻線６２２、及びスケール部材上の中波長スケール６２８を有する。この第２の中波長トランスジューサ６２０は、３５．８４mmの中波長λM2を持つ。λM1とλM2の間の位相差は、２８６．７２mmの粗波長を与える。これらの波長は、以下にその理由を説明するように、好ましくは、基本波長の異なる整数倍、更に好ましくは偶数倍とする。具体的に、この実施例のトランスジューサ６００における好ましい波長は、λM1＝１６・λ3，λM2＝１４・λ3（但し、λ3＝２．５６mm）なる関係を持つ。
【０２２５】
この実施例では、粗位置計算に用いられる二つの中波長λM1，λM2が密波長λ3より約１５倍大きいから、空間位相位置計算は移動に対して１５倍感度が低下する。
例えば、中波長λM1の約１／２の移動エラーを起こすためには、粗位置測定は約２０mmずれていなければならない。これは、二つの中波長トランスジューサ６１０，６２０の間の約２．７mmのエラーに対応する。２．７mmのエラーは、上述した１６０mmのエラーに比べて遥かに防止が容易である。
【０２２６】
この実施例のトランスジューサ６００はまた、二つの中波長トランスジューサ６１０，６２０の間に配置された、波長λ3の密波長トランスジューサ６３０を有する。密波長トランスジューサ６３０と中波長トランスジューサ６１０，６２０との間の電磁的なまた寄生的な結合を最小化するため、密波長スケール３１８，３２８における磁束変調器の長さは、密波長の整数倍とする。これにより、中波長トランスジューサ６１０，６２０が密波長トランスジューサ６３０に与える影響は最小化される。
【０２２７】
中波長トランスジューサ６１０，６２０と密波長トランスジューサ６３０の間の結合は、中波長スケール６１８，６２８における磁束変調器の端部が常に、密波長スケール６３８における密波長と並んでいるために最小化される。スケール６１８，６２８，６３８が読み出しヘッド６０２に対して相対移動した時、密波長トランスジューサ６３０内の送信巻線と受信巻線の間で、中波長スケール３１８，３２８の一方の磁束変調器によって生じる結合のある端部での増大は、別の端部での結合の減少により相殺される。受信巻線６１４と６１６の間、又は６２４と６２６の間の対称性のための密波長トランスジューサ６３０と中波長トランスジューサ６１０，６２０の間のトータルの寄生結合は、ほぼゼロとなる。
【０２２８】
更に、電磁結合を低減するために、読み出しヘッド６０２は好ましくは、図４１（ａ）〜（ｄ）ように作られる。図４１（ａ）〜（ｄ）は読み出しヘッド６０２の異なる層或いは面を示している。図４１（ａ），（ｂ）に示すように、中波長トランスジューサ６１０の受信巻線６１４，６１６、中波長トランスジューサ６２０の受信巻線６２４，６２６、及び密波長トランスジューサ６３０の受信巻線６３４，６３６は、読み出しヘッド６０２の基板の二つの層、又は対向面に形成される。
同様に、図４１（ｃ）（ｄ）は、中波長トランスジューサ６１０，６２０の送信巻線６１２，６２２，及び密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２の一部と、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２の残部とが異なる層又は面に形成されることを示している。波長の近い二つの中波長トランスジューサ６１０，６２０は、密波長トランスジューサ６３０を挟んで離して配置される。
【０２２９】
密波長トランスジューサ６３０の受信巻線６３４，６３６は、密波長の３．５倍毎に反転させている。同様に、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２も密波長の３．５倍毎に反転させている。この様に密波長トランスジューサ６３０の送受巻線を所定周期で反転させることにより、中波長トランスジューサからの受信信号に対する影響、密位置計算結果に対する影響を低減している。一般に、送信巻線及び受信巻線の反転は、密波長のｚ／２倍毎（ｚは奇数の整数）にすることができる。
【０２３０】
二つの中波長スケール６１８，６２８の磁束変調器は、密波長λ3の約７倍の長さを持つ。中波長λM2は実質的に、密の“反転”波長の整数倍であるから、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２からの漏洩磁界は、中波長トランスジューサ６２０の受信巻線６２４及び６２６内で中和され、逆も同様である。一般に、密の反転波長を、（ｚ・λF）／２とすると、中波長λM1，λM2は、λFの偶数倍にすべきである。
【０２３１】
中波長トランスジューサ６１０のスケール６１８の磁束変調器は、正確に中波長λM1の１／２と等しい長さを持たない。中波長トランスジューサ６１０のための中波長λM1は正確に密の“反転”波長の整数倍ではないが、第１の実施例のトランスジューサ２００と比べてこの実施例のトランスジューサ６００では、実質的にトランスジューサ間の寄生結合を低減することができる。中波長トランスジューサ６１０は連続信号を生成するが、きれいな正弦波状出力曲線からのズレに誤差がある可能性がある。しかしこの小さい誤差は、中波長計算に大きな影響を与えない。
【０２３２】
中波長トランスジューサ６１０は、読み出しヘッド６０２がどの密波長λ3内に位置するかを特定するに十分な精度を持つことが必要である。中波長トランスジューサ６１０が十分な精度を出せない場合には、もう一つの中波長トランスジューサ６２０を“一次゛中波長トランスジューサとして用いることができる。
第２〜第５の実施例においては、バイナリコードスケールと密波長スケールがトータルスケール幅をできるだけ抑えられる様に近接して配置されている。本発明者等は、密波長トランスジューサとバイナリスケールトランスジューサの間の距離を少なくとも、０．６λFINE（λFINEは密波長トランスジューサの波長）にすべきことを決めている。この距離では、バイナリスケールトランスジューサは密波長トランスジューサに殆ど影響を与えない。
【０２３３】
しかし、バイナリコードスケールが密波長スケールに余りにも近く配置されると、密波長測定が攪乱されるおそれがある。これは、密の送信磁界が、密波長スケール要素のみならず、バイナリコードスケール要素によってもある程度変調されるからである。この送信磁界の余分な変調は、密波長測定のエラーの原因となる。この様なエラーを防止するために、バイナリコードスケールは密波長スケールから離すことができる。しかしこれは、トータルスケール幅及び読み出しヘッド幅の増大をもたらす。
【０２３４】
図４２は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第７の実施例によるトランスジューサ７００であり、この実施例では、バイナリコードスケールを、トータルスケール幅及び読み出しヘッド幅の増大をもたらすことなく、密波長スケールから離す一つの方法を実現している。
この実施例では、図２８の実施例におけるバイナリコードスケール４５８の上の列を除いており、バイナリコードスケール７２８は一列のスケール要素のみとしている。バイナリコードスケール７２８の下の１，０は、スケール要素の２値を示している。
【０２３５】
この様な一列のバイナリコードスケールをデコードするためには、スケール語は、各８ビットコード語の中の一列に少なくとも二つの“１”があるように配置することが必要である。これにより、図３９の例に示すように、平衡ループ対が二つのコード語の間に位置する時に平衡ループ対７２７からの出力コード信号中に少なくとも一つの強い“１”があるようにすることができる。
より好ましいバイナリコードスケール７２８においては、各コード語が一列内に少なくとも二つずつの“１”と“０”を持つようにする。これは、各コード語が少なくとも一つの強い“１”と、一つの強い“０”の両方を持つことを確実にする。これにより、各コード語について、コード語ビットとその信号振幅の間の信号オフセットを測定することが常に可能になる。これは、バイナリコードスケール７２８が信号オフセットと信号振幅について自律校正するために、バイナリコードスケール７２８の読み出しをより確実にする。
【０２３６】
即ち、各位置で、コード信号オフセットＳoffとコード信号振幅ＳAMPとが測定される。コード信号オフセットＳoffは、平衡ループ対７２７から出力される全てのコード信号の最小値として定義される。コード信号振幅ＳAMPは、平衡ループ対７２７により出力コード信号振幅の最大値ＳMAXと最小値ＳMINの差として、次の数８のように表される。
【０２３７】
【数８】
ＳAMP＝（ＳMAX−ＳMIN）
【０２３８】
コード信号オフセットＳoffは、各コード信号ＳXから差し引かれ、その結果がコード信号振幅ＳAMPにより除されて、各平衡ループ対７２７について正規化されたコード信号値ＳNが、数９のように得られる。
【０２３９】
【数９】
ＳNX＝（ＳX−Ｓoff）／ＳAMP
【０２４０】
正規化されたコード信号値ＳNは、０から１の間で変化する。このコード信号値は一般に例えば、表３に対応して、下記表１０に示すように、５つの範囲に分類される。
【０２４１】
【表１０】
強い０： ０．０≦ＳN＜０．２
弱い０： ０．２≦ＳN＜０．４
不定 ： ０．４≦ＳN≦０．６
弱い１： ０．６＜ＳN≦０．８
強い１： ０．８＜ＳN≦１．０
【０２４２】
粗位置は、先に表４〜表９で説明したと同様にデコードされる。この方法は、第２〜第５の実施例におけるような、２列を用いたバイナリコードスケールに対しても、光学的トランスジューサのような一般的な絶対位置トランスジューサのシリアルコードトラックについてと同様に、適用することができる。
上述したように、ビット信号の分類は、好ましくは、コード信号がディジタル変換された後、マイクロプロセッサにより行われる。コード信号オフセットとコード信号振幅を見つけることは、Ａ／Ｄコンバータの前で行うこともできる。この場合コード信号振幅は、Ａ／Ｄコンバータの基準電圧として用いられ、これにより、Ａ／Ｄコンバータの出力は自動的に正規化される。この場合、マイクロプロセッサは、コード信号をコード信号振幅で除するための時間を必要としない。
【０２４３】
図４３は、図３１のＡ／Ｄコンバータ２４６から正規化されたディジタル出力を得るための信号処理回路７３０の好ましい実施例である。図示のように、図３１のサンプルホールド回路４６０のバッファアンプ４６２のそれぞれからの出力は、高／低コード信号選択回路７３２とコード信号選択スイッチ７３４に接続される。高／低コード信号選択回路７３２は、最も高い信号振幅と最も低い信号振幅を持つコード信号を選択する。
この高／低コード信号選択回路７３２からの最も高い信号振幅と最も低い信号振幅を持つコード信号は、差動アンプ７３６に入力される。特に、最も高い振幅のコード信号は、差動アンプ７３６の非反転入力端子に、最も低い振幅のコード信号は反転入力端子にそれぞれ入力される。差動アンプ７３６は、最も高い振幅のコード信号と最も低い振幅のコード信号の差をとり、これが基準電圧としてＡ／Ｄコンバータ２４６に入力される。これにより、Ａ／Ｄコンバータ２４６から出力されるディジタル値が０と１の間で正規化される。
【０２４４】
コード信号選択スイッチ７３４は、コード信号を一度に一つ選択して減算回路７３８を通してＡ／Ｄコンバータ２４６に与える。コード信号選択スイッチ７３４は、減算回路７３８の演算増幅器の非反転入力端子に接続され、その反転入力端子には最も低い振幅のコード信号が入力される。減算回路７３８は現在のコード信号から最も振幅の低いコード信号を減算して、その結果をＡ／Ｄコンバータ２４６に入力する。
図４４は、高／低コード信号選択回路７３２の典型的な回路例を示している。この回路は、４つの入力信号に対して、高／低信号を判定するものであるが、任意ビットに対して拡張することができる。
【０２４５】
上では、コード語内のビット数を一定として種々のバイナリコードスケールについて説明した。下記表１１は、異なる設計ルールとについて、及び１コード語当たりの異なるビット数について有効なコード語の数を示している。
【０２４６】
【表１１】
【０２４７】
下記表１２は、スケール波長３．２mmと仮定して、表１１において用いられた異なる設計ルールとビット数／コード語についての有効レンジを示している。
【０２４８】
【表１２】
【０２４９】
上述のように、バイナリコードスケールを読み取る際に、いくつかの平衡ループ対は不明瞭又は不定の信号を出力する。これは、読み出しヘッドがスケール要素と並んだ時でなく、スケール要素の間に位置した時に生じる。この問題は、表３〜表１２で説明した方法により、少なくとも一つの平衡ループ対が明瞭なコード信号を出力する事を確実にすることにより解決される。しかしこれは、コード信号の振幅整合やオフセット整合に関して、コード信号や信号処理回路にかなり厳しい要求を突きつけることになる。
【０２５０】
図４５は、この発明による誘導型絶対位置トランスジューサの好ましい第８の実施例を示す。この実施例のトランスジューサ８００においては、バイナリコードトランスジューサ８２０が第１の組８２１の平衡ループ対８２７と、第２の組８２３のへ平衡ループ対８２７を有する。第１の組８２１と第２の組８２３とは、エッジ−エッジ距離３０８の１／２又は奇数倍だけオフセットしている。
第１，第２の組８２１，８２３の一方がスケール要素１７４の間に位置するとき、他方の組はスケール要素１７４と整列する。従って、第１，第２の組８２１，８２３の一方が特定できないコード信号を出力する場合にも、他方はコード信号の全てが明瞭に特定できる。
また、エッジ−エッジ距離３０８に等しく設定された波長λ810で示す密波長トランスジューサは、第１，第２の組８２１，８２３のいずれが用いられるべきかを決定できる。即ち、受信巻線の電圧振幅が正のとき、第１の組８２１を用い、受信巻線の電圧振幅が負の時第２の組８２３を用いるようにする。
【０２５１】
この実施例の一つの欠点は、読み出しヘッドを２倍の長さにしなければならないことである。この付加的なスペースは、平衡ループ対の第２の組に必要とされるのみならず、信号処理回路への接続にも必要とされる。しかし、この付加的なスペースの大部分は、平衡ループ対の第２の組により必要とされるものである。
この欠点は、図４６に示すように、２組の平衡ループ対を、エッジ−エッジ間距離３０８の１／２のオフセットを保ってインターリーブする事により、十分に小さくすることができる。
この第８の実施例の変形は、２組の平衡ループ対を薄い絶縁層を挟んで配置することを要する。即ち、２組の平衡ループ対は、先に説明した受信巻線のインターリーブと同様の方法でインターリーブされる。
【０２５２】
更にこの変形は、２組の平衡ループ対についてだけでなく、任意の複数組の平衡ループ対を用いた場合にも可能である。この場合、ｎ組の平衡ループ対について、各組のオフセットは、エッジ−エッジ間距離３０８をｎで除した値とする。即ち、４組の平衡ループ対の場合、各組は、エッジ−エッジ間距離３０８の１／４ずつオフセットさせる。平衡ループ対の組の数は、矩象関係にある二つの受信巻線により示される象限に基づいて選択される。
【０２５３】
図４７は、この発明の好ましい第９の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ９００を示す。これは、図２８〜図３０に示した第４の実施例の一変形例である。図示のように、バイナリコードトランスジューサ９５０は、密波長トランスジューサ９２０を挟み込む。即ち、読み出しヘッド９０２に形成されたバイナリコードトランスジューサ９５０の８個の平衡ループ対９５７のそれぞれにおいて、負極性巻線９５６は密波長トランスジューサ９２０の一方のサイドに、正極性巻線９５４は他方のサイドに配置されている。各平衡ループ対９５７の負極性巻線９５６と正極性巻線９５４とは、長い平行配線９５５により接続されている。
【０２５４】
同様に、バイナリコードスケール９５８の上部９５９と下部９５９′は、スケール部材９０４上の密波長スケール９１８を挟み込んでいる。そして、読み出しヘッド９０２上には一つの送信巻線９１２が配設されている。この送信巻線９１２は、密スケールトランスジューサ９２０の受信巻線９１２と、バイナリコードトランスジューサ９５０の平衡ループ対９５７の正極性ループ９５４及び負極性ループ９５６の全てを囲む。
【０２５５】
第４の実施例と比較して、この第９の実施例によるトランスジューサ９００では、バイナリコードトランスジューサ９５０が、密波長測定を妨害することなく、密波長トランスジューサ９２０により近くなっている。これは、読み出しヘッド９０２でのスペースを抑え、位置トランスジューサ９００全体でのスペースを抑えることになる。加えて、送信巻線９１２が一つだけでよいから、駆動回路の簡単化が図られる。送信巻線の低減と駆動回路の簡単化は更にスペースの削減を可能とする。
更に、送信巻線９１２が一つであるから、密波長トランスジューサ９２０とバイナリコードトランスジューサ９５０の駆動とサンプリングが同時に可能である。従って、第４の実施例と異なり、密波長測定とバイナリコード測定の間の遅延時間がなくなる。これは、第４の実施例に比べて、誘導型絶対位置トランスジューサ９００の精度向上をもたらす。
【０２５６】
図４８（ａ）（ｂ）は、この発明の好ましい第１０の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１０００を示す。これらの図では、トランスジューサ１０００におけるスケール１０５８の模式的構成と、複数の平衡ループ対１０５７のみを示している。送受信巻線の構造は、先の各実施例のバイナリコードトランスジューサと同様のものが用いられる。
スケール１０５８はバイナリコードスケールではなく、インクリメンタルスケールである。即ち、位置トランスジューサ１０００において、スケール１０５８は測定軸３００方向に沿って延びるように配置され、平衡ループ対１０５７により形成される個々の受信巻線は測定軸に直交する方向に延びる。これは、測定軸に平行に延びる受信巻線を持つ先の実施例とは対照的な点である。
【０２５７】
平衡ループ対１０５７が測定軸３００に沿って移動するにつれて、平衡ループ対１０５７のそれぞれは、負極性ループ１０５６が磁束減衰器１７０と一致する時、及び正極性ループ１０５４がスペース１７２と一致する時に最大の正極性振幅の位置信号を出し、また正極性ループ１０５４が磁束減衰器１７０と一致する時、及び負極性ループ１０５６がスペース１７２と一致する時に最大の負極性振幅の位置信号を出す。
従ってこの実施例のトランスジューサ１０００は、第１〜第９の実施例における密波長トランスジューサに置き換えて用いることができる。例えば、３つの密波長インクリメンタル位置トランスジューサ２１０，２２０，２３０はそれぞれ、対応する波長を持つインクリメンタル位置トランスジューサ１０００により置き換えることができる。
【０２５８】
磁束減衰器又は磁束拡大器のいずれかである磁束変調器１７０、及びスペース１７２は、スケール１０５８上で交互に“０”位置と“１”位置に配置された同じ形状に加工された要素とすることができる。読み出しヘッドの平衡ループ対１０５７は、図４８に示すように、巻線方向が正，負極性を持つように直列に接続される。
図４８（ａ）の実施例においては、測定軸３００に直交する方向の非対称性磁界分布に極めて敏感であることに注意すべきである。もし、磁界分布がスケール１０５８の中心線３０１について対称でないとすると、出力信号は測定エラーの原因となるオフセットを持つことになる。
【０２５９】
これに対して、図４８（ｂ）の実施例はこの様な問題がない。図４８（ｂ）の実施例においては、巻線方向が再度交互に正，負極性を持つよう直列接続されている。これにより、平衡ループ対１０５７の各隣接対１０５９は、測定軸３００方向及び測定軸３００に直交する方向いずれについての非対称性磁界についてもバランスがとれる。従って、出力信号のオフセットはゼロとなる。
更に、出力信号のオフセットは、ピッチやロールのアライメント誤差によっても変化しない。これは、スケール１０５８が導体スケールベースに搭載されたとしても言える。図４８（ｂ）の実施例の信号振幅は、図４８（ａ）の実施例における場合の２倍になることも注目すべきである。
【０２６０】
図４７，図４８の各実施例においは、密スケールトランスジューサ９２０及び１０００の一つの受信巻線又は１組の受信巻線のみを示し、バイナリコードトランスジューサ９５０の一つの平衡ループ対９５７のみを示しているが、第１〜第８の実施例におけるように、２或いはそれ以上の密スケール受信巻線を用いることができる。更に、第８の実施例に示すように、バイナリコードトランスジューサ９５０に２組或いはそれ以上の平衡ループ対を用いることもできる。
【０２６１】
図４９（ａ）〜（ｃ）は、この発明による第１１の実施例の誘導型絶対位置トランスジューサ１１００を示している。図４９（ａ）に示すように、密波長トランスジューサ１１２０とバイナリコードトランスジューサ１１５０は、並べてではなく、第２〜第５の実施例、及び第７〜第９の実施例におけると同様に、互いに重ねて配置している。従って、バイナリコードトランスジューサ１１５０のバイナリスケール１１５８は、バイナリコードスケールとしてと同時に、密波長スケールとしても用いられる。第９の実施例におけると同様に、密波長受信巻線１１１４と、バイナリコードトランスジューサ１１５０の各平衡ループ対１１５７とを同時に駆動するように一つの送信巻線１１１２が用いられている。
【０２６２】
図４９（ｂ），（ｃ）は、受信巻線１１１４と平衡ループ対１１５７の関係をより分かりやすくするために、これらを別々に示している。磁束変調器１７０とスペース１７２の測定軸３００方向の幅は、密波長λFの１／２である。これに対して、平衡ループ対１１５７の測定軸方向の幅はほぼ密波長λFである。密スケール受信巻線１１１４の波長も同様に、ほぼ密波長λFである。
密波長トランスジューサ１１２０の正極性ループが磁束変調器１７０と一致した時に、負極性ループは磁束変調器１７０の間の未変調ギャップ１７３と一致し、逆も同様である。これに対して、バイナリコードトランスジューサ１１５０においては、負極性ループ１１５６が磁束変調器１７０（又はスペース１７２）と一致した時に、正極性ループ１１５４がスペース１７２（又は磁束変調器１７０）と一致する。
【０２６３】
以上のようにして、密波長トランスジューサ１１２０は、磁束変調器１７０及びスペース１７２により更に変調された、連続的な空間的変調を受けた誘導結合を出力することができる。しかしこの実施例の信号振幅レンジは、他の実施例に比べて約１／２小さくなる。同時に、バイナリコードトランスジューサ１１５０は、強い“１”及び強い“０”に対応する信号振幅を出力することができるが、この振幅も他の実施例に比べて約１／２になる。
【０２６４】
この実施例の場合、送信巻線１１１２は一つであるから、駆動回路は簡単になり、また密波長トランスジューサ１１２０及びバイナリコードトランスジューサ１１５０は同時に駆動及びサンプリングが可能である。更に、二つのトランスジューサが重ねられているから、先の第９の実施例に比べても付加的なスペースを大きく抑制することができる。図４９では、一つの密波長受信巻線１１１４と１組の平衡ループ対１１５７のみを示しているが、第１及び第８の実施例で説明したと同様に、これらを複数個設けることもできる。
【０２６５】
図５０（ａ）〜（ｃ）は、この発明の第１２の好ましい実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１２００である。図５０（ａ）〜（ｃ）は、一般的に第１１の実施例の図４９（ａ）〜（ｃ）に対応するが、第１１の実施例では密波長トランスジューサ及びバイナリコードトランスジューサに対して共に一つのバイナリコードスケールを用いたのに対し、この第１２の実施例では、図４９（ｃ）に示すバイナリコードトランスジューサ１２５８は、図４９（ｂ）に示す密波長スケール１２２８に重ねられている。その他は、第１２の実施例は、第１１の実施例と同様であり、従って詳細な説明は省く。
【０２６６】
図５１（ａ）〜（ｃ）は、この発明の第１３の好ましい実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１３００である。この第１３の実施例は、ほぼ第１２の実施例と同様であるが、図５１（ａ）及び（ｃ）に示すように、図５０（ｃ）におけるバイナリコードスケール１２５８の磁束変調器１７０とスペース１７２に代わって、閉じた領域１３７０と閉じられない領域１３７２を持つ巻線１３７４によって形成されたバイナリコードスケール１３５８を有する。閉じた領域１３７０が磁束変調器１７０に対応し、閉じられない領域１３７２がスペース１７２に対応する。その他は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第１３の実施例と、図５０（ａ）〜（ｃ）に示す第１２の実施例と同じである。
【０２６７】
図５２は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第１３の実施例の変形例である。これは、第１３の実施例における密波長トランスジューサ１３２０の密波長スケール１３２８の各磁束変調器１７０を、ループ巻線１３７６により置き換えた密波長スケール１３１８を用いている。その以外は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第１３の実施例と同じである。
【０２６８】
以上この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの実施例を説明したが、バイナリコードトランスジューサは、他の知られたトランスジューサ構成、例えば光学式エンコーダを用いて構成することができる。光学式エンコーダを用いる場合、磁束変調器１７０としては、スペースとは異なる反射率を持つ反射器を用いて、反射器を論理“１”，スペースを論理“０”に対応させればよい。この場合、読み出しヘッドは、反射器の反射率に基づいて、論理“１”，“０”を１ビットずつ検出する光検出器を含むことになる。この発明は好ましくは、密波長トランスジューサと共にバイナリコードトランスジューサを用いるが、絶対位置トランスジューサとしては、密のリニアエンコードを用いず、簡単にバイナリコードトランスジューサのみを用いてもよい。
【０２６９】
上述したように、この発明によると、高精度の位置信号を出力することができ、しかも現行のプリント回路基板技術を利用して安価に製造することができる誘導型絶対位置トランスジューサが得られる。この発明によるトランスジューサは、強磁性体やオイル，水その他の流体を含む粒子の汚染に対して強い。従って、ほとんどの仕事場やアウトドア環境においても使用することができ、しかも汚染防止のための複雑な或いは高価なシールを必要としない。
スケールと読み出しヘッドの間のギャップは、インクリメンタル測定のためには、受信可能性と高精度を保ちながら２mm程度まで大きくすることができる。バイナリコードトランスジューサはより大きなギャップとすることができる。従って、製造許容誤差は厳しくはなく、他のタイプの絶対位置トランスジューサに比べて安価に製造することができる。
【０２７０】
この発明において、読み出しヘッドは、幅及び長さに対して実質的に小さい厚みをもって作ることができる。従って、通常の絶対位置トランスジューサに比べて小さい体積で多くの用途に適用することができる。受信巻線は、能動回路により駆動されず、受動的であって、ＥＭＦを発生する。このＥＭＦを適当な解析回路により解析することにより、読み出しヘッドのスケールに対する測定軸に沿った変位を測定することができる。
この発明においては、スケールとコードトラックもまた受動的である。従って、これらは能動部分、即ち送信巻線に電気的に接続する必要がない。この結果この発明に係るトランスジューサは、他の誘導型エンコーダと異なり、ハンドツールに容易に組み込むことができる。更にこの発明は、バッテリー駆動のハンドツールに容易に組み込むことを可能とする低電力駆動回路を用いている。この発明に係るトランスジューサは、所定長さのコード語に許容される最も長い波長又は最も長い距離にわたって唯一の絶対位置を測定することが可能である。従って、電力を下げ或いはオフとした後、再度電力をオンとして、同じ位置を測定することができる。
【０２７１】
当業者であれば、この発明に係る誘導型絶対位置トランスジューサが種々の用途に組み込み可能であることが分かるであろう。即ち、特定の実施例及び具体例について説明したが、この発明の精神を逸脱しない範囲で種々の等価な変形が可能である。例えば、正弦波状受信巻線及び平衡ループ対を説明したが、所定の読み出しヘッド内で異なる位相を与えるための形状を含む種々の幾何形状を用いることが可能である。同様に、一般的に矩形である磁束変調器を説明したが、これも他の幾何形状を用い得る。その形状は、出力信号対変位の関数が非正弦波関数であって、ルックアップテーブルにモデル化できるもの、或いは他の手段でモデル化できるものであればよい。即ち、ここに述べられた位置計算式は、よく知られた信号処理技術により変形或いは置換が可能である。
【０２７２】
上に述べられた種々のセンサ要素に加えて、この発明は、しきい値検出回路に接続された一つのループを用いてバイナリコードスケール内の磁束変調器を検出するようにしたセンサ要素を用いることもできる。この場合、磁束変調器はエッジ−エッジ間距離と等しい長さをもつ。またこの発明は、２個或いはそれ以上の送信巻線を用いた例を説明したが、実質的に全ての受信巻線と全てのセンサ要素を囲むようにした一つの送信巻線を用いてもよい。
更に、バイナリコードトラックは好ましい実施例として、各コードトラック受信巻線がバイナリコード語の１ビットを出力するようにしたが、当業者であれば、コードトラック受信巻線からより高分解能測定が可能であることが分かる。この場合、各磁束変調器のサイズは種々のサイズの組から選択することができる。即ち、コードトラック受信巻線に対応する各コード語要素は、３或いはそれ以上の状態の一つを示すことができる。更に、“平衡”巻線がコードトラック受信巻線として用いられたが、簡単な不平衡ループもいくつかの条件下で用い得る。
【０２７３】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明による誘導型絶対位置トランスジューサは、高精度の位置信号を出力することができ、プリント回路基板技術を利用して安価に製造することができ、磁性体やオイル，水その他の粒子の汚染に対して強く、ほとんどの仕事場において汚染防止のための複雑高価なシールを必要としない、といった利点を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の基本検出原理を説明するための、減衰器タイプの変調器を用いたインクリメンタル型ノギスの分解斜視図である。
【図２】 図１のノギすのＡ−Ａ′断面図である
【図３】 この発明の基本検出原理を用いたインクリメンタル型読み出しヘッドの送受信巻線のレイアウトと対応する減衰器スケール要素を示す平面図である。
【図４】 図３の受信巻線の一方のループを示す平面図である。
【図５】 図４の受信巻線とスケールの重なりの様子と出力信号を示す図である。
【図６】 一つの密波長に関する出力振幅と極性の位置に対する波形を示す。
【図７】 ３スケールを持つ好ましい実施例の誘導型絶対位置トランスジューサの平面図である。
【図８】 僅かに異なる波長を持つ二つの巻線についての相対位置に対する電圧振幅及び極性を示す波形図である。
【図９】 この発明の実施例の誘導型絶対位置トランスジューサの電気回路ブロックを示す。
【図１０】 図９の回路の動作タイミング図である。
【図１１】 サンプルホールド回路部の第２の実施例の構成を示す。
【図１２】 サンプルホール回路部の第３の実施例の構成を示す。
【図１３】 サンプルホール回路部の第４の実施例の構成を示す。
【図１４】 サンプルホールド回路部の第５の実施例の構成を示す。
【図１５】 サンプルホールド回路部の第６の実施例の構成を示す。
【図１６】 誘導型絶対位置トランスジューサ２００からの受信信号を合成して、中，粗の絶対位置測定値を得る動作タイミングを示す。
【図１７】 マイクロプロセッサ２４１により実行される全体の測定ルーチンの前半を示す。
【図１８】 マイクロプロセッサ２４１により実行される全体の測定ルーチンの後半を示す。
【図１９】 図１７における密／粗測定ステップＳ１１０のより具体的なフローの前半を示す。
【図２０】 同密／粗測定ステップＳ１１０のより具体的なフローの後半を示す。
【図２１】 図１７におけるステップＳ１２０のより具体的なフローを示す。
【図２２】 図１９におけるステップＳ２００のより具体的なフローを示す。
【図２３】 この発明による誘導型絶対位置トランスジューサの第２の好ましい実施例である。
【図２４】 図２３における平衡ループ対を拡大して示す図である。
【図２５】 同実施例のスケールと出力信号を示す図である。
【図２６】 この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第３の実施例を示す。
【図２７】 同実施例のスケールと出力信号を示す図である。
【図２８】 この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第４の実施例を示す。
【図２９】 同実施例のバイナリコードトランスジューサとその出力を示す
。
【図３０】 同実施例での出力対コード対位置のチャートを示す。
【図３１】 読み出しヘッドに接続される信号発生処理回路の第２の好ましい実施例である。
【図３２】 同信号発生処理回路の動作タイミング図である。
【図３３】 バイナリコードスケールの好ましい第２の実施例における８ビットスケールパターンを示す。
【図３４】 同バイナリコードスケールのルックアップテーブルを示す。
【図３５】 密波長トランスジューサ４１０とバイナリコードトランスジューサ４５０を組み込んだ誘導型絶対位置トランスジューサ４００の好ましい第５の実施例である。
【図３６】 同実施例の要部を拡大して示す図である。
【図３７】 典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図３８】 典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図３９】 典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図４０】 この発明の第６の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ６００を示す図である。
【図４１】 同実施例の各層の導体パターンを示す図である。
【図４２】 この発明の第７の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ７００を示す図である。
【図４３】 Ａ／Ｄコンバータ２４６から正規化されたディジタル出力を得るための信号処理回路７３０の好ましい実施例である。
【図４４】 図４３における高／低コード信号選択回路７３２の典型的な回路例を示す。
【図４５】 この発明の好ましい第８の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ８００を示す。
【図４６】 図４５に示すトランスジューサの変形例を示す。
【図４７】 この発明の好ましい第９の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ９００を示す。
【図４８】 この発明の好ましい第１０の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１０００を示す。
【図４９】 この発明の好ましい第１１の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１１００を示す。
【図５０】 この発明の好ましい第１２の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１２００を示す。
【図５１】 この発明の好ましい第１３の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１３００を示す。
【図５２】 図５１に示す実施例の変形例を示す。
【符号の説明】
４００…誘導型絶対位置トランスジューサ、４０２…読み出しヘッド部材、４０４…スケール部材、４１０…密スケールトランスジューサ、４２０…コードトラックトランスジューサ、４１２…送信巻線、４１４，４２６…密スケール用受信巻線、４２２…コードトラック用受信巻線、４２４…正極性ループ、４２６…負極性ループ、４２７…平衡ループ対、１７０…磁束変調器、１７０…スペース。
【発明の属する技術分野】
この発明は、電子的絶対位置トランスジューサに係り、特に複数の誘導結合巻線を用いた絶対位置トランスジューサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在種々の変位及び位置トランスジューサが用いられている。これらのトランスジューサの多くは、直線，回転及び角度変位を測定することができる。光学式トランスジューサは通常、走査ユニットと格子が形成されたガラススケールとを有する。走査ユニットは一般に、光源，光源光をコリメートするコンデンサレンズ，インデックス格子が形成された走査レチクル，及び受光素子を有する。スケールは走査ユニットに対して相対移動し、これによりスケールのラインは、インデックス格子のライン及びスペースと交互に一致して、周期的光強度の変化を作る。周期的光強度の変化は受光素子により電気的信号に変換され、この電気信号が処理されて位置が決定される。光学式トランスジューサは、特にレーザ光を用いた場合に、高精度位置測定が可能である。
【０００３】
最近は、効率改善のために、汚染物のない検査室ではなく、工作室内で手持ちのエンコーダその他の測定器を用いることが望まれるようになっている。しかし、光学式トランスジューサは汚染に敏感であり、多くの生産或いは工作環境でむき出しで用いるのは実際的でない。このため光学式トランスジューサは、高価でしかも信頼性のない環境シールを用いたり、或いはトランスジューサをダストやオイルが入らないように覆う他の手段を講じることが必要になる。更に、光源はしばしば大電流を必要とする。このため、バッテリーを用いたハンドツール等では光学式トランスジューサを用いることができない。
【０００４】
静電容量型トランスジューサは非常に小さい電流で動作可能であり、バッテリーを用いた測定ツールによく適している。静電容量式トランスジューサは、平行電極により形成される容量を利用する。送信電極と受信電極は第１の部材に形成され、これらにそれぞれ適当な電圧が与えられ、受信回路が接続される。これらの送受信電極のそれぞれがキャパシタの一方の電極となり、キャパシタの他方の電極は多くの空間分離電極の一つとして相対移動部材又はスケールに形成される。スケールが第１の部材に対して相対移動すると、送信及び受信電極はスケール上の種々の電極に容量結合する。読み出し回路は、スケール上の電極が送受信電極に対して相対移動したときの受信電極の電圧変化を検出する。
【０００５】
しかし、容量式トランスジューサは、相対移動部材の電極間のギャップを小さいものとすることが要求される。この電極間のギャップとして、厳しい許容公差が求められるるため、製造コストが高いものとなる。更に、静電容量式トランスジューサは、特にオイル等の誘電体流体や、水や冷却媒体等の導電性流体等による汚染に敏感である。従って、光学式トランスジューサと同様に、高価なシールが多くの環境で必要になるが、シールの信頼性は十分ではない。
【０００６】
磁気式トランスジューサは、オイルや水その他の流体による汚染に鈍感である。磁気式トランスジューサ（例えば、Sony Magnescale encoders （商標））は、磁界を検出する読み出しヘッドと、選択的に磁化されて周期的磁気パターンを有する強磁性体スケールを用いる。読み出しヘッドは、スケールが移動したときの磁気スケールパターン内での磁界変化を検出する。しかし、磁気式トランスジューサは、微粒子、特に磁化されたスケールに吸着される強磁性粒子の影響を受ける。このため磁気式トランスジューサも、光学式或いは静電容量式トランスジューサと同様にシールや覆い等、ダストを防ぐ手段が必要になる。
【０００７】
誘導型トランスジューサは、オイルや水その他の流体に鈍感であり、またダスト，強磁性体粒子等にも鈍感である。誘導型トランスジューサ（例えば、INDUCTOSYN（登録商標）型トランスジューサ）は、第１の部材に設けられた多数の巻線（例えば、プリント回路基板に繰り返し形成された、一連の平行なヘアピンターン）と、第２の部材に形成された多数の可変磁界を発生させる送信巻線及び受信巻線とを用いて構成される。第２の部材により受信される信号は、両部材の相対位置と共に周期的に変化する。従って、適当な回路により、両部材の相対位置を決定することができる。しかし、両部材ともにアクティブであり、それぞれ電気的に必要な回路に接続される。
【０００８】
この様に、両部材共に電気的に接続しなければならないことは、製造及び組立コストの増大をもたらす。加えて、誘導型トランスジューサは、両部材を電気的に接続しなければならないために、ノギスのようなハンドツールに組み込むことが困難である。更にロータリエンコーダの場合、可動部材をスリップリングを介して接続することになるため、コストの増大と信頼性低下の原因となる。
【０００９】
従来のいくつかのエンコーダは、汚染に敏感でないような変位或いは位置トランスジューサとする試みがなされているが、上述した光学式，静電容量式，磁気式或いは誘導式のトランスジューサに比べてまだ十分な低価格化は図られていない。Howbrookの米国特許第４，６９７，１４４号，Dreoniの米国特許第５，２３３，２９４号，Ichikawa et alの米国特許第７，７４３，７８６号，Thatcherの英国特許出願第２，０６４，１２５号は、非活性で駆動されない部材と駆動される部材の間の位置を検出する位置測定デバイスを示している。これらのデバイスは、二つの可動部材の電気的接続を除いているが、従来の光学式或いは誘導型のトランスジューサのような高精度測定はできていない。またこれらのデバイスは、測定レンジが制限される、高価で比較的構成が複雑である、本質的に信号強度が小さい、といった欠点も有する。
【００１０】
十分な信号強度を得るためには、非活性部材は好ましくは強磁性体として強い磁界を発生させるようにする。或いは、非活性部材を、活性部材により発生される磁界を集中させる複雑な構造に組み込んで移動させるようにする。更にこれらのトランスジューサは、広い範囲の応用、例えば低電力のハンドツール，或いは悪くても１０μm オーダーの精度が要求されるリニア，ロータリ，角度その他の位置トランスジューサ応用等ができない。
【００１１】
Auchterlonieの米国特許第４，８９３，０７７は、数個のリニアトラックを用いた絶対位置トランスジューサについて述べている。このセンサの各トラックは、僅かに異なる波長又は周波数を持つ。センサ回路は、トラックの位相差を解析して読み出しヘッドの絶対位置を測定する。同様のシステムは、Andermoによる米国特許第４，８７９，５０８号，米国特許第５，０２３，５９９号のような、静電容量型トランスジューサを用いたものが知られている。Auchterlonie 及びAndermoの絶対位置トランスジューサはしかし、上述した静電容量型及び誘導型トランスジューサと同様の問題を有する。
【００１２】
Howbrookのトランスジューサは、数個のコイルピッチ（各ピッチが３６０°の位相変化を示す）を用いて、非活性部材の絶対位置を測定する。しかしこのトランスジューサは、非活性部材の絶対位置を測定するレンジが制限され、しかも多くの応用に必要な精度が得られない。
HEIDENHAINのいくつかの製品は、受光素子とスケールを用いた光学式トランスジューサを用いている。スケールには、粗い絶対位置を特定するための光学式マーカーが形成されている。しかし、HEIDENHAINのいくつかの製品は、高精度の位置合わせとマーカーの特定を必要とする。いくつかのケースでは、汚染に弱く、消費電力が大きいという問題がある。
【００１３】
Craneの米国特許第５，０２７，５２６号は、巻かれたテープに印刷されたバーコードを読み取るようにした光学式トランスジューサを示している。そのバーコードパターンは、スタートバーコードパターンとストップバーコードパターンの間のいくつかの数をエンコードするように、５つのバーコード符号の間に２つをインターリーブするという基準を持つ。その数は、回転によりテープの粗い絶対位置に対応する。回路は、コード符号を読み取ってこれをテープの絶対位置を表す数に変換する。テープを巻いたドラムの位置に基づくクロック発生を利用して、高精細位置測定を行う。
【００１４】
しかし、この絶対位置トランスジューサでは、上述した光学式トランスジューサの問題が解決されていない。しかも、絶対位置を求めるためにはバーコードの長さの範囲走査変位させることが必要であるから、如何なる位置でも正しい絶対位置を示すことにはならない。このことは多くの用途への利便性を妨げている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
従って、絶対位置トランスジューサに要求されることは、１）オイルや強磁性体粒子等の汚染に対して強いこと、２）測定レンジが広い用途及び低電力用途を含む種々の広い用途に適用できること、３）高精度であること、４）従来のトランスジューサと比較して高価でないこと、５）絶対位置出力信号を出すこと、等である。少なくともこれらの５つの要求を満たすトランスジューサは、現在まだ実用化されていない。
従ってこの発明は、汚染物に鈍感な絶対位置トランスジューサを提供することを目的とする。
この発明はまた、比較的低コストで製造できる絶対位置トランスジューサを提供することを目的とする。
更にこの発明は、高精度の絶対位置トランスジューサを提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る誘導電流型絶対位置測定装置は、スケール部材と、このスケール部材に対して測定軸に沿って相対移動可能に配置された読み出しヘッド部材と、この読み出しヘッド部材とスケール部材の相対位置に応じた位置信号を出力するコードトラック誘導位置トランスジューサとを備え、前記コードトラック誘導位置トランスジューサは、前記読み出しヘッド部材に形成されたコードトラック用送信巻線と、前記読み出しヘッド部材に形成されて各組がそれぞれｎ個（ｎは正の整数）の受信巻線を含む少なくとも１組のコードトラック用受信巻線と、前記スケール部材に形成されて、測定軸に沿って分散配置された複数個の磁束変調器領域を含み、その複数の磁束変調器領域のいくつかに少なくとも一つの磁束変調器が形成されたコードトラックと、前記コードトラック用送信巻線と各組の各コードトラック用受信巻線に電気的に接続された信号発生及び処理回路とを有し、前記磁束変調器は、前記各受信巻線と前記コードトラック用送信巻線の間の誘導結合を前記読み出しヘッドとスケール部材の間の相対位置に応じて変調するものであり、前記磁束変調器は、前記磁束変調器領域が測定軸に沿って延びる一連のコード要素を形成し、ｍ個の隣接するコード要素の各組が唯一のコード語を形成して、前記磁束変調器領域のそれそれが重なる一つのコードトラック用受信巻線に１組の出力状態の一方を生成し得るように、前記スケール部材に分散配置され、且つ前記唯一の一コード語それぞれが所定の分解能で前記読み出しヘッド部材のスケール部材に対する絶対位置を決定することを特徴とする。
【００１７】
この発明による絶対位置トランスジューサは、リニア或いはロータリエンコーダのような高精度応用の誘導型トランスジューサであり、１０μm オーダー或いはそれ以上の分解能と読み出しヘッドでの変位精度を持つものである。この発明による絶対位置トランスジューサは相対移動する二つの部材を用い、能動的な第１の部材（読み出しヘッド部材）は受動的な第２の部材（スケール部材）に渦電流を誘導する。受動的なスケール部材には外部電源及び配線は接続されない。読み出しヘッド部材は、磁界を発生する少なくとも一つの能動的送信器と、発生された磁界を受信する少なくとも二つの受信器とを有する。第１の実施例においては、二つの受信器は、相似であるが異なる波長を持つ。これにより、所定位置での二つの波長の間の位相差が、固有波長のいずれよりも長い粗い波長を定義する。
【００１８】
受動的なスケール部材は、二つの受信器との相対位置に依存する受信磁界を変調する少なくとも２組の受動的磁束変調要素を有する。送信器及び受信器に結合される電気回路は、受信器の二つの出力を比較し、二つの部材間の絶対位置を解析して、ディスプレイ上に位置を表示する。即ちこの発明による誘導型絶対位置トランスジューサは二つの部材間の絶対位置を決定する。
この発明による誘導型絶対位置トランスジューサは、例えばプリント回路基板技術を用いて容易に且つ低価格で製造することができる。第１及び第２の部材の間のギャップは、容易に設定できしかも精度を低下させることなく大きく変更することもできる。このことは、製造上の許容公差を低下させ、誘導型絶対位置トランスジューサをより低価格に作ることを可能にする。
【００１９】
また、この発明に係る誘導型絶対位置トランスジューサは、強磁性体粒子やオイル，水その他の流体等を含む粒子による汚染に鈍感であり、従って高価な環境シールを用いることなく多くの工場環境の使用が可能になる。またパルス駆動型駆動回路は低消費電力動作を可能とし、これにより、手持ちのバッテリー駆動型ハンドツールへの組み込みを可能とする。
更に一般的に、この発明に係る誘導型絶対位置トランスジューサは、好ましくは交流電流源を含む磁界発生源を有する。交流電流源は少なくとも一つの誘導的パス（送信巻線）に結合される。この少なくとも一つの送信巻線は、実質的に磁束領域を囲い込み、磁界発生源はこの磁束領域に可変磁束を作る。磁束領域内に配置された第１及び第２の受信巻線は、それぞれ所定の周期パターンの磁束受信領域を有し、測定軸に沿って配列される。各受信巻線は、可変磁束に応答する少なくとも一つの出力を横切る電磁力（ＥＭＦ）を発生する。第１及び第２の受信巻線における各周期パターンの一つがそれぞれ第１及び第２の波長を決定する。
【００２０】
各受信巻線の周期パターンは、好ましくは第１及び第２の複数の可変ループを有する。第１のループのそれぞれは可変磁束に応答して第１極性の第１のＥＭＦを発生し、同様に第２のループのそれぞれは可変磁束に応答して第２極性の第２のＥＭＦを発生する。第１及び第２の各受信巻線内のある第１のループと隣接する第２のループはそれぞれ、第１及び第２の波長を定義する。第１及び第２の波長は相似であるが同じではない。そして、第１及び第２の波長の相関関係が、第１及び第２の波長のいずれよりも長い第３の粗い波長を生成する。
【００２１】
スケール部材は、これに沿って所定の第１及び第２の間隔で配置された所定形状の第１及び第２の磁束変調器の組を有する。磁束変調器は、磁束減衰器（flux disrupter）又は磁束拡大器（flux enhancer）のいずれかであって、磁束領域内に配置される。磁束減衰器は導体により形成され、これが磁束領域に配置されると磁束は渦電流を生成し、これが磁束を減衰させる方向に作用する。第１及び第２の磁束減衰器の組は、それぞれ第１及び第２の受信巻線の第１及び第２の波長位置に配置される。磁束減衰器の波長は、一つの磁束変調器とその隣接スペースとにより決まる。
【００２２】
第１及び第２の磁束減衰器の組は、第１及び第２の受信巻線に対して第１の位置から第２の位置へと相対移動可能である。第１の位置では、第１及び第２の受信巻線の第１のループが、第１及び第２の磁束減衰器の組のうちの少なくとも一つの磁束減衰器に近接する。これにより磁束減衰器は、各受信巻線内に変化した第１のＥＭＦを発生する。第２の位置では、第１及び第２の受信巻線の第２のループが、第１及び第２の磁束減衰器の組のうちの少なくとも一つの磁束減衰器に近接する。これにより磁束減衰器は、各受信巻線内に変化した第２のＥＭＦを発生する。
解析回路は第１及び第２の受信巻線に接続され、第１及び第２の減衰器に対する第１及び第２の受信巻線の絶対位置を、第１及び第２の受信巻線のそれぞれの出力を横切って発生する第１及び第２のＥＭＦに基づいて決定する。
【００２３】
第２の実施例においては、第１の可変磁束を発生させる少なくとも一つの導体パスを持つ部材を備える。コード検出導体の組がこの部材上に、磁束領域内に配列されて可変磁束に応答して少なくとも一対の出力端子にＥＭＦを発生するように形成される。
スケール部材は、バイナリコード要素を形成する、１組の磁束減衰器とスペースを有する。即ち、各減衰器と減衰器の間のスペースは、一連のバイナリコードビットを形成する。バイナリコードビットは、バイナリコード語にグループ化することができる。各バイナリコード語は、測定軸に沿ったある絶対位置を決定する。磁束減衰器の組は磁束内で移動可能であり、可変磁束は磁束減衰器に近づくとその磁束減衰器内に渦電流を生成する。
【００２４】
コードトラック用受信巻線の組及びコード要素は、測定軸に沿って互いに第１の位置から第２の位置に相対移動するようになっている。第１の位置では、コードトラック用受信巻線の組が第１のグループの磁束減衰器とスペースに近づき、この第１のグループがコードトラック用受信巻線に第１組の変化するＥＭＦを発生する。この第１組の変化するＥＭＦは第１のコード語を決定する。
第２の位置では、コードトラック用受信巻線の組が第２のグループの磁束減衰器とスペースに近づき、この第２のグループがコードトラック用受信巻線内に第２組の変化するＥＭＦを発生する。この第２組の変化するＥＭＦは第２のコード語を決定する。これら第１及び第２のコード語が、コード要素を含む磁束減衰器とスペースの組に対する受信巻線の絶対位置を決定する。この絶対位置の精度はコード要素のピッチに関係する。
【００２５】
コードトラック用受信巻線は好ましくは、それぞれ可変磁束に応答して逆極性の第１及び第２の信号要素を生成する第１及び第２のコードループを少なくとも含んだ導体パスにより形成された少なくとも一つのセンサ要素を有する。各センサ要素は、少なくとも一つの磁束減衰器をそれが第１又は第２のコードループに接近したときに検出可能である。磁束減衰器に近づいたコードトラック用受信巻線の組の各センサ要素は、コード要素の相対位置に応じて変化した磁束を受信する。これが、対応する変化するＥＭＦ信号を生成し、少なくとも対応する第１又は第２のコード語の一部を形成する。
【００２６】
この発明によると、従来のトランスジューサ固有の問題を解決した高精度絶対位置トランスジューサ、即ち、１）オイルや粒子の汚染に鈍感であり、２）広範囲の用途に適用可能であり、３）大きいレンジで高精度を得ることが可能であり、４）従来のものに比べて低価格で作ることが可能であるトランスジューサが得られる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施例を説明する。
簡単化と明確化のため、動作原理，設計ファクタ及びトランスジューサ巻線のレイアウトは、図１〜図３に示すノギスに適用したインクリメンタル型トランスジューサを参照して説明する。インクリメンタル型トランスジューサ巻線の動作の基本説明は、この発明の絶対型トランスジューサに用いられる要素巻線の理解と設計に適用可能である。
【００２８】
図１に示すように、誘導型ノギス１００は、細長いビーム１０２を有する。ビーム１０２は、通常矩形断面を有する剛体又は半剛体のバーであり、その上部表面には溝１０６が形成されている。細長いスケール１０４は、ビーム１０２の溝１０６に強固に接合されている。ビーム１０２の溝１０６はスケール１０４の厚みとほぼ同じ深さで形成されており、従ってスケール１０４の表面とビーム１０２のエッジ表面とがほぼ同一面となる。
【００２９】
横方向に一対突き出たジョー１０８及び１１０はビーム１０２の第１の端部１１２の近くにビーム１０２と一体に形成されている。対応して横方向に一対突き出た可動のジョー１１６及び１１８は、スライダ組立体１２０側に形成されている。測定対象物の外形寸法は、その対象物をジョー１０８と１１６の一対の使用面１１４の間に配置することにより測定される。同様に対象物の内側寸法は、その対象物の内側にジョー１１０及び１１８を配置することにより測定される。ジョー１１０と１１８の使用面１２２は対象物の表面に接触する。
使用面１１２と１１４は、ジョー１０８及び１１６の使用面１１４が互いに接触したときに、ジョー１１０及び１１８の使用面１１２が互いに一列に並ぶように、位置が設定される。この位置がゼロ点（図示しない）であり、ここでノギス１００により測定される外側及び内側寸法がゼロとなる。
【００３０】
ノギス１００はまた、スライダ組立体１２０に取り付けられたデプスバー１２６を有する。デプスバー１２６はビーム１２０の長手方向に突き出して使用端１２８を有する。デプスバー１２６の長さは、ノギス１００がゼロ点にあるときに使用端１２８がビームの第１の端部１３２と揃うように設定される。孔が形成された面にビーム１０２の第２の端部１３２を据えて、デプスバー１２６をその孔に端部１２８が底につくまで延ばすことにより、ノギス１００は孔の深さを測定することができる。
【００３１】
測定が、外形測定用ジョー１０８及び１１６，内径測定用ジョー１１０及び１１８を用いる、或いはデプスバー１２６のいずれを用いるかに拘らず、測定された寸法はノギス１００のカバー１３９に搭載された通常のディジタルディスプレイ１３８に表示される。カバー１３９にはまた一対の押しボタンスイッチ１３４及び１３６が搭載されている。スイッチ１３４は、スライダ組立体１２０の信号処理及び表示の電気回路１６６のオンオフに用いられ、スイッチ１３６はディスプレイ１３８をゼロリセットするために用いられる。
【００３２】
図１に示すように、スライダ組立体１２０は、ガイドエッジ１４２を持つベース１４０を有する。ガイドエッジ１４２は、スライダ組立体１２０をビーム１０２に組み立てる時にビーム１０２の側方エッジ１４６に接触して、これがノギス１００の高精度動作を確実にする。一対のネジ１４７は弾性の圧力バー１４８をビーム１０２のエッジに押し付けて、スライダ組立体１２０とビーム１０２の間の自由な遊びがなくなるようにしている。
【００３３】
デプスバー１２６は、ビーム１０２の底面側に形成されたバー溝１５２に挿入される。バー溝１５２はビーム１０２の底面に沿ってデプスバー１２６を収める隙間を形成するように延びている。デプスバー１２６は溝１５２内に、ビーム１０２の第２の端部１３２で底面に取り付けられたエンドストップ１５４により保持される。エンドストップ１５４は、スライダ組立体１２０が測定動作中にビーム１０２の第２の端部１３２から外れるのを防止する役目もする。
【００３４】
スライダ組立体１２０はまた、ベース１４０に搭載されてビーム１０２上に位置するピックオフ組立体１６０を有する。従って、ベース１４０とピックオフ組立体１６０は一体として動く。ピックオフ組立体１６０は、通常のプリント回路基板のような基板１６２を有する。この基板１６２は、その下の面に誘導型読み出しヘッド１６４を持つ。基板１６２の上の面には信号処理及び表示の電気回路１６６が搭載されている。カバー１３９と基板１６２の間には弾性のシール１６３を圧縮された状態で介在させており、これにより電気回路１６６の汚染が防止されるようになっている。
図２に示すように、読み出しヘッド１６４は、薄く、耐久性がある絶縁性のコーティング１６７で覆われている。コーティング１６７の厚みは好ましくは、５０μm 程度である。
【００３５】
スケール１０４は、一次変換要素としての細長いプリント配線基板１６８を有する。図１に示すように、このプリント配線基板１６８に沿って、周期パターンをもって１組の減衰器１７０が互いに離れて形成されている。減衰器１７０は好ましくは銅であり、通常のプリント配線技術を利用して作られる。但し他の方法で作ることもできる。図２に示すように、減衰器１７０は保護絶縁層１７２（好ましくは、１００μm 厚）により覆う。保護層１７２は図１に示すようにマーキングを有するものとすることができる。
【００３６】
スライダ組立体１２０は、絶縁コーティング１６７と１７２の間に形成されるエアギャップ１７１によりビーム１０２から僅かに離れた状態で読み出しヘッド１６４を運ぶ。エアギャップ１７１は好ましくは、０．５mmオーダーとする。読み出しヘッド１６４と減衰器１７０によって誘導型トランスジューサが構成される。この誘導型トランスジューサと関連する回路は、米国特許出願第０８／４４１，７６９号に開示された適当なものを用いることができる。ノギス１００は、例えば米国分割出願第６０／０１５，７０７号（１９９６年４月１７日出願）に開示されたような低電力電気回路を用いることもできる。
【００３７】
この発明においては、図１〜図３に示すノギスにおいて、読み出しヘッド１６４と減衰器１７０により形成される誘導型トランスジューサは、可変磁界を発生させることにより動作する。この可変磁界が、その中に置かれた減衰器内に渦電流として知られる循環する電流を誘導する。
例えば、減衰器１７０が電磁石の極の間に位置するとする。この電磁石を交流電流で駆動して磁界を時間と共に変化させると、減衰器１７０内の閉ループを通る磁束が変化する。この結果、閉ループの回りに電磁力ＥＭＦが発生する。減衰器１７０は導体であるから、渦電流は、これを減衰器１７０の材料のループに沿った抵抗で除した値に等しいＥＭＦを発生する。
この様な渦電流はしばしばトランスの磁気コアに生じる。トランスにおいては、その様な渦電流は電力損失と発熱の原因となるから望ましいものではない。しかしこの発明においては、渦電流の存在が有用な結果をもたらすものとして用いられている。
【００３８】
図３は、より具体的に読み出しヘッド１６４の部分を示す。読み出しヘッド１６４は、好ましくは、実質的に平面導体である５個の導体１８０〜１８４を有する。二つの導体１８１と１８２は第１の受信巻線１７８を構成し、他の二つの導体１８３と１８４は第２の受信巻線１７９を構成する。これら第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９は、基板１６２の中央に、基板１６２に沿ってオーバーラップした状態で延びるように配置されている。
第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９はそれぞれ、同じ波長の正弦波状パターンをもって配列されている。導体１８１は、端子１８５から、導体１８２につながる相互接続端子１８９ａまで延び、導体１８２は端子１８７まで戻るように延びている。第１の受信巻線１７８を形成する導体１８１及び１８２は、複数の正弦波状ループ１９１を構成する。
【００３９】
同様の方式で、導体１８３は、端子１８８から、導体１８４につながる相互接続端子１８９ｂまで延び、導体１８４は端子１８６まで戻るように延びている。第２の受信巻線１７９を形成する導体１８３と１８４はやはり複数の正弦波状ループ１９２を構成する。ループ１９２は、第１の受信巻線１７８により形成されるループ１９１に対して、１／４波長又は１／２波長オフセットしている。
図３において、導体１８１〜１８４は基板１６２の実質的に同じ面に形成されているが、実際には導体１８１〜１８４のそれぞれの一つおきの半波長部分は基板１６２の別の層に形成されている。即ち、巻線１７８と１７９とは互いに物理的にコンタクトしない。同様に、巻線１７８と１７９は、それぞれのパターンの中間の“交差”点でも物理的にコンタクトしない。そして、導体１８１〜１８４のそれぞれの半波長部分は、基板１６２に形成された貫通配線１９０により同じ導体の他の半波長部分とは接続されている。
導体１８１〜１８４は、基板１６２の同じ面ではないが、薄い領域内にある。即ち、基板１６２上の導体１８１〜１８４の最上層と最下層の間の距離は、ごく小さく、従って導体１８１〜１８４はほぼ同一面にある。
【００４０】
第２の受信巻線１７９は、空間位相のオフセットをもつ他、第１の受信巻線１７８と実質的に同じである。従って、以下の議論は先ず、第１の受信巻線１７８に着目して行うが、第２の受信巻線１７９にも同様に適用できることを知るべきである。
【００４１】
第５の巻線１８０は、送信巻線であって、第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９が形成された薄い領域内で実質的に第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９を取り囲むように形成されている。送信巻線１８０は基板１６２のある層或いは表面に、通常のプリント配線技術を用いて形成されている。第１及び第２の受信巻線１７８及び１８９を取り囲むに十分な長さ１９４と幅１９５を有する。他の方法で特定される場合を除き、図３及び図４での測定は、測定軸３００に沿って行われる。“長さ”は、測定軸３００に平行に延びる方向の寸法であり、“幅”は測定軸３００と直交する方向の寸法である。第１の受信巻線１７８により形成される隣接する二つのループ間の距離、或いは第２の受信巻線１７９により形成される隣接する二つのループ間の距離は読み出しヘッド１６４のピッチ或いは波長１９３として定義される。一つのループ１９１或いは１９２の広がりは、波長１９３の１／２に等しい。各減衰器１７０の間の距離も、波長１９３の１／２に等しい。
【００４２】
第１の受信巻線１７８と第２の受信巻線１７９の間の１／４波長オフセットは、矩象（quadrature）関係の信号を生成する。これにより、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する移動方向が観測できることになる。また減衰器１７０のあるエッジと隣接する減衰器１７０の対向するエッジ間の距離３０４は好ましくは、波長１９３に等しく設定される。
もし全ての減衰器が実質的に同じであるとすれば、エッジ・エッジ間距離３０４は、波長１９３の整数倍“Ｋ”とすることができることを理解すべきである。この場合好ましくは、各受信巻線の長さは波長１９３の“Ｎ・Ｋ”倍とする。Ｎも整数である。
【００４３】
図４に示すように、第１の受信巻線１７８は正弦波パターンのループ１９１を有する。第１の受信巻線１７８は、正弦波或いはジグザグパターンで、一方向に配設されて逆方向に戻る導体１８１と１８２により形成されている。従って導体１８１及び１８２は、物理的には（電気的ではなく）互いにクロスオーバーしてループ１９０を形成する。或いは、ループ１９１は、絶縁ワイヤのループを時計回り或いは半時計回りに一定距離ずつ１８０°捻ることによって作ることもできる。
【００４４】
ループ１９１のクロスオーバー構造の結果、隣接するループ１９０は異なる巻線方向をもつことになる。送信巻線１８０を流れる交流電流は均一であり、第１の受信巻線１７８を通って延びる時間的に変化する磁界を発生する。この可変磁界は、第１の受信巻線１７８内にＥＭＦ或いは可変電流を生じさせる。隣接するループ１９１に発生するＥＭＦ或いは可変電流は、図４に“＋”，“−”で示したように交互に逆極性となる。
各ループ１９１は実質的に同じ面積である。従って、均一磁束を受信するループ１９１の“＋”ループ１９１ａの数と“−”ループ１９１ｂの数が同じであれば、磁界は第１の受信巻線１９１の端子１８５，１８７間に正味ゼロのＥＭＦを誘導することになる。これは第２の受信巻線１７９についても同様である。
【００４５】
もし、スケール１０４上の減衰器１７０或いは他の導体が読み出しヘッド１６４に近づくと、送信巻線１８０により発生される磁界は、減衰器１７０或いは他の導体内に渦電流を生じさせる。減衰器の近くに送信巻線１８０により発生される磁界に反作用する磁界が生成される。このように渦電流は減衰器１７０の近くに送信磁界を減ずる逆磁界を発生する。
この結果、第１の受信巻線１７８が受信する磁束は空間的に変化し或いは途絶する。この途絶の“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂに対する影響は同じではないから、第１の受信巻線１７８はゼロではないＥＭＦ信号を出力する。従って、出力端子１８５，１８７の間のＥＭＦ信号は、導体減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａの近くから“−”ループ１９１ｂの近くに移動する時に極性が反転する。
【００４６】
減衰器１７０のサイズは好ましくは波長１９３と等しくないものとする。例えば、もし減衰器１７０の長さ３０２が波長１９３と等しく、幅が幅１９５と等しいとすると、減衰器１７０が測定軸３００に沿ってループ１９１に対してどの様な位置にあるかに拘らず、隣接する“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂの等しい面積上で送信磁界を途絶させることになり、受信巻線１７８から出力されるＥＭＦ信号の振幅は名目上ゼロとなるからである。また、受信巻線１７８からの出力は、ループ１９１に相対する対象物の位置に鈍感であり、減衰器１７０の測定軸に沿った位置によらずゼロとなる。この様な幾何学関係からは有効信号が得られないから、減衰器１７０のサイズは波長１９３と等しくないことが望まれる。減衰器１７０の長さを１波長１９３より大きくできる。しかしこの場合、減衰器のフル波長１９３に等しい部分は有効な信号強度に寄与しないから、減衰器１７０の長さは好ましくは、１波長１９３よりも小さくする。
【００４７】
減衰器１７０の長さが１波長１９３又はその整数倍と等しくない場合、多くの位置で、ループ１９１の“＋”面積と“−”面積とが等しくなくなる。減衰器１７０の長さが波長１９３の１／２に設定された時に、信号出力は位置の関数として最大の振幅変化を示す。減衰器１７０の長さが波長１９３の１／２に設定された時、減衰器１７０は周期的に一つの“＋”ループ１９１ａ全体或いは一つの“−”ループ１９１ｂ全体を、隣接する“−”ループ１９１ｂ或いは“＋”ループ１９１ａの一部に重ならずにカバーすることになる。従って，１／２波長長さの減衰器１７０が最も強い信号を発生することになる。
【００４８】
図３に示すように、減衰器１７０は、スケール１０４上に１波長のピッチ（あるエッジから隣接する対応エッジまでの距離）をもって配列される。連続する減衰器は波長１９３の１／２ずつ離れる。減衰器１７０は好ましくは、強磁性体ではなく、高い電気的導電性を有するものとする。これにより減衰器１７０は磁化されることなく、強磁性体粒子を引きつけることもない。図１に示すように、第１の好ましい実施例においては、スケール１０４の長さは読み出しヘッド１６４の長さより大きい。これによりスケール１０４の長さが、ノギス１００の測定レンジを決定することになる。
【００４９】
ノギス１００の第１の好ましい実施例において、第１の受信巻線１７８のループ１９１は、好ましくは送信巻線１８０の内側の所定領域内に配置される。発明者等の実験によれば、送信巻線はその導体からの距離の関数で急速に強度が減衰する磁界を発生する。しかしまた発明者等の実験によれば、送信巻線１８０の内部領域では、磁界が、送信巻線導体から所定距離を越えたところで一定値となる傾向があることも明らかになっている。
上記所定距離は、比較的均一磁界が得られる領域の周囲を規定することになる。この磁界が均一になる距離は、送信巻線の幾何学的関数である。従ってこの発明による誘導型トランスジューサの精度を改善するためには、ループ１９１，１９２は送信巻線１８０から上記所定距離だけ離して配置することが好ましい。より好ましくは、第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９のループ１９１及び１９２は、比較的均一な磁界内に全てが配置されるようにする。
【００５０】
典型的な実施例においては、減衰器１７０，受信巻線１７８及び１７９，及び送信巻線１８０は次の表１のような寸法に設定される。
【００５１】
【表１】
受信巻線波長＝０．２００inch
減衰器長＝０．１００inch
減衰器幅＝０．４９０inch
送信巻線幅＝０．４００inch
受信巻線幅＝０．３４０inch
１／４受信器波長＝０．０５０inch
送信巻線長＝１．９５０inch
【００５２】
“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂを高精度にバランスをとって交互にインターリーブすることにより、第１の受信巻線１７８は、減衰器１７０がない場合に名目上ゼロ出力となる。また、“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂを交互に近接配置することにより、減衰器１７０が測定軸３００に沿って移動するにつれて各受信巻線出力に連続信号が得られる。これらの設計ファクタは、ノギス１００の高いＳ／Ｎ比を実現し、高精度の測定を可能とする。
【００５３】
読み出しヘッド１６４及びスケール１０４の上述した幾何学的設計は、ノギス１００のトランスジューサの高精度化を確実にするのみならず、測定軸３００に直交する読み出しヘッド１６４の幅方向の不均一送信磁界の影響を効果的に除去する。また上述の幾何学的設計は、この発明の誘導型トランスジューサのバランスのとれた“差動検出”に対する“同相誤差”となる非本質的な磁界を低減する。ノギス１００の誘導型トランスジューサの正確さの度合いは、読み出しヘッド１６４及びスケール１０４の設計及び構成に大きく依存する。
【００５４】
図５（ａ）〜（ｃ）は誘導型ノギス１００の動作例を示す。スケール１０４とその上の減衰器１７０（斜線で示す）が送信巻線１８０及び第１の受信巻線１７８に対して相対移動すると、減衰器１７０は“＋”ループ１９１ａの全てに重なって“−”ループ１９１ｂに全く重ならない状態、“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂの比率が変化する状態、“−”ループ１９１ａの全てに重なって“＋”ループ１９１ｂとは重ならない状態が生じる。
図５（ａ）は、減衰器１７０が第１の受信巻線１７８の“−”ループ１９１ａの全てに重なって“＋”ループ１９１ｂとは重ならない状態を示している。送信巻線１８０は減衰器１７０に誘導的に結合して渦電流を生じさせ、この結果、減衰器１７０は“−”ループ１９１ｂを通る送信器磁界に反作用する磁界を発生させる。これにより、“−”ループ１９１ｂを通る正味の磁束は、“＋”ループ１９１ａのそれより小さくなり、“−”ループ１９１ｂは“＋”ループ１９１ａより小さい誘導ＥＭＦを発生する。従って、第１の受信巻線１７８は端子１８５，１８７間に正味“正”極性の電流及び電圧が生じる。
【００５５】
出力信号は、送信巻線１８０が時間的に変化する磁界を発生するために、時間と共に変化する。入力信号に対する時間変化する出力信号の振幅及び極性は、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対位置を示す。図５（ｃ）は、出力信号の振幅と極性がスケール１０４の読み出しヘッド１６４に対する相対位置（変位）に応じて変化する様子を示している。
図５（ｃ）に示す波形の最初のピークは、端子１８５，１８７間の正極性振幅の例を示している。出力信号の極性は、時間変化する出力信号の入力信号に対する時間位相を示しており、入力信号に対して同相か又は逆相（１８０°差）のいずれかになる。
【００５６】
図５（ｂ）は、スケール１０４が動いて、減衰器１７０が第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａの全てに重なって“−”ループ１９１ｂとは重ならない状態を示している。この相対位置においては、減衰器１７０に生じる誘導電流は、“＋”ループ１９１ａを通る送信磁界に対して反作用する。即ち、“−”ループ１９１ｂを通る正味の磁束は、“＋”ループ１９１ａのそれより大きくなり、“−”ループ１９１ｂは“＋”ループ１９１ａより大きい誘導ＥＭＦを発生する。従って、第１の受信巻線１７８は端子１８５，１８７間に正味“負”極性の電流及び電圧が生じる。図５（ｃ）に示す波形の最初の谷は、端子１８５，１８７間の負極性振幅の例を示している。
【００５７】
減衰器１７０が、図５（ａ）に示すように、“−”ループ１９１ｂに完全にオーバーラップしたとき、出力信号は、図５（ｃ）の波形のピークに示すように、最大正極性振幅をもつ。逆に、図５（ｂ）に示すように、減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａに完全にオーバーラップしたとき、図５（ｃ）の波形の谷に示すように、最大負極性振幅をもつ。
減衰器１７０が測定軸３００に沿って、図５（ａ）の位置と図５（ｂ）の位置の間を移動する間、図５（ｃ）の波形の振幅は連続的に変化する。そして、減衰器１７０が“＋”ループ１９１ａと“−”ループ１９１ｂに正確に１／２ずつオーバーラップしたとき、図５（ｃ）の波形の振幅はゼロとなる。この位置から、減衰器１７０が図５（ａ）又は図５（ｂ）の位置に近づくように移動することにより、受信器出力信号の振幅は次第に正又は負方向に増大する。
【００５８】
図３に示すように、 読み出しヘッド１６４はスケール波長１９３の１／４だけ互いにずれた二つの受信巻線１７８，１７９を有する。即ち、第２の受信巻線１７９は第１の受信巻線１７８とオーバーラップし且つスケール波長１９３の１／４のオフセットをもつ。従って、第２の受信巻線１７９の各“＋”ループ１９２ａは、第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａ及び“−”ループ１９１ｂの各一部と重なる。同様に、第２の受信巻線１７９の各“−”ループ１９２ｂは、第１の受信巻線１７８の“＋”ループ１９１ａ及び“−”ループ１９１ｂの各一部と重なる。
【００５９】
第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９は、基板上又は内部に適当に形成された絶縁層及びクロスオーバー中継により電気的に分離されている。第１及び第２の受信巻線１７８及び１７９をスケール波長１９３の１／４ずらすことによって、これらの出力信号は空間的に矩象となる。即ち、これらの受信巻線１７８及び１７９に得られる出力信号振幅は位置の関数である正弦波パターンとなり、第２の受信巻線１７９の正弦波パターンは第１の受信巻線１７８のそれに対して空間的に９０°シフトしたものとなる。
【００６０】
この結果、信号処理及びディスプレイ電気回路１６６はこれらの受信巻線１７８及び１７９の出力信号の相関関係を検出し、これを解析することによって、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対移動の方向を決定する。上述のように、巻線１７８，１７９の出力信号振幅は、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対位置に基づいて正弦波状に変化する。
信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、次の数１に従って、読み出しヘッド１６４のスケール１０４に対する相対位置を決定する。
【００６１】
【数１】
λ：スケール波長１９３
ｎ：波長１９３の数を示す整数
Ｓ１：第１の受信巻線１７８の出力信号
Ｓ２：第２の受信巻線１７９の出力信号
【００６２】
Ｓ１，Ｓ２の符号は、次の表２に従って角度がどの象限にあるかを決定する。
【００６３】
【表２】
ノギス１００の精度を改善するために、及び／又は受信信号のアナログ信号処理回路に対する要求を緩和するために、読み出しヘッド１６４が３個或いはそれ以上オーバーラップする受信巻線を持つようにすることができる。読み出しヘッド１６４が３個或いはそれ以上オーバーラップする受信巻線を持つようにすることは製造を難しくするが、適当な信号処理技術の組み合わせにより、二つだけの受信巻線を持つ場合に比べてより高精度の測定を可能とする。この様な多重巻線の読み出しヘッドは好ましくは、等しい位相シフト量を持つものとする。例えば、巻線数ｍの場合、位相シフト量を１８０°／ｍとする。
【００６５】
信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、よく知られた内挿処理と一つの受信巻線だけを用いて、波長１９３の１／２の範囲で絶対位置を求めることができる。
例えば、図６に示すように、信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、波長１９３の１／２の範囲で第１の位置ｄ１と第２の位置ｄ２の間の差を、点２８７と２８８の受信信号の振幅と極性を比較することにより求めることができる。
点２８７は、Ｖ１なる電圧値を有し、一方点２８８はＶ２なる電圧値を有する。位置ｄ３は受信信号内の点２８９に対応し、点２８９は２８７と同じ電圧値Ｖ１を有するが、信号処理及びディスプレイ電気回路１６６は、第１の位置ｄ１と第３の位置ｄ３の間の相違位置の差は内挿を用いては決定することができない。
【００６６】
スケール１０４，読み出しヘッド１６４及び他の構成要素は、通常の技術により容易に製造することができる。例えば、よく知られたプリント回路基板技術（硬い基板或いはフレキシブル基板上の）を用いて送信巻線１８０及び受信巻線１７８，１７９をプリント回路基板上に形成することにより、読み出しヘッド１６４を作ることができる。受信巻線１７８，１７９それぞれの交差点では導通を生じないように適当な絶縁を行うことが必要である。
スケール１０４も同様にプリント回路基板技術を用いて作ることができる。磁束減衰器１７０は、プリント回路基板に薄い銅箔バーを形成することにより作られる。減衰器１７０には、銅以外の他の高導電率材料、例えばアルミニウム，クロム，銀，金等を用いることもできる。代表的なプリント回路基板としては、ＦＲ４等のグラスファイバ強化プラスチックを用いることができる。
【００６７】
スケール１０４の寸法安定性はこの発明の誘導型絶対位置トランスジューサの精度に影響を与える。従って、高い精度が要求される用途には、より安定なスケール基板、例えば、ガラス，水晶，スチール，インバール或いはセラミックス等を用いることが好ましい。スチール及びインバールは導電性材料である。しかしこれらは、銅に比べると導電性は低い。銅の磁束減衰器１７０とスチール或いはインバール基板１１６との間の導電率比は、スケール１０４の読み出しヘッド１６４に対する相対移動により受信巻線１７８，１７９に出力信号を得るに十分である。
【００６８】
いくつかの用途においては、フレキシブル金属テープに１乃至複数層の金属プレートを積層或いは固着することにより磁束減衰器１７０を作ることも有効である。金属プレートはフレキシブルテープとは異なる金属とする。例えば、金属プレートが積層される金属テープは、位置測定がなされるべき備品やワークピースに搭載される。或いは金属テープは、特定の測定に用いられない部分を収縮或いは巻き込んで保持するようにすることもできる。更に寸法安定性は、基板を補強し、磁束減衰器１７０をスチールその他の寸法が安定な基板や支持部材に保持することによっても得られる。
【００６９】
磁束変調器１７０は、この出願に含まれる関連米国特許出願第０８／６４５，４８３号及び第０８／６４５，４９０号（１９９６年５月１３日出願）に述べられているように、磁束を減衰させ或いは拡大する要素のいずれかである。同様に、磁束減衰及び磁束拡大の要素には、関連米国特許出願第０８／６４５，４８３号及び第０８／６４５，４９０号に述べられているように、種々のフォーマット及び構造を用いることができる。
【００７０】
図７は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ２００の第１の好ましい実施例である。誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、並列に配置された３つのトランスジューサ２１０，２２０及び２３０を有する。各トランスジューサは、図１〜図５で説明したと実質的に同様に設計され同様の動作をする。
３つのトランスジューサ２１，２２０，２３０のそれぞれは、送信巻線２１２，２２２，２３２を有し、二つずつオーバーラップする受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）を有する。各トランスジューサ２１，２２０，２３０はまた、それぞれスケール２１８，２２８，２３８を有する。これらのスケール２１８，２２８，２３８は誘導型絶対位置トランスジューサ２００の一つのスケール部材２０２上に形成されている。各スケール２１８，２２８，２３８は複数の磁束変調器１７０を有する。ここで重要なことは、各トランスジューサ２１８，２２８，２３８の受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）がそれぞれ、波長λ１，λ２，λ３を持つことである。また、スケール２１８，２２８，２３８上の磁束変調器１７０はそれぞれ測定軸３００に沿って波長λ１，λ２，λ３の１／２に等しい長さを有する。
【００７１】
図７には、波長λ３の間隔の複数の縦の実線Ａと、その半波長位置を示す破線Ｂを示している。実線Ａと破線Ｂは、波長λ１及びλ２が波長λ３とどの様に異なるかを分かりやすく示すためのものである。
好ましくは、波長λ１は２．５４mm ，波長λ２は２．４０９４mm ，波長λ３は２．５６mmである。トランスジューサ２１０，２３０のいずれかを密の波長測定を行うために用いることができる。波長λ３（＝２．５６mm）は、簡単な計算ができるため、ミリメータの測定に適当である。波長λ１（＝２．５４mm）は０．１inchであり、従って簡単なインチ／ミリメータ変換計算によりインチ測定に用いられる。
【００７２】
波長λ１，λ２，λ３は互いに相似であり、これらの対の空間位相差は、固有の波長λ１，λ２，λ３を越えるある空間距離で３６０°となる。従って、異なる波長の二つのトランスジューサからの位置出力情報、例えばトランスジューサ（２１０，２２０）と２３０の二つの出力情報は長いレンジの測定のために合成することができる。
合成された位置情報は、空間的“位相関係”の計算に基づいて、“中波長（medium wavelength）”或いは、“粗波長（coarse wavelength)”の絶対位置を与える。この“中”或いは“粗”波長は相対的に３６０°の空間位相差を有し、二つのトランスジューサの空間波長から導かれるもので、トランスジューサ２１０，２２０，２３０のいずれか単独で得られる絶対測定レンジより長い。
【００７３】
二つのトランスジューサの空間波長がある関係を有すると、移動するにつれて、二つのトランスジューサの信号から導かれる位相差は、ある“位相関係”波長より長いところを越えると３６０°を通過する。これがより大きい絶対測定レンジに対応する。
トランスジューサ２１０，２２０，２３０の波長の間の許容される実際的な関係、従ってデバイスのトータルの絶対測定レンジは、３波長のトランスジューサそれぞれの測定精度に依存する。個々のトランスジューサにとっての高い測定精度とは、位置がトランスジューサ波長の小部分に対応する分解能で決定できることを意味する。
“内挿比”とは、波長以下の分解能又は精度が得られる度合いを言う。即ちこれは、波長の、選択された位置分解能のインクリメントに対する比を指している。この語は、一つのトランスジューサの波長にも、或いは上述した“中”，“粗”波長にも適用できる。
【００７４】
図７に示す誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、相対位相計算のために緩やかな“誤差マージン”をもって作らなければならない。即ち、最悪の条件のもとで、“中”或いは“粗”の相対位相計算は、絶対システムの“次の密”測定モードの特定波長に対応する相対移動するトランスジューサの位置を特定しなければならない。さもないと、“次の密”測定モードの少なくとも１波長に対応する誤差が、全体の絶対位置計算において生じるからである。“波長比”は、例えば、粗／中，或いは中／密といった“次の密”の有効波長に対するより粗い有効波長の比を言う。
【００７５】
図７の誘導型絶対位置トランスジューサ２００にとって、緩やかな誤差マージンは、個々のトランスジューサの内挿比に低い相関を示す波長比を用いることにより得られる。この実施例の誘導型絶対位置トランスジューサに用いられた波長比は、中／密については１６／１、粗／中については８／１である。これらの波長比は、個々のトランスジューサ２１０，２２０，２３０に期待される２５６／１の名目精度或いは内挿比、及びそれらの関連する密波長に対して十分に安全なマージンを与える。波長比は、システム設計の許容公差やコストに応じて大きくすることができる。しかしこれは、不正確な絶対測定をもたらす誤差のリスク増大につながる。
【００７６】
波長λ１とλ２の間の位相差は、３２５．１２mmの実効粗波長を与える。中波長λMとしては、２．５６mmの波長λ３と２．４０９mmの波長λ２の差が、１６×２．５６mm及び１７×２．４０９mmに等しい波長４０．９６mmを与える。従って、粗／中の比は、３２５．１２／４０．９６，或いはほぼ８であり、この結果、粗／密の比はほぼ１２８となる。誘導型絶対位置トランスジューサの十分な測定レンジを持つことを確実にするためには、粗／密比を少なくとも１００、中／密比を少なくとも１０とすることが好ましい。次の説明は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサにおける、密（ミリメータ或いはインチ），中及び粗の動作モードに対応する好ましい設計ガイドラインの概要である。
波長λ１，λ２，λ３はそれぞれ、λ１＝２．５４mm，λ２＝２．４０９４mm，λ３＝２．５６mmとする。各トランスジューサ２１０，２２０，２３０の空間位相位置はそれぞれ、φ１，φ２，φ３とする。波長λ１とλ３とが密モード波長λFを決定し、この波長λFがミリメータの密モード測定に用いられる。波長λ１はインチの密モード測定に用いられる。中モード波長λMは、下記数２で与えられる。
【００７７】
【数２】
これにより、中モード波長λM3は、４０．９６mmである。或いは、λM1＝４６．８６mmがいくつかの状況下では用いられる。粗モード波長λCは、下記数３で与えられる。
【００７９】
【数３】
数３から、λ１＝２．５４mm，λ３＝２．５６mmのとき、粗モード波長は、λC＝３２５．１２mmとなる。
粗波長λCのための位相位置は、φ１−φ３であり、中波長λM3のための位相位置は、φ２−φ３であり、中波長λM1のための位相位置は、φ２−φ１である。一般的な位相位置φｎの計算は以下に説明する。波長λ１，λ３のいずれかの位相位置は、上述のように矩象により決定される。
【００８１】
トランスジューサ２１０，２２０，２３０の送信巻線２１２，２２２，２３２及び受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）はそれぞれ、好ましくは、先に述べたようにプリント回路基板の二つの面に形成される。
各トランスジューサ２１０，２２０，２３０はそれぞれ、２つの受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２３６）を用いており、これらをスケール波長の１／４ずらすことにより、各二つの受信巻線の出力は９０°位相がずれる。二つの受信巻線の出力信号の関係は、相対移動方向を決定し、密波長内での任意の密位置を確実に計算することを可能とする。
図７の誘導型絶対位置トランスジューサにおいて、受信巻線の信号振幅は、スケール２０２の測定軸３００に沿う移動に伴って正弦波関数を示す。リニア位置ｘ及び位相位置φｎは、スケールの対応する受信巻線に対するある１波長内で、次の数４のように求められる。
【００８２】
【数４】
ｘ＝tan-1（ｓ１／ｓ２）（λｎ／２π）
φ1n＝tan-1（ｓ１／ｓ２）
【００８３】
数４において、φ1nが位相位置であって、ｎ＝１，２，３がそれぞれトランスジューサ２１０，２２０，２３０に対応する。ｓ１，ｓ２は対応する受信巻線の出力信号の振幅であり、λｎが対応する波長である。逆正接関数（tan-1）は、信号ｓ１，ｓ２の極性を用いて信号に対応する波長の“象限”を特定するように、０と２πの間を往復する値である。
【００８４】
トランスジューサ２１０，２２０，２３０は、ある程度寄生的に結合することができ、これはトランスジューサからの出力信号の誤差となる。これらトランスジューサ２１０，２２０，２３０間の寄生結合を低減するために、誘導型絶対位置トランスジューサ２００内で最も近い二つの波長を最大距離をおいて離す。即ち、λ１はほぼλ２に等しいから、トランスジューサ２１０と２３０とがトランスジューサ２２０を挟んで配置される。
また好ましい実施例では、各トランスジューサ２１０，２２０，２３０における受信巻線の長さは、中波長λMに最も近くなるような整数個の波長分に設定すべきである。好ましくは、中波長λMが各トランスジューサ２１０，２２０，２３０についての波長のある整数個に等しくなるようにする。しかし、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の中のせいぜい二つが、中波長λMに等しい波長の整数個分を持つことになるであろう。
【００８５】
中モードの測定に用いられるまん中のトランスジューサ２２０は、これと隣接トランスジューサ２１０，２３０との間で、中波長上でほぼ１波長差を持つ。即ち、Ｎ×λ１＝（Ｎ＋１）×λ２＝Ｎ×λ３である。上に述べた例では、１６×２．５６mm＝１７×２．４０９４mm≒１６．１２６×２．５４mmである。隣接するトランスジューサ間が中波長λM上で１波長差であるということは、寄生結合による誤差要素が１つの中波長の範囲で１空間サイクルを経験することを意味し、従って寄生結合の効果が実質的に相殺される。即ち、誘導型絶対位置トランスジューサ２００内で生じるその様な誤差要素は、好ましい実施例の受信巻線のスパン上で加算されてほぼ相殺される。
【００８６】
ここまでは一般的に、トランスジューサに関して説明しているが、この発明は、ここまでの詳細な説明から明らかなように、プレーナ型ロータリエンコーダ，円筒型ロータリエンコーダその他のタイプにも同様に適用することができる。また、精度を更に改善し、受信信号のアナログ信号処理に求められる要求を緩くするために、各トランスジューサ２１０，２２０，２３０において二つ以上のオーバーラップする受信巻線を用いてもよい。これらの或いは他の設計変更及び動作の詳細は、この出願に組み込まれる米国特許出願第０８／４４１，７６９号に開示されているものと同様である。
【００８７】
図９に示すように、第１の好ましい実施例の誘導型絶対位置トランスジューサ２００に用いられる信号発生処理回路２４０は、トランスジューサ２１０，２２０，２３０に対応して３系統設けられる。トランスジューサ２１０，２２０，２３０の各受信巻線は、模式的に、オーバーラップさせずに横に並べて示している。
信号発生処理回路２４０は一つの信号発生器２５０を有する。この信号発生器２５０は、数ＭＨｚレベルの一連のパルスからなる高周波電流を、選択スイッチ２４２を介してトランスジューサ２１０，２２０，２３０の送信巻線２１２，２２２，２３２に供給する。信号発生器２５０は、手持ちの或いはバッテリー駆動用のトランスジューサ、例えば小型低電力のノギス，マイクロメータ，テープメジャー等の低電力デバイス用として設計されたものである。この信号発生器２５０は、図示のように接続されたキャパシタ２５１，二つの抵抗２５２，２５３，二つのスイッチ２５４，２５５及びコンパレータ２５６を有する。一般にこの信号発生処理回路２４０内では、スイッチとしてはトランジスタが用いられる。
【００８８】
休止時（測定期間以外）は、キャパシタ２５１の電荷は抵抗２５２を通して放電されている。抵抗２５２は好ましくは、小さい抵抗であって、簡単にはスイッチ２５５の内部抵抗を用いることができる。ディジタル制御ユニット２４４は、第１の活性化信号Ｐ１をスイッチ２５４の制御端子に供給する。この信号Ｐ１はスイッチ２５４を時間ｔｃだけ閉じる。電源電圧ＶDDは、バッテリ等の適当な電力源から発生される。スイッチ２５４を閉じることにより、電源電圧ＶDDはキャパシタ２５１を充電する。これにわずか遅れて、ディジタル制御ユニット２４４はスイッチ２５５を閉じる第２の活性化信号Ｐ２を供給する。これによりキャパシタ２５１は送信巻線２１２，２２２，２３２の一つを通して接地される。図９の例では、キャパシタ２５１は送信巻線２１２を通して接地されている。
【００８９】
ディジタル制御ユニット２４４は、好ましくは一つのＡＳＩＣ、或いは後述するタイミング制御やスイッチ制御機能を持つ回路を含むＩＣの一部である。しかし、ディジタル制御回路２４４はまた、例えばＰＬＤ，ＰＬＡ，ＰＡＬ等を含む他のＩＣ，個別部品やプルグラマブル論理デバイスの動配線による電気回路或いはロジック回路を用いて構成することもできる。
【００９０】
図１０は、スイッチ２５４，２５５に与えられるパルスＰ１，Ｐ２のタイミング，これによりノードＶ１，Ｖ２及び受信巻線２１４，２１６の出力端子に得られる信号を示している。図１０はまた、スイッチ２６２，２６７に与えられるタイミングパルスＰ３，Ｐ４と、サンプルホールド用キャパシタ２６３，２６８に保持される電圧を示している。
導体である送信巻線２１２とキャパシタ２５１とは共振回路を構成するから、信号発生器２５０はノードＶ２に図示のような過渡電圧を発生する。ノードＶ２の過渡信号は送信巻線２１２により受信巻線２１４，２１６に誘導的に送信される。これにより、図１０に示すように、受信巻線２１４は第１の測定期間、波形ＶＡを出力し、受信巻線２１６は第２の測定期間、波形ＶＢを出力する。
【００９１】
受信信号の振幅は、それぞれトランスジューサ２１０，２２０，２３０におけるスケール２１８，２２８，２３８と受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６），（２３４，２４６）との間の相対位置に依存する。
位相スイッチ２４３は、受信巻線（２１４，２１６），（２２４，２２６）及び（２３４，２３６）からの信号を多重化する。例えば、位相スイッチが接点Ａにあるとき、トランスジューサ２１０，２２０，２３０について受信巻線２１６，２２６，２３６が出力イネーブルとなって選択スイッチ２４２に受信信号を出力する。位相スイッチが接点Ｂにあるときは、受信巻線２１４，２２４，２３４が選択スイッチ２４２に受信信号を出力する。
【００９２】
図９に示す信号発生処理回路２４０の好ましい実施例においては、各トランスジューサ２１０，２２０，２３０からの受信信号の一つが位相スイッチ２４３により出力イネーブルとなって、スイッチ２４２により多重化されて出力され、差動アンプ２４５に入力される。
選択スイッチ２４２は３つのトランスジューサ２１０，２２０，２３０に対応する３接点を有する。選択スイッチ２４２のサブスイッチ２４２ａは、交流電流信号を送信巻線２１２，２２２，２３２の一つの選択的に接続する。例えば、選択スイッチ２４２が接点２にあり、位相スイッチ２４３が接点Ａにあるとき、選択スイッチ２４２は交流電流信号をトランスジューサ２２０の送信巻線２２２に選択的に接続し、またトランスジューサ２２０の受信巻線２２６，２２４の端子からの信号がサブスイッチ２４２ｂ，２４２ｃを介して選択的に差動アンプ２４５に接続される。
【００９３】
差動アンプ２４５は、受信巻線からスイッチ２４２，２４３を介して取り出された出力信号を同相ノイズを除去して増幅する。増幅された信号は、サンプルホールド回路２６０の４個併設されたサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の一つに入力される。第１のサンプルホールドサブ回路２６１は、第１のスイッチ２６２，蓄積キャパシタ２６３，アンプ２６４及び第２のスイッチ２６５を有する。第２のサンプルホールドサブ回路２６６は、第１のスイッチ２６７，蓄積キャパシタ２６８，アンプ２６９及び第２のスイッチ２７０を有する。第３のサンプルホールドサブ回路２７１は、第１のスイッチ２７２，蓄積キャパシタ２７３，アンプ２７４及び第２のスイッチ２７５を有する。第４のサンプルホールドサブ回路２７６は、第１のスイッチ２７７，蓄積キャパシタ２７８，アンプ２７９及び第２のスイッチ２８０を有する。
【００９４】
これら４個のサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６は、読み出しヘッド２０４のスケール２０２に対する高速の相対移動により生じる誤差をできるだけ小さいものとするために短時間内に４つの信号を捕らえる。例えば、スケール移動がある状態で高精度の位置決定を行うためには、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線からの信号のサンプリングデータの間に位置の変化がないことが望まれる。また、トランスジューサ２１０，２２０，２３０からの、例えば中モードと粗モードといった二つの情報を計算により合成する場合には、４つの受信巻線からの信号のサンプリングデータの間に、位置変化がないことが望ましい。
【００９５】
この実施例の場合、４個のサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６は同時にサンプリングデータを保持することができないが、選択スイッチ２４２は送信巻線の一つに対する接続と、３つのトランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線の一つに対する接続を同時に行うことができるから、４つのサンプリングデータの保持を高速に続けることができる。数μｓｅｃの間に捕らえられた４つのサンプリング信号は、スイッチ２６５，２７０，２７５，２８０によって順次Ａ／Ｄコンバータ２４６に送られる。即ちこれらのスイッチ２６５，２７０，２７５，２８０は、バッファアンプ２６４，２６９，２７４，２７９の出力を順次Ａ／Ｄコンバータ２４６に接続する。
【００９６】
Ａ／Ｄコンバータ２４６は、入力値をディジタル値に変換してこれをマイクロプロセッサ２４１に送る。マイクロプロセッサ２４１は、サンプルホールド回路２６０に保持された受信信号から取り出されたディジタル値を用いて、個々のトランスジューサ２１０，２２０，２３０の空間位相角，及びトランスジューサ２１０，２２０，２３０の間の空間位相差を計算し、得られた値を合成して、誘導型絶対位置トランスジューサ２００の絶対位置を求める。
マイクロプロセッサ２４１は、ディジタル制御ユニット２４４と共に、スイッチ２４２，２４３，２５４，２５５，２６２，２６５，２６７，２７０，２７２，２７５，２７７及び２８０のタイミング制御を行う。スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７７のタイミングと、スイッチ２６５，２７０，２７５及び２８０のタイミングとは、ノードＶ２での過渡信号に基づく送信発振と同期がとられる。これにより、スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７７のそれぞれは、スイッチ２４２及び２４３を介して得られる受信巻線端子からの出力信号を同期的に復調する。
【００９７】
アンプ２６４，２６９，２７４及び２７９はそれぞれ、ノードＶ２での信号と同相のＡＣ信号を受信したときに正極性の電圧信号を出力する。ノードＶ２での信号と位相がずれたＡＣ信号を受信したときに負極性の電圧信号を出力する。これらのＡＣ信号は、ノードＶ２の信号と同相か、又は１８０°ずれているかのいずれかである。また、ディジタル制御ユニット２４４は、抵抗２５２とキャパシタ２５１の間のノードＶ１の信号に基づいて、スイッチ２６２，２６７，２７２，２７７及びスイッチ２６５，２７０，２７５，２８０のタイミング制御を行う。
ここで重要なことは、図１０に示すように、ノードＶ２の信号がピーク振幅であるときに、ノードＶ１の信号はゼロ振幅であることである。従って、ノードＶ１の信号は、従来のようにサンプルホールド回路２６０内のスイッチ２６２，２６７，２７２，２７７を制御して受信器出力信号の最初の（最大の）ピークをサンプリングするために利用することができる。これにより、ノードＶ１の電圧信号はコンパレータ２５６によってディジタル信号に変換されてディジタル制御ユニット２４４に入力される。ディジタル制御ユニット２４４は、コンパレータ２５６から出力される矩形波信号の最初の立下がりエッジを利用して、スイッチ２６２，２６７，２７２，２７７の動作制御を行う。
【００９８】
以上のようにしてこの発明では、同期復調検波を利用して、ノードＶ２の送信器信号との関係で受信器出力信号を最適にサンプリングする。図１０に示すように、それぞれ受信巻線２１６，２１４からの出力信号の最初のピークがサンプリングされてキャパシタ２６３，２６８に蓄積されることになる。
【００９９】
信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分のより好ましい実施例においては、差動アンプ２４５はサンプルホールド回路２６０の下流側に配置される。また、二つのサンプルホールド回路２６０が、選択スイッチ２４２の各出力毎に一つずつ用いられる。この様な実施例においては、選択スイッチ２４２からの出力信号は直接サンプリングされ、出力されると同時に増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に入力される。
またこの実施例では、差動アンプ２４５はトランスジューサ２１０，２２０，２３０からの高周波出力信号を増幅する必要がなく、スイッチ２６５，２７０，２７５或いは２８０の一つが閉じたときにサンプルホールド回路２６０からの非常に低周波の信号を増幅すればよい。
【０１００】
信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分の第２の好ましい実施例においては、図１１に示すように、サンプルホールド回路２６０の高周波側にアンプ２４５に代わってトランス２４８が配置される。このトランス２４８は、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線からの高周波信号をノイズを誘導することなく増幅することができる。更にトランスは、高周波で優れた直線性を有するという利点がある。
選択スイッチ２４２の二つの出力はトランス２４８の一次コイルの二つの端子に接続される。二次コイルの一つの端子はサンプルホールド回路２６０のスイッチ２６２，２６７，２７２，２７７の入力端子に接続され、もう一つの端子は接地される。従ってトランス２４８は、選択スイッチ２４２の出力の間の差信号をシングルエンド信号に変換する。
【０１０１】
図１２は、サンプルホールド部分の第３の好ましい実施例である。この実施例では、差動アンプ２４５もトランス２４８も用いず、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の受信巻線からスイッチ２４２を通して得られる出力信号が直接サンプルホールド回路２６０に入力される。
この実施例では、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６が、選択スイッチ２４２からの両方の信号を同時にサンプリングするように変形されている。即ち、図１１に示す回路に対して、第２のスイッチ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ，２７７ａと、第２のキャパシタ２６３ａ，２６８ａ，２７３ａ，２７８ａがそれぞれ追加されている。
【０１０２】
スイッチ２６２，２６７，２７２及び２７７は選択スイッチ２４２の出力端子の一方に接続され、従ってキャパシタ２６３，２６８，２７３及び２７８はその出力端子からの信号を蓄積することができるようになっている。また、スイッチ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ及び２７７ａは選択スイッチ２４２の出力端子の他方に接続され、キャパシタ２６３ａ，２６８ａ，２７３ａ及び２７８ａはその出力端子からの信号を蓄積することができるようになっている。
この実施例においては、演算増幅器２６４，２６９，２７４及び２７９は、第１及び第２の実施例と異なり、単なるバッファアンプはなく、差動アンプを構成している。第１のサブ回路１６１のキャパシタ２６２，２６２ａの信号はアンプ２６４により差動増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に送られる。他のサブ回路２６６，２７１，２７６においても同様である。
【０１０３】
従って、位置測定のとき、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の一つの受信巻線の出力信号は、位相スイッチ２４３及び選択スイッチ２４２を介して直接サンプルホールド回路２６０のサブ回路に入力されて、サンプルホールドされる。保持された信号は差動増幅されて、Ａ／Ｄコンバータ２４６に入力される。
そして、差動アンプ２６４，２６９，２７４，２７９はキャパシタの下流側に配置されるから、低周波増幅器とすることが可能であり、優れた直線性を得るための設計も容易である。更にこれらは、選択スイッチ２４２からの差動信号をシングルエンド信号に変換するから、トランス等の付加回路要素を必要としない。
【０１０４】
図１３は、信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分の好ましい第４の実施例である。この実施例では、図１１の実施例でのトランス２４８と、図１２の実施例でのサンプルホールド回路構成を組み合わせている。この実施例では、トランス２４８の二次コイルの第２端子は接地することなく、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の第２のキャパシタ２６２ａ，２６７ａ，２７２ａ，２７７ａに接続している。
この実施例の場合、トランス２４８は、サンプルホールド回路２６０の同相成分除去の性能を改善する。トランスは他のノイズや直線誤差を誘導しないという利点もある。
【０１０５】
サンプルホールド回路部分の第１〜第４の実施例の一つの難点は、サンプルホールド回路２６０が、あるタイミングでトランスジューサ２１０，２２０，２３０の一つの受信巻線の一つの信号しかサンプルホールドできないということである。この様に、同じトランスジューサの二つの受信巻線の信号をシリアルにサンプリングすると、実際には第１の受信巻線の信号サンプリングと第２の受信巻線の信号サンプリングが同時ではないため、位置測定精度を低下させる。
【０１０６】
図１４は、上述の難点を解決したサンプルホールド部分の第５の実施例である。
この実施例では、位相スイッチ２４３が除かれ、選択スイッチ２４２は、二つの付加的なサブスイッチを含むように変形されて、トータルで５個のスイッチを有する。第１のトランスジューサ２１０の受信巻線２１４と２１６は、選択スイッチ２４２の４つのサブスイッチの“１”端子に直接接続される。同様に、第２のトランスジューサ２２０の受信巻線２２４と２２６は、４つのサブスイッチの“２”端子に直接接続され、第３のトランスジューサ２３０の受信巻線２３４と２３６は、４つのサブスイッチの“３”端子に直接接続される。
【０１０７】
第１の受信巻線２１４，２２４，２３４につながる選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチの出力は、トランス２４８の一次コイル巻線に接続される。同様に、第２の受信巻線２１６，２２６，２３６につながる選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチの出力は、第２のトランス２４９の一次コイル巻線に接続される。サンプルホールド回路２６０は第１の実施例のものと同じである。トランス２４８の二次コイルの一方の端子は、第１及び第３のサンプルホールドサブ回路２６１及び２７１のスイッチ２６２及び２７２に接続され、他方の端子は接地される。同様に、トランス２４９の二次コイルの一方の端子は、第２及び第４のサンプルホールドサブ回路２６６及び２７６のスイッチ２６８及び２７８に接続され、他方の端子は接地される。
【０１０８】
位置測定時、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の一つが駆動されると、そのトランスジューサの第１の受信巻線の出力信号は第１及び第３のサンプルホールドサブ回路２６１及び２７１によりサンプルホールドされ、同時に第２の受信巻線の出力は第２及び第４のサンプルホールドサブ回路２６６及び２７６によりサンプルホールドされる。この様に二つの受信巻線の出力が同時にサンプリングされるから、サンプリングされた位置は同じであり、従って位置測定精度が低下することはない。
【０１０９】
サンプルホールド回路部分の第１〜第４の実施例のもう一つの難点は、第５の実施例においても同様であるが、同時にはトランスジューサ２１０，２２０，２３０のなかの一つの受信巻線の出力信号しかサンプルホールドできないことである。第５の実施例では、一つのトランスジューサの二つの受信巻線の信号がシリアルにサンプリングされることによる位置測定誤差を除去できるものの、トランスジューサ自身がシリアルにサンプリングされると、粗，中の波長位置測定の測定精度が同様の理由で低下する。即ち、二つのトランスジューサの受信巻線の出力がシリアルにサンプリングされると、第１のトランスジューサの出力サンプリングと第２のトランスジューサの出力サンプリングとが実際には同じ位置ではなく、従って位置測定誤差が生じる。
【０１１０】
図１５は、この様な難点を解決した第６の実施例のサンプルホールド回路部分である。この実施例でも選択スイッチ２４２は変形され、位相スイッチ２４３は除かれる。
選択スイッチ２４２では、信号発生器２５０と送信巻線２１２，２２２，２３２との間のサブスイッチを除去している。即ち、３つの送信巻線は全て直接信号発生器２５０に接続されて位置測定の間駆動されるようにしている。その他、選択スイッチ２４２は、第５の実施例と同様に、４つのサブスイッチが直接受信巻線２１４，２１６，２２４，２２６，２３４及び２３６に接続されるように、変形されている。加えて、第２の選択スイッチ２４２ａが、４つのサブスイッチが直接受信巻線２１４，２１６，２２４，２２６，２３４及び２３６に接続されるように設けられている。これら第１及び第２の選択スイッチ２４２，２４２ａは、それぞれトランスジューサ２１０，２２０，２３０の異なるものに接続されるように、制御される。
【０１１１】
更に、第１及び第２のトランス２４８，２４９はそれぞれ二つのトランス回路を持つように変形されている。トランス２４８の各トランス回路は第１の選択スイッチ２４２の二つのサブスイッチに接続され、トランス２４９の各トランス回路は同様に選択スイッチ２４９の二つのサブスイッチに接続される。
具体的に説明すれば、トランス２４８の一方のトランス回路の一次コイルは、第１の受信巻線２１４，２２４又は２３４につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続され、トランス２４８の他方のトランス回路の一次コイルは、第２の受信巻線２１６，２２６又は２３６につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続される。同様に、トランス２４９の一方のトランス回路の一次コイルは、第１の受信巻線２１４，２２４又は２３４につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続され、トランス２４９の他方のトランス回路の一次コイルは、第２の受信巻線２１６，２２６又は２３６につながる第１の選択スイッチ２４２のサブスイッチに接続される。
【０１１２】
トランス２４８，２４９の各トランス回路の二次コイルの一方の端子は、接地される。トランス２４８の一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子は、スイッチ２６２に接続され、もう一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子はスイッチ２６７に接続される。同様に、トランス２４９の一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子は、スイッチ２７２に接続され、もう一つのトランス回路の二次コイルの他方の端子はスイッチ２７７に接続される。
この様な構成とすることにより、第６の実施例によれば、二つのトランスジューサの受信巻線の出力を同時にサンプリングすることができる。即ち、全てのサンプリングデータが同じ位置でとられることになり、二つのトランスジューサがシリアルにサンプリングされることにより生じる粗，中測定の位置誤差が発生することはない。
【０１１３】
上述した信号発生処理回路２４０のサンプルホールド部分の実施例は、以下に説明する誘導型絶対位置トランスジューサの他の実施例にも同様に適用することができる。また、上述したサンプルホールド部分の実施例を、以下に説明するトランスジューサの実施例に組み込む際に必要な変形は、通常の技術の範囲であって詳細な説明はしない。
【０１１４】
図１６は、誘導型絶対位置トランスジューサ２００からの受信信号を合成して、中，粗の絶対位置測定値を得る動作タイミングを示している。読み出しヘッドがスケール２１８，２２８，２３８に対して高速で相対移動する時、その移動は遅延時間に相当する望ましくない空間位相変位を生じるから、中，粗位置の測定値はそれぞれ、殆ど同じタイミングでサンプリングすることが望ましい。その誤差は、測定サイクルが初期化されたときの基準位置によってのみ決まる望ましい空間位相値に加算されることになるからである。
【０１１５】
４個併設したサンプルホールド回路を用いれば、サンプリング間隔ｔ１の中の殆ど同じタイミングで４つのサンプルを得ることができる。これら４つのサンプルは、３つのトランスジューサ２１０，２２０，２３０の中の二つについての、受信巻線２１４と２１６、及び２２４と２２６それぞれからの一つのサンプルを含む。例えば、サンプリング間隔ｔ１内で、４つのサンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１及び２７６がそれぞれ受信巻線２１４，２１６，２３４及び２３６の出力信号をサンプリングすることができる。
【０１１６】
サンプリング間隔ｔ１は、信号発生器２５０，差動アンプ２４５及びサンプルホールド回路２６０のみによって制限される。各サンプルは道理上、１μｓはかかるから、４サンプルをとるために要求されるサンプリング間隔ｔ１はほぼ４μm である。また、１ｍ／ｓの速度は、１ｍｍ／ｍｓ又は、１μm ／μｓであり、この速度で、読み出しヘッド２０２はサンプリング間隔ｔ１内にスケール２０４に対してトータル４μm 動く。これは、第１の実施例のトランスジューサにおける３波長λ１，λ２或いはλ３の約１／６４０である。従ってこの距離は、中，粗モードの計算精度には殆ど影響を与えない。
より高精度が要求される密モードの測定には、４サンプルの全てについて、密のトランスジューサ２１０，２３０の一方のみが用いられる。例えば、受信巻線２１４及び２１６の受信出力信号は２度とられてサンプルホールドされる。これにより、各２μｓ毎に各受信巻線から１サンプルがとられる。これは、密モードの位置測定には何等影響を与えない。
【０１１７】
図１６に示すように、マイクロプロセッサ２４１は、サンプリング間隔ｔ１内に第１及び第３のトランスジューサ２１０及び２３０からの受信出力信号をサンプリングする。サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６はこれらの受信信号を順次保持し、その後Ａ／Ｄコンバータ２４６がこれらのサンプリング値を順次ディジタルデータに変換してマイクロプロセッサ２４１に送る。そしてマイクロプロセッサ２４１は、次のグループの信号がサンプリングされている間に取り込まれたデータを処理する。
【０１１８】
信号は非常に短時間にサンプリングすることが必要であるが、Ａ／Ｄコンバータ２４６及びマイクロプロセッサ２４１はそれらの信号をその短時間内で処理することは必要ではなく、４μｓより実質的に長い時間、即ち、サンプル信号を合成して所定の計算（密，中，粗モードの計算）を行うに必要な、ほぼサンプリング間隔ｔ１と等しい時間で処理することができる。即ち図１６に示すように、より長い期間ｔ２内で、Ａ／Ｄコンバータ２４６は受信信号をディジタル化し、マイクロプロセッサ２４１は絶対位置を計算する。これにより、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、受信巻線からの信号のサンプリングと絶対位置計算の間に遅れを許容することができる。この遅れの誤差は非常に小さい。
【０１１９】
例えば、時間間隔ｔ２が１００μｓであり、速度が１ｍ／ｓであるとすると、トランスジューサ２００が期間ｔ２の間に動く距離は０．１ｍｍより小さい。サンプリング値から計算された位置はサンプリングタイミングでの位置にほぼ対応する。しかし、マイクロプロセッサ２４１からは、サンプリング点からトランスジューサ２００がほぼ０．１ｍｍ進んだ後に、そのサンプリング位置のデータが出力される。この様な、速度１ｍ／ｓでの０．１ｍｍの遅れは、ほとんどのハンドツール用途では問題にならない。
しかし、この距離は、位置トランスジューサ２００が動いている間リアルタイムで位置情報を出力する必要がある特定用途ではカウントしなければならない。コスト及び／又は複雑性を増し、信号発生処理回路２４０を二系統用意して同時に動作させれば、高速性を向上し、前述の遅れを低減することができる。
【０１２０】
マイクロプロセッサ２４１により実行される、図１６に示すサンプリングシーケンスについて、図１７〜図２２を用いて更に具体的に説明する。図１７及び図１８は、マイクロプロセッサ２４１により実行される全体の測定ルーチンを示している。図１７に示すように、測定コントロールプログラムはステップＳ１００で始まる。スタートステップＳ１００の後、コントロールはステップＳ１１０に続く。ステップＳ１１０では、二つの密波長トランスジューサ２１０及び２３０の受信巻線２１４，２１６，２３４及び２３６をサンプリングする事により、密／粗測定の信号がとられる。コントロールは次にステップＳ１２０に続く。
【０１２１】
ステップＳ１２０では、マイクロプロセッサ２４１は、密波長トランスジューサ２１０の受信巻線２１４及び２１６からの信号の相対振幅に基づく位相φ１を決定する。次にステップＳ１３０において、マイクロプロセッサ２４１は、密波長トランスジューサ２３０の受信巻線２３４及び２３６からの信号に対する相対振幅に基づく位相φ３を決定する。コントロールは次にステップＳ１４０に続く。ステップＳ１４０では、マイクロプロセッサ２４１は、粗波長λCと、上に求められた位相φ１及びφ３に基づき、次の数５に従って、位置トランスジューサ２００の粗位置ＰCを決定する。
【０１２２】
【数５】
ＰC＝λC・（φ３−φ１）／２π
【０１２３】
次にステップＳ１５０では、マイクロプロセッサ２４１は、密トランスジューサ２１０及び中トランスジューサ２２０を用いて、受信巻線２１４，２１６，２２４及び２２６からの測定信号を発生する。これらの受信巻線２１４，２１６，２２４及び２２６からの出力信号はそれぞれ、サンプルホールド回路２６１，２６６，２７１及び２７６に格納される。保持された信号はＡ／Ｄコンバータ２４６によりディジタル信号に変換される。
【０１２４】
コントロールは次に、図１８のステップＳ１６０に続く。ステップＳ１６０では、マイクロプロセッサ２４１は、密トランスジューサ２１０の受信巻線２１４及び２１６の出力信号の相対振幅に基づく位相φ１を再度計算する。次に、ステップＳ１７０において、マイクロプロセッサ２４１は、中波長トランスジューサ２２０からの信号の相対振幅に基づく位相φ２を決定する。コントロールは次にステップＳ１８０に続く。
ステップＳ１８０では、マイクロプロセッサ２４１は、中波長λM1と、求められた位相φ１及びφ２とに基づき、次の数６に従って、中位置ＰMを決定する。
【０１２５】
【数６】
ＰM＝λM1・（φ２−φ１）／２π
【０１２６】
或いは、λM1とφ１とに代わってそれぞれ、数２に示すλM3とφ３とを用いて、中位置ＰMを求めてもよい。コントロールは次にステップＳ１９０に続く。
ステップＳ１９０では、位置トランスジューサ２００の密モードリニア位置ＰFを、第１のトランスジューサ２１０の波長λ１と位相φ１から決定する。密モードリニア位置の計算は、インチの場合はトランスジューサ２１０に基づき、ミリメータの場合はトランスジューサ２３０に基づいて行うことが好ましい。マイクロプロセッサ２４１が、既にステップＳ１６０において第３のトランスジューサ２３０の受信巻線２３４及び２３６からの信号の相対振幅に基づく位相φ３を決定しており、第３のトランスジューサ２３０を用いているとすると、ステップＳ１９０の一部として、中波長λ３内で次の数７に従って、密モードリニア位置ＰFを決定する。
【０１２７】
【数７】
ＰF＝φ３・（λ３／２π）
【０１２８】
ステップＳ１９５において、マイクロプロセッサ２４１は、密，中及び粗の位置値を合成して、誘導型絶対位置トランスジューサ２００の正確なトータルの絶対位置を決定する。位置トランスジューサ２００は、複数の中波長分を含む１粗波長分の最大絶対測定レンジを有する。粗位置値ＰCは、絶対位置の第１の概算値である。マイクロプロセッサ２４１は、粗位置値ＰCを解析して、それが多重の中波長のどれ（“ｎ”番目の中波長）に対応するかを決定する。一般に、（ＰC／λM）＝（ｎ・λM）＋ＲMである（ＲMは、中波長の残り）。
マイクロプロセッサ２４１は、ある中波長内の位置である中位置ＰMを用いる。中位置値ＰMは、ＲMであるはずである。しかし、中モード計算は、より短波長と関連する。従って、粗波長計算に比べてより高精度になる。従ってマイクロプロセッサ２４１は、ＰM＋（ｎ・λM）として改良された絶対位置の概算を計算する。
【０１２９】
マイクロプロセッサ２４１はその後、ＰM＋（ｎ・λM）を解析し、これが多重の密波長のどれ（“Ｎ”番目の密波長）に対応するかを設定する。一般に、ＰM＋（ｎ・λM）＝（Ｎ・λF）＋ＲFである（ＲFは密波長の残り）。
原理的に、この密位置値ＰFは、ＲFに等しいはずである。しかし、密モード測定及び計算は、トランスジューサ間の関係ではなく、単一のトランスジューサのみから、より短い波長について行われる。従って、中波長の測定及び計算より高精度となる。マイクロプロセッサ２４１は、絶対対置の改良された最終概算値を、（Ｎ・λF）＋ＰFとして計算して、スケール２１８，２２８及び２３８の読み出しヘッド２０４に対する絶対位置の決定する。これが、位置トランスジューサ２００の絶対位置に対応する。
【０１３０】
更に、ステップＳ１９５において、マイクロプロセッサ２４１は、決定された絶対位置を適当な出力デバイス、例えばディスプレイ２４７等に出力する。コントロールは次にステップＳ１９９に続く。
ステップＳ１９９では、マイクロプロセッサ２４１は２，３の測定サイクルが始まったか否かを判定する。測定サイクルが始まっていると判定すれば、マイクロプロセッサ２４１は、ステップＳ１１０に戻って再び測定信号を取り込んで密／粗の測定を行う。それ以外は判定ステップＳ１９９を繰り返す。
【０１３１】
図１９及び図２０は、密／粗測定ステップＳ１１０のより具体的なフローである。図１９に示すように、ステップＳ１１０が始まると、コントロールはステップＳ２００に続く。ステップＳ２００において、選択スイッチ２４２は、ポジション１に設定され、一方位相スイッチ２４３はポジションＡに設定される。従って、信号発生器２５０は発振する駆動信号を送信巻線２１２に供給する。これにより受信巻線２１６から測定信号が読み出される。受信巻線２１６からの受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第１のサンプルホールドサブ回路２６１に保持される。コントロールは次にステップＳ２１０に続く。
【０１３２】
ステップＳ２１０において、位相スイッチ２４３は、ポジションＡからＢに切替えられ、これにより信号発生器２５０は駆動信号を送信巻線２１２に供給し、受信巻線２１４から測定信号が読み出される。その受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第２のサンプルホールドサブ回路２６６に保持される。コントロールは次にステップＳ２２０に続く。
【０１３３】
ステップＳ２２０では、選択スイッチ２４２がポジション３に設定され、一方位相スイッチ２４３はポジションＡにリセットされる。これにより、信号発生器２５０からの駆動信号は送信巻線２３２に送られ、従って測定信号は受信巻線２３６から読まれる。その受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第３のサンプルホールドサブ回路２７１に保持される。次にステップＳ２３０において、位相スイッチ２４３は再度、ポジションＡからＢに切替えられ、信号発生器２５０は駆動信号を送信巻線２３２に送る。このとき測定信号は受信巻線２３４から読まれる。その受信信号は、アンプ２４５により増幅され、第４のサンプルホールドサブ回路２７６に保持される。コントロールは次に、図２０のステップＳ２４０に続く。
【０１３４】
ステップＳ２４０において、第１のサンプルホールドサブ回路２６１のスイッチ２６５が閉じられ、キャパシタ２６３に保持されたサンプリング信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、受信巻線２１６の受信アナログ信号がディジタル値に変換されて、マイクロプロセッサ２４１に送られる。
ステップＳ２５０では、第２のサンプルホールドサブ回路２６６のスイッチ２７０が閉じられる。これにより、キャパシタ２６８に保持された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、ディジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に送られる。
ステップＳ２６０では、第３のサンプルホールドサブ回路２７１のスイッチ２７５が閉じられる。これにより、キャパシタ２７３に保持された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、ディジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に送られる。
ステップＳ２７０では、第４のサンプルホールドサブ回路２７６のスイッチ２８０が閉じられる。これにより、キャパシタ２７８に保持された受信信号がＡ／Ｄコンバータ２４６に送られ、ディジタル化データはマイクロプロセッサ２４１に送られる。ステップＳ２８０では、コントロールはステップＳ１２０に戻る。
【０１３５】
ステップＳ２００〜Ｓ２８０と同様のステップは、ステップＳ１５０においても実行され、これにより中位置測定が行われる。この場合、ステップＳ２２０及びＳ２３０において、選択スイッチ２４２は、ポジション２ではなく、ポジション３に設定される。またこの場合、ステップＳ２００には、ステップＳ１５０を通って入り、ステップＳ２８０はステップＳ１６０への戻りとなることに注意すべきである。
【０１３６】
図２１は、ステップＳ１２０のより具体的なフローである。ステップＳ１２０の開始により、コントロールはステップＳ３００に続く。ステップＳ３００において、マイクロプロセッサ２４１は、ステップＳ２００でサンプリングされた信号（これを、位相スイッチ２４３の位置に基づいて、信号Ａとする）を、ステップＳ２１０でサンプリングされた信号（これを、位相スイッチ２４３の位置に基づいて、信号Ｂとする）により除する。得られた商の絶対値が１以下であれば、コントロールはステップＳ３１０に続き、１を越えていれば、ステップＳ３４０に続く。
【０１３７】
ステップＳ３１０では、マイクロプロセッサ２４１は信号Ｂが正であるか否かを判定する。正であれば、ステップＳ３２０に行き、ここで信号Ａを信号Ｂで除した値の逆正接（即ち，ｔａｎ-1（Ａ／Ｂ））としての位相を求める。コントロールはその後、ステップＳ３７０にジャンプする。
もし、ステップＳ３１０で、信号Ｂが負であることが判定されると、ステップＳ３３０に行く。ステップＳ３３０では、位相が、１８０°＋ｔａｎ-1（Ａ／Ｂ）として決定される。その後コントロールは、ステップＳ３７０に行く。
ステップＳ３００で、信号Ａの絶対値が信号Ｂの絶対値より大きい（即ち、｜Ａ／Ｂ｜＞１）と判定されると、コントロールはステップＳ３４０にジャンプする。ステップＳ３４０では、マイクロプロセッサ２４１は信号Ａが正であるか否かを判定し、正であればコントロールはステップＳ３５０に行く。ステップＳ３５０では、位相が、９０°−ｔａｎ-1（Ｂ／Ａ）として決定される。その後コントロールは、ステップＳ３７０に行く。
【０１３８】
ステップＳ３４０で信号Ａが負であることが判定されると、ステップＳ３６０にジャンプする。ステップＳ３６０では、位相が、２７０°−ｔａｎ-1（Ｂ／Ａ）として決定される。これらの場合、信号Ａ及び信号Ｂに対応して測定された信号は、選択スイッチ２４２の位置に応じて異なる。更に、ステップＳ３７０は、これらのサブルーチンが呼び込まれるステップに応じて、ステップＳ１２０，Ｓ１３０，Ｓ１６０，Ｓ１７０のコントロールに戻る。
ステップＳ３７０で、コントロールはステップＳ１３０に戻る。ステップＳ１４０，Ｓ１７０，Ｓ１８０もまた、ここでのサブルーチンとなる。即ち、表２を実行するこのサブルーチンの計算によって、φ１，φ２又はφ３のいずれかが求められる。
【０１３９】
図２２は、図１９におけるステップＳ２００のより具体的なフローを示す。図示のようにステップＳ２００の開始により、コントロールはステップＳ４００に行く。ステップＳ４００において、選択スイッチ２４２がポジション１にセットされ、位相スイッチ２４３はポジションＡにセットされる。更に第１のサンプルホールドサブ回路２６１のスイッチ２６２が閉じられる。その後コントロールはステップＳ４１０に続く。
ステップＳ４１０において、スイッチ２５４が開かれ、スイッチ２６２が閉じられる。そしてステップＳ４２０で、スイッチ２５５が閉じられて送信巻線２１２を駆動する。コントロールは次にステップＳ４３０に続く。
【０１４０】
ステップＳ４３０では、送信巻線２１２に誘導結合する受信巻線２１６には振幅変化する信号電圧が誘導される。この受信信号は、位相スイッチ２４３及び選択スイッチ２４２によりアンプ２４５に導かれ、ここで増幅される。アンプ２４５で増幅された信号は、閉じられた第１のスイッチ２６２により第１のサンプルホールドサブ回路２６１のキャパシタ２６３に転送される。その後、図１０に示すように、信号ピークに同期して第１のスイッチ２６２が開かれる。その後コントロールはステップＳ４４０に続く。
ステップＳ４４０では、ステッチ２５５が開かれ、スイッチ２５４が閉じられる。そして、ステップＳ２１０への戻りコントロールを行うステップＳ４５０に続く。
【０１４１】
このサブルーチンは、ステップＳ２１０，Ｓ２２０，Ｓ２３０についても実行される。これらのステップにより呼ばれた時、ステップＳ４００での選択スイッチ２４２及び位相スイッチ２４３のポジションは、そのステップに応じて、送信巻線２１２，２２２，２３２の特定のものを活性化し、受信巻線２１４，２１６，２２４，２２６又は２３６からの信号を受信する。ステップＳ２００〜Ｓ２８０がステップＳ１１０ではなくステップＳ１５０により呼ばれると、ステップＳ２００〜Ｓ２３０のそれぞれがステップＳ４００を呼んだときに、スイッチポジションが最適にセットされる。同様に、サンプルホールド回路２６０の第１〜第４のスイッチ２６２，２６７，２７２，２７７の異なるものが閉じられて、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６，２７１，２７６の異なるものに受信信号を格納することになる。
【０１４２】
マイクロプロセッサ２４１は、ディスプレイ２４７に適当に信号を送り絶対位置を表示させる。マイクロプロセッサ２４１に設けられたユーザーの選択スイッチ（図示しない）を用いることにより、表示すべき長さ単位を二つの中から選択できる。上述したように、回路及び計算を簡単化するために、マイクロプロセッサ２４１は、“インチモード”の密位置測定計算にはトランスジューサ２１０を、“ミリメータモード”の密位置測定計算にはトランスジューサ２３０を選択する。求められた位置は、同時に或いは交互に、例えばスタティックなプロセス制御システムやサーボ位置制御システム等の外部システムに出力される。
【０１４３】
上述したこの発明の第１の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、最も長い波長λCの範囲で絶対位置を決定する。即ちこの実施例ではこのレンジは、約３２５mmである。更に、よく知られた内挿処理ルーチンを用いることにより、マイクロプロセッサ２４１は、密波長λ１或いはλ３のいずれかより十分小さい分解能を得ることができる。
受信器のサイズ及び形状は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの主要な特徴を保って変形することが可能である。受信巻線及び磁束減衰器１７０のレイアウトや形状も十分な結果が得られるように変形できる。受信巻線に得られる磁界は、送信巻線により発生される磁界に比べて弱い。従って、読み出しヘッド全体の形状を変更しながら、受信巻線のループ１９１及び１９２の面積も同様に信号オフセットエラーを最小化し、また漏洩信号ノイズを除去するようにすべきである。
【０１４４】
必要なら、製造誤差や信号オフセット発生の傾向を補償するために、ループ１９１及び１９２のサイズ及び形状を意図的に受信巻線の出力に“同調”するように変更することができる。この同調は、磁束減衰器１７０がない場合に、受信巻線の正味の出力がゼロとなるように、なされる。また、正弦波状位置信号が欲しい場合には、形状及び波形を、空間的に受信信号をフィルタリングするように選択して、高調波歪を低減することができる。
“ループ”なる用語は、実質的に領域を囲むものであればよく、円形，矩形，台形，三角形，正弦波等を含む。更に受信巻線は、測定軸に沿って所定の周期的パターン或いは空間変化を持つ検出導体或いは単一の導体パスでもよい。
受信巻線の面と測定軸の双方に直交する軸回りの回転（“ヨー”）による読み出しヘッド２０４のアライメント誤差に対する感度は、誘導型絶対位置トランスジューサ２００の一つの欠点である。ヨーは、測定軸３００に沿って、トランスジューサ２１０の受信巻線をトランスジューサ２３０の受信巻線側に相対的に動かすことになる。この結果、波長λ１とλ３の間の空間位相関係は設計値からずれて、粗モード位置測定にいくらかの誤差をもたらす。
【０１４５】
また、誘導型絶対位置トランスジューサ２００は、絶対位置測定に関する実際上の制限を受ける。そのひとつは、レンジを拡張しようとすると、トランスジューサ２００に対して異なる波長の付加的なトランスジューサを追加しなければならないことである。この付加的なトランスジューサは、誘導型絶対位置トランスジューサ２００のコストとサイズの増大をもたらす。或いは、レンジを増大するためには、回路精度の向上、及びトランスジューサ２１０，２２０，２３０の製造精度の向上が必要になる。そしてこれは、より高い比（粗／中，中／密）と、より高い内挿レベルを必要とする。しかし、トランスジューサ２１０，２２０，２３０の精度を任意に増大させることは、一般に厳しい経済的制約を受けることになる。
【０１４６】
図２３〜図２５は、この発明による誘導型絶対位置トランスジューサの第２の好ましい実施例である。この実施例の絶対位置トランスジューサ４００は、ヨーのアライメント誤差の影響を受けない。また、所定の測定分解能に対して、この実施例の絶対位置トランスジューサは、先の絶対位置トランスジューサ２００により一般的に得られるレンジより長い絶対位置測定レンジを経済的に得ることができる。
【０１４７】
この実施例の絶対位置トランスジューサ４００は、一対の誘導型トランスジューサ４１０と４２０を有する。これらのトランスジューサ４１０と４２０は上述した原理に従って動作する。即ち誘導型絶対位置トランスジューサ４００の多くの要素は実質的に第１の実施例と同様である。従って、構成上異なる要素についてのみ、その構成と動作を説明する。
誘導型絶対位置トランスジューサ４００は好ましくは、読み出しヘッド４０２と、スケール部材４０４と、密スケールトランスジューサ４１０及びバイナリコードトランスジューサ４２０を有する。密スケールトランスジューサ４１０とバイナリコードトランスジューサ４２０は測定軸３００に沿って延びる。密スケールトランスジューサ４１０は、先に説明したトランスジューサ２１０及び２３０と同様に、密波長λ１又はλ３のいずれかを持つ。
【０１４８】
読み出しヘッド４０２は、密スケールトランスジューサ４１０の受信巻線４１４及び４１６と、バイナリコードトランスジューサ４２０の複数の受信巻線４２２とを有する。トランスジューサ４１０と４２０は、読み出しヘッド４０２上に形成された送信巻線４１２を共有する。
スケール部材４０４は、密スケールトランスジューサ４１０の密波長スケール４１８と、バイナリコードトランスジューサ４２０のバイナリコードスケール４２８とを有する。密波長スケールは、先の実施例の誘導型絶対位置トランスジューサ２００のトランスジューサ２１０及び２３０のスケール２１８及び２３８と同様である。
バイナリコードスケール４２８は、測定軸３００に沿って配列された磁束変調器１７０とスペース１７２のパターンを有する。磁束変調器１７０は、先の実施例で説明したように、磁束減衰器又は磁束拡大器である。隣接する磁束変調器１７０とスペース１７２の各組は、それぞれ異なる一連の多ビットバイナリコード語の一つを決定している。この設計ルールを以下に詳細に説明する。
【０１４９】
図２３に示すように、バイナリコードスケール４２８では、各磁束変調器１７０及び各スペース１７２が測定軸３００に沿って長さ３０８を持つ。長さ３０８は好ましくは、密波長スケール４１８の波長３０４の１／２に等しいものとする。またバイナリコードスケール４２８について、磁束変調器１７０の長さ３０６は、そのエッジ−エッジ間距離３０８より僅かに小さい。これは、磁束変調器１７０が互いに隣接して配置されたときに、磁束変調器１７０を取り囲んで定義する狭い絶縁性領域を与える。これにより、情報の１ビットは、各エッジ−エッジ間距離３０８の範囲でエンコードされる。この長さ３０８はまた、バイナリコードトランスジューサ４２０の各受信ループ４２４及び４２６の長さ４２５に等しい。エッジ−エッジ間距離３０８で並ぶ多ビットコード語に用いられるビット数は、バイナリコードトランスジューサ４２０の、従って誘導型絶対位置トランスジューサ４００の最大絶対測定レンジを決める。
【０１５０】
多ビットのバイナリコード語のそれぞれは、バイナリコードスケール４２８に沿った粗い絶対位置を特定する。誘導型絶対位置トランスジューサ４００は好ましくは、バイナリコードトランスジューサ４２０と密波長トランスジューサ４１０を共に使用するが、密波長トランスジューサ４１０を用いることなく、バイナリコードトランスジューサ４２０のみを用いることもできる。但しこの場合、位置測定の分解能は低下する。
図２３では、スケール部材４０４の一部、従ってバイナリコードスケール４２８の一部しか示していないことに注意すべきである。一般に、スケール部材４０４は、十分な磁束変調器１７０とスペース１７２を含んで、唯一の多ビットバイナリコード語のそれぞれを形成するように十分長く形成される。この長さは勿論、多ビットバイナリコード語を作るビット数と設計規則に依存する。
【０１５１】
図２３に示すように、密トランスジューサ４１０の受信巻線４１４と４１６の対は、先の実施例における受信巻線２１４と２１６の対，及び２３４と２３６の対と同様である。受信巻線４１４と４１６は測定軸３００に沿って延びる。受信巻線４１４は複数の極性が変化するループ１９１を形成する。第２の受信巻線４１６も同様に複数の極性が変化するループ１９２を形成する。受信巻線４１４，４１６の変化する部分は、トランスジューサ４００の読み出しヘッド４０２を構成するプリント回路基板の異なる層に形成される。
【０１５２】
バイナリコードトランスジューサ４２０は同様に、読み出しヘッド４０２のプリント回路基板の一方の面に形成された複数の第１極性ループ４２４を有し、他方の面に形成された複数の第２極性ループ４２６を有する。第１極性ループ４２４は第２極性ループ４２６から１ループ長（距離４２５）だけオフセットしている。これは、図２４に具体的に示されている。即ち、第１及び第２極性ループ４２４及び４２６の数ｎとして、第１及び第２極性ループ４２４及び４２６は、バイナリコードスケール４２８の磁束変調器１７０とスペース１７２のｎ＋１個の上に跨って配置される。
【０１５３】
第１極性ループ４２４のそれぞれは、図２４に示すように、第１極性ループの一方側にすぐ隣接する第１極性ループ４２４とは別の配線層からなる第２極性ループ４２６の一つに接続されている。従って隣接する第１及び第２極性ループ４２４と４２６の対が、複数の平衡ループ対４２７を構成する。平衡ループ対４２７のそれぞれは、送信巻線により形成される磁束を変調する変調器がない場合に正味ゼロの出力を出す。
平衡ループ対４２７の第１極性ループ４２４と第２極性ループ４２６が共にスペース１７２の対或いは磁束変調器１７０の対の上に位置する時、第１及び第２極性ループ４２４及び４２６に誘導されるＥＭＦは同じである。これにより、平衡ループ対４２７からの出力信号電圧は正味ゼロとなる。
【０１５４】
これに対して、磁束変調器１７０が磁束減衰器タイプであり、第１極性ループ４２４が正極性ループ，第２極性ループ４２６が負極性ループであるとして、正極性ループがスペース１７２上に位置し、負極性ループが磁束変調器１７０上に位置すると、平衡ループ対４２７は正極性の信号電圧を発生する。即ち、正極性ループ４２４に誘導されるＥＭＦは減衰しない。
更に、平衡ループ対４２７の正極性ループ４２４が磁束変調器１７０上に位置し、負極性ループ４２６がスペース１７２上に位置する場合は、平衡ループ対４２７は負極性電圧信号を出力する。正極性ループ４２４での誘導ＥＭＦが減衰するのに対して、負極性ループ４２６での誘導ＥＭＦは減衰しないからである。 磁束変調器１７０が磁束減衰器タイプでなく、拡大器タイプであるか、或いは第１，第２極性ループ４２４，４２６が上と逆であるとすれば、電圧振幅極性も逆になる。勿論、これらの変更を同時に行った場合には、電圧振幅極性は同じに保たれる。
【０１５５】
図２５は、スケール部材４０４をより具体的に、平衡ループ対４２７が隣接する磁束変調器１７０及び／又はスペース１７２の対と関連した時の平衡ループ対４２７についての出力チャート４３０と共に示し、またスケール部材４０４に沿った各位置でのバイナリコードトランスジューサ４２０からの出力と関連するバイナリコード値の結果４７０を示している。上述し、また図２５に示すように、磁束変調器１７０の一対又はスペース１７２の一対が隣接したとき、これらの磁束変調器の対又はスペースの対上にある平衡ループ対４２７の出力はゼロである。これは、図２５に示すように、論理“０”値を定義する。
これに対して、あるスペース１７２がある磁束変調器１７０に隣接すると、これらの隣接するスペース１７２と磁束変調器１７０の対の上に位置する平衡ループ対４２７の出力は正極性又は負極性のいずれかになる。これらの電圧は共に、論理“１”と定義する。
【０１５６】
各論理“１”値は、コードスケール４２８に沿った磁束変調器１７０とスペース１７２の間の遷移領域に対応する。各論理“０”値は、コードスケール４２８における遷移のないところに対応する。図２５に示す出力対コード対位置のチャート４３０は、読み出しヘッド４０２がコードスケール４２８に沿って移動するにつれてトランスジューサ４２０の複数の平衡ループ対４２７により発生される受信出力信号に対応する。
バイナリコードスケール４２８の隣接する７個の磁束変調器１７０とスペース１７２の対のそれぞれの組４３１が、７ビットバイナリコードを定義する。即ち、８個の隣接する磁束変調器１７０及び／又はスペース１７２が、７対の隣接要素或いは７つのコード対を形成する。隣接要素の７つのコード対のそれぞれは、バイナリコードトランスジューサ４２０の７つの平衡ループ対の中の一つにより検出される。
【０１５７】
従って、バイナリコードスケール４２８には、エンコード可能なコード語が、“０００００００”から“１１１１１１１”まで、１２８（＝２7）個ある。磁束変調器１７０とスペース１７２は、バイナリコードスケール４２８内で測定軸３００に沿って、読み出しヘッド４０２の移動につれてこれらのバイナリコード語が一つずつ順次読み出されるように、適当に配列される。即ち、読み出しヘッド４０２が距離３０８だけ移動する毎に、バイナリコードトランスジューサ４２０からのコード語出力は、１２８コード語の一つから他の一つに変化する。
【０１５８】
バイナリコードトランスジューサ４２０は、平衡ループ対４２７の数を増やしてもよい。バイナリコードトランスジューサ４２０の平衡ループ対４２７を一つ増やすと、バイナリコードスケール４２８内でエンコードできる有効なコード語を約２倍にすることができる。また、平衡ループ対４２７を用いることによって、バイナリコードトランスジューサ４２０は、一つのバイナリコード語を読むためにバイナリコードスケール４２８に沿って動かされねばならないということもない。
【０１５９】
平衡ループ対４２７は遷移の有無を検出するから、バイナリコードスケール４２８内で隣接する要素の間にスペースを設けることは必要ではないことも認識すべきである。例えば、二つの磁束変調器１７０は間隔を開けることなく直接接して配置することができる。この場合、距離３０６は距離３０８に等しくなる。従ってこの第２の実施例においては、バイナリコードトランスジューサ４２０のバイナリコードスケール４２８は、磁束変調器１７０とスペース１７２の最大密度を有効的に利用できることになる。
送信巻線４１２及び平衡ループ対４２７の受信巻線についての信号処理は、実質的に図９を用いて説明したと同様に、或いは図３１を用いて以下に説明する例と同様に実行される。７つの平衡ループ対４２７からの出力信号は、サンプルホールド回路（図示せず）にサンプリング保持される。保持された信号はＡ／Ｄコンバータによりディジタル化されて、マイクロプロセッサに出力される（図示せず）。マイクロプロセッサは、正及び負の信号を論理“１”として解釈し、ほぼゼロの受信信号を論理“０”として解釈する。
【０１６０】
もし、誘導型絶対位置トランスジューサ４００のバイナリコードトランスジューサ４２０がただ一つの平衡ループ対４２７を持つとすると、また電源投入時（或いは絶対データが悪化しているとすると）、その平衡ループ対４２７は、バイナリコードスケール４２８に沿ってエッジ−エッジ距離３０８の７倍を粗く通過することにより、絶対位置を示すコード語全体を得ることができることになる。この様な単一平衡ループ対４２７を用いた場合、中間データ保持デバイスとしてシフトレジスタ（図示しない）を用いることができる。この代替法は、バイナリコードトランスジューサ４２０内の平衡ループ対４２７の数がコード語の中のビット数より小さい場合に一般に用いられる。シフトレジスタは、読み出しヘッド４０２がバイナリコードスケール４２８に沿って移動する間、シリアルにビットデータを取り込むことになる。
【０１６１】
平衡ループ対４２７がコード対上の中心にない場合に不明瞭なコードビット読み出しを避けるために、密波長トランスジューサ４１０の信号を用いて、平衡ループ対４２７が磁束変調器１７０とスペース１７２上の中心にあることを判定することができる。即ち、密波長トランスジューサ４１０の信号は平衡ループ対４２７がいつ活性化されたかを示すから、そのとき新しいビットをシフトレジスタに入力すればよい。
一旦フルコード語が捕らえられると、これはマイクロプロセッサに並列に送られる。シフトレジスタは、移動方向に応じてクロックアップ／ダウンされる。移動方向は、密波長トランスジューサ４１０の象限信号から決定される。これにより、シフトレジスタは常に、エッジ−エッジ距離３０８の分解能で誘導型絶対位置トランスジューサ４００の絶対位置に対応したコード語を格納する。この結果、電源投入後（或いはデータ悪化後）に最初のコード語が取得された後、単一の平衡ループ対４２７は一つのエッジ−エッジ距離３０８の最大値分を走査して次の絶対位置を決定する。
【０１６２】
電源投入後（或いはデータ劣化後）、読み出しヘッドが絶対位置決定のために移動しなければならない距離を最小化するために、バイナリコードトランスジューサ４２０は好ましくは、図２３に示すように、コード語におけるビット数と同じ数の平衡ループ対を用いることが好ましい。この手法では、適当な信号処理回路及び適当なデコードアルゴリズムを選択することにより、読み出しヘッド４０２のスケール部材４０４に対する移動を最小限にし、或いは少しも移動するこなく、コード語の読み出しとデコードを行うことができる。
コードビットの信号処理回路が、例えば一つの平衡ループ対の出力についての分解能が２ビットというような粗末なものである場合は、読み出しヘッド４０２は、スケール部材４０４上で全コードビットを確実に決定するためにいくつかの位置を移動することが必要になる。しかし、これでも必要な移動距離は、エッジ−エッジ距離３０８の±１／２のオーダーである。
【０１６３】
バイナリコードトランスジューサ４２０の一つの欠点は、信号振幅が論理値に対応するという点にある。特に、論理“０”はゼロ振幅信号に対応し、平衡ループ対４２７はコード対の要素が共に磁束変調器１７０、或いは共にスペース１７２（即ち遷移がない）のとき、信号を出さない。論理“１”は、十分な正又は負に対応する。即ち、平衡ループ対４２７は、スケール要素の対応する対が同時に磁束変調器１７０でない場合、或いは同時にスペース１７２でない場合（即ち、遷移がほぼ平衡ループ対４２７の中央にある場合）にのみ、強い信号を出す。
【０１６４】
図２６及び図２７は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第３の実施例を示す。この実施例では、受信信号の改良により、より大きい論理値間の信号差を得るようにしている。図２６に示すようにこの実施例では、誘導型絶対位置トランスジューサとして、バイナリコードトランスジューサ４２０の変形例４４０を用いている。このバイナリコードトランスジューサ４４０では、コードスケール要素１７４（即ち、磁束変調器１７０とスペース１７２）が二つの部分に分けられている。各コードスケール要素１７４は、１）磁束変調器１７０とスペース１７２を持つ態様、２）二つの磁束変調器を持つ態様、３）二つのスペースを持つ態様、のいずれかの態様で配列されている。バイナリコードスケール４４８のスケール要素１７４は、図２７に示すように、隣接するスケール要素１７４の間に常に、磁束減衰器１７０とスペース１７２の遷移があるように、配列されている。
また、図２６に示すように、平衡ループ対４４７は、第１の正極性ループ４４４と第２の負極性ループ４４６が長手方向に半分ずつ、重ならないように配列されている。平衡ループ対４４７からの正電圧は論理“１”に対応し、負電圧は論理“０”に対応する。
【０１６５】
図２７は、出力対コード対位置のチャート４３２を示している。図示のように、平衡ループ対４４７は、正極性ループ４４４がスペース１７２上にあり、負極性ループ４４６が磁束減衰器１７０上にあるとき、正の振幅信号（即ち、論理“１”）を出力する。また平衡ループ対４４７は、正極性ループ４４４が磁束減衰器１７０上にあり、負極性ループ４４６がスペース１７２上にあるとき、負の振幅信号（即ち、論理“０”）を出力する。従って、論理“１”と“０”の間の電圧差は、先のバイナリコードトランスジューサ４２０の場合の２倍あり、論理“１”，“０”間の差別化能力が改善されている。
【０１６６】
この第３の実施例では、第２の実施例におけるように、正信号と負信号とが同じ論理値を出すことはない。従ってこの実施例では、磁束変調器１７０が磁束減衰器であるとして、スペース１７２を磁束拡大器に置き換えることができる。この場合、平衡ループ対４４７により得られる正負信号の振幅は、スペース１７２を用いた場合に比べてより大きくなる。このことは、論理“１”，“０”間の電圧差をより大きくし、論理“１”，“０”間の差別化能力を一層改善できることを意味する。
【０１６７】
図２８〜図３０は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサ４００の第４の実施例である。この第４の実施例では、図２８に示すように、バイナリコードトランスジューサ４５０は、８個の平衡ループ対４５７を有する。これらの平衡ループ対４５７は、受信巻線４１４，４１６を取り囲む送信巻線４１２とは独立に設けられた送信巻線４５２により取り囲まれる。これは、送信巻線を共有した第２及び第３の実施例と異なる点である。
各平衡ループ対４５７は、第２及び第３の実施例と同様に、正極性ループ４５４と負極性ループ４５６を持つが、これらは先の実施例のように測定軸３００方向に沿ってではなく、測定軸３００と直交する方向に配置されている。
【０１６８】
この実施例のバイナリコードトランスジューサ４５０は、スケール部材４０４上に形成された二つの平行な部分からなるスケール要素１７４を有する。バイナリコードスケール４５８は、測定軸３００に沿って配列された上部４５９と下部４５９′を持つ。これらの上部４５９及び下部４５９′はそれぞれ、磁束変調器１７０とスペース１７２を含む複数のスケール要素１７４を有する。各スケール要素１７４の長さは、エッジ−エッジ間距離３０８に等しい。
【０１６９】
この実施例では、正極性電圧が論理“１”に、負極性電圧が論理“０”に対応する。図３０は、この実施例での出力対コード対位置のチャート４３４を示している。図示のように、正極性ループ４５４がスペース１７２上に位置し、負極性ループ４５６が磁束減衰器１７０上に位置するとき、平衡ループ対４５７は正極性信号（即ち、論理“１”）を出力する。また、正極性ループ４５４が磁束減衰器１７０上に位置し、負極性ループ４５６がスペース１７２上に位置するとき、平衡ループ対４５７は負極性信号（即ち、論理“０”）を出力する。従って、論理“１”と“０”の間の電圧差は、先のバイナリコードトランスジューサ４２０の場合の２倍あり、論理“１”，“０”間の差別化能力が改善されている。
【０１７０】
またこの第４の実施例では、第３の実施例と同様に、正信号と負信号が同じ論理値を出力しない。従ってこの実施例でも、磁束変調器１７０が磁束減衰器であるとしたとき、スペース１７２を磁束拡大器で置換することができる。この場合、平衡ループ対４５７により得られる正負信号の振幅は、スペース１７２を用いた場合に比べてより大きくなる。これは、論理“１”，“０”間の電圧差をより大きくし、論理“１”，“０”間の差別化能力を一層改善する。
【０１７１】
小さいエッジ−エッジ間距離３０８に対しては、このバイナリコードトランスジューサ４５０は、磁束変調器１７０をより均一性よく例えば矩形に形成することができるから、好ましい。これは、第２及び第３の実施例におけるバイナリコードトランスジューサ４２０及び４４０により長い変調器１７０が用いられているのと対照的である。この様に、バイナリコードトランスジューサ４５０における、均一性がよくポテンシャル的に大きい変調器１７０の寸法は、一般により容易に製造することができる。
【０１７２】
小さいエッジ−エッジ間距離３０８と共に、この実施例のバイナリコードトランスジューサ４５０は、読み出しヘッド４０２とスケール部材４０４の間の所定ギャップ１７１に対しても、先のバイナリコードトランスジューサ４２０及び４４０に比べてより大きい受信信号を出力することが可能である。しかし、第３及び第４の実施例のバイナリコードトランスジューサ４４０及び４５０は、強い出力信号を出す。即ち、各平衡ループ対４４７或いは４５７は、速やかに識別できる正又は負信号を出力し、バイナリコードに対して強い基準を与える。
【０１７３】
上述のように、平衡ループ対のコード検出巻線を含む受信巻線に誘導される信号は、磁束変調器１７０の磁束変調効果のために、送信巻線により発生される送信磁界に比べて小さい。従って送信磁界効果のバランスをとることは、信号対ノイズ比を改善し、また送信巻線と受信巻線の間の望ましくない“不平衡”クロストークを除去し或いは低減する上で重要である。この様なクロストークは、巻線の入出力端子や巻線のエッジとエッジで多く生じる。従って端子は巻線からできるだけ離して配置する。また送信巻線の終端部が、測定軸３００に沿って受信巻線より少なくとも１波長１９３分外側に来るように形成することが望ましい。これにより、不平衡エッジ効果をより低減することができる。
【０１７４】
図３１は、読み出しヘッド４０２に接続される信号発生処理回路２４０の第２の好ましい実施例である。図において、先の実施例の図９と同じ番号が付された部分は同じ動作をするので、詳細な説明はしない。読み出しヘッド４０２は、本質的に図２８のそれと同様であり、８ビットのバイナリコードトランスジューサ４５０′を有する。この実施例の回路２４０は、トランスジューサ２２０及び２３０に代わって、バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０或いは４５０′に接続可能な部分を有する。またこの実施例の回路２４０は、二つのトランスジューサ４１０と４２０（或いは、４４０，４５０，４５０′）だけ有するから、選択スイッチ２４２は２ポジションのみである。
【０１７５】
密波長トランスジューサと関連する信号処理は、図９以下を用いて説明したものと同様である。信号発生処理回路２４０の第１の実施例と同様に、信号発生器２５０は、密波長トランスジューサ４１０の送信巻線２１２を駆動する。受信巻線４２４，４１６の出力信号は、プリアンプ２４５で増幅されてサンプルホールド回路２６０に入力される。しかしこの実施例では、先の実施例の密，中の３波長トランスジューサ２１０，２２０，２３０を持つ場合と異なり、一つの密波長トランスジューサ４１０しか持たないから、サンプルホールド回路２６０も二つのサンプルホールドサブ回路２６１及び２６６のみにより構成される。
【０１７６】
サンプルホールド回路２６０の出力はＡ／Ｄコンバータ２４６に入力される。Ａ／Ｄコンバータ２４６には、第２のサンプルホールド回路４６０の出力も入力される。第２のサンプルホールド回路４６０は複数の増幅器４６２を有する。図３１に示すバイナリコードトランスジューサ４５０′は、８ビットのコード語を用いており、読み出しヘッド４０２は８個の平衡ループ対４５７を有するから、サンプルホールド回路４６０は、８個の増幅器４６２と８個のサンプルホールド回路４６４を有する。バイナリコードトランスジューサ４５０′からのバイナリコード語を決定するために、駆動信号はスイッチ２４２の端子２を介して送信巻線に供給される。これにより、８個の平衡ループ対４５７の全てに同時に一つの出力信号を誘導する。
【０１７７】
密波長トランスジューサのサンプリングに関して先に説明したと同様に、送信信号ピークに同期して、８個のサンプルホールド回路４６４は、平衡ループ対４５７からのアンプ４６２を通ったコード信号を同時にサンプルホールドする。この同時サンプリングは、トランスジューサの移動に伴う問題を解決する。
平衡ループ対４５７からのコード信号は、高精度に解析する必要がないことに注意すべきである。ほぼ、３から５ビットの測定分解能で十分である。従って増幅器４６２は一つで済み、集積回路上で無用の面積を必要としない。
【０１７８】
受信巻線４１４，４１６からの密位置信号が最初にサンプリングされ、次に平衡ループ対４５７からのコード或いは粗位置信号がサンプリングされる。Ａ／Ｄコンバータ２４６は好ましくは、選択的な変換分解能を有するものとする。即ち、受信巻線４１４，４１６からの密位置信号は、高い８ビット分解能とし、８個の平衡ループ対４５７からの粗位置信号は、より低い、従ってより高速の３ビット分解能とする。
【０１７９】
図３２のタイミング図に示すように、受信巻線４１４，４１６からの受信信号をサンプリングした後、平衡ループ対４５７からのコード信号が並列にサンプリングされる。受信巻線４１４，４１６からの受信信号と平衡ループ対４５７からのコード信号は、サンプルホールドサブ回路２６１，２６６及び４６４に短い時間ｔ１１内にサンプリングされて保持される。これらの受信信号及びコード信号がサンプルホールドされた後、保持された信号は同時に出力され、Ａ／Ｄコンバータ２４６により、より長い時間ｔ１２内でマイクロプロセッサ２４１で処理可能なディジタル信号に変換される。
【０１８０】
受信信号及びコード信号がマイクロプロセッサ２４１に入力された後、マイクロプロセッサ２４１は先に説明したフローの関連ステップを用いて位相φ１を決定する。その後、マイクロプロセッサ２４１は、コード信号から得られた絶対位置コード語を以下に述べるようにして決定する。コード語は、図３４に示し、以下に説明するように、ただ一つの特定の位置番号“POS＃”を特定する。各位置番号は、読み出しヘッド４０２のスケール部材４０４に対する絶対位置ＸCODEに対応する。
この実施例では、その様な絶対位置はそれぞれ、隣接する密波長の同じ相対位相位置φCODEと空間的に同期している。即ち、“POS＃”の各インクリメントは、一つの密波長λ１の絶対位置インクリメントに対応する。好ましくは、絶対位置は、空間的にφCODE＝０で同期するようにする。これにより、最も高レベルの分解能で絶対位置を計算するには、マイクロプロセッサ２４１は、先のフローチャートの適当なステップを利用して、ＰF＝φ１・（λ１／２π）を計算し、全体の高分解能絶対位置を、ＸCODE＋ＰFとして計算する。
【０１８１】
もし、平衡ループ対４５７がスケール要素１７４上の中央に位置していない場合には、不明瞭で低振幅のコードビット信号が発生されるが、それでもマイクロプロセッサ２４１は、以下に述べるようにコード語を決定する。例えば、コートビット信号の一つが、正電圧最大値の１／４と負電圧最大値の１／４の間の低振幅であるとすると、マイクロプロセッサ２４１は先ず、十分な高電圧振幅を持つ明瞭なコード信号に対応するビットを決定する。その後、不明瞭な値を後に述べるようにして埋める。これは、図３２において、クリーン・アップとして示されている。その後、マイクロプロセッサ２４１は全絶対位置を上述のように決定する。
【０１８２】
バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０或いは４５０′に接続されたマイクロプロセッサ２４１は、サンプリングされたコード語をルックアップテーブルと比較することにより、粗の絶対位置を決定する。このルックアップテーブルは、好ましくは不揮発性メモリ（図示しない）に格納される。ルックアップテーブルは、与えられたコード語と与えられた粗絶対位置ＸCODEの相関関係を示す。
コードの好ましい第１の実施例としては、７ビットコード語が用いられる。７ビットコード語は、スタート／ストップマーカーと２進数を含む。３つの連続するビットがスタート／ストップマーカーとして用いられる。これらのマーカービットは、コード語の始めと終わりを特定する。例えば、スタート／ストップマーカーは、“００１”とする。７ビットコード語の残り４ビットが、いくつかの２進数の一つを形成する。上述のように、各２進数が特定の粗絶対位置に対応する。理論的には、４ビットで、“００００”から“１１１１”まで１６の２進数が有効である。
【０１８３】
しかし、いくつかの数は、マイクロプロセッサ２４１がスタート／ストップマーカーと誤認するから、除かれる。この様な誤認される数は、“０００１”，“００１０，”“００１１”，“１００１”である。これらの誤認される数を除いて、１２の２進数即ち、“００００”，“０１００”，“０１０１”，“０１１０”，“０１１１”，“１０００”，“１０１０”，“１０１１”，“１１００”，“１１０１”，“１１１０”，“１１１１”が有効になる。
図２５，２７及び３０に示すバイナリコードスケール４２８，４４８及び４５８は、スタート／ストップマーカー“００１”と４ビットバイナリコードが如何に組み合わされるかをマーク４７０で示している。手ごろな製造許容度で、且つ通常のプリント回路基板技術を用いて高精度位測定を行うためには、エッジ−エッジ距離３０８を、密スケール波長λ１の１／２に等しくすること、即ちλ１／２にすることが望ましい。図２３〜図３１に示す密波長トランスジューサ４１０のスケール４１８は、好ましくは、λ１＝５．１２mmの波長を有する。マイクロプロセッサ２４１はこの波長を内挿して、ほぼ０．０１mmの位置分解能を得ることができる。エッジ−エッジ距離３０８は従って、２．５６mmである。
【０１８４】
もし、バイナリコードスケール４２８が７ビットコード語を用いたとすると、各コード語の全長は、このエッジ−エッジ間距離の７倍になる。即ち、コード語は、７×２．５６mm＝１７．９２mmの長さを持つ。上に述べた１２個の２進数が７ビットコード語の中でエンコードされ、スタートビットの位置が特定できるから、７ビットバイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０の全レンジは、コード語長の１２倍、即ち、１２×１７．９２mm＝２１５．０４mmとなる。殆どのノギス用途には、ほぼ２１５mmの全長で十分である。
【０１８５】
他方、テープ測定等にはより長いレンジが必要になる。この場合には、コード語長を１１ビットまで大きくすることができる。これらの１１ビットのうち、４ビットがスタート／ストップマーカー“０００１”として用いられる。これにより、９６個の２進数が有効となる。この結果、１１ビットのコード語長により、全長としてほぼ、２７００mm（９６×１１×２．５６mm＝２．７０３m）が得られる。
【０１８６】
７ビットコード語長を用いた場合、少なくとも７個の平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７を持つ読み出しヘッドが必要である。マイクロプロセッサが読み出しヘッドの位置決定を行うには、読み出しヘッドが一つのコード語と並ぶことは必要ではなく、平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７が隣接する二つのコード語に跨ってもよい。例えば、図２３に示すように、バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０或いは４５０により読まれる７ビットバイナリ列が、例えば“１０１００１”，“１０１１００１”のような隣接する二つのコード語に完全に跨って、バイナリ列“０１１０１１０”を出力するようにすることもできる。この場合、二つの隣接するコード語“１０１００１”，“１０１１００１”のスタート／ストップマーカーはどちらも完全に読み出されない。
【０１８７】
この様な場合、マイクロプロセッサ２４１は、先ず、そのバイナリ列がスタート／ストップマーカー“００１”を持っていないことを認識し、二つの隣接コード語から、二つに分離されたスタート／ストップマーカーの部分を含むバイナリ列の最初と最後を決定する。更にマイクロプロセッサ２４１はスタート／ストップマーカーが“１”ではなく、“０”で始まることを知っている。そこでこの情報に基づいて、マイクロプロセッサ２４１は、バイナリ列“０１１０１１０”の最も右側の“０”が、右側のスタート／ストップマーカーの最初の“０”であることを決定する。これにより、最も右側の“０”の左にある４ビット“１０１１”が、粗の絶対位置としてエンコードする２進数ということになる。これによりマイクロプロセッサ２４１は、適当なルックアップテーブルを用いることにより、２進数“１０１１”に基づく読み出しヘッド４０２の絶対位置を決定する。
【０１８８】
マイクロプロセッサ２４１は中位置測定用として、スタート／ストップマーカーを用いる。例えば、バイナリコードスケール４２８，４４８或いは４５８における各コード語は、バイナリ列“００１”をストップマーカーとして用いる。即ち、ストップマーカー“００１”は２進数に先行され、粗の絶対位置は各コード語の先頭部に対応する。上の例では、マイクロプロセッサは、バイナリ列“０１１０１１０”の最も左側の２ビット“０１”が左側のストップマーカーの２，３ディジットに対応するものと認識した。
バイナリ列は、２進数“１０１１”によりエンコードされる粗絶対位置の先頭部の左側に、エッジ−エッジ間距離３０８の二個分あるから、マイクロプロセッサ２４１はこのエッジ−エッジ間距離３０８の２個分により、粗絶対位置を調整する。即ち、２進数“１０１１”により決定される粗絶対位置から、エッジ−エッジ間距離３０８の２個分を差し引く。密波長トランスジューサ４１０はその後、マイクロプロセッサが読み出しヘッド４０２のトータルの絶対位置を決定するために利用する密測定を行う。
【０１８９】
バイナリコードスケール４２８，４４８或いは４５８の好ましい第２の実施例は、８ビットスケールパターンと、これと共に用いられる対応ルックアップテーブルを有する。図３３及び図３４はそれぞれ、８ビットパターンとルックアップテーブルを示している。図３３に示す８ビットパターンは、コードトラックに沿ってエンコードされて、エッジ−エッジ間距離３０８毎に“０”と“１”の列を出力する。この８ビットコード語はスタート／ストップマーカーを用いない。即ち、コード語の全８ビットが粗の絶対位置を決定するために用いられる。
【０１９０】
従って、スケールパターンの第２の実施例に用いられる８ビットパターンは、スケールパターンの第１の実施例に用いられた７ビットスケールパターンに比べて大きいレンジを有する。図３３に示すエンコードされる各８ビットコード語は、少なくとも一つの強い“１”又は少なくとも一つの強い“０”を有する。即ち、各８ビットコード語において、少なくとも一対の隣接する“１”又は少なくとも一対の隣接する“０”を有する。
８ビットコード語は、エンコード可能な数がより大きいことにより、より大きい位置レンジを持つものとなる。ビットパターンが８個の平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７により読まれるものとすると、これらは、読み出しヘッド４０２がスケール部材４０４の一方の端から他方の端に移動する間に、２５６のコード語を出力する。
【０１９１】
以下に説明するように、“０”，“１”の交互列は、不明瞭な信号を出す可能性がある。従って、８ビット数“０１０１０１０１”及び“１０１０１０１０”を除くとすれば、２５４個のコード語が残る。ビットパターンは、バイナリコードスケールの２端を連結して円形に形成することもできる。これは、図３５及び図３６に示すように、バイナリコードスケールをロータリエンコーダ或いは円筒型エンコーダとして構成する一つの方法である。この様に構成すると、バイナリコードスケールの完全な１サンプリングの期間に複数のコード語が読み出されることはない。バイナリコードスケールの両端を連結してロータリ或いはシリンドリカルエンコーダを形成するときは、図３３に示す先端の８個の“０”と後端の７個の“０”をオーバーラップさせて一つの８連続の“０”を形成することになる。
【０１９２】
８ビットスケールパターンの絶対測定レンジは、エッジ−エッジ間距離３０８の２５４倍になる。例えば、密波長λ１が５．１２mmとすると、バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０，４５０の絶対レンジは、２５４×５．１２mm＝１３００mmとなる。
より長い絶対測定スケールが要求される用途においては、１２ビットコード語が用いられる。この場合、密波長λ１が５．１２mmとして、１２ビットスケールパターンの絶対測定レンジは、（２12−２）×５．１２mm＝２０．９６mとなる。この例においても、“０”と“１”か交互になる二つのコード語は除いている。
【０１９３】
読み出しヘッド４０２がバイナリコードスケール４２８，４４８或いは４５８に沿って、８個の平衡ループ対４２７，４４７或いは４５７がコード語“００００１１００”と並んだ位置にくると、マイクロプロセッサはこのコード語の２進数値を“１２”として解釈する。図３４に示すルックアップテーブルから、１２の１０進コード値は、位置１５に対応する。
密波長λ１が５．１２mmであるとすると、粗の絶対位置は約７６．８mm（１５×５．１２mm）となる。読み出しヘッド４０２が右方向にエッジ−エッジ間距離３０８の２個分移動したとすると、読み出しヘッド４０２は、バイナリコード語“００１１００００”と並ぶ。マイクロプロセッサはこのバイナリコード語を“４８”と判断する。図３４のルックアップテーブルに示すように、この値は位置１７に対応する。従って、このときの粗の絶対位置は、約８７．０４mmとなる。以上の説明から、ルックアップテーブル及びマイクロプロセッサ２４１は、バイナリコード語を１０進変換することなく、バイナリコード語のみに基づいて読み出しヘッド４０２の絶対位置を認識できるように構成することも可能である。
【０１９４】
バイナリスケールトランスジューサ４２０及び４４０は、平衡ループ対がバイナリコードスケール４２８及び４４８内のスケール要素１７４と整列して一つの明瞭なバイナリコード信号を出力するようにすることが必要である。従って、３つのバイナリスケールトランスジューサを用いた誘導型絶対位置トランスジューサ４００は、常に真の絶対位置を出すわけではない。これは、ある位置では、バイナリスケールトランスジューサが読み出しヘッド４０２を幾らか移動させることによって読み出しヘッド４０２をスケール要素１７４と整列させて平衡ループ対から明瞭な信号を得るようにしているからである。従って、誘導型絶対位置トランスジューサ４００は望ましくは、バイナリコードトランスジューサ４５０を用いるようにする。なぜなら、バイナリコードトランスジューサ４５０は、スケール部材４０４の如何なる位置にあっても読み出しヘッド４０２の絶対位置を決定できるようになっているからである。
【０１９５】
図３７〜図３９は、典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示している。バイナリコードスケール４７２は、複数の磁束変調器と複数のスペースを含む複数のスケール要素４７４を持つ。
図３７〜図３９において、平衡ループ対４７０に論理“１”信号を生成する磁束変調器とスペースの配列は、塗りつぶして磁束変調器４７４ａとして示し、論理“０”信号を生成する磁束変調器とスペースの配列は塗りつぶさずスペース４７４ｂとして示している。
波形４３６の正電圧振幅（ピーク）は論理“１”に、負電圧（谷）は論理“０”に対応する。波形４３６内の各ピーク又は谷の幅は、波形４３６内の連続する論理“１”或いは“０”の数に対応する。
【０１９６】
図３７〜図３９に示すように、８個の平衡ループ対４７０は同時にコード語の８ビットを検出する。図３７においては、８個の平衡ループ対４７０が１コード語４７６を形成するスケール要素４７４と整列している。従って平衡ループ対４７０はそのコード語“１０１００１００”を検出する。８個の平衡ループ対４７０が測定軸３００に沿って右方向に移動すると、図３８に示すように８個の平衡ループ対４７０はコード語４７８と整列し、これにより次のコード語“０１００１００１”を検出する。
誘導型絶対位置トランスジューサ４００は、バイナリコードスケール４７２内の８個の平衡ループ対４７０が各スケール要素４７４と厳密に整列しない時にも、コード語を判定することができる。このことを、図３９を用いて以下に説明する。
【０１９７】
図３９に示すように、８個の平衡ループ対４７０が図３７と図３８の中間、即ちコード語４７６と４７８の間に位置するものとする。このとき８個の平衡ループ対４７０は、コード語“ｕｕｕ０ｕｕ０ｕ”（ｕは、特定されない、或いは未知の値）を検出する。“ｕ”は、“１”と“０”の間の出力信号を意味する。図３９に示すように、各平衡位４７０の中心は、一つのスケール要素４７４から隣接するスケール要素４７４への遷移領域に一致している。従って、８個の平衡ループ対４７０の内２個だけが、論理“０”に対応して、はっきりした谷を持つ信号を出力する。
マイクロプロセッサ２４１は、この場合にも、平衡ループ対４７０のスケール４７２に対する相対位置を、次のようにして決定する。マイクロプロセッサ２４１は、同じタイプの隣接する２個或いはそれ以上のスケール要素４７４（例えば、二つの磁束変調器、或いは二つのスペース）のみを認識して、明瞭な論理“１”或いは“０”を生成し、二つの隣接するスケール要素４７４が異なるタイプである場合（例えば、磁束変調器がスペースに隣接する場合）は、未決定の不明瞭な値を生成することから始まる。
【０１９８】
動作の間、マイクロプロセッサ２４１は、８個の平衡ループ対４７０のそれぞれからの信号の振幅をクラス分けする。この平衡ループ対４７０の構成にバイナリコードトランスジューサ４５０を用いたとすると、論理“１”は、Ａ／Ｄコンバータ２４６に与えられる正の基準電圧Ｖamp（例えば、＋５Ｖ）にほぼ等しい電圧値に対応し、論理“０”は、同じくＡ／Ｄコンバータ２４６に与えられる負の基準電圧−Ｖamp（例えば、−５Ｖ）に対応する。これらの正，負の基準電圧は、好ましくは、コード語の最も強い正，負のビット信号の振幅に等しく設定される。
マイクロプロセッサ２４１は、平衡ループ対４７０からの出力コード信号が、強い“１”，弱い“１”のいずれであるか、強い“０”，弱い“０”のいずれであるか、或いは決定できないか、を次のように分類する。
【０１９９】
先ずマイクロプロセッサ２４１は、対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと一致し或いはほぼ一致したか、或いはバイナリコードスケール４７２内の二つのスペース４７４ｂの間に位置するときに、そのコード信号を強い“０”と判定する。また対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４７４ａの間に位置し、しかもスペース４７４ｂに十分近い時に、そのコード語を弱い“０”と判定する。
また、対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４７４ａの間の中心近くに位置するときは、そのコード語を不定論理値と判定する。対応する平衡ループ対４７０がスペース４７４ｂと磁束変調器４７４ａの間でしかも磁束変調器４７４ａに近い位置にあるときは、そのコード語を弱い論理“１”と判定する。更に対応する平衡ループ対４７０が磁束変調器４７４ａと一致し或いはほぼ一致する時、或いは二つの磁束変調器４７４ａの間に位置する時には、そのコード語を強い“１”と判定する。
【０２００】
Ａ／Ｄコンバータ２４６は、各平衡ループ対４７０からの電圧信号を２値データに変換する。下記表３に基づいて、マイクロプロセッサ２４１は、得られた平衡ループ対出力が、強い“１”，“０”であるか、弱い“１”，“０”であるか、或いは不定値であるかを決定する。表３は、Ａ／Ｄコンバータ２４６に与えられる電圧に基づく論理値の典型的な判定を示している。Ｖampは、平衡ループ対４７０の信号の電圧振幅であり、その信号レンジは＋Ｖampと−Ｖampの間である。
【０２０１】
【表３】
表３に示す５つの論理値の境界を選択的に設定するためには、Ａ／コンバータ２４６ではなく、アナログコンパレータを用いることができる。
Ａ／Ｄコンバータ２４６から出力される変換されたコード信号に基づいて、マイクロプロセッサ２４１は次の一連のステップで各コード語を解析する。先ず、マイクロプロセッサ２４１は、平衡ループ対４７０からのコード信号が信号振幅の０．２より大きいか否か（＞０．２Ｖamp）を判定する。大きければ、その信号は論理“１”に対応する。第２のステップでは、変換されたコード信号が信号振幅の−０．２Ｖampより小さいか否かを判定し、小さければ論理“０”とする。もし、コード語のなかに論理“１”及び“０”だけがある場合には、そのコード語と、引き続き読み出しヘッドの絶対位置とが、更なる処理を行うことなく決定できる。
【０２０３】
平衡ループ対４７０の一つ或いは複数個が、それらのレンジのいずれにも入っていない場合には、追加的処理が必要になる。この場合、マイクプロセッサ２４１は、平衡ループ対４７０から得られるコード信号の論理値をより正確に判定する。
即ち、第３のステップで、コード信号が、信号振幅の０．６より大きいか否か（＞０．６Ｖamp）を判定し、大きければ強い“１”と決定する。これは、平衡ループ対４７０が二つの磁束変調器４７４ａの間に位置する時にしばしば生じる。コード信号が信号振幅の０．５に等しいかそれより小さく（≦０．６Ｖamp）、且つ信号振幅の０．２より大きい（＞０．２Ｖamp）場合は、弱い論理“１”と決定する。
【０２０４】
第４のステップでは、マイクロプロセッサ２４１は同様に、表３に基づいて強い論理“０”と弱い論理“０”を判定する。もし、コード信号が強い“１”でも弱い“１”でもなく、また強い“０”でも弱い“０”でもない場合は、“不定”として分類される。弱い論理“１”と“０”のコード信号値は、不定のコード信号を判定する際には不定として処理されることが望ましい。しかし、弱い論理“１”及び“０”は、読み出しヘッド４０２がどのコード語に近づいているかの情報を提供する。
従って、弱い論理“１”と“０”は、マイクロプロセッサ２４１が中間位置を決定する際の助けになる。第５のステップでは、既に決定された強い論理“１”と“０”を用いて、不定のコード信号値を決定する。もし、不定の或いは弱い値が論理“１”の次である場合には、論理“０”が続いているはずであり、逆の場合も同様である。
【０２０５】
例えば、図３９に示すように、マイクロプロセッサ２４１がＡ／Ｄコンバータ２４６からコード語“１ｕｕ０ｕ１０ｕ”を受信した場合、二つの“０”は、強い論理“０”であると決定され、二つの論理“１”は弱い論理“１”であると決定される。マイクロプロセッサ２４１は、強い“０”が二つの隣接するスペースの間にあることを知っているからである。
下記表４は、図３９に示す８個の平衡ループ対に対応するセンサ要素０〜７を示している。表４のセンサ要素ビット値は、平衡ループ対４７０による出力コード信号に基づいてマイクロプロセッサ２４１により決定される。コードトラックビットは、バイナリコードスケール４７２内でエンコードされた論理値である。不定のセンサ要素ビットがあるため、平衡ループ対４７０はバイナリコードスケール要素４７４と並んでおらず、これが表４ではオフセットで示されている。
【０２０６】
【表４】
アンダラインを引いたセンサ要素４に対応するセンサ要素ビットは、強い論理“０”である。従ってマイクロプロセッサ２４１はこの値が二つの隣接するスペース４７４ｂに対応することを認識する。これは、表４のコードトラックビット４，５のコードトラックビット列に論理“０”として加えられ、下記表５のようになる。
【０２０８】
【表５】
同様にして、コードトラックビット１，２について、論理“０”がコードトラックビット列に加えられて、下記表６のようになる。
【０２１０】
【表６】
その後、コードトラックビット１，２，４，５についての知られた値から、マイクロプロセッサ２４１は、コードトラックビット０，３，６についての値を決定する。センサ要素０は不定であり、論理“０”値を持つコードトラックビットと論理“１”値を持つコードトラックビットの間になければならない。コードトラックビット１は既に、論理“０”値を持つと分かっているから、コードトラックビット０は論理“１”値でなければならない。もし、コードトラックビット０が論理“０”であったとすると、センサ要素０は、不定ではなく、強い“０”であるはずだからである。
同様に、コードトラックビット３，６は論理“１”を持つことが決定される。下記表７は、コードトラックビット０，３，６について論理値を入れたコード語を示している。
【０２１２】
【表７】
その後、コードトラックビット７，８の論理値が決定される。センサ要素６は不定であり、従って論理“０”を持つコードトラックビットと論理“１”を持つコードトラックビットの間になければならない。コードトラックビット６は論理“１”であるから、コードトラックビット７は論理“０”でなければならない。もし、コードトラックビット７が論理“１”であったとしたら、センサ要素６は不定ではなく、強い“１”であるはずだからである。下記表８は、コードトラックビット７に論理値を入れたコード語を示している。
【０２１４】
【表８】
次に、コードトラックビット７の決定された論理値から、コードトラックビット８の論理値が決定される。センサ要素７は弱い“１”を持つから、論理“０”を持つコードトラックビットと論理“１”を持つコードトラックビットの間にあるはずである。そしてコードトラックビット７が論理“０”であるから、コードトラックビット８は論理“１”でなければならない。下記表９は、こうして完全に決定されたコード語を示している。
【０２１６】
【表９】
結果をテストするために、マイクロプロセッサ２４１は、同様の方法で全ての弱い値がコードトラックビットに対応するかどうかをチェックする。即ち、センサ要素７が、コードトラックビット７よりもコードトラックビット８に近い結果として論理“１”であるとすれば、センサ要素２は、コードトラックビット２ではなくコードトラックビット３の値であるべきである。テストはこの様なことを確認する。
この結果、マイクロプロセッサ２４１は、読み出しヘッド４０２が、それぞれバイナリ値が“１０１００１００”と“０１００１００１”であるコード語４６６と４６８の間にあることを判定する。マイクロプロセッサは更に、読み出しヘッド４０２が実際にコード語４６６に近いことを決定する。読み出しヘッドがどのコード語の間にあるかを決定するために、弱い“０”及び“１”を用いるのではなく、密スケールを読むことができる。トランスジューサが密波長λFの一つ分移動した時、密位相φFは２πラジアン変化する。この位相φFは、−πからπまで変化し、コードトラックスケールの二つのコード語の間の境界でゼロを通るものとする。コードトラックスケールの二つの隣接するコード語の間のどこに選択があるかについては、正の密位相φFはトランスジューサ位置がより高い位置側のコード語の中にあることを意味し、負の密位相φFはトランスジューサ位置がより低い位置側のコード語中にあることを意味する。
【０２１８】
この不定値を決定する方法は、この明細書で説明した誘導型絶対位置トランスジューサだけでなく、例えば光学式トランスジューサ等の他のトランスジューサにも適用することができる。光学式トランスジューサ等では、上述したように、ゼロを中心としてではなく、正の値を中心とした値を出す。それでも、バイナリスケールトランスジューサのセンサ要素からの出力信号の振幅を、５つの範囲に分類する方法は同様に有効である。
【０２１９】
読み出しヘッド４０２がコードトラックビットの中間位置にあるとき、全て不定値を出すのは二つのコード語のみ、即ち、“０”，“１”が交互に並ぶ“０１０１０１０１”及び“１０１０１０１０”である。しかし、これらの二つのコード語のみがその様な出力を出すことを認識するようにすれば、マイクロプロセッサはこれらのコード語を検出して解釈することができる。或いは、バイナリコードスケール４７２から予めこれらのコード語を除くこともできる。
【０２２０】
上述したようにこの発明は、リニアエンコーダ以外の用途にも適用することができる。前述した図３５及び図３６は、密波長トランスジューサ４１０とバイナリコードトランスジューサ４５０を組み込んだ誘導型絶対位置トランスジューサ４００の好ましい第５の実施例であり、図３６は図３５の要部拡大図である。
この実施例においては、誘導型絶対位置トランスジューサ４００はロータリエンコーダ５００として作られている。ロータリエンコーダ５００は、静止部分或いはステータ５０２と回転部分或いはロータ５０４を有する。送信巻線４１２，４５２、受信巻線４１４，４１６及び平衡ループ対４５７は、ステータ５０２上に形成され、或いは取り付けられる。ステータ５０２は図示のように、小さいくさび型に加工されたものである。
【０２２１】
より高精度化のため、また機械的アライメント誤差を許容するためには、ステータ５０２は、ロータ５０４と同様に完全な円盤状部材として形成してもよいし、いくつかの同様なくさび状のものを対称的に円形に配置して構成することもできる。コードトラックには、図３５に示すように、８ビットコード語と同様に連続する６ビットコード語を用いる。
６ビットコード語は、可能な２進数として６４を出し、従って１回転につき６４の粗の絶対位置を測定することができる。密波長内の位置は、１波長の１／５１２の精度で測定することができる。また、密波長トランスジューサ４１０のスケール４１８は、１回転（３６０°）につき、３２の密波長を与える。従って全体として、１回転につき３２×５１２＝１６，３８４の角度分解能が得られる。
【０２２２】
バイナリコードトランスジューサ４２０，４４０或いは４５０を用いた誘導型絶対位置トランスジューサは、図７に示すトランスジューサ２１０〜２３０を用いたものより有利であるが、図４０，図４１に示すこの発明の第６の実施例はある付加的な利点を有する。
この発明の第１の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサの一つの欠点は、二つのスケールからの読み出しが中又は粗の位置測定について行われている時に生じる動きに非常に敏感であることである。密波長トランスジューサ２１０，２２０，２３０の読み出しの際に生じる小さいエラーは、中，粗の位置計算の際により大きなエラーの原因となる。このエラーは、波長比λM／λF，λC／λFに等しい係数を持つ。従って、密波長トランスジューサ２２０と２３０の間の測定の間にわずか８０μm の移動があると、中位置測定に約１．２８mmの誤差を生じる。
この約１．２８mmの誤差は、ほぼ密波長λ１或いはλ３の１／２に等しい。中位置測定は、トランスジューサの読み出しヘッドが位置する特定の密波長内で決定するから、密波長λ１或いはλ３の１／２のエラーは許容できない。二つの密波長の間で約１６０μm のエラー毎に、計算される粗位置測定は中波長の１／２の大きさだけずれることになる。
【０２２３】
上述のような二つの密波長の間の動きによるエラーを避けるために、図４０に示す第６の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ６００は、第１の実施例のように二つの密波長トランスジューサから中波長を引き出す代わりに、４０．９６mmの中波長λM1を持つ中波長トランスジューサ６１０を持つ。中波長トランスジューサ６１０は、中波長或いは２０．４８mmの約１／２に等しい長さの磁束変調器を持つスケール６１８を有する。読み出しヘッド６０２のスケール６１２上には受信巻線６１４と６１６を有する。受信巻線６１４は、一つの細長い“＋”ループ１９１ａと、一つの細長い“−”ループ１９１ｂを有する。同様に受信巻線６１６は、細長い“＋”ループ１９２ａと、細長い“−”ループ１９２ｂを有し、これらの受信巻線を取り囲んで送信巻線６１２が形成されている。
【０２２４】
中波長の位置は、二つの密波長トランスジューサからではなく、中波長トランスジューサ６１０により直接測定されるため、移動による上述したエラーはなくなる。粗位置測定のために、このトランスジューサ６００は第２の中波長トランスジューサ６２０を有する。この第２の中波長トランスジューサ６２０は、第１の中波長トランスジューサ６１０とほぼ同様に形成された、読み出しヘッド６０２上の受信巻線６２４，６２６とこれを取り囲む送信巻線６２２、及びスケール部材上の中波長スケール６２８を有する。この第２の中波長トランスジューサ６２０は、３５．８４mmの中波長λM2を持つ。λM1とλM2の間の位相差は、２８６．７２mmの粗波長を与える。これらの波長は、以下にその理由を説明するように、好ましくは、基本波長の異なる整数倍、更に好ましくは偶数倍とする。具体的に、この実施例のトランスジューサ６００における好ましい波長は、λM1＝１６・λ3，λM2＝１４・λ3（但し、λ3＝２．５６mm）なる関係を持つ。
【０２２５】
この実施例では、粗位置計算に用いられる二つの中波長λM1，λM2が密波長λ3より約１５倍大きいから、空間位相位置計算は移動に対して１５倍感度が低下する。
例えば、中波長λM1の約１／２の移動エラーを起こすためには、粗位置測定は約２０mmずれていなければならない。これは、二つの中波長トランスジューサ６１０，６２０の間の約２．７mmのエラーに対応する。２．７mmのエラーは、上述した１６０mmのエラーに比べて遥かに防止が容易である。
【０２２６】
この実施例のトランスジューサ６００はまた、二つの中波長トランスジューサ６１０，６２０の間に配置された、波長λ3の密波長トランスジューサ６３０を有する。密波長トランスジューサ６３０と中波長トランスジューサ６１０，６２０との間の電磁的なまた寄生的な結合を最小化するため、密波長スケール３１８，３２８における磁束変調器の長さは、密波長の整数倍とする。これにより、中波長トランスジューサ６１０，６２０が密波長トランスジューサ６３０に与える影響は最小化される。
【０２２７】
中波長トランスジューサ６１０，６２０と密波長トランスジューサ６３０の間の結合は、中波長スケール６１８，６２８における磁束変調器の端部が常に、密波長スケール６３８における密波長と並んでいるために最小化される。スケール６１８，６２８，６３８が読み出しヘッド６０２に対して相対移動した時、密波長トランスジューサ６３０内の送信巻線と受信巻線の間で、中波長スケール３１８，３２８の一方の磁束変調器によって生じる結合のある端部での増大は、別の端部での結合の減少により相殺される。受信巻線６１４と６１６の間、又は６２４と６２６の間の対称性のための密波長トランスジューサ６３０と中波長トランスジューサ６１０，６２０の間のトータルの寄生結合は、ほぼゼロとなる。
【０２２８】
更に、電磁結合を低減するために、読み出しヘッド６０２は好ましくは、図４１（ａ）〜（ｄ）ように作られる。図４１（ａ）〜（ｄ）は読み出しヘッド６０２の異なる層或いは面を示している。図４１（ａ），（ｂ）に示すように、中波長トランスジューサ６１０の受信巻線６１４，６１６、中波長トランスジューサ６２０の受信巻線６２４，６２６、及び密波長トランスジューサ６３０の受信巻線６３４，６３６は、読み出しヘッド６０２の基板の二つの層、又は対向面に形成される。
同様に、図４１（ｃ）（ｄ）は、中波長トランスジューサ６１０，６２０の送信巻線６１２，６２２，及び密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２の一部と、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２の残部とが異なる層又は面に形成されることを示している。波長の近い二つの中波長トランスジューサ６１０，６２０は、密波長トランスジューサ６３０を挟んで離して配置される。
【０２２９】
密波長トランスジューサ６３０の受信巻線６３４，６３６は、密波長の３．５倍毎に反転させている。同様に、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２も密波長の３．５倍毎に反転させている。この様に密波長トランスジューサ６３０の送受巻線を所定周期で反転させることにより、中波長トランスジューサからの受信信号に対する影響、密位置計算結果に対する影響を低減している。一般に、送信巻線及び受信巻線の反転は、密波長のｚ／２倍毎（ｚは奇数の整数）にすることができる。
【０２３０】
二つの中波長スケール６１８，６２８の磁束変調器は、密波長λ3の約７倍の長さを持つ。中波長λM2は実質的に、密の“反転”波長の整数倍であるから、密波長トランスジューサ６３０の送信巻線６３２からの漏洩磁界は、中波長トランスジューサ６２０の受信巻線６２４及び６２６内で中和され、逆も同様である。一般に、密の反転波長を、（ｚ・λF）／２とすると、中波長λM1，λM2は、λFの偶数倍にすべきである。
【０２３１】
中波長トランスジューサ６１０のスケール６１８の磁束変調器は、正確に中波長λM1の１／２と等しい長さを持たない。中波長トランスジューサ６１０のための中波長λM1は正確に密の“反転”波長の整数倍ではないが、第１の実施例のトランスジューサ２００と比べてこの実施例のトランスジューサ６００では、実質的にトランスジューサ間の寄生結合を低減することができる。中波長トランスジューサ６１０は連続信号を生成するが、きれいな正弦波状出力曲線からのズレに誤差がある可能性がある。しかしこの小さい誤差は、中波長計算に大きな影響を与えない。
【０２３２】
中波長トランスジューサ６１０は、読み出しヘッド６０２がどの密波長λ3内に位置するかを特定するに十分な精度を持つことが必要である。中波長トランスジューサ６１０が十分な精度を出せない場合には、もう一つの中波長トランスジューサ６２０を“一次゛中波長トランスジューサとして用いることができる。
第２〜第５の実施例においては、バイナリコードスケールと密波長スケールがトータルスケール幅をできるだけ抑えられる様に近接して配置されている。本発明者等は、密波長トランスジューサとバイナリスケールトランスジューサの間の距離を少なくとも、０．６λFINE（λFINEは密波長トランスジューサの波長）にすべきことを決めている。この距離では、バイナリスケールトランスジューサは密波長トランスジューサに殆ど影響を与えない。
【０２３３】
しかし、バイナリコードスケールが密波長スケールに余りにも近く配置されると、密波長測定が攪乱されるおそれがある。これは、密の送信磁界が、密波長スケール要素のみならず、バイナリコードスケール要素によってもある程度変調されるからである。この送信磁界の余分な変調は、密波長測定のエラーの原因となる。この様なエラーを防止するために、バイナリコードスケールは密波長スケールから離すことができる。しかしこれは、トータルスケール幅及び読み出しヘッド幅の増大をもたらす。
【０２３４】
図４２は、この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第７の実施例によるトランスジューサ７００であり、この実施例では、バイナリコードスケールを、トータルスケール幅及び読み出しヘッド幅の増大をもたらすことなく、密波長スケールから離す一つの方法を実現している。
この実施例では、図２８の実施例におけるバイナリコードスケール４５８の上の列を除いており、バイナリコードスケール７２８は一列のスケール要素のみとしている。バイナリコードスケール７２８の下の１，０は、スケール要素の２値を示している。
【０２３５】
この様な一列のバイナリコードスケールをデコードするためには、スケール語は、各８ビットコード語の中の一列に少なくとも二つの“１”があるように配置することが必要である。これにより、図３９の例に示すように、平衡ループ対が二つのコード語の間に位置する時に平衡ループ対７２７からの出力コード信号中に少なくとも一つの強い“１”があるようにすることができる。
より好ましいバイナリコードスケール７２８においては、各コード語が一列内に少なくとも二つずつの“１”と“０”を持つようにする。これは、各コード語が少なくとも一つの強い“１”と、一つの強い“０”の両方を持つことを確実にする。これにより、各コード語について、コード語ビットとその信号振幅の間の信号オフセットを測定することが常に可能になる。これは、バイナリコードスケール７２８が信号オフセットと信号振幅について自律校正するために、バイナリコードスケール７２８の読み出しをより確実にする。
【０２３６】
即ち、各位置で、コード信号オフセットＳoffとコード信号振幅ＳAMPとが測定される。コード信号オフセットＳoffは、平衡ループ対７２７から出力される全てのコード信号の最小値として定義される。コード信号振幅ＳAMPは、平衡ループ対７２７により出力コード信号振幅の最大値ＳMAXと最小値ＳMINの差として、次の数８のように表される。
【０２３７】
【数８】
ＳAMP＝（ＳMAX−ＳMIN）
【０２３８】
コード信号オフセットＳoffは、各コード信号ＳXから差し引かれ、その結果がコード信号振幅ＳAMPにより除されて、各平衡ループ対７２７について正規化されたコード信号値ＳNが、数９のように得られる。
【０２３９】
【数９】
ＳNX＝（ＳX−Ｓoff）／ＳAMP
【０２４０】
正規化されたコード信号値ＳNは、０から１の間で変化する。このコード信号値は一般に例えば、表３に対応して、下記表１０に示すように、５つの範囲に分類される。
【０２４１】
【表１０】
強い０： ０．０≦ＳN＜０．２
弱い０： ０．２≦ＳN＜０．４
不定 ： ０．４≦ＳN≦０．６
弱い１： ０．６＜ＳN≦０．８
強い１： ０．８＜ＳN≦１．０
【０２４２】
粗位置は、先に表４〜表９で説明したと同様にデコードされる。この方法は、第２〜第５の実施例におけるような、２列を用いたバイナリコードスケールに対しても、光学的トランスジューサのような一般的な絶対位置トランスジューサのシリアルコードトラックについてと同様に、適用することができる。
上述したように、ビット信号の分類は、好ましくは、コード信号がディジタル変換された後、マイクロプロセッサにより行われる。コード信号オフセットとコード信号振幅を見つけることは、Ａ／Ｄコンバータの前で行うこともできる。この場合コード信号振幅は、Ａ／Ｄコンバータの基準電圧として用いられ、これにより、Ａ／Ｄコンバータの出力は自動的に正規化される。この場合、マイクロプロセッサは、コード信号をコード信号振幅で除するための時間を必要としない。
【０２４３】
図４３は、図３１のＡ／Ｄコンバータ２４６から正規化されたディジタル出力を得るための信号処理回路７３０の好ましい実施例である。図示のように、図３１のサンプルホールド回路４６０のバッファアンプ４６２のそれぞれからの出力は、高／低コード信号選択回路７３２とコード信号選択スイッチ７３４に接続される。高／低コード信号選択回路７３２は、最も高い信号振幅と最も低い信号振幅を持つコード信号を選択する。
この高／低コード信号選択回路７３２からの最も高い信号振幅と最も低い信号振幅を持つコード信号は、差動アンプ７３６に入力される。特に、最も高い振幅のコード信号は、差動アンプ７３６の非反転入力端子に、最も低い振幅のコード信号は反転入力端子にそれぞれ入力される。差動アンプ７３６は、最も高い振幅のコード信号と最も低い振幅のコード信号の差をとり、これが基準電圧としてＡ／Ｄコンバータ２４６に入力される。これにより、Ａ／Ｄコンバータ２４６から出力されるディジタル値が０と１の間で正規化される。
【０２４４】
コード信号選択スイッチ７３４は、コード信号を一度に一つ選択して減算回路７３８を通してＡ／Ｄコンバータ２４６に与える。コード信号選択スイッチ７３４は、減算回路７３８の演算増幅器の非反転入力端子に接続され、その反転入力端子には最も低い振幅のコード信号が入力される。減算回路７３８は現在のコード信号から最も振幅の低いコード信号を減算して、その結果をＡ／Ｄコンバータ２４６に入力する。
図４４は、高／低コード信号選択回路７３２の典型的な回路例を示している。この回路は、４つの入力信号に対して、高／低信号を判定するものであるが、任意ビットに対して拡張することができる。
【０２４５】
上では、コード語内のビット数を一定として種々のバイナリコードスケールについて説明した。下記表１１は、異なる設計ルールとについて、及び１コード語当たりの異なるビット数について有効なコード語の数を示している。
【０２４６】
【表１１】
下記表１２は、スケール波長３．２mmと仮定して、表１１において用いられた異なる設計ルールとビット数／コード語についての有効レンジを示している。
【０２４８】
【表１２】
上述のように、バイナリコードスケールを読み取る際に、いくつかの平衡ループ対は不明瞭又は不定の信号を出力する。これは、読み出しヘッドがスケール要素と並んだ時でなく、スケール要素の間に位置した時に生じる。この問題は、表３〜表１２で説明した方法により、少なくとも一つの平衡ループ対が明瞭なコード信号を出力する事を確実にすることにより解決される。しかしこれは、コード信号の振幅整合やオフセット整合に関して、コード信号や信号処理回路にかなり厳しい要求を突きつけることになる。
【０２５０】
図４５は、この発明による誘導型絶対位置トランスジューサの好ましい第８の実施例を示す。この実施例のトランスジューサ８００においては、バイナリコードトランスジューサ８２０が第１の組８２１の平衡ループ対８２７と、第２の組８２３のへ平衡ループ対８２７を有する。第１の組８２１と第２の組８２３とは、エッジ−エッジ距離３０８の１／２又は奇数倍だけオフセットしている。
第１，第２の組８２１，８２３の一方がスケール要素１７４の間に位置するとき、他方の組はスケール要素１７４と整列する。従って、第１，第２の組８２１，８２３の一方が特定できないコード信号を出力する場合にも、他方はコード信号の全てが明瞭に特定できる。
また、エッジ−エッジ距離３０８に等しく設定された波長λ810で示す密波長トランスジューサは、第１，第２の組８２１，８２３のいずれが用いられるべきかを決定できる。即ち、受信巻線の電圧振幅が正のとき、第１の組８２１を用い、受信巻線の電圧振幅が負の時第２の組８２３を用いるようにする。
【０２５１】
この実施例の一つの欠点は、読み出しヘッドを２倍の長さにしなければならないことである。この付加的なスペースは、平衡ループ対の第２の組に必要とされるのみならず、信号処理回路への接続にも必要とされる。しかし、この付加的なスペースの大部分は、平衡ループ対の第２の組により必要とされるものである。
この欠点は、図４６に示すように、２組の平衡ループ対を、エッジ−エッジ間距離３０８の１／２のオフセットを保ってインターリーブする事により、十分に小さくすることができる。
この第８の実施例の変形は、２組の平衡ループ対を薄い絶縁層を挟んで配置することを要する。即ち、２組の平衡ループ対は、先に説明した受信巻線のインターリーブと同様の方法でインターリーブされる。
【０２５２】
更にこの変形は、２組の平衡ループ対についてだけでなく、任意の複数組の平衡ループ対を用いた場合にも可能である。この場合、ｎ組の平衡ループ対について、各組のオフセットは、エッジ−エッジ間距離３０８をｎで除した値とする。即ち、４組の平衡ループ対の場合、各組は、エッジ−エッジ間距離３０８の１／４ずつオフセットさせる。平衡ループ対の組の数は、矩象関係にある二つの受信巻線により示される象限に基づいて選択される。
【０２５３】
図４７は、この発明の好ましい第９の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ９００を示す。これは、図２８〜図３０に示した第４の実施例の一変形例である。図示のように、バイナリコードトランスジューサ９５０は、密波長トランスジューサ９２０を挟み込む。即ち、読み出しヘッド９０２に形成されたバイナリコードトランスジューサ９５０の８個の平衡ループ対９５７のそれぞれにおいて、負極性巻線９５６は密波長トランスジューサ９２０の一方のサイドに、正極性巻線９５４は他方のサイドに配置されている。各平衡ループ対９５７の負極性巻線９５６と正極性巻線９５４とは、長い平行配線９５５により接続されている。
【０２５４】
同様に、バイナリコードスケール９５８の上部９５９と下部９５９′は、スケール部材９０４上の密波長スケール９１８を挟み込んでいる。そして、読み出しヘッド９０２上には一つの送信巻線９１２が配設されている。この送信巻線９１２は、密スケールトランスジューサ９２０の受信巻線９１２と、バイナリコードトランスジューサ９５０の平衡ループ対９５７の正極性ループ９５４及び負極性ループ９５６の全てを囲む。
【０２５５】
第４の実施例と比較して、この第９の実施例によるトランスジューサ９００では、バイナリコードトランスジューサ９５０が、密波長測定を妨害することなく、密波長トランスジューサ９２０により近くなっている。これは、読み出しヘッド９０２でのスペースを抑え、位置トランスジューサ９００全体でのスペースを抑えることになる。加えて、送信巻線９１２が一つだけでよいから、駆動回路の簡単化が図られる。送信巻線の低減と駆動回路の簡単化は更にスペースの削減を可能とする。
更に、送信巻線９１２が一つであるから、密波長トランスジューサ９２０とバイナリコードトランスジューサ９５０の駆動とサンプリングが同時に可能である。従って、第４の実施例と異なり、密波長測定とバイナリコード測定の間の遅延時間がなくなる。これは、第４の実施例に比べて、誘導型絶対位置トランスジューサ９００の精度向上をもたらす。
【０２５６】
図４８（ａ）（ｂ）は、この発明の好ましい第１０の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１０００を示す。これらの図では、トランスジューサ１０００におけるスケール１０５８の模式的構成と、複数の平衡ループ対１０５７のみを示している。送受信巻線の構造は、先の各実施例のバイナリコードトランスジューサと同様のものが用いられる。
スケール１０５８はバイナリコードスケールではなく、インクリメンタルスケールである。即ち、位置トランスジューサ１０００において、スケール１０５８は測定軸３００方向に沿って延びるように配置され、平衡ループ対１０５７により形成される個々の受信巻線は測定軸に直交する方向に延びる。これは、測定軸に平行に延びる受信巻線を持つ先の実施例とは対照的な点である。
【０２５７】
平衡ループ対１０５７が測定軸３００に沿って移動するにつれて、平衡ループ対１０５７のそれぞれは、負極性ループ１０５６が磁束減衰器１７０と一致する時、及び正極性ループ１０５４がスペース１７２と一致する時に最大の正極性振幅の位置信号を出し、また正極性ループ１０５４が磁束減衰器１７０と一致する時、及び負極性ループ１０５６がスペース１７２と一致する時に最大の負極性振幅の位置信号を出す。
従ってこの実施例のトランスジューサ１０００は、第１〜第９の実施例における密波長トランスジューサに置き換えて用いることができる。例えば、３つの密波長インクリメンタル位置トランスジューサ２１０，２２０，２３０はそれぞれ、対応する波長を持つインクリメンタル位置トランスジューサ１０００により置き換えることができる。
【０２５８】
磁束減衰器又は磁束拡大器のいずれかである磁束変調器１７０、及びスペース１７２は、スケール１０５８上で交互に“０”位置と“１”位置に配置された同じ形状に加工された要素とすることができる。読み出しヘッドの平衡ループ対１０５７は、図４８に示すように、巻線方向が正，負極性を持つように直列に接続される。
図４８（ａ）の実施例においては、測定軸３００に直交する方向の非対称性磁界分布に極めて敏感であることに注意すべきである。もし、磁界分布がスケール１０５８の中心線３０１について対称でないとすると、出力信号は測定エラーの原因となるオフセットを持つことになる。
【０２５９】
これに対して、図４８（ｂ）の実施例はこの様な問題がない。図４８（ｂ）の実施例においては、巻線方向が再度交互に正，負極性を持つよう直列接続されている。これにより、平衡ループ対１０５７の各隣接対１０５９は、測定軸３００方向及び測定軸３００に直交する方向いずれについての非対称性磁界についてもバランスがとれる。従って、出力信号のオフセットはゼロとなる。
更に、出力信号のオフセットは、ピッチやロールのアライメント誤差によっても変化しない。これは、スケール１０５８が導体スケールベースに搭載されたとしても言える。図４８（ｂ）の実施例の信号振幅は、図４８（ａ）の実施例における場合の２倍になることも注目すべきである。
【０２６０】
図４７，図４８の各実施例においは、密スケールトランスジューサ９２０及び１０００の一つの受信巻線又は１組の受信巻線のみを示し、バイナリコードトランスジューサ９５０の一つの平衡ループ対９５７のみを示しているが、第１〜第８の実施例におけるように、２或いはそれ以上の密スケール受信巻線を用いることができる。更に、第８の実施例に示すように、バイナリコードトランスジューサ９５０に２組或いはそれ以上の平衡ループ対を用いることもできる。
【０２６１】
図４９（ａ）〜（ｃ）は、この発明による第１１の実施例の誘導型絶対位置トランスジューサ１１００を示している。図４９（ａ）に示すように、密波長トランスジューサ１１２０とバイナリコードトランスジューサ１１５０は、並べてではなく、第２〜第５の実施例、及び第７〜第９の実施例におけると同様に、互いに重ねて配置している。従って、バイナリコードトランスジューサ１１５０のバイナリスケール１１５８は、バイナリコードスケールとしてと同時に、密波長スケールとしても用いられる。第９の実施例におけると同様に、密波長受信巻線１１１４と、バイナリコードトランスジューサ１１５０の各平衡ループ対１１５７とを同時に駆動するように一つの送信巻線１１１２が用いられている。
【０２６２】
図４９（ｂ），（ｃ）は、受信巻線１１１４と平衡ループ対１１５７の関係をより分かりやすくするために、これらを別々に示している。磁束変調器１７０とスペース１７２の測定軸３００方向の幅は、密波長λFの１／２である。これに対して、平衡ループ対１１５７の測定軸方向の幅はほぼ密波長λFである。密スケール受信巻線１１１４の波長も同様に、ほぼ密波長λFである。
密波長トランスジューサ１１２０の正極性ループが磁束変調器１７０と一致した時に、負極性ループは磁束変調器１７０の間の未変調ギャップ１７３と一致し、逆も同様である。これに対して、バイナリコードトランスジューサ１１５０においては、負極性ループ１１５６が磁束変調器１７０（又はスペース１７２）と一致した時に、正極性ループ１１５４がスペース１７２（又は磁束変調器１７０）と一致する。
【０２６３】
以上のようにして、密波長トランスジューサ１１２０は、磁束変調器１７０及びスペース１７２により更に変調された、連続的な空間的変調を受けた誘導結合を出力することができる。しかしこの実施例の信号振幅レンジは、他の実施例に比べて約１／２小さくなる。同時に、バイナリコードトランスジューサ１１５０は、強い“１”及び強い“０”に対応する信号振幅を出力することができるが、この振幅も他の実施例に比べて約１／２になる。
【０２６４】
この実施例の場合、送信巻線１１１２は一つであるから、駆動回路は簡単になり、また密波長トランスジューサ１１２０及びバイナリコードトランスジューサ１１５０は同時に駆動及びサンプリングが可能である。更に、二つのトランスジューサが重ねられているから、先の第９の実施例に比べても付加的なスペースを大きく抑制することができる。図４９では、一つの密波長受信巻線１１１４と１組の平衡ループ対１１５７のみを示しているが、第１及び第８の実施例で説明したと同様に、これらを複数個設けることもできる。
【０２６５】
図５０（ａ）〜（ｃ）は、この発明の第１２の好ましい実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１２００である。図５０（ａ）〜（ｃ）は、一般的に第１１の実施例の図４９（ａ）〜（ｃ）に対応するが、第１１の実施例では密波長トランスジューサ及びバイナリコードトランスジューサに対して共に一つのバイナリコードスケールを用いたのに対し、この第１２の実施例では、図４９（ｃ）に示すバイナリコードトランスジューサ１２５８は、図４９（ｂ）に示す密波長スケール１２２８に重ねられている。その他は、第１２の実施例は、第１１の実施例と同様であり、従って詳細な説明は省く。
【０２６６】
図５１（ａ）〜（ｃ）は、この発明の第１３の好ましい実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１３００である。この第１３の実施例は、ほぼ第１２の実施例と同様であるが、図５１（ａ）及び（ｃ）に示すように、図５０（ｃ）におけるバイナリコードスケール１２５８の磁束変調器１７０とスペース１７２に代わって、閉じた領域１３７０と閉じられない領域１３７２を持つ巻線１３７４によって形成されたバイナリコードスケール１３５８を有する。閉じた領域１３７０が磁束変調器１７０に対応し、閉じられない領域１３７２がスペース１７２に対応する。その他は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第１３の実施例と、図５０（ａ）〜（ｃ）に示す第１２の実施例と同じである。
【０２６７】
図５２は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第１３の実施例の変形例である。これは、第１３の実施例における密波長トランスジューサ１３２０の密波長スケール１３２８の各磁束変調器１７０を、ループ巻線１３７６により置き換えた密波長スケール１３１８を用いている。その以外は、図５１（ａ）〜（ｃ）に示す第１３の実施例と同じである。
【０２６８】
以上この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの実施例を説明したが、バイナリコードトランスジューサは、他の知られたトランスジューサ構成、例えば光学式エンコーダを用いて構成することができる。光学式エンコーダを用いる場合、磁束変調器１７０としては、スペースとは異なる反射率を持つ反射器を用いて、反射器を論理“１”，スペースを論理“０”に対応させればよい。この場合、読み出しヘッドは、反射器の反射率に基づいて、論理“１”，“０”を１ビットずつ検出する光検出器を含むことになる。この発明は好ましくは、密波長トランスジューサと共にバイナリコードトランスジューサを用いるが、絶対位置トランスジューサとしては、密のリニアエンコードを用いず、簡単にバイナリコードトランスジューサのみを用いてもよい。
【０２６９】
上述したように、この発明によると、高精度の位置信号を出力することができ、しかも現行のプリント回路基板技術を利用して安価に製造することができる誘導型絶対位置トランスジューサが得られる。この発明によるトランスジューサは、強磁性体やオイル，水その他の流体を含む粒子の汚染に対して強い。従って、ほとんどの仕事場やアウトドア環境においても使用することができ、しかも汚染防止のための複雑な或いは高価なシールを必要としない。
スケールと読み出しヘッドの間のギャップは、インクリメンタル測定のためには、受信可能性と高精度を保ちながら２mm程度まで大きくすることができる。バイナリコードトランスジューサはより大きなギャップとすることができる。従って、製造許容誤差は厳しくはなく、他のタイプの絶対位置トランスジューサに比べて安価に製造することができる。
【０２７０】
この発明において、読み出しヘッドは、幅及び長さに対して実質的に小さい厚みをもって作ることができる。従って、通常の絶対位置トランスジューサに比べて小さい体積で多くの用途に適用することができる。受信巻線は、能動回路により駆動されず、受動的であって、ＥＭＦを発生する。このＥＭＦを適当な解析回路により解析することにより、読み出しヘッドのスケールに対する測定軸に沿った変位を測定することができる。
この発明においては、スケールとコードトラックもまた受動的である。従って、これらは能動部分、即ち送信巻線に電気的に接続する必要がない。この結果この発明に係るトランスジューサは、他の誘導型エンコーダと異なり、ハンドツールに容易に組み込むことができる。更にこの発明は、バッテリー駆動のハンドツールに容易に組み込むことを可能とする低電力駆動回路を用いている。この発明に係るトランスジューサは、所定長さのコード語に許容される最も長い波長又は最も長い距離にわたって唯一の絶対位置を測定することが可能である。従って、電力を下げ或いはオフとした後、再度電力をオンとして、同じ位置を測定することができる。
【０２７１】
当業者であれば、この発明に係る誘導型絶対位置トランスジューサが種々の用途に組み込み可能であることが分かるであろう。即ち、特定の実施例及び具体例について説明したが、この発明の精神を逸脱しない範囲で種々の等価な変形が可能である。例えば、正弦波状受信巻線及び平衡ループ対を説明したが、所定の読み出しヘッド内で異なる位相を与えるための形状を含む種々の幾何形状を用いることが可能である。同様に、一般的に矩形である磁束変調器を説明したが、これも他の幾何形状を用い得る。その形状は、出力信号対変位の関数が非正弦波関数であって、ルックアップテーブルにモデル化できるもの、或いは他の手段でモデル化できるものであればよい。即ち、ここに述べられた位置計算式は、よく知られた信号処理技術により変形或いは置換が可能である。
【０２７２】
上に述べられた種々のセンサ要素に加えて、この発明は、しきい値検出回路に接続された一つのループを用いてバイナリコードスケール内の磁束変調器を検出するようにしたセンサ要素を用いることもできる。この場合、磁束変調器はエッジ−エッジ間距離と等しい長さをもつ。またこの発明は、２個或いはそれ以上の送信巻線を用いた例を説明したが、実質的に全ての受信巻線と全てのセンサ要素を囲むようにした一つの送信巻線を用いてもよい。
更に、バイナリコードトラックは好ましい実施例として、各コードトラック受信巻線がバイナリコード語の１ビットを出力するようにしたが、当業者であれば、コードトラック受信巻線からより高分解能測定が可能であることが分かる。この場合、各磁束変調器のサイズは種々のサイズの組から選択することができる。即ち、コードトラック受信巻線に対応する各コード語要素は、３或いはそれ以上の状態の一つを示すことができる。更に、“平衡”巻線がコードトラック受信巻線として用いられたが、簡単な不平衡ループもいくつかの条件下で用い得る。
【０２７３】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明による誘導型絶対位置トランスジューサは、高精度の位置信号を出力することができ、プリント回路基板技術を利用して安価に製造することができ、磁性体やオイル，水その他の粒子の汚染に対して強く、ほとんどの仕事場において汚染防止のための複雑高価なシールを必要としない、といった利点を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の基本検出原理を説明するための、減衰器タイプの変調器を用いたインクリメンタル型ノギスの分解斜視図である。
【図２】 図１のノギすのＡ−Ａ′断面図である
【図３】 この発明の基本検出原理を用いたインクリメンタル型読み出しヘッドの送受信巻線のレイアウトと対応する減衰器スケール要素を示す平面図である。
【図４】 図３の受信巻線の一方のループを示す平面図である。
【図５】 図４の受信巻線とスケールの重なりの様子と出力信号を示す図である。
【図６】 一つの密波長に関する出力振幅と極性の位置に対する波形を示す。
【図７】 ３スケールを持つ好ましい実施例の誘導型絶対位置トランスジューサの平面図である。
【図８】 僅かに異なる波長を持つ二つの巻線についての相対位置に対する電圧振幅及び極性を示す波形図である。
【図９】 この発明の実施例の誘導型絶対位置トランスジューサの電気回路ブロックを示す。
【図１０】 図９の回路の動作タイミング図である。
【図１１】 サンプルホールド回路部の第２の実施例の構成を示す。
【図１２】 サンプルホール回路部の第３の実施例の構成を示す。
【図１３】 サンプルホール回路部の第４の実施例の構成を示す。
【図１４】 サンプルホールド回路部の第５の実施例の構成を示す。
【図１５】 サンプルホールド回路部の第６の実施例の構成を示す。
【図１６】 誘導型絶対位置トランスジューサ２００からの受信信号を合成して、中，粗の絶対位置測定値を得る動作タイミングを示す。
【図１７】 マイクロプロセッサ２４１により実行される全体の測定ルーチンの前半を示す。
【図１８】 マイクロプロセッサ２４１により実行される全体の測定ルーチンの後半を示す。
【図１９】 図１７における密／粗測定ステップＳ１１０のより具体的なフローの前半を示す。
【図２０】 同密／粗測定ステップＳ１１０のより具体的なフローの後半を示す。
【図２１】 図１７におけるステップＳ１２０のより具体的なフローを示す。
【図２２】 図１９におけるステップＳ２００のより具体的なフローを示す。
【図２３】 この発明による誘導型絶対位置トランスジューサの第２の好ましい実施例である。
【図２４】 図２３における平衡ループ対を拡大して示す図である。
【図２５】 同実施例のスケールと出力信号を示す図である。
【図２６】 この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第３の実施例を示す。
【図２７】 同実施例のスケールと出力信号を示す図である。
【図２８】 この発明の誘導型絶対位置トランスジューサの第４の実施例を示す。
【図２９】 同実施例のバイナリコードトランスジューサとその出力を示す
。
【図３０】 同実施例での出力対コード対位置のチャートを示す。
【図３１】 読み出しヘッドに接続される信号発生処理回路の第２の好ましい実施例である。
【図３２】 同信号発生処理回路の動作タイミング図である。
【図３３】 バイナリコードスケールの好ましい第２の実施例における８ビットスケールパターンを示す。
【図３４】 同バイナリコードスケールのルックアップテーブルを示す。
【図３５】 密波長トランスジューサ４１０とバイナリコードトランスジューサ４５０を組み込んだ誘導型絶対位置トランスジューサ４００の好ましい第５の実施例である。
【図３６】 同実施例の要部を拡大して示す図である。
【図３７】 典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図３８】 典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図３９】 典型的なバイナリコードスケール４７２の一部と、８個の平衡ループ対４７０及びその平衡ループ対４７０の複数個からの出力の波形４３６を示す。
【図４０】 この発明の第６の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ６００を示す図である。
【図４１】 同実施例の各層の導体パターンを示す図である。
【図４２】 この発明の第７の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ７００を示す図である。
【図４３】 Ａ／Ｄコンバータ２４６から正規化されたディジタル出力を得るための信号処理回路７３０の好ましい実施例である。
【図４４】 図４３における高／低コード信号選択回路７３２の典型的な回路例を示す。
【図４５】 この発明の好ましい第８の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ８００を示す。
【図４６】 図４５に示すトランスジューサの変形例を示す。
【図４７】 この発明の好ましい第９の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ９００を示す。
【図４８】 この発明の好ましい第１０の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１０００を示す。
【図４９】 この発明の好ましい第１１の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１１００を示す。
【図５０】 この発明の好ましい第１２の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１２００を示す。
【図５１】 この発明の好ましい第１３の実施例による誘導型絶対位置トランスジューサ１３００を示す。
【図５２】 図５１に示す実施例の変形例を示す。
【符号の説明】
４００…誘導型絶対位置トランスジューサ、４０２…読み出しヘッド部材、４０４…スケール部材、４１０…密スケールトランスジューサ、４２０…コードトラックトランスジューサ、４１２…送信巻線、４１４，４２６…密スケール用受信巻線、４２２…コードトラック用受信巻線、４２４…正極性ループ、４２６…負極性ループ、４２７…平衡ループ対、１７０…磁束変調器、１７０…スペース。
Claims (9)
- スケール部材と、このスケール部材に対して測定軸に沿って相対移動可能に配置された読み出しヘッド部材と、前記スケール部材及び読み出しヘッド部材に備えられると共に前記読み出しヘッド部材とスケール部材の相対位置に応じた位置信号を出力するインクリメンタルトラック誘導位置トランスジューサ及び前記読み出しヘッド部材とスケール部材の絶対位置に応じた位置信号を出力するコードトラック誘導位置トランスジューサとを備えた誘導型絶対位置測定装置において、
前記インクリメンタルトラック誘導位置トランスジューサは、
前記読み出しヘッド部材に形成されたインクリメンタルトラック用送信手段と、
前記読み出しヘッド部材に形成される少なくとも一つの受信器を含むインクリメンタルトラック用受信手段と、
前記スケール部材に形成されると共に、測定軸に沿って配置された複数の磁束変調器が備えられたインクリメンタルトラックとを備え、
前記コードトラック誘導位置トランスジューサは、
前記読み出しヘッド部材に形成されたコードトラック用送信手段と、
前記読み出しヘッド部材に形成されて各組がそれぞれｎ個（ｎは正の整数）の受信器を含む少なくとも１組のコードトラック用受信手段と、
前記スケール部材に形成されると共に、測定軸に沿って分散配置された複数の領域に少なくとも一つの磁束変調器が備えられたコードトラックとを備え、
前記磁束変調器は、前記各受信器と前記インクリメンタルトラック用送信手段又は前記コードトラック用送信手段との間の誘導結合の度合いを前記スケール部材と前記読み出しヘッドとの間の相対位置に応じて変調するものであり、且つ、
前記コードトラックに備えられた磁束変調器は、測定軸に沿って一連のコード要素を形成すると共に、ｍ個の隣接するコード要素の組が唯一のコード語を形成するものであり、且つ、
前記唯一のコード語それぞれが所定の分解能で前記読み出しヘッド部材の前記スケール部材に対する絶対位置を決定し、
前記インクリメンタルトラック誘導位置トランスジューサは、前記コードトラック誘導位置トランスジューサの分解能よりも細かい分解能で前記読み出しヘッド部材の前記スケール部材に対する相対位置を決定する
ことを特徴とする誘導型絶対位置測定装置。 - コードトラックの磁束変調器として、磁束減衰器と磁束拡大器の両方又はいずれか一方を備えた
ことを特徴とする請求項１記載の誘導型絶対位置測定装置。 - コードトラック用受信手段は、第１のコードトラック用受信手段と、この第１のコードトラック用受信手段に対して測定軸方向に磁束変調器領域の１／２ピッチだけ空間的にオフセットされた第２のコードトラック用受信手段とを備えた
ことを特徴とする請求項１記載の誘導型絶対位置測定装置。 - コードトラック用送信手段に駆動信号を供給するための信号発生回路と、
コードトラック用受信手段の出力信号をサンプリングしてホールドするサンプルホールド回路と、
このサンプルホールド回路の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記信号発生回路，サンプルホールド回路及びＡ／Ｄコンバータに制御信号を供給する論理回路とを有する信号発生及び処理回路を備えた
ことを特徴とする請求項１記載の誘導型絶対位置測定装置。 - 少なくとも１組のコードトラック用受信手段は、複数組の受信器を有し、
この複数組の受信器の少なくとも一つの受信器をサンプルホールド回路に選択的に接続するスイッチを備えた
ことを特徴とする請求項４記載の誘導型絶対位置測定装置。 - 前記インクリメンタルトラック用受信手段は、第１のインクリメンタルトラック用受信手段と、この第１のインクリメンタルトラック用受信手段に対してインクリメンタルトラック用受信手段の波長の１／４だけ空間的にオフセットされた第２のインクリメンタルトラック用受信手段とを有する
ことを特徴とする請求項１記載の誘導型絶対位置測定装置。 - 各コードトラック用受信手段は、正極性巻線と負極性巻線を含む平衡ループ対を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導型絶対位置測定装置。
- 各インクリメンタルトラック受信手段は、正極性巻線と負極性巻線を含む平衡ループ対を有する
ことを特徴とする請求項１又は６に記載の誘導型絶対位置測定装置。 - 平衡ループ対は、インクリメンタルトラック用受信手段とは電気的に絶縁された状態でインクリメンタルトラック用受信手段上に重ねて配置され、且つ一つのスケール部分がコードトラックとインクリメンタルトラック部分を形成する
ことを特徴とする請求項７記載の誘導型絶対位置測定装置。
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