JPH10127058A - 圧電トランスの駆動回路 - Google Patents
圧電トランスの駆動回路Info
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- JPH10127058A JPH10127058A JP8282316A JP28231696A JPH10127058A JP H10127058 A JPH10127058 A JP H10127058A JP 8282316 A JP8282316 A JP 8282316A JP 28231696 A JP28231696 A JP 28231696A JP H10127058 A JPH10127058 A JP H10127058A
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- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
- H10N30/80—Constructional details
- H10N30/802—Drive or control circuitry or methods for piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for
- H10N30/804—Drive or control circuitry or methods for piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for for piezoelectric transformers
Abstract
(57)【要約】
【課題】圧電トランスインバータにおいて、周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どに、部品発熱を防止する。 【解決手段】圧電トランス出力電圧の過電圧を検知し、
駆動回路のデューティ比を変更する手段から構成され
る。
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どに、部品発熱を防止する。 【解決手段】圧電トランス出力電圧の過電圧を検知し、
駆動回路のデューティ比を変更する手段から構成され
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランス素子を
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に圧電トランスは、圧電材料に１次
側及び２次側の電極をつけ、１次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による２次側の発生電圧を取り出す素子である。電
磁トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
側及び２次側の電極をつけ、１次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による２次側の発生電圧を取り出す素子である。電
磁トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
【０００３】この種の圧電素子の駆動回路としては特願
平７−２６４０８１が知られている。これは図２５に示
すように、一次側電極から交流電圧を入力し圧電効果を
利用して二次側電極から出力する圧電トランス１と、こ
の圧電トランス１の一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
５と、この第１のオートトランス５の中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ７と、圧電
トランス１の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一
次側端子を電源に接続した第二のオートトランス６と、
この第二のオートトランス６の中間端子が出力端に接続
された第二のスイッチングトランジスタ８と、第一のス
イッチングトランジスタ７と第二のスイッチングトラン
ジスタ８を交互に駆動する分周回路９と、分周回路９に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路３と、圧電トラ
ンスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制
御回路１１と、駆動電圧制御回路１１に対し駆動停止信
号を発生し駆動オン，オフのデューティ制御をおこなう
とともに駆動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう
周波数制御回路に制御信号を出力する調光回路１２と、
出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御
回路に対し出力する出力電圧比較回路１０と、で構成さ
れている。
平７−２６４０８１が知られている。これは図２５に示
すように、一次側電極から交流電圧を入力し圧電効果を
利用して二次側電極から出力する圧電トランス１と、こ
の圧電トランス１の一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
５と、この第１のオートトランス５の中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ７と、圧電
トランス１の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一
次側端子を電源に接続した第二のオートトランス６と、
この第二のオートトランス６の中間端子が出力端に接続
された第二のスイッチングトランジスタ８と、第一のス
イッチングトランジスタ７と第二のスイッチングトラン
ジスタ８を交互に駆動する分周回路９と、分周回路９に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路３と、圧電トラ
ンスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制
御回路１１と、駆動電圧制御回路１１に対し駆動停止信
号を発生し駆動オン，オフのデューティ制御をおこなう
とともに駆動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう
周波数制御回路に制御信号を出力する調光回路１２と、
出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御
回路に対し出力する出力電圧比較回路１０と、で構成さ
れている。
【０００４】この構成により、電源電圧ＶＤＤが変動し
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので入力電源
電圧範囲が広くても安定した動作ができ、また圧電トラ
ンスを駆動する周波数が変化しないので変換効率の低下
を防止することができる。
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので入力電源
電圧範囲が広くても安定した動作ができ、また圧電トラ
ンスを駆動する周波数が変化しないので変換効率の低下
を防止することができる。
【０００５】次に、動作を説明する。分周回路９から出
力された逆相のクロックにより第一のスイッチングトラ
ンジスタ７と第二のスイッチングトランジスタ８が交互
にオン状態になり、第一のオートトランス５と第二のオ
ートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ７、第二のスイッチングトランジスタ８が
オフになるとチャージしていたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
力された逆相のクロックにより第一のスイッチングトラ
ンジスタ７と第二のスイッチングトランジスタ８が交互
にオン状態になり、第一のオートトランス５と第二のオ
ートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ７、第二のスイッチングトランジスタ８が
オフになるとチャージしていたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
【０００６】図１６に圧電トランス入力電圧波形Ｖｓ
１、Ｖｓ２、スイッチングトランジスタドレイン電圧波
形Ｖｄ１、Ｖｄ２を示す。これらは、圧電トランス１と
負荷２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダ
クタンスと二次側インダクタンスの合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
１、Ｖｓ２、スイッチングトランジスタドレイン電圧波
形Ｖｄ１、Ｖｄ２を示す。これらは、圧電トランス１と
負荷２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダ
クタンスと二次側インダクタンスの合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
【０００７】オートトランスを使用することにより、同
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
【０００８】発生して電圧は圧電トランス１の入力電極
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１
の形状によって決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Ｖｏが負荷２に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３
に入力される。周波数制御回路３は、分周回路９に対し
て圧電トランス１を駆動する周波数を発生し、負荷から
の帰還電流Ｉｏが所定の値になるまで駆動周波数の掃引
を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１
の形状によって決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Ｖｏが負荷２に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３
に入力される。周波数制御回路３は、分周回路９に対し
て圧電トランス１を駆動する周波数を発生し、負荷から
の帰還電流Ｉｏが所定の値になるまで駆動周波数の掃引
を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
【０００９】周波数制御回路３は図１２に示すように、
電流電圧変換回路１３、整流回路１４、比較器１５、積
分器１６、比較器１７、ＶＣＯ１８から構成されてい
る。負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路
１３で変換され、整流回路１４で直流電圧に変換され、
比較器１５に入力される。比較器１５では基準電圧Ｖｒ
ｅｆと比較され、入力電圧が小さい場合積分器１６に高
レベルの信号を出力する。積分器１６は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で上昇するよ
うに構成されていて、この出力電圧ＶＣＯ１８に入力さ
れる。ＶＣＯ１８は入力された電圧に反比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、ＶＣＯ１８の発振
周波数を分周回路９で分周し、この周波数で圧電ロラン
ス１を駆動する。よって比較器１５に基準電圧Ｖｒｅｆ
より小さい電圧が入力された場合、駆動周波数は下がり
続ける。
電流電圧変換回路１３、整流回路１４、比較器１５、積
分器１６、比較器１７、ＶＣＯ１８から構成されてい
る。負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路
１３で変換され、整流回路１４で直流電圧に変換され、
比較器１５に入力される。比較器１５では基準電圧Ｖｒ
ｅｆと比較され、入力電圧が小さい場合積分器１６に高
レベルの信号を出力する。積分器１６は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で上昇するよ
うに構成されていて、この出力電圧ＶＣＯ１８に入力さ
れる。ＶＣＯ１８は入力された電圧に反比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、ＶＣＯ１８の発振
周波数を分周回路９で分周し、この周波数で圧電ロラン
ス１を駆動する。よって比較器１５に基準電圧Ｖｒｅｆ
より小さい電圧が入力された場合、駆動周波数は下がり
続ける。
【００１０】これは図１１に示すように圧電トランス１
の駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の最も昇圧比の高い共振周波数ｆｒ
に近づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加
し、圧電トランス１の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数ｆ０において比較器１５に入力される電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき、比較器１５の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器１６の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、ＶＣＯ１８の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。
の駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の最も昇圧比の高い共振周波数ｆｒ
に近づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加
し、圧電トランス１の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数ｆ０において比較器１５に入力される電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき、比較器１５の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器１６の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、ＶＣＯ１８の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。
【００１１】負荷２が冷陰極管のとき、電源ＶＤＤを投
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器１５の
入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉ
ｏが発生しない状況がある。この状況下では比較器１５
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図１１に示す周波数ｆ２になると、積分器１６の出
力を入力する比較器１７は、基準電圧Ｖｍｉｎより大き
くなって高レベルの信号を積分器１６に対して出力す
る。積分器１６はリセットされ出力電圧は最低電圧とな
り、ＶＣＯ１８の出力は分周回路９が周波数ｆ１を出力
する状態になる。駆動周波数はｆ１から低下をし、上記
の動作を繰り返す。
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器１５の
入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉ
ｏが発生しない状況がある。この状況下では比較器１５
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図１１に示す周波数ｆ２になると、積分器１６の出
力を入力する比較器１７は、基準電圧Ｖｍｉｎより大き
くなって高レベルの信号を積分器１６に対して出力す
る。積分器１６はリセットされ出力電圧は最低電圧とな
り、ＶＣＯ１８の出力は分周回路９が周波数ｆ１を出力
する状態になる。駆動周波数はｆ１から低下をし、上記
の動作を繰り返す。
【００１２】駆動電圧制御回路１１は、図１４にしめす
ように、第一のスイッチングトランジスタ７のドレイン
電圧波形Ｖｄ１を分圧・整流回路２０で分圧、整流し、
比較器２１の非反転入力端子に入力し、反転入力端子に
ＶＣＯ１８で発生した駆動周波数の三角波Ｖｒを入力
し、その比較結果を反転させてＰチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴのゲートに入力する回路である。図１７にドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１を分圧、整流した電圧Ｖｃ、周波数制
御回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖｒ、Ｑ３ゲー
ト電圧Ｖｇ３、分周回路出力電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２、第一
のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、
第二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ
２の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が
高いと非反転入力端子電圧Ｖｃが大きくなり、比較器１
９に入力されるＶｃが大きいほどＱ３ゲート電圧Ｖｇ３
が出力される時間の比が大きい。これにより、Ｑ３ソー
ス、ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路４への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Ｖｃが小さく
なり、比較器１９に入力されるＶｃが小さいほどＱ３ゲ
ート電極Ｖｇ３が出力される時間の比が小さい。これに
より、Ｑ３ソース、ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路４への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
ように、第一のスイッチングトランジスタ７のドレイン
電圧波形Ｖｄ１を分圧・整流回路２０で分圧、整流し、
比較器２１の非反転入力端子に入力し、反転入力端子に
ＶＣＯ１８で発生した駆動周波数の三角波Ｖｒを入力
し、その比較結果を反転させてＰチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴのゲートに入力する回路である。図１７にドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１を分圧、整流した電圧Ｖｃ、周波数制
御回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖｒ、Ｑ３ゲー
ト電圧Ｖｇ３、分周回路出力電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２、第一
のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、
第二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ
２の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が
高いと非反転入力端子電圧Ｖｃが大きくなり、比較器１
９に入力されるＶｃが大きいほどＱ３ゲート電圧Ｖｇ３
が出力される時間の比が大きい。これにより、Ｑ３ソー
ス、ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路４への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Ｖｃが小さく
なり、比較器１９に入力されるＶｃが小さいほどＱ３ゲ
ート電極Ｖｇ３が出力される時間の比が小さい。これに
より、Ｑ３ソース、ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路４への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
【００１３】調光回路１２は、図２０にしめすように、
調光周波数を発振する三角波発振回路２７と直流電圧発
生回路３３と比較器２９から構成されていて、比較器２
９で直流電圧発生回路３３で発生する直流電圧と三角波
発振器２７の出力波形を比較して、デューティが可変さ
れたパルス信号を出力する。この信号は、周波数制御回
路３と駆動電圧制御回路１１に接続されており、Ｈレベ
ルの期間はＱ３をオフさせて圧電トランス１の駆動を停
止させるとともに、ＶＣＯ１８の周波数が変化しないよ
うに積分器１６の出力電圧をホールドさせる働きをす
る。
調光周波数を発振する三角波発振回路２７と直流電圧発
生回路３３と比較器２９から構成されていて、比較器２
９で直流電圧発生回路３３で発生する直流電圧と三角波
発振器２７の出力波形を比較して、デューティが可変さ
れたパルス信号を出力する。この信号は、周波数制御回
路３と駆動電圧制御回路１１に接続されており、Ｈレベ
ルの期間はＱ３をオフさせて圧電トランス１の駆動を停
止させるとともに、ＶＣＯ１８の周波数が変化しないよ
うに積分器１６の出力電圧をホールドさせる働きをす
る。
【００１４】圧電トランス１の出力電圧が過大になる場
合、圧電トランス１自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特開平８−１０７６７８が知られてい
る。これは図２６に示すように、出力電圧比較回路１０
が圧電トランス１の二次電極に接続し、出力電圧比較回
路１０は判定結果を周波数掃引発振器２２にあたえてい
る。出力電圧比較回路１０は、圧電トランス１の二次電
極に出力される電圧を分圧、整流し、これを内蔵してい
る基準電圧と比較することにより圧電トランス１の二次
電極に出力される電圧が予め設定した出力電圧を越えて
いるか否かを判定する機能を有しており、その判定を周
波数掃引発振器２２にあたえる。周波数掃引発振器２２
は、出力電圧比較回路１０の判定結果が予め設定してあ
る出力電圧を越えたと判定する場合には、周波数の掃引
方向を周波数が減少する方向から周波数が増加する方向
に反転し、周波数掃引を切り換える機能を有している。
この機能により、負荷が何らかの理由によりオープンに
なった場合圧電トランス１の駆動周波数は昇圧比の低い
状態に移行し出力電圧を減少させる。この結果、負荷イ
ンピーダンスの急増に伴う圧電トランス出力電圧急上昇
により、過振動の状態に陥るとによる圧電トランス自体
の破壊を防止している。
合、圧電トランス１自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特開平８−１０７６７８が知られてい
る。これは図２６に示すように、出力電圧比較回路１０
が圧電トランス１の二次電極に接続し、出力電圧比較回
路１０は判定結果を周波数掃引発振器２２にあたえてい
る。出力電圧比較回路１０は、圧電トランス１の二次電
極に出力される電圧を分圧、整流し、これを内蔵してい
る基準電圧と比較することにより圧電トランス１の二次
電極に出力される電圧が予め設定した出力電圧を越えて
いるか否かを判定する機能を有しており、その判定を周
波数掃引発振器２２にあたえる。周波数掃引発振器２２
は、出力電圧比較回路１０の判定結果が予め設定してあ
る出力電圧を越えたと判定する場合には、周波数の掃引
方向を周波数が減少する方向から周波数が増加する方向
に反転し、周波数掃引を切り換える機能を有している。
この機能により、負荷が何らかの理由によりオープンに
なった場合圧電トランス１の駆動周波数は昇圧比の低い
状態に移行し出力電圧を減少させる。この結果、負荷イ
ンピーダンスの急増に伴う圧電トランス出力電圧急上昇
により、過振動の状態に陥るとによる圧電トランス自体
の破壊を防止している。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特願平
７−２６４０８１、特開平８−１０７６７８による従来
の技術には、次の問題点がある。第一の問題点は、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のイピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
時などには、２位相駆動回路の反転時に電磁トランス一
次側電流ピーク値が増加し、第一のオートトランス５、
第一のスイッチングトランジスタ１７、第二のオートト
ランス６、第二のスイッチングトランジスタ１８が発熱
してしまうことである。
７−２６４０８１、特開平８−１０７６７８による従来
の技術には、次の問題点がある。第一の問題点は、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のイピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
時などには、２位相駆動回路の反転時に電磁トランス一
次側電流ピーク値が増加し、第一のオートトランス５、
第一のスイッチングトランジスタ１７、第二のオートト
ランス６、第二のスイッチングトランジスタ１８が発熱
してしまうことである。
【００１６】その理由は、２位相駆動回路反転時に流れ
る電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大する。そ
して、上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または
長時間続くことにある。
る電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大する。そ
して、上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または
長時間続くことにある。
【００１７】周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、比較器１５の入力電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉｏが発生しな
い場合、比較器１５の出力は高レベルのままとなり駆動
周波数は低下する。圧電トランス１は出力インピーダン
スが高く、その出力電圧の大きさは負荷インピーダンス
に依存するので、上述のような状態では負荷インピーダ
ンスは高い状態なので、圧電トランス１の出力電圧は大
きい。図１１に示す周波数ｆ３になると、出力電圧比較
回路１０が出力する。積分器１６はリセットされ出力電
圧は最低電圧となり、ＶＣＯ１８の出力は分周回路９が
周波数ｆ１を出力する状態になる。駆動周波数はｆ１か
ら低下する。上記の一連の動作を永久または長時間繰り
返す。
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、比較器１５の入力電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉｏが発生しな
い場合、比較器１５の出力は高レベルのままとなり駆動
周波数は低下する。圧電トランス１は出力インピーダン
スが高く、その出力電圧の大きさは負荷インピーダンス
に依存するので、上述のような状態では負荷インピーダ
ンスは高い状態なので、圧電トランス１の出力電圧は大
きい。図１１に示す周波数ｆ３になると、出力電圧比較
回路１０が出力する。積分器１６はリセットされ出力電
圧は最低電圧となり、ＶＣＯ１８の出力は分周回路９が
周波数ｆ１を出力する状態になる。駆動周波数はｆ１か
ら低下する。上記の一連の動作を永久または長時間繰り
返す。
【００１８】駆動周波数ｆ１の周波数を出力する瞬間、
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１は図
２４に示す波形となる。Ｖｄ２も同じ電圧波形となる。
これは、Ｖｄ１，Ｖｄ２は図１１に示す周波数ｆ０で、
圧電トランス１と負荷２の等価入力容量と、電磁トラン
スの一次側インダクタンスと、二次側インダクタンスの
合計のインダクタンスによって電圧共振波形にして、圧
電トランス１の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる
正弦波の半波となるように設定しているので、図２４に
示すように、駆動周波数が共振周波数ｆ０より高くなる
ほど、１周期の時間が短くなるためゼロスイッチング直
前の電圧が高くなる。このため、ゼロスイッチングの瞬
間に過大な電流が流れる。よって、駆動周波数が高いほ
ど、分周回路９が反転する瞬間に第一のオートトランス
５、第一のスイッチングトランジスタ１７、第二のオー
トトランス６、第二のスイッチングトランジスタ１８に
流れる電流ピーク値が増加する。駆動周波数の掃引が永
久または長時間繰り返される場合、駆動周波数がｆ０よ
りも遥かに高い周波数ｆ１付近の通過を繰り返し、部品
が発熱する。
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１は図
２４に示す波形となる。Ｖｄ２も同じ電圧波形となる。
これは、Ｖｄ１，Ｖｄ２は図１１に示す周波数ｆ０で、
圧電トランス１と負荷２の等価入力容量と、電磁トラン
スの一次側インダクタンスと、二次側インダクタンスの
合計のインダクタンスによって電圧共振波形にして、圧
電トランス１の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる
正弦波の半波となるように設定しているので、図２４に
示すように、駆動周波数が共振周波数ｆ０より高くなる
ほど、１周期の時間が短くなるためゼロスイッチング直
前の電圧が高くなる。このため、ゼロスイッチングの瞬
間に過大な電流が流れる。よって、駆動周波数が高いほ
ど、分周回路９が反転する瞬間に第一のオートトランス
５、第一のスイッチングトランジスタ１７、第二のオー
トトランス６、第二のスイッチングトランジスタ１８に
流れる電流ピーク値が増加する。駆動周波数の掃引が永
久または長時間繰り返される場合、駆動周波数がｆ０よ
りも遥かに高い周波数ｆ１付近の通過を繰り返し、部品
が発熱する。
【００１９】第二の問題点は、積分器１６がリセットさ
れ出力電圧が最高電圧となった時の駆動周波数ｆ１の設
定を低い周波数にシフトさせることが設計的に困難だと
いうことである。理由は、帰還電流Ｉｏを同じ値に設定
しても、負荷の種類やその使用環境や経時によるインピ
ーダンスの違いにより、帰還電流Ｉｏを安定して流す駆
動周波数ｆ０の値が違うことである。また、負荷である
冷陰極管の輝度をどの程度に設定するかによって帰還電
流Ｉｏの設定値がかわるので、負荷インピーダンスが固
定でも駆動周波数は変わる。以上を考慮して、その全て
の条件下における駆動周波数を、ＶＣＯ１８が発生する
駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。
れ出力電圧が最高電圧となった時の駆動周波数ｆ１の設
定を低い周波数にシフトさせることが設計的に困難だと
いうことである。理由は、帰還電流Ｉｏを同じ値に設定
しても、負荷の種類やその使用環境や経時によるインピ
ーダンスの違いにより、帰還電流Ｉｏを安定して流す駆
動周波数ｆ０の値が違うことである。また、負荷である
冷陰極管の輝度をどの程度に設定するかによって帰還電
流Ｉｏの設定値がかわるので、負荷インピーダンスが固
定でも駆動周波数は変わる。以上を考慮して、その全て
の条件下における駆動周波数を、ＶＣＯ１８が発生する
駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。
【００２０】周波数制御回路３の動作は、積分器１６が
リセットされ出力電圧が最低電圧となった時の周波数ｆ
１から周波数を下げていき、比較器１５に入力される電
圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき出力周波数が
一定になり、圧電トランス１が一定の周波数で駆動され
る。従って周波数ｆ１は、上述したように負荷のインピ
ーダンスや輝度設定によりわかる駆動周波数のどれより
も高い周波数に設定しなければ、管が安定した点灯をし
ない。
リセットされ出力電圧が最低電圧となった時の周波数ｆ
１から周波数を下げていき、比較器１５に入力される電
圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき出力周波数が
一定になり、圧電トランス１が一定の周波数で駆動され
る。従って周波数ｆ１は、上述したように負荷のインピ
ーダンスや輝度設定によりわかる駆動周波数のどれより
も高い周波数に設定しなければ、管が安定した点灯をし
ない。
【００２１】上述の第一の問題点の解決はｆ１を低い周
波数へ移動させるものであり、第二の問題点の解決はｆ
１を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
波数へ移動させるものであり、第二の問題点の解決はｆ
１を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
【００２２】本発明の目的は、これらの課題を解決し、
周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダ
ンスが高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープ
ン状態時などに、第一のオートトランス、第一のスイッ
チングトランジスタ、第二のオートトランス、第二のス
イッチングトランジスタの発熱を低減させた圧電トラン
スの駆動回路を提供することにある。
周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダ
ンスが高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープ
ン状態時などに、第一のオートトランス、第一のスイッ
チングトランジスタ、第二のオートトランス、第二のス
イッチングトランジスタの発熱を低減させた圧電トラン
スの駆動回路を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明の圧電トランスの
駆動回路の構成は第一に、出力インピーダンスが高く動
作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピ
ーダンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次
側電極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次
側に出力する圧電トランス（図１の１）と、この圧電ト
ランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側
端子を電源に接続した第一のオートトランス（図１の
５）と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ（図１の
７）と、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオートトラ
ンス（図１の６）と、この第二のオートトランスの中間
端子が出力端に接続された第二のスイッチングトランジ
スタ（図１の８）と、第一のスイッチングトランジスタ
と第二のスイッチングトランジスタを交互に駆動する分
周回路（図１の９）と、分周回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路（図１の３）と、圧電トランスを駆
動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制御回路
（図１の１１）と、駆動電圧制御回路に対し駆動停止信
号を発生しデューティ制御をおこなうとともに駆動停止
の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう周波数制御回路に
制御信号を出力する調光回路（図１の１２）と、出力の
過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御回路に
対し出力するとともに調光回路にデューティ比変更の制
御信号を出力する出力電圧比較回路（図１の１０）を有
することを特徴とする。
駆動回路の構成は第一に、出力インピーダンスが高く動
作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピ
ーダンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次
側電極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次
側に出力する圧電トランス（図１の１）と、この圧電ト
ランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側
端子を電源に接続した第一のオートトランス（図１の
５）と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ（図１の
７）と、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオートトラ
ンス（図１の６）と、この第二のオートトランスの中間
端子が出力端に接続された第二のスイッチングトランジ
スタ（図１の８）と、第一のスイッチングトランジスタ
と第二のスイッチングトランジスタを交互に駆動する分
周回路（図１の９）と、分周回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路（図１の３）と、圧電トランスを駆
動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制御回路
（図１の１１）と、駆動電圧制御回路に対し駆動停止信
号を発生しデューティ制御をおこなうとともに駆動停止
の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう周波数制御回路に
制御信号を出力する調光回路（図１の１２）と、出力の
過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御回路に
対し出力するとともに調光回路にデューティ比変更の制
御信号を出力する出力電圧比較回路（図１の１０）を有
することを特徴とする。
【００２４】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【００２５】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【００２６】第二に、出力インピーダンスが高く動作が
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス（図３の１）と、この圧電トランスの
一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側端子を電
源に接続した第一のオートトランス（図３の５）と、こ
の第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続した
第一のスイッチングトランジスタ（図３の７）と、圧電
トランスの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第二のオートトランス（図３の
６）と、この第二のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第二のスイッチングトランジスタ（図３の
８）と、第一のスイッチングトランジスタと第二のスイ
ッチングトランジスタを交互に駆動する分周制御回路
（図３の４４）と、分周制御回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路（図３の３）と、分周制御回路に対
し駆動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとと
もに駆動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう周波
数制御回路に制御信号を出力する調光回路（図３の１
２）と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周
波数制御回路に対し出力するとともに調光回路にデュー
ティ比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路（図
３の１０）を有することを特徴とする。
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス（図３の１）と、この圧電トランスの
一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側端子を電
源に接続した第一のオートトランス（図３の５）と、こ
の第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続した
第一のスイッチングトランジスタ（図３の７）と、圧電
トランスの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第二のオートトランス（図３の
６）と、この第二のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第二のスイッチングトランジスタ（図３の
８）と、第一のスイッチングトランジスタと第二のスイ
ッチングトランジスタを交互に駆動する分周制御回路
（図３の４４）と、分周制御回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路（図３の３）と、分周制御回路に対
し駆動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとと
もに駆動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう周波
数制御回路に制御信号を出力する調光回路（図３の１
２）と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周
波数制御回路に対し出力するとともに調光回路にデュー
ティ比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路（図
３の１０）を有することを特徴とする。
【００２７】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【００２８】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【００２９】第三に、出力インピーダンスが高く動作が
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側電
極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に
出力する圧電トランス（図６の１）と、この圧電トラン
スの一次側電極の一方と電源間に接続したコイル（図６
の６４）と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタ（図６
の７）と、この圧電トランスの一次側電極の他方の電源
間に接続したコイル（図６の６５）と、圧電トランスの
一次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチン
グトランジスタ（図６の８）と、第一のスイッチングト
ランジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に
駆動する分周回路（図６の９）と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路（図６の３）と、圧電ト
ランスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧
制御回路（図６の１１）と、駆動電圧制御回路に対し駆
動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとともに
駆動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう周波数制
御回路に制御信号を出力する調光回路（図６の１２）
と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数
制御回路に対し出力するとともに調光回路にデューティ
比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路（図６の
１０）を有することを特徴とする。
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側電
極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に
出力する圧電トランス（図６の１）と、この圧電トラン
スの一次側電極の一方と電源間に接続したコイル（図６
の６４）と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタ（図６
の７）と、この圧電トランスの一次側電極の他方の電源
間に接続したコイル（図６の６５）と、圧電トランスの
一次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチン
グトランジスタ（図６の８）と、第一のスイッチングト
ランジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に
駆動する分周回路（図６の９）と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路（図６の３）と、圧電ト
ランスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧
制御回路（図６の１１）と、駆動電圧制御回路に対し駆
動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとともに
駆動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう周波数制
御回路に制御信号を出力する調光回路（図６の１２）
と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数
制御回路に対し出力するとともに調光回路にデューティ
比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路（図６の
１０）を有することを特徴とする。
【００３０】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【００３１】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【００３２】第四に、出力インピーダンスが高く動作が
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス（図８の１）と、この圧電トランスの
一次側電極の一方と電源間に正続したコイル（図８の６
４）と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ（図８の
７）と、この圧電トランスの一次側電極の他方と電源間
に接続したコイル（図８の６５）と、圧電トランスの一
次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチング
トランジスタ（図８の８）と、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周制御回路（図８の４４）と、分周制御回路に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路（図８の３）
と、分周制御回路に対し駆動停止信号を発生し駆動しデ
ューティ制御をおこなうとともに駆動停止の間ＶＣＯの
周波数が変化しないよう周波数制御回路に制御信号を出
力する調光回路（図８の１２）と、出力の過電圧を検知
した場合リセット信号を周波数制御回路に対し出力する
とともに調光回路にデューティ比変更の制御信号を出力
する出力電圧比較回路（図８の１０）を有することを特
徴とする。
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス（図８の１）と、この圧電トランスの
一次側電極の一方と電源間に正続したコイル（図８の６
４）と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ（図８の
７）と、この圧電トランスの一次側電極の他方と電源間
に接続したコイル（図８の６５）と、圧電トランスの一
次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチング
トランジスタ（図８の８）と、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周制御回路（図８の４４）と、分周制御回路に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路（図８の３）
と、分周制御回路に対し駆動停止信号を発生し駆動しデ
ューティ制御をおこなうとともに駆動停止の間ＶＣＯの
周波数が変化しないよう周波数制御回路に制御信号を出
力する調光回路（図８の１２）と、出力の過電圧を検知
した場合リセット信号を周波数制御回路に対し出力する
とともに調光回路にデューティ比変更の制御信号を出力
する出力電圧比較回路（図８の１０）を有することを特
徴とする。
【００３３】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【００３４】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【００３５】圧電トランスは出力インピーダンスが高く
動作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
動作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
【００３６】本発明によって、出力の過電圧を検知した
場合、デューティ比切り換え信号を調光回路に対しに出
力する出力電圧比較回路を有することにより、常温時冷
陰極管を負荷として駆動しているデューティ比と、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態
時などのデューティ比の切り換えが可能となる。図１０
に示すように、駆動回路のデューティ比を変えて、オン
時間の比率を小さくすれば、圧電トランスを駆動する時
間的比率が小さくなり、第一のオートトランス、第一の
スイッチングトランジスタ、第二のオートトランス、第
二のスイッチングトランジスタに過大な電流が流れてい
る時間的比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時など
の、第一のオートトランス、第一のスイッチングトラン
ジスタ、第二のオートトランス、第二のスイッチングト
ランジスタの発熱を低減させることができる。
場合、デューティ比切り換え信号を調光回路に対しに出
力する出力電圧比較回路を有することにより、常温時冷
陰極管を負荷として駆動しているデューティ比と、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態
時などのデューティ比の切り換えが可能となる。図１０
に示すように、駆動回路のデューティ比を変えて、オン
時間の比率を小さくすれば、圧電トランスを駆動する時
間的比率が小さくなり、第一のオートトランス、第一の
スイッチングトランジスタ、第二のオートトランス、第
二のスイッチングトランジスタに過大な電流が流れてい
る時間的比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時など
の、第一のオートトランス、第一のスイッチングトラン
ジスタ、第二のオートトランス、第二のスイッチングト
ランジスタの発熱を低減させることができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】図１は本発明による第１の実施の
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、１は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回
路、４は昇圧回路、５，６はオートトランス、７，８は
スイッチングトランジスタ、９は分周回路、１０は出力
電圧比較回路、１１は駆動電圧制御回路、１２は調光回
路である。図１２は周波数制御回路３の詳細図、図１３
は出力電圧比較回路１０の詳細図、図１４は駆動電圧制
御回路１１の詳細図、図１５は調光回路１２の詳細図で
ある。
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、１は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回
路、４は昇圧回路、５，６はオートトランス、７，８は
スイッチングトランジスタ、９は分周回路、１０は出力
電圧比較回路、１１は駆動電圧制御回路、１２は調光回
路である。図１２は周波数制御回路３の詳細図、図１３
は出力電圧比較回路１０の詳細図、図１４は駆動電圧制
御回路１１の詳細図、図１５は調光回路１２の詳細図で
ある。
【００３８】圧電トランス１は、板状の圧電セラミクス
に一次側電極と二次側電極を形成し一次側電極は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった３次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出すものである。この圧電トランス１は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
に一次側電極と二次側電極を形成し一次側電極は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった３次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出すものである。この圧電トランス１は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
【００３９】圧電トランス１の一次側電極の一方には、
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第一の
オートトランス５と、この第一のオートトランス５の中
間端子を出力端に接続した第一のスイッチングトランジ
スタ７と、圧電トランス１の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオート
トランス６と、この第二のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第二のスイッチングトランジスタ８
が接続されている。分周回路９から出力された逆相のク
ロックによって、第一のスイッチングトランジスタ７と
第二のスイッチングトランジスタ８が交互にオン状態に
なる。この第一のオートトランス５、第一のスイッチン
グトランジスタ７、第二のオートトランス６、第二のス
イッチングトランジスタ８、分周回路９で昇圧回路を構
成している。
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第一の
オートトランス５と、この第一のオートトランス５の中
間端子を出力端に接続した第一のスイッチングトランジ
スタ７と、圧電トランス１の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオート
トランス６と、この第二のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第二のスイッチングトランジスタ８
が接続されている。分周回路９から出力された逆相のク
ロックによって、第一のスイッチングトランジスタ７と
第二のスイッチングトランジスタ８が交互にオン状態に
なる。この第一のオートトランス５、第一のスイッチン
グトランジスタ７、第二のオートトランス６、第二のス
イッチングトランジスタ８、分周回路９で昇圧回路を構
成している。
【００４０】周波数制御回路３は分周回路９に対し駆動
信号を出力する機能、駆動電圧制御回路１１は第一のス
イッチングトランジスタドレイン電圧ピーク値を一定に
制御する機能を有している。周囲温度が低いなどの理由
により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態
や、断線等による負荷オープン状態などは、負荷のイン
ピーダンスは高いので、同じ駆動周波数では１００ＫΩ
前後のインピーダンスをもつ冷陰極管が接続されている
場合よりも圧電トランス１の出力電圧は大きい。出力電
圧比較回路１０は圧電トランス１の破壊防止のため、出
力の過電圧を検知した場合周波数制御回路３に対しリセ
ット信号を出力するとともに、調光回路１２にデューテ
ィ比変更の制御信号を出力する機能を有している。
信号を出力する機能、駆動電圧制御回路１１は第一のス
イッチングトランジスタドレイン電圧ピーク値を一定に
制御する機能を有している。周囲温度が低いなどの理由
により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態
や、断線等による負荷オープン状態などは、負荷のイン
ピーダンスは高いので、同じ駆動周波数では１００ＫΩ
前後のインピーダンスをもつ冷陰極管が接続されている
場合よりも圧電トランス１の出力電圧は大きい。出力電
圧比較回路１０は圧電トランス１の破壊防止のため、出
力の過電圧を検知した場合周波数制御回路３に対しリセ
ット信号を出力するとともに、調光回路１２にデューテ
ィ比変更の制御信号を出力する機能を有している。
【００４１】次に、本発明による第１の実施の形態の各
ブロックの動作について説明する。分周回路９から出力
された逆相のクロックによって、第一のスイッチングト
ランジスタ７と第二のスイッチングトランジスタ８が交
互にオン状態になり第一のオートトランス５と第二のオ
ートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ７、第二のスイッチングトランジスタ８が
オフ状態になるとチャージしたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
第一のスイッチングトランジスタ７のドレインに発生す
る電圧Ｖｄ１、第二のスイッチングトランジスタ８のド
レインに発生する電圧Ｖｄ２は、電源電圧ＶＤＤ［Ｖ］
の約３倍のピーク電圧になる。このＶｄ１、Ｖｄ２は、
第一のオートトランス５の二次側と第二のオートトラン
ス６の二次側で、その巻線比Ｎに比例した電圧に変換さ
れて、圧電トランス１の一次側電極に入力される。図１
６に示す圧電トランス入力電圧波形Ｖｓ１、Ｖｓ２と、
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、Ｖ
ｄ２は、図１１に示す周波数ｆ０において、圧電トラン
ス１と負荷２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側
インダクタンスと二次側インダクタンスの合計のインダ
クタンスによって電圧共振波形にして、圧電トランス１
の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波
に設定する。
ブロックの動作について説明する。分周回路９から出力
された逆相のクロックによって、第一のスイッチングト
ランジスタ７と第二のスイッチングトランジスタ８が交
互にオン状態になり第一のオートトランス５と第二のオ
ートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ７、第二のスイッチングトランジスタ８が
オフ状態になるとチャージしたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
第一のスイッチングトランジスタ７のドレインに発生す
る電圧Ｖｄ１、第二のスイッチングトランジスタ８のド
レインに発生する電圧Ｖｄ２は、電源電圧ＶＤＤ［Ｖ］
の約３倍のピーク電圧になる。このＶｄ１、Ｖｄ２は、
第一のオートトランス５の二次側と第二のオートトラン
ス６の二次側で、その巻線比Ｎに比例した電圧に変換さ
れて、圧電トランス１の一次側電極に入力される。図１
６に示す圧電トランス入力電圧波形Ｖｓ１、Ｖｓ２と、
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、Ｖ
ｄ２は、図１１に示す周波数ｆ０において、圧電トラン
ス１と負荷２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側
インダクタンスと二次側インダクタンスの合計のインダ
クタンスによって電圧共振波形にして、圧電トランス１
の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波
に設定する。
【００４２】周波数制御回路３は図１２に示すように電
流電圧変換回路１３、整流回路１４、比較器１５、積分
器１６、比較器１７、ＶＣＯ１８から構成されている。
負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路１３
でその抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、
整流回路１４で直流電圧に変換され、比較器１５に入力
される。この比較器１５では基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器１６の放電経路を遮
断する信号を積分器１６に対して出力する。積分器１６
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はＶＣＯ１８に入力される。ＶＣＯ１８は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器で、この周波数を分周回路９によって分周し、
ＶＣＯ１８の発振周波数の半分の周波数で圧電トランス
１を駆動する。よって、比較器１５に基準電圧Ｖｒｅｆ
より小さい電圧が入力された場合、圧電トランス１の駆
動周波数は下がり続ける。これは図１１に示すように圧
電トランス１の駆動周波数がｆ１から下がるように設定
されているので、圧電トランス１の共振周波数ｆｒに近
づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加し圧電
トランス１の出力電流が時間的に増加する。
流電圧変換回路１３、整流回路１４、比較器１５、積分
器１６、比較器１７、ＶＣＯ１８から構成されている。
負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路１３
でその抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、
整流回路１４で直流電圧に変換され、比較器１５に入力
される。この比較器１５では基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器１６の放電経路を遮
断する信号を積分器１６に対して出力する。積分器１６
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はＶＣＯ１８に入力される。ＶＣＯ１８は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器で、この周波数を分周回路９によって分周し、
ＶＣＯ１８の発振周波数の半分の周波数で圧電トランス
１を駆動する。よって、比較器１５に基準電圧Ｖｒｅｆ
より小さい電圧が入力された場合、圧電トランス１の駆
動周波数は下がり続ける。これは図１１に示すように圧
電トランス１の駆動周波数がｆ１から下がるように設定
されているので、圧電トランス１の共振周波数ｆｒに近
づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加し圧電
トランス１の出力電流が時間的に増加する。
【００４３】分周回路９の発振周波数掃引範囲の上限周
波数ｆ１と下限周波数ｆ２は、ＶＣＯ１８回路内の抵抗
とコンデンサの定数で決定される。分周回路９は出力電
圧Ｖｇ１，Ｖｇ２の２つの相反した出力端子をもつブロ
ックである。周波数制御回路３のＶＣＯ１８の出力電圧
を入力し、このパルスが入力されるたびに、２つの出力
電圧は反転を繰り返す。
波数ｆ１と下限周波数ｆ２は、ＶＣＯ１８回路内の抵抗
とコンデンサの定数で決定される。分周回路９は出力電
圧Ｖｇ１，Ｖｇ２の２つの相反した出力端子をもつブロ
ックである。周波数制御回路３のＶＣＯ１８の出力電圧
を入力し、このパルスが入力されるたびに、２つの出力
電圧は反転を繰り返す。
【００４４】図１４に駆動電圧制御回路１１の詳細図を
示す。駆動電圧制御回路１１は、図１４ににしめすよう
に、第一のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１を分圧・整流回路２０で分圧，整流し、比較
器１９の非反転入力端子に入力し、反転入力端子にＶＣ
Ｏ１８で発生した駆動周波数の２倍の周波数の三角波Ｖ
ｒを入力し、その比較結果をＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴのゲートに入力する回路である。図１７にドレイン
電圧波形Ｖｄ１を分圧，整流した電圧Ｖｃ、周波数制御
回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖｒ、Ｑ３ゲート
電圧Ｖｇ３、分周回路出力電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２、第一の
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、第
二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ２
の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が高
いと非反転入力端子圧電Ｖｃが大きくなり、比較器１９
に入力されるＶｃが大きいほどＱ３ゲート電圧Ｖｇ３が
出力される時間の比が大きい。これにより、Ｑ３ソー
ス，ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路４への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Ｖｃが小さく
なり、比較器１９に入力されるＶｃが小さいほどＱ３ゲ
ート電圧Ｖｇ３が出力される時間の比が小さい。これに
より、Ｑ３ソース，ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路４への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
示す。駆動電圧制御回路１１は、図１４ににしめすよう
に、第一のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１を分圧・整流回路２０で分圧，整流し、比較
器１９の非反転入力端子に入力し、反転入力端子にＶＣ
Ｏ１８で発生した駆動周波数の２倍の周波数の三角波Ｖ
ｒを入力し、その比較結果をＰチャネルパワーＭＯＳＦ
ＥＴのゲートに入力する回路である。図１７にドレイン
電圧波形Ｖｄ１を分圧，整流した電圧Ｖｃ、周波数制御
回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖｒ、Ｑ３ゲート
電圧Ｖｇ３、分周回路出力電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２、第一の
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、第
二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ２
の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が高
いと非反転入力端子圧電Ｖｃが大きくなり、比較器１９
に入力されるＶｃが大きいほどＱ３ゲート電圧Ｖｇ３が
出力される時間の比が大きい。これにより、Ｑ３ソー
ス，ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路４への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Ｖｃが小さく
なり、比較器１９に入力されるＶｃが小さいほどＱ３ゲ
ート電圧Ｖｇ３が出力される時間の比が小さい。これに
より、Ｑ３ソース，ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路４への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
【００４５】出力電圧比較回路１０は図１３に示すよう
に分圧回路２４、整流回路２５、比較回路２６から構成
される。圧電トランス殿１の二次側電極から出力される
Ｖｏが分圧回路２４でその抵抗比に分圧され、整流回路
２５で直流電圧に変換され、比較回路２６に入力され
る。比較回路２６では基準電圧Ｖｍａｘと比較され、入
力電圧が大きい場合２つの信号Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力す
る。出力信号Ｖｐ１は、周波数制御回路３の積分器１６
をリセットする信号である。積分器１６の出力電圧は最
低電圧となる。出力信号Ｖｐ２は時定数をもった出力
で、比較回路２６の出力が一度高レベルになると、積分
器１６の出力が最低電圧から最高電圧になるまでに要す
る時間と同じ長さの間出力を続ける。また、分圧回路２
４の抵抗比の設定は、これ以上大きくなると圧電トラン
ス１の特性劣化を発生する出力電圧Ｖｏが、整流回路２
５通過後、基準電圧Ｖｍａｘと等しくなるようにする。
に分圧回路２４、整流回路２５、比較回路２６から構成
される。圧電トランス殿１の二次側電極から出力される
Ｖｏが分圧回路２４でその抵抗比に分圧され、整流回路
２５で直流電圧に変換され、比較回路２６に入力され
る。比較回路２６では基準電圧Ｖｍａｘと比較され、入
力電圧が大きい場合２つの信号Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力す
る。出力信号Ｖｐ１は、周波数制御回路３の積分器１６
をリセットする信号である。積分器１６の出力電圧は最
低電圧となる。出力信号Ｖｐ２は時定数をもった出力
で、比較回路２６の出力が一度高レベルになると、積分
器１６の出力が最低電圧から最高電圧になるまでに要す
る時間と同じ長さの間出力を続ける。また、分圧回路２
４の抵抗比の設定は、これ以上大きくなると圧電トラン
ス１の特性劣化を発生する出力電圧Ｖｏが、整流回路２
５通過後、基準電圧Ｖｍａｘと等しくなるようにする。
【００４６】調光回路１２は、図１５にしめすように、
調光周波数を発振する三角波発振回路２７と、比較器２
９と、定電流源２８と、調光用ボリュウム３０と、調光
用ボリュウム３０に並列接続される固定抵抗３１と、ス
イッチ３２から構成されている。三角波発振回路２７を
図１８にしめす。三角波発振回路２７は、定電流源４２
と、定電流源４２の２倍の電流を流す能力のある定電流
源４０がコンデンサ４３に電荷をチャージ又は放出させ
て出力値をきめる。この出力である三角波は、圧電トラ
ンスの駆動周波数よりも遥かに小さい周波数を設定す
る。比較器３９の反転入力端子電圧値と出力値である比
較器３９の非反転入力端子電圧とのタイミングチャート
を図１９にしめす。三角波の最高値はＶｒｅｆの値で決
定され、三角波の最低値はＶｒｅｆと分圧抵抗３５，３
６の値で決定される。
調光周波数を発振する三角波発振回路２７と、比較器２
９と、定電流源２８と、調光用ボリュウム３０と、調光
用ボリュウム３０に並列接続される固定抵抗３１と、ス
イッチ３２から構成されている。三角波発振回路２７を
図１８にしめす。三角波発振回路２７は、定電流源４２
と、定電流源４２の２倍の電流を流す能力のある定電流
源４０がコンデンサ４３に電荷をチャージ又は放出させ
て出力値をきめる。この出力である三角波は、圧電トラ
ンスの駆動周波数よりも遥かに小さい周波数を設定す
る。比較器３９の反転入力端子電圧値と出力値である比
較器３９の非反転入力端子電圧とのタイミングチャート
を図１９にしめす。三角波の最高値はＶｒｅｆの値で決
定され、三角波の最低値はＶｒｅｆと分圧抵抗３５，３
６の値で決定される。
【００４７】図１５において、定電流源２８から流出す
る電流は抵抗３０を経てグランドへ流れ込む。この時そ
の抵抗値により比較器２９へ入力される電圧が決定され
る。この電圧と三角波発振器２７の出力の出力波形を比
較器２９で比較して、デューティが可変されたパルス信
号を出力する。この信号は、周波数制御回路３と駆動電
圧制御回路１１に接続されており、Ｈレベルの期間はＱ
３をオフさせて圧電トランス１の駆動を停止させるとと
もに、ＶＣＯ１８の周波数が変化しないように積分器１
６の出力電圧をホールドさせる働きをする。調光用ボリ
ュウム３０の抵抗値を変化させることにより比較器２９
に入力される電圧が変化し、比較器２９出力のデューテ
ィ比も変化する。スイッチ３２は、出力電圧比較回路１
０の出力Ｖｐ２により、オン、オフの制御がされるスイ
ッチで、Ｖｐ２がＨレベルの時にスイッチはオンの状態
となる。
る電流は抵抗３０を経てグランドへ流れ込む。この時そ
の抵抗値により比較器２９へ入力される電圧が決定され
る。この電圧と三角波発振器２７の出力の出力波形を比
較器２９で比較して、デューティが可変されたパルス信
号を出力する。この信号は、周波数制御回路３と駆動電
圧制御回路１１に接続されており、Ｈレベルの期間はＱ
３をオフさせて圧電トランス１の駆動を停止させるとと
もに、ＶＣＯ１８の周波数が変化しないように積分器１
６の出力電圧をホールドさせる働きをする。調光用ボリ
ュウム３０の抵抗値を変化させることにより比較器２９
に入力される電圧が変化し、比較器２９出力のデューテ
ィ比も変化する。スイッチ３２は、出力電圧比較回路１
０の出力Ｖｐ２により、オン、オフの制御がされるスイ
ッチで、Ｖｐ２がＨレベルの時にスイッチはオンの状態
となる。
【００４８】次に、本発明による第一の実施の形態の回
路全体の動作について説明する。圧電トランス入力電圧
Ｖｓ１、Ｖｓ２は圧電トランス１の入力電極に交互に入
力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動電圧として
圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１の形状によ
って決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次側電極から
出力される。この電圧Ｖｏが負荷に印加され、負荷を流
れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３に入力され
る。周波数制御回路３は、分周回路９に対して圧電トラ
ンス１を駆動する周波数を発生する。この駆動周波数は
ｆ１から一定の割合で低下し、駆動周波数ｆ０において
比較器１５に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大
きくなり、比較器１５は積分器１６に対し、放電経路を
復帰させる信号を出力する。これにより、積分器１６の
出力信号は放電経路が復帰する直前の電圧を保ったまま
になり、ＶＣＯ１８の出力周波数が一定になり圧電トラ
ンス１が一定の周波数で駆動される。
路全体の動作について説明する。圧電トランス入力電圧
Ｖｓ１、Ｖｓ２は圧電トランス１の入力電極に交互に入
力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動電圧として
圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１の形状によ
って決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次側電極から
出力される。この電圧Ｖｏが負荷に印加され、負荷を流
れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３に入力され
る。周波数制御回路３は、分周回路９に対して圧電トラ
ンス１を駆動する周波数を発生する。この駆動周波数は
ｆ１から一定の割合で低下し、駆動周波数ｆ０において
比較器１５に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大
きくなり、比較器１５は積分器１６に対し、放電経路を
復帰させる信号を出力する。これにより、積分器１６の
出力信号は放電経路が復帰する直前の電圧を保ったまま
になり、ＶＣＯ１８の出力周波数が一定になり圧電トラ
ンス１が一定の周波数で駆動される。
【００４９】圧電トランス１が一定の周波数で駆動され
はじめた後、冷陰極管のインピーダンス変動等何らかの
原因により帰還電流Ｉｏが変動し、比較器１５の入力電
圧が基準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる場合、比較器１５
の出力は、積分器１６の放電経路を遮断する信号を出力
し駆動周波数は低下する。周波数ｆ２になると、積分器
１６の出力を入力する比較器１７は、基準電圧Ｖｍｉｎ
より大きくなって、積分器１６に対してリセット信号を
出力する。積分器１６はリセットされ、出力電圧は最低
電圧となり、ＶＣＯ１８はｆ１の周波数を出力する状態
になり、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比
較器１５の入力電圧がＶｒｅｆの電圧と同じ大きさにな
る周波数が見つかった場合には、積分器１６の出力電圧
はその電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１８の出力周波
数が一定になる。
はじめた後、冷陰極管のインピーダンス変動等何らかの
原因により帰還電流Ｉｏが変動し、比較器１５の入力電
圧が基準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる場合、比較器１５
の出力は、積分器１６の放電経路を遮断する信号を出力
し駆動周波数は低下する。周波数ｆ２になると、積分器
１６の出力を入力する比較器１７は、基準電圧Ｖｍｉｎ
より大きくなって、積分器１６に対してリセット信号を
出力する。積分器１６はリセットされ、出力電圧は最低
電圧となり、ＶＣＯ１８はｆ１の周波数を出力する状態
になり、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比
較器１５の入力電圧がＶｒｅｆの電圧と同じ大きさにな
る周波数が見つかった場合には、積分器１６の出力電圧
はその電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１８の出力周波
数が一定になる。
【００５０】周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが高いので圧電トランス１の出力電圧
Ｖｏが大きく、周波数ｆ３において出力電圧比較回路１
０の比較回路２６に入力される電圧が基準電圧Ｖｍａｘ
より大きくなりＶｐ１，Ｖｐ２が出力される。Ｖｐ１の
出力により周波数はｆ１に戻る。Ｖｐ２の出力によりス
イッチ３２はオン状態となり、定電流源２８から放出さ
れる電流は調光用ボリュウム３０と固定抵抗３１に分流
される。よって比較器２９の入力直流電圧Ｖｂは、Ｖｐ
２が入力されずスイッチ３２がオフしていたときより
も、Ｖｐ２が入力されスイッチ３２がオンしたときのほ
うが低い電圧となる。三角波発振回路２７の出力Ｖｔは
Ｖｐ２のレベルに関わらないので、Ｖｐ２がＨレベルの
ときのほうが、調光回路１２出力はＨレベルの時間比が
大きく、Ｑ３のソース，ドレイン間がオフしている時間
の比が大きくなる。また調光回路１２の出力は周波数制
御回路３にも接続されていて、駆動回路を停止させてい
る期間はＶＣＯ１８の周波数をホールドさせる。駆動回
路が再び動作をはじめるとき停止する直前のＶＣＯ周波
数から低下をはじめるように制御させる。この関係を図
１０にしめす。Ｖｐ２は、比較回路２の出力が一度高レ
ベルになると、積分器１６の出力が最低電圧から最高電
圧になるまでに要する時間と同じ長さの間出力を続ける
時定数をもった出力なので、過電圧周囲温度が低いなど
の理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しな
い状態や、断線等による負荷オープン状態時などの状態
が続いている限りこの状態が保持される。
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが高いので圧電トランス１の出力電圧
Ｖｏが大きく、周波数ｆ３において出力電圧比較回路１
０の比較回路２６に入力される電圧が基準電圧Ｖｍａｘ
より大きくなりＶｐ１，Ｖｐ２が出力される。Ｖｐ１の
出力により周波数はｆ１に戻る。Ｖｐ２の出力によりス
イッチ３２はオン状態となり、定電流源２８から放出さ
れる電流は調光用ボリュウム３０と固定抵抗３１に分流
される。よって比較器２９の入力直流電圧Ｖｂは、Ｖｐ
２が入力されずスイッチ３２がオフしていたときより
も、Ｖｐ２が入力されスイッチ３２がオンしたときのほ
うが低い電圧となる。三角波発振回路２７の出力Ｖｔは
Ｖｐ２のレベルに関わらないので、Ｖｐ２がＨレベルの
ときのほうが、調光回路１２出力はＨレベルの時間比が
大きく、Ｑ３のソース，ドレイン間がオフしている時間
の比が大きくなる。また調光回路１２の出力は周波数制
御回路３にも接続されていて、駆動回路を停止させてい
る期間はＶＣＯ１８の周波数をホールドさせる。駆動回
路が再び動作をはじめるとき停止する直前のＶＣＯ周波
数から低下をはじめるように制御させる。この関係を図
１０にしめす。Ｖｐ２は、比較回路２の出力が一度高レ
ベルになると、積分器１６の出力が最低電圧から最高電
圧になるまでに要する時間と同じ長さの間出力を続ける
時定数をもった出力なので、過電圧周囲温度が低いなど
の理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しな
い状態や、断線等による負荷オープン状態時などの状態
が続いている限りこの状態が保持される。
【００５１】従って、本発明による圧電トランスの駆動
回路によれば、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極
管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等に
よる負荷オープン状態時などの状態で圧電トランス１を
駆動する場合、圧電トランス１の出力電圧が過電圧であ
ることを検知し、駆動回路への入力デューティが小さく
なり、第一のオートトランス５、第一のスイッチングト
ランジスタ７、第二のオートトランス６、第二のスイッ
チングトランジスタ８に単位時間当たりに流れる電流量
を減少させこれらの部品発熱を低減することができる。
回路によれば、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極
管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等に
よる負荷オープン状態時などの状態で圧電トランス１を
駆動する場合、圧電トランス１の出力電圧が過電圧であ
ることを検知し、駆動回路への入力デューティが小さく
なり、第一のオートトランス５、第一のスイッチングト
ランジスタ７、第二のオートトランス６、第二のスイッ
チングトランジスタ８に単位時間当たりに流れる電流量
を減少させこれらの部品発熱を低減することができる。
【００５２】図２は本発明による第２の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、９は分周回路、１０は出力電圧比較回路、
１１は駆動電圧制御回路１、１２は調光回路である。図
２による実施の形態は、出力電圧比較回路１０から直流
電圧発生回路を制御する出力Ｖｐ２が削除され、新たな
出力Ｖｐ３が調光回路１２の三角波発振回路２７を制御
している点を除いては図１と同じである。この時の調光
回路１２のブロック図を図２０にしめし、三角波発振回
路２７の回路図を図２１にしめす。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、９は分周回路、１０は出力電圧比較回路、
１１は駆動電圧制御回路１、１２は調光回路である。図
２による実施の形態は、出力電圧比較回路１０から直流
電圧発生回路を制御する出力Ｖｐ２が削除され、新たな
出力Ｖｐ３が調光回路１２の三角波発振回路２７を制御
している点を除いては図１と同じである。この時の調光
回路１２のブロック図を図２０にしめし、三角波発振回
路２７の回路図を図２１にしめす。
【００５３】次に、本発明による第２の実施の形態の動
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路３
の比較器１５の出力は積分器１６の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数ｆ３において出力電圧比較回路１０が過電圧を検
知した場合、Ｖｐ１，Ｖｐ３を出力する。Ｖｐ１の出力
により積分器１６はリセットされ積分器１の出力電圧は
最低電圧となりＶＣＯ１８の出力は分周回路９が周波数
ｆ１を出力する状態となる。この周波数ｆ１から再び駆
動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰り
返す。Ｖｐ３は第１の実施の形態におけるＶｐ２と全く
同じ出力信号である。三角波発振回路２７のスイッチ３
８は、Ｖｐ３の出力がＬレベルのときオン、Ｈレベルの
ときオフされるように設定してある。
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路３
の比較器１５の出力は積分器１６の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数ｆ３において出力電圧比較回路１０が過電圧を検
知した場合、Ｖｐ１，Ｖｐ３を出力する。Ｖｐ１の出力
により積分器１６はリセットされ積分器１の出力電圧は
最低電圧となりＶＣＯ１８の出力は分周回路９が周波数
ｆ１を出力する状態となる。この周波数ｆ１から再び駆
動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰り
返す。Ｖｐ３は第１の実施の形態におけるＶｐ２と全く
同じ出力信号である。三角波発振回路２７のスイッチ３
８は、Ｖｐ３の出力がＬレベルのときオン、Ｈレベルの
ときオフされるように設定してある。
【００５４】図１９に示すように三角波発振回路２７の
出力の三角波の最低電圧はＲ３４とＲ３５の分圧比で決
定されるため、スイッチ３８がオフすることにより、三
角波の最低電圧は大きくなる。スイッチ３８がオンの場
合とオフの場合のＶｂとＶｔの関係、比較器２９出力デ
ューティ比、駆動回路入力デューティ比、Ｖｏ、ＶＣＯ
１８の出力周波数を図２２にしめす。スイッチ３８がオ
フすることにより、駆動回路のデューティ比が小さくな
り、第一のオートトランス５、第一のスイッチングトラ
ンジスタ７、第二のオートトランス６、第二のスイッチ
ングトランジスタ８に単位時間当たりに流れる電流量を
減少させこれらの部品発熱を低減することができる。ス
イッチ３２オン時、三角波発振回路２７の発振周波数は
高くなるが、この間は、負荷となる冷陰極管が不点灯ま
たは点滅状態なので調光周波数が変化しても実用上問題
ない。
出力の三角波の最低電圧はＲ３４とＲ３５の分圧比で決
定されるため、スイッチ３８がオフすることにより、三
角波の最低電圧は大きくなる。スイッチ３８がオンの場
合とオフの場合のＶｂとＶｔの関係、比較器２９出力デ
ューティ比、駆動回路入力デューティ比、Ｖｏ、ＶＣＯ
１８の出力周波数を図２２にしめす。スイッチ３８がオ
フすることにより、駆動回路のデューティ比が小さくな
り、第一のオートトランス５、第一のスイッチングトラ
ンジスタ７、第二のオートトランス６、第二のスイッチ
ングトランジスタ８に単位時間当たりに流れる電流量を
減少させこれらの部品発熱を低減することができる。ス
イッチ３２オン時、三角波発振回路２７の発振周波数は
高くなるが、この間は、負荷となる冷陰極管が不点灯ま
たは点滅状態なので調光周波数が変化しても実用上問題
ない。
【００５５】図３は本発明による第３の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較
回路、１２は調光回路である。この実施の形態は、分周
回路が分周制御回路４４に置き換わり、比較器２９の出
力信号でデューティ制御される回路が駆動電圧制御回路
から分周制御回路４４に変更され、駆動電圧制御回路が
削除された点を除いては図１と同じである。この時の分
周制御回路４４を図２３にしめす。従来の分周回路９の
２つの出力にそれぞれスイッチ４５，４６が接続された
ものである。スイッチ４５，４６は、Ｌレベルの信号が
入力されたときにオン、Ｈレベルの信号が入力されたと
きにオフとなる。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較
回路、１２は調光回路である。この実施の形態は、分周
回路が分周制御回路４４に置き換わり、比較器２９の出
力信号でデューティ制御される回路が駆動電圧制御回路
から分周制御回路４４に変更され、駆動電圧制御回路が
削除された点を除いては図１と同じである。この時の分
周制御回路４４を図２３にしめす。従来の分周回路９の
２つの出力にそれぞれスイッチ４５，４６が接続された
ものである。スイッチ４５，４６は、Ｌレベルの信号が
入力されたときにオン、Ｈレベルの信号が入力されたと
きにオフとなる。
【００５６】図３の回路は駆動電圧制御回路がにため、
ＶＤＤの電圧が高くなるほど圧電トランス１に入力され
る電圧が大きくなる。よって昇圧比の小さい周波数即ち
高い駆動周波数で駆動される。Ｖｄ１，Ｖｄ２は図１１
に示す周波数ｆ０で、圧電トランス１と負荷２の等価入
力容量と、電磁トランスの一次側インダクタンスと、二
次側インダクタンスの合計のインダクタンスによって電
圧共振波形にして、圧電トランス１の共振周期の半分の
時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるように設定し
ている。従って図２４に示すように、駆動周波数が共振
周波数ｆ０より高くなるほど、１周期の時間が短くなる
ためゼロスイッチング直前の電圧が高くなり、ゼロスイ
ッチングの瞬間に過大な電流が流れる。これはＶｄ１，
Ｖｄ２ともに同じ電圧波形となる。よって分周制御回路
４４が反転する瞬間に第一のオートトランス５、第一の
スイッチングトランジスタ１７、第二のオートトランス
６、第二のスイッチングトランジスタ１８に流れる電流
ピーク値が増加し、部品発熱を発生させ、熱として電力
を消費されるため圧電トランス駆動回路の変換効率が低
下する。また圧電トランス自体の変換効率も共振周波数
ｆｒより駆動周波数が高くなるほど低下する。以上のこ
とより、図３の回路はＶＤＤを大きくすると圧電トラン
スの駆動周波数が高くなり、発熱をおこし、変換効率が
低下するのでＶＤＤの可変範囲を広くとることはできな
い。しかし共振周波数ｆｒ付近で圧電トランスを駆動す
るときには、駆動電圧制御回路での消費電力が無いので
高効率の駆動回路が実現でき、回路の簡素化も図れると
いう特徴がある。
ＶＤＤの電圧が高くなるほど圧電トランス１に入力され
る電圧が大きくなる。よって昇圧比の小さい周波数即ち
高い駆動周波数で駆動される。Ｖｄ１，Ｖｄ２は図１１
に示す周波数ｆ０で、圧電トランス１と負荷２の等価入
力容量と、電磁トランスの一次側インダクタンスと、二
次側インダクタンスの合計のインダクタンスによって電
圧共振波形にして、圧電トランス１の共振周期の半分の
時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるように設定し
ている。従って図２４に示すように、駆動周波数が共振
周波数ｆ０より高くなるほど、１周期の時間が短くなる
ためゼロスイッチング直前の電圧が高くなり、ゼロスイ
ッチングの瞬間に過大な電流が流れる。これはＶｄ１，
Ｖｄ２ともに同じ電圧波形となる。よって分周制御回路
４４が反転する瞬間に第一のオートトランス５、第一の
スイッチングトランジスタ１７、第二のオートトランス
６、第二のスイッチングトランジスタ１８に流れる電流
ピーク値が増加し、部品発熱を発生させ、熱として電力
を消費されるため圧電トランス駆動回路の変換効率が低
下する。また圧電トランス自体の変換効率も共振周波数
ｆｒより駆動周波数が高くなるほど低下する。以上のこ
とより、図３の回路はＶＤＤを大きくすると圧電トラン
スの駆動周波数が高くなり、発熱をおこし、変換効率が
低下するのでＶＤＤの可変範囲を広くとることはできな
い。しかし共振周波数ｆｒ付近で圧電トランスを駆動す
るときには、駆動電圧制御回路での消費電力が無いので
高効率の駆動回路が実現でき、回路の簡素化も図れると
いう特徴がある。
【００５７】また、図３の回路は、出力デューティオフ
の期間は、調光回路１２から分周制御回路４４にも信号
が出力され、スイッチ４５，４６がオフとなり、第一の
スイッチングトランジスタ７，第二のスイッチングトラ
ンジスタ８のゲートへの電圧が印加されなくなり、各ス
イッチングトランジスタのドレインソース間がオフとな
り、圧電トランス１の駆動が停止する。
の期間は、調光回路１２から分周制御回路４４にも信号
が出力され、スイッチ４５，４６がオフとなり、第一の
スイッチングトランジスタ７，第二のスイッチングトラ
ンジスタ８のゲートへの電圧が印加されなくなり、各ス
イッチングトランジスタのドレインソース間がオフとな
り、圧電トランス１の駆動が停止する。
【００５８】次に、本発明による第３の実施の形態の動
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路３
の比較器１５の出力は積分器１６の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数ｆ３において出力電圧比較回路１０が過電圧を検
知した場合、Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力する。Ｖｐ１の出力
により積分器１６はリセットされ積分器１６の出力電圧
は最低電圧となりＶＣＯ１８の出力は分周回路９が周波
数ｆ１を出力する状態となる。この周波数ｆ１から再び
駆動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰
り返す。またＶｐ２の出力により図１０にしめすように
直流電圧発生回路３３の出力Ｖｂが小さくなり、駆動回
路のデューティが小さくなり第一一のオートトランス
５、第一のスイッチングトランジスタ７、第二のオート
トランス６、第二のスイッチングトランジスタ８に単位
時間当たりに流れる電流量を減少させこれらの部品発熱
を低減することができる。
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路３
の比較器１５の出力は積分器１６の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数ｆ３において出力電圧比較回路１０が過電圧を検
知した場合、Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力する。Ｖｐ１の出力
により積分器１６はリセットされ積分器１６の出力電圧
は最低電圧となりＶＣＯ１８の出力は分周回路９が周波
数ｆ１を出力する状態となる。この周波数ｆ１から再び
駆動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰
り返す。またＶｐ２の出力により図１０にしめすように
直流電圧発生回路３３の出力Ｖｂが小さくなり、駆動回
路のデューティが小さくなり第一一のオートトランス
５、第一のスイッチングトランジスタ７、第二のオート
トランス６、第二のスイッチングトランジスタ８に単位
時間当たりに流れる電流量を減少させこれらの部品発熱
を低減することができる。
【００５９】図４は本発明による第４の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較
回路、１２は調光回路である。図４による実施の形態
は、出力電圧比較回路１０から直流電圧発生回路を制御
する出力Ｖｐ２が削除され、新たな出力Ｖｐ３が調光回
路１２の三角波発振回路２７を制御している点を除いて
は図３と同じである。この時の調光回路１２のブロック
図を図２０にしめし、三角波発振回路２７の回路図を図
２１にしめす。駆動回路デューティ比変更は図２２にし
めすように、出力電圧比較回路１０が過電圧を検知した
場合制御信号を出力し、三角波発振回路２７の出力三角
波の最低電圧を大きくする手段である。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較
回路、１２は調光回路である。図４による実施の形態
は、出力電圧比較回路１０から直流電圧発生回路を制御
する出力Ｖｐ２が削除され、新たな出力Ｖｐ３が調光回
路１２の三角波発振回路２７を制御している点を除いて
は図３と同じである。この時の調光回路１２のブロック
図を図２０にしめし、三角波発振回路２７の回路図を図
２１にしめす。駆動回路デューティ比変更は図２２にし
めすように、出力電圧比較回路１０が過電圧を検知した
場合制御信号を出力し、三角波発振回路２７の出力三角
波の最低電圧を大きくする手段である。
【００６０】図５は本発明による第５の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較
回路、１１は駆動電圧制御回路、１２は調光回路であ
る。図５による実施の形態は、図１，図２，図３，図４
の実施の形態を寄せ集めたもので、出力電圧比較回路１
０が過電圧を検知した場合、直流電圧発生回路３３の出
力電圧Ｖｂを小さくするとともに三角波発振回路２７の
出力電圧の最低値を大きくして駆動回路のデューティ比
を小さくする手段を特徴とする。また駆動回路の停止時
には、駆動電圧制御回路１１と分周制御回路４４をとも
に停止させることを特徴とする。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチングト
ランジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較
回路、１１は駆動電圧制御回路、１２は調光回路であ
る。図５による実施の形態は、図１，図２，図３，図４
の実施の形態を寄せ集めたもので、出力電圧比較回路１
０が過電圧を検知した場合、直流電圧発生回路３３の出
力電圧Ｖｂを小さくするとともに三角波発振回路２７の
出力電圧の最低値を大きくして駆動回路のデューティ比
を小さくする手段を特徴とする。また駆動回路の停止時
には、駆動電圧制御回路１１と分周制御回路４４をとも
に停止させることを特徴とする。
【００６１】図６は本発明による第６の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、９は分周回路、１０は出力電圧比較回路、１１
は駆動電圧制御回路、１２は調光回路である。図６によ
る実施の形態はオートトランスがコイル６４，６５に置
き換わった点をのぞいては図１と同じである。オートト
ランスをコイルに変更することにより、同じＶＤＤでは
圧電トランス１に入力できる電圧が小さくなるため、低
いＶＤＤでは圧電トランス１を駆動することが可能にな
るが、回路の簡素化には有効な手段である。デューティ
比変更の手段も図１の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、９は分周回路、１０は出力電圧比較回路、１１
は駆動電圧制御回路、１２は調光回路である。図６によ
る実施の形態はオートトランスがコイル６４，６５に置
き換わった点をのぞいては図１と同じである。オートト
ランスをコイルに変更することにより、同じＶＤＤでは
圧電トランス１に入力できる電圧が小さくなるため、低
いＶＤＤでは圧電トランス１を駆動することが可能にな
るが、回路の簡素化には有効な手段である。デューティ
比変更の手段も図１の回路と同一である。
【００６２】図７は本発明による第７の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、９は分周回路、１０は出力電圧比較回路、１１
は駆動電圧制御回路、１２は調光回路である。図７によ
る実施の形態はオートトランスがコイル６４，６５に置
き換わった点をのぞいては図２と同じである。デューテ
ィ比変更の手段も図２の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、９は分周回路、１０は出力電圧比較回路、１１
は駆動電圧制御回路、１２は調光回路である。図７によ
る実施の形態はオートトランスがコイル６４，６５に置
き換わった点をのぞいては図２と同じである。デューテ
ィ比変更の手段も図２の回路と同一である。
【００６３】図８は本発明による第８の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較回
路、１２は調光回路である。図８による実施の形態はオ
ートトランスがコイル６４，６５に置き換わった点をの
ぞいては図３と同じである。デューティ比変更の手段も
図３の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較回
路、１２は調光回路である。図８による実施の形態はオ
ートトランスがコイル６４，６５に置き換わった点をの
ぞいては図３と同じである。デューティ比変更の手段も
図３の回路と同一である。
【００６４】図９は本発明による第９の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較回
路、１２は調光回路である。図９による実施の形態はオ
ートトランスがコイル６４，６５に置き換わった点をの
ぞいては図４と同じである。デューティ比変更の手段も
図４の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、１は圧電ト
ランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧回
路、６４，６５はコイル、７，８はスイッチングトラン
ジスタ、４４は分周制御回路、１０は出力電圧比較回
路、１２は調光回路である。図９による実施の形態はオ
ートトランスがコイル６４，６５に置き換わった点をの
ぞいては図４と同じである。デューティ比変更の手段も
図４の回路と同一である。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように本発明の圧電トラン
スの駆動回路によれば、周囲温度が低いなどの理由によ
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断
線等による負荷オープン状態時などに第一のオートトラ
ンス５、第一のスイッチングトランジスタ１７、第二の
オートトランス６、第二のスイッチングトランジスタ１
の発熱を低減できることである。
スの駆動回路によれば、周囲温度が低いなどの理由によ
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断
線等による負荷オープン状態時などに第一のオートトラ
ンス５、第一のスイッチングトランジスタ１７、第二の
オートトランス６、第二のスイッチングトランジスタ１
の発熱を低減できることである。
【００６６】その理由は、本発明によって、出力の過電
圧を検知した場合、デューティ比切り換え信号を調光回
路に対し出力する出力電圧比較回路を有することによ
り、常温時冷陰極管を負荷として駆動しているデューテ
ィ比と、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイ
ンピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷
オープン状態時などのデューティ比の切り換えが可能と
なり、駆動回路のデューティ比を変えて、オン時間の比
率を小さくすれば、第一のオートトランス、第一スイッ
チングトランジスタ、第二オートトランス、第二のスイ
ッチングトランジスタに過大な電流が流れている時間的
比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低いなどの
理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない
状態や、断線等による負荷オープン状態時などの、第一
のオートトランス、第一のスイッチングトランジスタ、
第二のオートトランス、第二のスイッチングトランジス
タの発熱を低減させることができる。
圧を検知した場合、デューティ比切り換え信号を調光回
路に対し出力する出力電圧比較回路を有することによ
り、常温時冷陰極管を負荷として駆動しているデューテ
ィ比と、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイ
ンピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷
オープン状態時などのデューティ比の切り換えが可能と
なり、駆動回路のデューティ比を変えて、オン時間の比
率を小さくすれば、第一のオートトランス、第一スイッ
チングトランジスタ、第二オートトランス、第二のスイ
ッチングトランジスタに過大な電流が流れている時間的
比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低いなどの
理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない
状態や、断線等による負荷オープン状態時などの、第一
のオートトランス、第一のスイッチングトランジスタ、
第二のオートトランス、第二のスイッチングトランジス
タの発熱を低減させることができる。
【図１】本発明による第１の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図２】本発明による第２の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図３】本発明による第３の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図４】本発明による第４の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図５】本発明による第５の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図６】本発明による第６の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図７】本発明による第７の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図８】本発明による第８の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図９】本発明による第９の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図１０】（ａ）〜（ｅ）は図１の動作を説明するタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図１１】周波数制御回路の動作を説明する特性図であ
る。
る。
【図１２】図１の周波数制御回路のブロック図である。
【図１３】図１の出力電圧比較回路のブロック図であ
る。
る。
【図１４】図１の駆動電圧制御回路のブロック図であ
る。
る。
【図１５】図１の調光回路のブロック図である。
【図１６】（ａ）〜（ｄ）は図１の第１の実施の形態の
電磁トランスの電圧波形図である。
電磁トランスの電圧波形図である。
【図１７】（ａ）〜（ｆ）は駆動電圧制御回路の動作を
説明するタイミングチャートである。
説明するタイミングチャートである。
【図１８】図１の三角波発振回路のブロック図である。
【図１９】三角波発振回路の動作を説明するタイミング
チャートである。
チャートである。
【図２０】図２の調光回路のブロック図である。
【図２１】図２の三角波発振回路の回路図である。
【図２２】（ａ）〜（ｅ）は図２の動作を説明するタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図２３】図３の分周制御回路のブロック図である。
【図２４】（ａ）〜（ｆ）は第一のスイッチングトラン
ジスタドレイン電圧波形である。
ジスタドレイン電圧波形である。
【図２５】従来例のブロック図である。
【図２６】従来例のブロック図である。
１ 圧電トランス ２ 負荷 ３ 周波数制御回路 ４ 昇圧回路 ５ 第一のオートトランス ６ 第二のオートトランス ７ 第一のスイッチングトランジスタ ８ 第二のスイッチングトランジスタ ９ 分周回路 １０ 出力電圧比較回路 １１ 駆動電圧制御回路 １２ 調光回路 １３ 電流電圧変換回路 １４，２５ 整流回路 １５，１７，１９，２９，３９ 比較器 １６ 積分器 １８ ＶＣＯ ２０ 分圧・整流回路 ２１ 負荷電流比較回路 ２２ 周波数掃引発振器 ２３ 駆動回路 ２４ 分圧回路 ２６ 比較回路 ２７ 三角波発振回路 ２８，４０，４２ 定電流源 ３０ 可変抵抗器 ３１ 固定抵抗 ３２，３７，３８，４１，４５，４６ スイッチ ３３ 直流電圧発生回路 ３４，３５，３６ 固定抵抗 ４３ コンデンサ ４４ 分周制御回路
Claims (6)
- 【請求項１】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端に接
続した第一のスイッチングトランジスタと、電圧トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第二のオートトランスと、この第二の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第二の
スイッチングトランジスタと、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周回路と、分周回路に対し駆動信号を出力する
周波数制御回路と、圧電トランスを駆動するピーク電圧
を一定に制御する駆動電圧制御回路と、駆動電圧制御回
路に対し駆動停止信号を発生しデューティ制御をおこな
うとともに駆動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよ
う周波数制御回路に制御信号を出力する調光回路と、出
力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御回
路に対し出力するとともに調光回路にデューティ比変更
の制御信号を出力する出力電圧比較回路とを有すること
を特徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項２】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端に接
続した第一のスイッチングトランジスタと、電圧トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第二のオートトランスと、この第二の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第二の
スイッチングトランジスタと、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周回路と、分周回路に対し駆動信号を出力する
周波数制御回路と、分周回路に対し駆動停止信号を発生
しデューティ制御をおこなうとともに駆動停止の間ＶＣ
Ｏの周波数が変化しないよう周波数制御回路に制御信号
を出力する調光回路と、出力の過電圧を検知した場合リ
セット信号を周波数制御回路に対し出力するとともに調
光回路にデューティ比変更の制御信号を出力する出力電
圧比較回路とを有することを特徴とする圧電トランスの
駆動回路。 - 【請求項３】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方と電源間に接続し
たコイルと、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタと、こ
の圧電トランスの一次側電極の他方と電源間に接続した
コイルと、圧電トランスの一次側電極の他方を出力端に
接続した第二のスイッチングトランジスタと、第一のス
イッチングトランジスタと第二のスイッチングトランジ
スタを交互に駆動する分周回路と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路と、圧電トランスを駆動
するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制御回路と、
駆動電圧制御回路に対し駆動停止信号を発生しデューテ
ィ制御をおこなうとともに駆動停止の間ＶＣＯの周波数
が変化しないよう周波数制御回路に制御信号を出力する
調光回路と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号
を周波数制御回路に対し出力するとともに調光回路にデ
ューティ比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路
とを有することを特徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項４】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方と電源間に接続し
たコイルと、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタと、こ
の圧電トランスの一次側電極の他方と電源間に接続した
コイルと、圧電トランスの一次側電極の他方を出力端に
接続した第二のスイッチングトランジスタと、第一のス
イッチングトランジスタと第二のスイッチングトランジ
スタを交互に駆動する分周回路と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路と、分周回路に対し駆動
停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとともに駆
動停止の間ＶＣＯの周波数が変化しないよう周波数制御
回路に制御信号を出力する調光回路と、出力の過電圧を
検知した場合リセット信号を周波数制御回路に対し出力
するとともに調光回路にデューティ比変更の制御信号を
出力する出力電圧比較回路とを有することを特徴とする
圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項５】 前記出力電圧比較回路出力信号による調
光回路でのデューティ比を変更するのに、比較器に入力
される直流電圧値を変化させることを特徴とする請求項
１から４記載の圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項６】 前記出力電圧比較回路出力信号による調
光回路でのデューティ比を変更するのに、比較器に入力
される三角波最低電圧値を変化させることを特徴とする
請求項１から４記載の圧電トランスの駆動回路。
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