JPH09266447A - 語長変換装置及びデータ処理装置 - Google Patents
語長変換装置及びデータ処理装置Info
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- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/3031—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path
- H03M7/3033—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path, e.g. with distributed feedforward inputs
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタルデータに所定のデータ処理を施す
場合において、処理出力の精度の低下を招くことなく、
語長を元に戻すことができるとともに、本来の信号成分
のレベルが、ΔΣ変調器の最大入力レベルより小さい限
り、この信号成分のレベルを上げることができるように
する。 【解決手段】 ΔΣ変調により得られた１ビットのディ
ジタル音声データＤＤ１は、乗算器１３により、レベル
調整係数ＬＤを乗算される。これにより、レベルを調整
されたディジタル音声データ信号ＤＤ２が得られる。こ
の乗算出力は、低域通過型のΔΣ変調器１４によりΔΣ
変調される。これにより、語長が元に戻されたディジタ
ル音声データＤＤ３が得られる。この場合、ディジタル
音声データＤＤ２に含まれる高周波ノイズＨＮは、ΔΣ
変調器１４により除去される。
場合において、処理出力の精度の低下を招くことなく、
語長を元に戻すことができるとともに、本来の信号成分
のレベルが、ΔΣ変調器の最大入力レベルより小さい限
り、この信号成分のレベルを上げることができるように
する。 【解決手段】 ΔΣ変調により得られた１ビットのディ
ジタル音声データＤＤ１は、乗算器１３により、レベル
調整係数ＬＤを乗算される。これにより、レベルを調整
されたディジタル音声データ信号ＤＤ２が得られる。こ
の乗算出力は、低域通過型のΔΣ変調器１４によりΔΣ
変調される。これにより、語長が元に戻されたディジタ
ル音声データＤＤ３が得られる。この場合、ディジタル
音声データＤＤ２に含まれる高周波ノイズＨＮは、ΔΣ
変調器１４により除去される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルデータ
の語長を変換するための語長変換装置に関する。また、
本発明は、ディジタルデータと所定の演算データとの演
算を行うことにより、ディジタルデータに所定の処理を
施すデータ処理装置に関する。
の語長を変換するための語長変換装置に関する。また、
本発明は、ディジタルデータと所定の演算データとの演
算を行うことにより、ディジタルデータに所定の処理を
施すデータ処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、音声信号のディジタル符号化方式
として、Δ−Σ変調方式が注目されている。このΔ−Σ
変調方式は、アナログの音声データのサンプリング出力
と過去の変換出力とを演算して符号化することにより、
アナログの音声データを語長が例えば１ビットのディジ
タル音声データに変換するものである。
として、Δ−Σ変調方式が注目されている。このΔ−Σ
変調方式は、アナログの音声データのサンプリング出力
と過去の変換出力とを演算して符号化することにより、
アナログの音声データを語長が例えば１ビットのディジ
タル音声データに変換するものである。
【０００３】ところで、このΔΣ変調により得られた１
ビットのディジタル音声データに対しても、通常の直線
量子化等により得られた例えば１６ビットのディジタル
音声データと同様に、レベルの調整処理を施す必要があ
る場合がある。
ビットのディジタル音声データに対しても、通常の直線
量子化等により得られた例えば１６ビットのディジタル
音声データと同様に、レベルの調整処理を施す必要があ
る場合がある。
【０００４】１ビットのディジタル音声データのレベル
を調整する方法としては、１６ビットのディジタル音声
データのレベルを調整する場合と同様に、１ビットのデ
ィジタル音声データにレベル調整用の係数（レベル調整
用のデータ）を乗算する方法が考えられる。
を調整する方法としては、１６ビットのディジタル音声
データのレベルを調整する場合と同様に、１ビットのデ
ィジタル音声データにレベル調整用の係数（レベル調整
用のデータ）を乗算する方法が考えられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成では、レベル調整後のディジタル音声データの
精度が大きく低下するという問題点があった。
うな構成では、レベル調整後のディジタル音声データの
精度が大きく低下するという問題点があった。
【０００６】すなわち、ディジタル音声データにレベル
調整係数を乗算すると、桁上げによって語長が増加す
る。したがって、レベル調整後のディジタルデータの語
長を本来の語長に戻すためには、語長が変化した分だ
け、下位ビットを削除する必要がある。
調整係数を乗算すると、桁上げによって語長が増加す
る。したがって、レベル調整後のディジタルデータの語
長を本来の語長に戻すためには、語長が変化した分だ
け、下位ビットを削除する必要がある。
【０００７】しかしながら、下位ビットを削除すると、
ディジタル音声データの精度が低下する。この場合であ
って、１６ビットのディジタル音声データであれば、ビ
ット数が多いので、精度の低下はあまり問題にならな
い。
ディジタル音声データの精度が低下する。この場合であ
って、１６ビットのディジタル音声データであれば、ビ
ット数が多いので、精度の低下はあまり問題にならな
い。
【０００８】これに対し、１ビットのディジタル音声デ
ータは、ビット数が少ないので、下位ビットを削除する
と、精度が大幅に低下する。例えば、１ビットのディジ
タル音声データに１６ビットのレベル調整係数を乗算す
る場合は、この乗算出力の下位１６ビットを削除しなけ
ればならないので、レベル調整後のデータの精度が大幅
に低下する。
ータは、ビット数が少ないので、下位ビットを削除する
と、精度が大幅に低下する。例えば、１ビットのディジ
タル音声データに１６ビットのレベル調整係数を乗算す
る場合は、この乗算出力の下位１６ビットを削除しなけ
ればならないので、レベル調整後のデータの精度が大幅
に低下する。
【０００９】なお、このような問題は、１ビットのディ
ジタル音声データにレベル調整処理を施す場合だけでな
く、直流オフセット成分を除去するための処理や周波数
特性を変更するための処理を施す場合にも生じる。これ
は、このような処理を施す場合であっても、１ビットの
ディジタル音声データに直流オフセット成分を除去する
ためのデータや周波数特性を変更するためのデータを加
算するといった演算を行わなければならないからであ
る。
ジタル音声データにレベル調整処理を施す場合だけでな
く、直流オフセット成分を除去するための処理や周波数
特性を変更するための処理を施す場合にも生じる。これ
は、このような処理を施す場合であっても、１ビットの
ディジタル音声データに直流オフセット成分を除去する
ためのデータや周波数特性を変更するためのデータを加
算するといった演算を行わなければならないからであ
る。
【００１０】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
もので、その課題は、１ビットデータのように、ビット
数の少ないディジタルデータと所定の演算データとを演
算することにより、ディジタルデータに所定のデータ処
理を施す場合において、処理出力の精度の低下を招くこ
となく、語長を元に戻すことができるとともに、本来の
信号成分のレベルを下げるだけでなく、上げることも可
能な語長変換装置及びデータ処理装置を提供することに
ある。
もので、その課題は、１ビットデータのように、ビット
数の少ないディジタルデータと所定の演算データとを演
算することにより、ディジタルデータに所定のデータ処
理を施す場合において、処理出力の精度の低下を招くこ
となく、語長を元に戻すことができるとともに、本来の
信号成分のレベルを下げるだけでなく、上げることも可
能な語長変換装置及びデータ処理装置を提供することに
ある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の語長変換装置
は、入出力の周波数特性として、本来の信号成分のみを
通すことが可能な特性を有するΔΣ変調器により、ディ
ジタルデータの語長を変換するようにしたものである。
は、入出力の周波数特性として、本来の信号成分のみを
通すことが可能な特性を有するΔΣ変調器により、ディ
ジタルデータの語長を変換するようにしたものである。
【００１２】また、本発明のデータ処理装置は、ディジ
タルデータと所定の演算データとの演算を行うことによ
り、ディジタルデータに所定のデータ処理を施した後、
入出力の周波数特性として、本来の信号成分のみを通す
ことが可能な特性を有するΔΣ変調器により、データ処
理出力の語長を変換するようにしたものである。
タルデータと所定の演算データとの演算を行うことによ
り、ディジタルデータに所定のデータ処理を施した後、
入出力の周波数特性として、本来の信号成分のみを通す
ことが可能な特性を有するΔΣ変調器により、データ処
理出力の語長を変換するようにしたものである。
【００１３】本発明の語長変換装置では、ディジタルデ
ータは、ΔΣ変調器によりΔΣ変調される。これによ
り、ディジタルデータの語長が所定の語長に変換され
る。このとき、ディジタルデータに含まれる本来の信号
成分以外の成分は除去される。これにより、ΔΣ変調器
にディジタルデータを入力する場合、この入力レベルを
主に本来の信号成分のレベルに基づいて設定することが
できる。その結果、本来の信号成分のレベルがΔΣ変調
器の最大入力レベルより小さければ、この信号成分のレ
ベルを下げるだけでなく、上げることもできる。
ータは、ΔΣ変調器によりΔΣ変調される。これによ
り、ディジタルデータの語長が所定の語長に変換され
る。このとき、ディジタルデータに含まれる本来の信号
成分以外の成分は除去される。これにより、ΔΣ変調器
にディジタルデータを入力する場合、この入力レベルを
主に本来の信号成分のレベルに基づいて設定することが
できる。その結果、本来の信号成分のレベルがΔΣ変調
器の最大入力レベルより小さければ、この信号成分のレ
ベルを下げるだけでなく、上げることもできる。
【００１４】また、本発明のデータ処理装置では、ディ
ジタルデータは、まず、所定の演算データとの演算によ
り、所定のデータ処理を受ける。このあと、この処理出
力は、ΔΣ変調器によりΔΣ変調される。これにより、
ディジタルデータの語長が所定の語長に変換される。
ジタルデータは、まず、所定の演算データとの演算によ
り、所定のデータ処理を受ける。このあと、この処理出
力は、ΔΣ変調器によりΔΣ変調される。これにより、
ディジタルデータの語長が所定の語長に変換される。
【００１５】このとき、ディジタルデータに含まれる本
来の信号成分以外の成分は除去される。これにより、Δ
Σ変調器にディジタルデータを入力する場合、この入力
レベルを主に本来の信号成分のレベルに基づいて設定す
ることができる。その結果、本来の信号成分のレベルが
ΔΣ変調器の最大入力レベルより小さければ、この信号
成分のレベルを下げるだけでなく、上げることもでき
る。
来の信号成分以外の成分は除去される。これにより、Δ
Σ変調器にディジタルデータを入力する場合、この入力
レベルを主に本来の信号成分のレベルに基づいて設定す
ることができる。その結果、本来の信号成分のレベルが
ΔΣ変調器の最大入力レベルより小さければ、この信号
成分のレベルを下げるだけでなく、上げることもでき
る。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら、本発
明の実施の形態を詳細に説明する。
明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１７】［第１の実施の形態］まず、本発明の第１
の実施の形態を説明する。なお、以下の説明では、本発
明のデータ処理装置を、ディジタル音声データのレベル
を調整するレベル調整装置に適用する場合を代表として
説明する。
の実施の形態を説明する。なお、以下の説明では、本発
明のデータ処理装置を、ディジタル音声データのレベル
を調整するレベル調整装置に適用する場合を代表として
説明する。
【００１８】［第１の実施の形態の概要］まず、本実施
の形態の概要を説明する。従来の問題点を解決するため
には、例えば、１ビットのディジタル音声データにレベ
ル調整係数を乗算した後、この乗算出力を再びΔΣ変調
器に入力することにより、１ビットのディジタル音声デ
ータを復元する方法が考えられる。これは、このような
構成によれば、下位ビットを削除することなく、語長を
変換することができるからである。
の形態の概要を説明する。従来の問題点を解決するため
には、例えば、１ビットのディジタル音声データにレベ
ル調整係数を乗算した後、この乗算出力を再びΔΣ変調
器に入力することにより、１ビットのディジタル音声デ
ータを復元する方法が考えられる。これは、このような
構成によれば、下位ビットを削除することなく、語長を
変換することができるからである。
【００１９】しかしながら、このような構成では、可聴
帯域の信号成分のレベルが語長変換用のΔΣ変調器の最
大入力レベルより小さい場合であっても、この信号成分
のレベルがレベル調整処理により下がってしまうことが
多い。
帯域の信号成分のレベルが語長変換用のΔΣ変調器の最
大入力レベルより小さい場合であっても、この信号成分
のレベルがレベル調整処理により下がってしまうことが
多い。
【００２０】すなわち、復元用のΔΣ変調器として、可
聴帯域でも十分に良好な信号対雑音比（以下「ＳＮ比」
という。）を確保することが可能な次数の高い変調器を
用いると、このΔΣ変調器の最大変調率Ｍｍａｘが１
（１００％）より小さくなる。
聴帯域でも十分に良好な信号対雑音比（以下「ＳＮ比」
という。）を確保することが可能な次数の高い変調器を
用いると、このΔΣ変調器の最大変調率Ｍｍａｘが１
（１００％）より小さくなる。
【００２１】ここで、最大変調率Ｍｍａｘとは、次式
（１）に示すように、ΔΣ変調器の最大出力レベルＯＬ
ｍａｘと最大入力レベルＩＬｍａｘとの比を表す。 Ｍｍａｘ＝ＩＬｍａｘ／ＯＬｍａｘ …（１）
（１）に示すように、ΔΣ変調器の最大出力レベルＯＬ
ｍａｘと最大入力レベルＩＬｍａｘとの比を表す。 Ｍｍａｘ＝ＩＬｍａｘ／ＯＬｍａｘ …（１）
【００２２】一方、復元用のΔΣ変調器に信号を入力す
る場合は、最大変調率Ｍｍａｘによって規定される最大
入力レベルＩｍａｘまでの信号しか入力することができ
ない。これは、これ以上の信号を入力すると、雑音歪み
率（以下「ＴＨＤ＋Ｎ」という。）が著しく悪化した
り、ΔΣ変調器が発振してしまうからである。
る場合は、最大変調率Ｍｍａｘによって規定される最大
入力レベルＩｍａｘまでの信号しか入力することができ
ない。これは、これ以上の信号を入力すると、雑音歪み
率（以下「ＴＨＤ＋Ｎ」という。）が著しく悪化した
り、ΔΣ変調器が発振してしまうからである。
【００２３】最大変調率ＭｍａｘはΔΣ変調器の伝達関
数によって異なる。いま、これを、例えば、０．５（５
０％）程度とする。この場合、ΔΣ変調器に対しては、
レベルがΔΣ変調器の出力レベル（±１）の０．５（５
０％）程度の信号までしか入力することができない。す
なわち、レベルが±０．５程度の信号までしか入力する
ことができない。
数によって異なる。いま、これを、例えば、０．５（５
０％）程度とする。この場合、ΔΣ変調器に対しては、
レベルがΔΣ変調器の出力レベル（±１）の０．５（５
０％）程度の信号までしか入力することができない。す
なわち、レベルが±０．５程度の信号までしか入力する
ことができない。
【００２４】語長変換用のΔΣ変調器にディジタル音声
データを入力する場合、このデータに可聴帯域の信号成
分しか含まれていなければ、この信号成分のレベルに基
づいて、ΔΣ変調器に対するディジタル音声データの入
力レベルを設定することができる。したがって、この場
合は、レベル調整前の可聴帯域の信号成分のレベルが、
最大入力レベルＩＬｍａｘより小さければ、この成分の
レベルを下げるだけでなく、上げることもできる。
データを入力する場合、このデータに可聴帯域の信号成
分しか含まれていなければ、この信号成分のレベルに基
づいて、ΔΣ変調器に対するディジタル音声データの入
力レベルを設定することができる。したがって、この場
合は、レベル調整前の可聴帯域の信号成分のレベルが、
最大入力レベルＩＬｍａｘより小さければ、この成分の
レベルを下げるだけでなく、上げることもできる。
【００２５】しかしながら、ΔΣ変調により得られたデ
ィジタル音声データには、量子化ノイズＮが含まれてい
る。この量子化ノイズＮのレベルは、図２に示すよう
に、周波数が高くなるほど大きくなる。また、周波数が
高い量子化ノイズＮ（以下「高周波ノイズＨＮ」とい
う。）のレベルは、通常、ΔΣ変調器の最大入力レベル
ＩＬｍａｘより大きく、かつ、可聴帯域の信号成分Ｓの
レベルより大きい。この特性は、程度の差はあっても、
すべてのΔΣ変調器で共通である。なお、図２におい
て、横軸は、周波数を示し、縦軸は、レスポンスを示
す。
ィジタル音声データには、量子化ノイズＮが含まれてい
る。この量子化ノイズＮのレベルは、図２に示すよう
に、周波数が高くなるほど大きくなる。また、周波数が
高い量子化ノイズＮ（以下「高周波ノイズＨＮ」とい
う。）のレベルは、通常、ΔΣ変調器の最大入力レベル
ＩＬｍａｘより大きく、かつ、可聴帯域の信号成分Ｓの
レベルより大きい。この特性は、程度の差はあっても、
すべてのΔΣ変調器で共通である。なお、図２におい
て、横軸は、周波数を示し、縦軸は、レスポンスを示
す。
【００２６】したがって、復元用のΔΣ変調器に対する
ディジタル音声データの入力レベルを設定する場合は、
可聴帯域の信号成分Ｓのレベルではなく、高周波ノイズ
ＨＮのレベルに基づいて設定しなければならないことが
多い。これにより、レベル調整前の可聴帯域の信号成分
Ｓのレベルが最大入力レベルＩＬｍａｘより小さい場合
であっても、高周波ノイズＨＮのレベルが最大入力レベ
ルＩＬｍａｘより大きい場合は、可聴帯域の信号成分Ｓ
のレベルが下げられることになる。
ディジタル音声データの入力レベルを設定する場合は、
可聴帯域の信号成分Ｓのレベルではなく、高周波ノイズ
ＨＮのレベルに基づいて設定しなければならないことが
多い。これにより、レベル調整前の可聴帯域の信号成分
Ｓのレベルが最大入力レベルＩＬｍａｘより小さい場合
であっても、高周波ノイズＨＮのレベルが最大入力レベ
ルＩＬｍａｘより大きい場合は、可聴帯域の信号成分Ｓ
のレベルが下げられることになる。
【００２７】しかも、このΔΣ変調器の入出力の周波数
特性は、多くの場合、ナイキスト周波数まで平坦ではな
い。例えば、図３に示すような構成のΔΣ変調器の場
合、その入出力の周波数特性は、図４に示すように、数
十キロヘルツからナイキスト周波数ｆＮにかけて利得が
大きくなるような特性となる。
特性は、多くの場合、ナイキスト周波数まで平坦ではな
い。例えば、図３に示すような構成のΔΣ変調器の場
合、その入出力の周波数特性は、図４に示すように、数
十キロヘルツからナイキスト周波数ｆＮにかけて利得が
大きくなるような特性となる。
【００２８】このため、上述したようなレベルの高い高
周波ノイズＨＮを含んだ信号を入力信号として、ΔΣ変
調を行うと、高周波ノイズＨＮのレベルがさらに高くな
り、容易に最大変調率を越えてしまう。結果として、レ
ベル調整係数をより小さくしなければならないため、可
聴帯域の信号成分Ｓのレベルが低下し、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ比）が悪化してしまう。
周波ノイズＨＮを含んだ信号を入力信号として、ΔΣ変
調を行うと、高周波ノイズＨＮのレベルがさらに高くな
り、容易に最大変調率を越えてしまう。結果として、レ
ベル調整係数をより小さくしなければならないため、可
聴帯域の信号成分Ｓのレベルが低下し、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ比）が悪化してしまう。
【００２９】このような問題は、１ビットのディジタル
音声データを復元用のΔΣ変調器に入力する際、ディジ
タルフィルタにより高周波ノイズＨＮを除去してから入
力するようにすれば解決することができる。
音声データを復元用のΔΣ変調器に入力する際、ディジ
タルフィルタにより高周波ノイズＨＮを除去してから入
力するようにすれば解決することができる。
【００３０】しかしながら、このような構成では、回路
規模が大きくなるという問題が生じる。これは、ディジ
タルフィルタの回路規模が大きいからである。
規模が大きくなるという問題が生じる。これは、ディジ
タルフィルタの回路規模が大きいからである。
【００３１】また、このような構成では、ディジタルフ
ィルタの演算が、ノイズ及び消費電力も含めて、困難で
あるという問題が生じる。これは、ΔΣ変調により得ら
れたディジタル音声データの転送レートは、通常の直線
量子化等により得られた１６ビットのディジタル音声デ
ータの転送レートの数十倍であるため、演算量が膨大に
なるからである。
ィルタの演算が、ノイズ及び消費電力も含めて、困難で
あるという問題が生じる。これは、ΔΣ変調により得ら
れたディジタル音声データの転送レートは、通常の直線
量子化等により得られた１６ビットのディジタル音声デ
ータの転送レートの数十倍であるため、演算量が膨大に
なるからである。
【００３２】さらに、このような構成では、音質が劣化
する可能性があるという問題が生じる。これは、ディジ
タルフィルタのフィルタリング処理により、可聴帯域内
で、リップルや丸め誤差が生じるからである。
する可能性があるという問題が生じる。これは、ディジ
タルフィルタのフィルタリング処理により、可聴帯域内
で、リップルや丸め誤差が生じるからである。
【００３３】そこで、本実施の形態は、１ビットのディ
ジタル音声データとレベル調整係数とを乗算することに
より、ディジタル音声データにレベル調整処理を施す場
合において、処理出力の精度の低下を招くことなく、語
長を元に戻すことができることは勿論、レベル調整前の
ディジタル音声データのレベルがΔΣ変調器の最大入力
レベルＩＬｍａｘより小さい場合は、ディジタルフィル
タを用いることなく、本来の信号成分のレベルを上げる
ことが可能なレベル調整装置を提供することを目的とす
る。
ジタル音声データとレベル調整係数とを乗算することに
より、ディジタル音声データにレベル調整処理を施す場
合において、処理出力の精度の低下を招くことなく、語
長を元に戻すことができることは勿論、レベル調整前の
ディジタル音声データのレベルがΔΣ変調器の最大入力
レベルＩＬｍａｘより小さい場合は、ディジタルフィル
タを用いることなく、本来の信号成分のレベルを上げる
ことが可能なレベル調整装置を提供することを目的とす
る。
【００３４】［第１の実施の形態の構成］次に、本実施
の形態の構成を説明する。図１は、本発明に係るデータ
処理装置の第１の実施の形態の構成を示すブロック図で
ある。
の形態の構成を説明する。図１は、本発明に係るデータ
処理装置の第１の実施の形態の構成を示すブロック図で
ある。
【００３５】図示のデータ処理装置（レベル調整装置）
は、データ入力端子１１と、係数入力端子１２と、乗算
器１３と、低域通過型のΔΣ変調器１４と、出力端子１
５とを有する。
は、データ入力端子１１と、係数入力端子１２と、乗算
器１３と、低域通過型のΔΣ変調器１４と、出力端子１
５とを有する。
【００３６】ここで、入力端子１１には、例えば、図示
しない符号化用のΔΣ変調器から出力されるディジタル
音声データＤＤ１が供給される。このディジタル音声デ
ータＤＤ１の語長は、例えば、１ビットに設定されてい
る。係数入力端子１２には、レベル調整用の係数ＬＤを
示すデータが供給される。
しない符号化用のΔΣ変調器から出力されるディジタル
音声データＤＤ１が供給される。このディジタル音声デ
ータＤＤ１の語長は、例えば、１ビットに設定されてい
る。係数入力端子１２には、レベル調整用の係数ＬＤを
示すデータが供給される。
【００３７】乗算器１３は、入力端子１１に供給される
ディジタル音声データＤＤ１に対して、各ビットごと
に、レベル調整係数ＬＤを乗算する機能を有する。ΔΣ
変調器１４は、乗算器１３の乗算出力ＤＤ２をΔΣ変調
することにより、１ビットのディジタル音声データＤＤ
３を復元する機能を有する。このΔΣ変調器１４が本発
明の語長変換装置に相当する。出力端子１５には、１ビ
ットに復元されたディジタル音声データＤＤ３が供給さ
れる。
ディジタル音声データＤＤ１に対して、各ビットごと
に、レベル調整係数ＬＤを乗算する機能を有する。ΔΣ
変調器１４は、乗算器１３の乗算出力ＤＤ２をΔΣ変調
することにより、１ビットのディジタル音声データＤＤ
３を復元する機能を有する。このΔΣ変調器１４が本発
明の語長変換装置に相当する。出力端子１５には、１ビ
ットに復元されたディジタル音声データＤＤ３が供給さ
れる。
【００３８】ΔΣ変調器１４は、高周波ノイズＨＮを除
去可能な低域通過特性を有する。このような低域通過特
性は、前向き要素の伝達関数とフィードバック要素の伝
達関数とを適宜設定することにより得ることができる。
去可能な低域通過特性を有する。このような低域通過特
性は、前向き要素の伝達関数とフィードバック要素の伝
達関数とを適宜設定することにより得ることができる。
【００３９】すなわち、ΔΣ変調器１４は、図５に示す
ように、入力端子２１と、加算要素２２と、前向き要素
２３と、増幅要素２４と、フィードバック要素２５と、
出力端子２６とを有する。
ように、入力端子２１と、加算要素２２と、前向き要素
２３と、増幅要素２４と、フィードバック要素２５と、
出力端子２６とを有する。
【００４０】ここで、入力端子１１には、ディジタルデ
ータＤＤ２が供給される。加算要素２２は、入力データ
と変換出力との差を求める機能を有する。前向き要素２
３は、加算要素２２の出力を１ビットデータに変換し
て、出力する機能を有する。増幅要素２４は、前向き要
素２３の出力を増幅して、ディジタルデータＤＤ３を出
力する機能を有する。フィードバック要素２５は、増幅
要素２４の出力を変換出力として、加算要素２２に帰還
する機能を有する。出力端子２６には、ディジタルデー
タＤＤ３が供給される。
ータＤＤ２が供給される。加算要素２２は、入力データ
と変換出力との差を求める機能を有する。前向き要素２
３は、加算要素２２の出力を１ビットデータに変換し
て、出力する機能を有する。増幅要素２４は、前向き要
素２３の出力を増幅して、ディジタルデータＤＤ３を出
力する機能を有する。フィードバック要素２５は、増幅
要素２４の出力を変換出力として、加算要素２２に帰還
する機能を有する。出力端子２６には、ディジタルデー
タＤＤ３が供給される。
【００４１】このΔΣ変調器１４の伝達関数Ｇ（ｚ）
は、入力信号をＸ（ｚ）、出力信号をＹ（ｚ）とする
と、次の式（２）で表される。 Ｇ（ｚ）＝Ｙ（ｚ）／Ｘ（ｚ） ＝Ｆ（ｚ）・Ｑ／｛１＋Ｆ（ｚ）・Ｑ・Ｓ（ｚ）｝ …（２） 但し、Ｆ（ｚ）は前向き要素２１の伝達関数を示し、Ｑ
は増幅要素２２の利得を示し、Ｓ（ｚ）はフィードバッ
ク要素２４の伝達関数を示し、ｚはｊωを示す。また、
ωは、角速度を示す。
は、入力信号をＸ（ｚ）、出力信号をＹ（ｚ）とする
と、次の式（２）で表される。 Ｇ（ｚ）＝Ｙ（ｚ）／Ｘ（ｚ） ＝Ｆ（ｚ）・Ｑ／｛１＋Ｆ（ｚ）・Ｑ・Ｓ（ｚ）｝ …（２） 但し、Ｆ（ｚ）は前向き要素２１の伝達関数を示し、Ｑ
は増幅要素２２の利得を示し、Ｓ（ｚ）はフィードバッ
ク要素２４の伝達関数を示し、ｚはｊωを示す。また、
ωは、角速度を示す。
【００４２】また、周波数特性は、次のように表され
る。 ｜Ｆ（ｚ）・Ｑ｜／｜１＋Ｆ（ｚ）・Ｑ・Ｓ（ｚ）｜
る。 ｜Ｆ（ｚ）・Ｑ｜／｜１＋Ｆ（ｚ）・Ｑ・Ｓ（ｚ）｜
【００４３】このような構成においては、前向き要素２
２の伝達関数Ｆ（ｚ）と、フィードバック要素２４の伝
達関数Ｓ（ｚ）を適宜設定することにより、ΔΣ変調器
１４の周波数特性を低域通過特性に設定することができ
る。
２の伝達関数Ｆ（ｚ）と、フィードバック要素２４の伝
達関数Ｓ（ｚ）を適宜設定することにより、ΔΣ変調器
１４の周波数特性を低域通過特性に設定することができ
る。
【００４４】図６は、低域通過特性を有するΔΣ変調器
１４の具体的構成の一例を示す図である。図示のΔΣ変
調器１４は、入力端子４１と、５つの２入力加算器４２
（１）〜４２（５）と、５つの積分器４３（１）〜４３
（５）と、４つの係数乗算器４４（１）〜４４（４）
と、増幅器４５と、遅延器４６と、出力端子４７とを有
する。
１４の具体的構成の一例を示す図である。図示のΔΣ変
調器１４は、入力端子４１と、５つの２入力加算器４２
（１）〜４２（５）と、５つの積分器４３（１）〜４３
（５）と、４つの係数乗算器４４（１）〜４４（４）
と、増幅器４５と、遅延器４６と、出力端子４７とを有
する。
【００４５】ここで、入力端子４１には、乗算器１３か
ら出力されるディジタル音声データＤＤ２が供給され
る。２入力加算器４２（１）〜４２（５）は、一方の入
力端子に供給される信号から他方の入力端子に供給され
る信号を減ずる機能を有する。積分器４３（１）〜４３
（５）は、入力信号を積分する機能を有する。
ら出力されるディジタル音声データＤＤ２が供給され
る。２入力加算器４２（１）〜４２（５）は、一方の入
力端子に供給される信号から他方の入力端子に供給され
る信号を減ずる機能を有する。積分器４３（１）〜４３
（５）は、入力信号を積分する機能を有する。
【００４６】乗算器４４（１）〜４４（４）は、それぞ
れ入力信号に係数１／１６，１／８，１／４，１／２を
乗算する機能を有する。遅延器４６は、入力信号を１ビ
ット周期分遅延する機能を有する。出力端子４７には、
語長が１ビットに戻されたディジタル音声データＤＤ３
が供給される。
れ入力信号に係数１／１６，１／８，１／４，１／２を
乗算する機能を有する。遅延器４６は、入力信号を１ビ
ット周期分遅延する機能を有する。出力端子４７には、
語長が１ビットに戻されたディジタル音声データＤＤ３
が供給される。
【００４７】各部の接続構成を説明すると、入力端子４
１は、加算器４２（１）の一方の入力端子に接続されて
いる。この加算器４２（１）の出力端子は、積分器４３
（１）の入力端子に接続されている。積分器４３（１）
の出力端子は、係数乗算器４４（１）の入力端子に接続
されている。係数乗算器４４（１）の出力端子は、２入
力加算器４２（２）の一方の入力端子に接続されてい
る。以下、同様に、積分器４３（５）まで、同じような
接続がなされる。
１は、加算器４２（１）の一方の入力端子に接続されて
いる。この加算器４２（１）の出力端子は、積分器４３
（１）の入力端子に接続されている。積分器４３（１）
の出力端子は、係数乗算器４４（１）の入力端子に接続
されている。係数乗算器４４（１）の出力端子は、２入
力加算器４２（２）の一方の入力端子に接続されてい
る。以下、同様に、積分器４３（５）まで、同じような
接続がなされる。
【００４８】積分器４３（５）の出力端子は、増幅器４
５の入力端子に接続されている。増幅器４５の出力端子
は、出力端子４７と遅延器４６の入力端子に接続されて
いる。遅延器４６の入力端子は、加算器４２（１）〜４
２（５）の他方の入力端子に接続されている。
５の入力端子に接続されている。増幅器４５の出力端子
は、出力端子４７と遅延器４６の入力端子に接続されて
いる。遅延器４６の入力端子は、加算器４２（１）〜４
２（５）の他方の入力端子に接続されている。
【００４９】積分器４３（１）〜４３（５）は、図７に
示すように、加算器４３１と、遅延器４３２とを有す
る。
示すように、加算器４３１と、遅延器４３２とを有す
る。
【００５０】図６に示すΔΣ変調器１４の周波数特性
は、図８に示すように、可聴帯域の上限周波数までは、
ほぼ平坦であり、この上限周波数からナイキスト周波数
ｆＮにかけてなだらに減衰する特性を有する。
は、図８に示すように、可聴帯域の上限周波数までは、
ほぼ平坦であり、この上限周波数からナイキスト周波数
ｆＮにかけてなだらに減衰する特性を有する。
【００５１】［第１の実施の形態の動作］上記構成にお
いて、動作を説明する。
いて、動作を説明する。
【００５２】（１） レベル調整装置の動作 まず、図１に示すレベル調整装置の動作を説明する。
【００５３】データ入力端子１１には、ディジタル音声
データＤＤ１が供給される。このディジタル音声データ
ＤＤ１は、図９（ａ）に示すアナログ音声データＡＤ１
をΔΣ変調することにより得られたものである。このデ
ィジタル音声データＤＤ１の語長は、１ビットに設定さ
れている。
データＤＤ１が供給される。このディジタル音声データ
ＤＤ１は、図９（ａ）に示すアナログ音声データＡＤ１
をΔΣ変調することにより得られたものである。このデ
ィジタル音声データＤＤ１の語長は、１ビットに設定さ
れている。
【００５４】このディジタル音声データＤＤ１を図９
（ｂ）に示す。図示のごとく、ディジタル音声データＤ
Ｄ１は、”＋１”と”−１”のレベルを持つ。ここで、
レベル”＋１”は、例えば、論理値”１”に対応し、レ
ベル”−１”は、論理値”０”に対応する。
（ｂ）に示す。図示のごとく、ディジタル音声データＤ
Ｄ１は、”＋１”と”−１”のレベルを持つ。ここで、
レベル”＋１”は、例えば、論理値”１”に対応し、レ
ベル”−１”は、論理値”０”に対応する。
【００５５】データ入力端子１１に供給されたディジタ
ル音声データＤＤ１は、乗算器１３に供給され、レベル
調整係数ＬＤを乗算される。これにより、レベルが調整
されたディジタル音声データＤＤ２が得られる。このデ
ィジタル音声データＤＤ２は、ΔΣ変調器１４に供給さ
れる。
ル音声データＤＤ１は、乗算器１３に供給され、レベル
調整係数ＬＤを乗算される。これにより、レベルが調整
されたディジタル音声データＤＤ２が得られる。このデ
ィジタル音声データＤＤ２は、ΔΣ変調器１４に供給さ
れる。
【００５６】これにより、このディジタル音声データＤ
Ｄ２は、積分、再量子化、フィードバックの演算によ
り、再度、ΔΣ変調される。その結果、レベル調整処理
により伸びた語長が元に戻される。これにより、語長が
１ビットのディジタル音声データＤＤ３が復元される。
この復元されたディジタル音声データＤＤ３を図９
（ｃ）に示す。
Ｄ２は、積分、再量子化、フィードバックの演算によ
り、再度、ΔΣ変調される。その結果、レベル調整処理
により伸びた語長が元に戻される。これにより、語長が
１ビットのディジタル音声データＤＤ３が復元される。
この復元されたディジタル音声データＤＤ３を図９
（ｃ）に示す。
【００５７】このディジタル音声データＤＤ３は、出力
端子１５を介して図示しないディジタルフィルタに供給
される。これにより、アナログ音声データＡＤ２が復元
される。このアナログ音声データＡＤ２を図９（ｄ）に
示す。
端子１５を介して図示しないディジタルフィルタに供給
される。これにより、アナログ音声データＡＤ２が復元
される。このアナログ音声データＡＤ２を図９（ｄ）に
示す。
【００５８】入力端子１１に供給されるディジタル音声
データＤＤ１には、可聴帯域の信号成分Ｓのほかに、量
子化ノイズＮが含まれる。したがって、乗算器１３から
出力されるディジタル音声データＤＤ２にも、可聴帯域
の信号成分Ｓのほかに、量子化ノイズＮが含まれる。
データＤＤ１には、可聴帯域の信号成分Ｓのほかに、量
子化ノイズＮが含まれる。したがって、乗算器１３から
出力されるディジタル音声データＤＤ２にも、可聴帯域
の信号成分Ｓのほかに、量子化ノイズＮが含まれる。
【００５９】この量子化ノイズＮのうち、可聴帯域の上
限周波数より高い周波数を有する高周波ノイズＨＮのレ
ベルは、通常、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルより大き
い。このため、ΔΣ変調器１４として、図４に示すよう
な周波数特性を有するΔΣ変調器を用いる場合は、上記
のごとく、レベル調整係数ＬＤの値を設定する場合、高
周波ノイズＨＮのレベルに基づいて設定しなければなら
ない。
限周波数より高い周波数を有する高周波ノイズＨＮのレ
ベルは、通常、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルより大き
い。このため、ΔΣ変調器１４として、図４に示すよう
な周波数特性を有するΔΣ変調器を用いる場合は、上記
のごとく、レベル調整係数ＬＤの値を設定する場合、高
周波ノイズＨＮのレベルに基づいて設定しなければなら
ない。
【００６０】これに対し、本実施の形態のΔΣ変調器１
４は、低域通過特性を有する。すなわち、可聴帯域では
平坦で、可聴帯域の上限周波数付近からナイキスト周波
数ｆＮにかけて緩やかに利得が低下するような特性を有
する。これにより、ΔΣ変調器１４に入力された高周波
ノイズＨＮは、このΔΣ変調器１４により除去される。
４は、低域通過特性を有する。すなわち、可聴帯域では
平坦で、可聴帯域の上限周波数付近からナイキスト周波
数ｆＮにかけて緩やかに利得が低下するような特性を有
する。これにより、ΔΣ変調器１４に入力された高周波
ノイズＨＮは、このΔΣ変調器１４により除去される。
【００６１】その結果、レベル調整係数ＬＤの値を設定
する場合は、高周波ノイズＨＮのレベルをあまり考慮す
ることなく設定することができる。言い換えれば、主
に、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルに基づいて設定する
ことができる。これにより、レベル調整処理により、可
聴帯域の信号成分Ｓのレベルが常に低下するという問題
を解決することができる。
する場合は、高周波ノイズＨＮのレベルをあまり考慮す
ることなく設定することができる。言い換えれば、主
に、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルに基づいて設定する
ことができる。これにより、レベル調整処理により、可
聴帯域の信号成分Ｓのレベルが常に低下するという問題
を解決することができる。
【００６２】すなわち、本実施の形態でも、レベル調整
前の可聴帯域の信号成分ＳのレベルがΔΣ変調器１４の
最大入力レベルＩＮｍａｘより大きい場合には、レベル
調整係数ＬＤの値を１より小さい値に設定しなければな
らない。したがって、この場合には、可聴帯域の信号成
分Ｓのレベルは、レベル調整処理により下げられる。
前の可聴帯域の信号成分ＳのレベルがΔΣ変調器１４の
最大入力レベルＩＮｍａｘより大きい場合には、レベル
調整係数ＬＤの値を１より小さい値に設定しなければな
らない。したがって、この場合には、可聴帯域の信号成
分Ｓのレベルは、レベル調整処理により下げられる。
【００６３】しかしながら、可聴帯域の信号成分Ｓのレ
ベルが最大入力レベルＩＬｍａｘと同じ場合は、レベル
調整係数ＬＤの値を１に設定することができる。これに
より、この場合、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルをその
ままにすることができる。また、信号成分Ｓのレベルが
最大入力レベルＩＬｍａｘより小さい場合は、レベル調
整係数ＬＤの値を１より大きい値に設定することができ
る。これにより、この場合は、可聴帯域の信号成分Ｓの
レベルを上げることができる。
ベルが最大入力レベルＩＬｍａｘと同じ場合は、レベル
調整係数ＬＤの値を１に設定することができる。これに
より、この場合、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルをその
ままにすることができる。また、信号成分Ｓのレベルが
最大入力レベルＩＬｍａｘより小さい場合は、レベル調
整係数ＬＤの値を１より大きい値に設定することができ
る。これにより、この場合は、可聴帯域の信号成分Ｓの
レベルを上げることができる。
【００６４】これを具体例を使って説明する。いま、符
号化用のΔΣ変調器と語長変換用のΔΣ変調器１４の最
大変調率Ｍｍａｘをいずれも０．５（５０％）とする。
また、アナログ音声データＡＤ１のレベルを０．５とす
る。
号化用のΔΣ変調器と語長変換用のΔΣ変調器１４の最
大変調率Ｍｍａｘをいずれも０．５（５０％）とする。
また、アナログ音声データＡＤ１のレベルを０．５とす
る。
【００６５】この場合、入力端子１１には、変調率Ｍが
０．５（５０％）のディジタル音声データＤＤ１が供給
される。すなわち、レベルが０．５の可聴帯域の信号成
分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ１が供給される。
ここで、ΔΣ変調器に於ける変調率Ｍは、次式（３）に
示すように、ΔΣ変調器の入力レベルＩＬと最大出力レ
ベルＯＬｍａｘとの比で表される。 Ｍ＝ＩＬ／ＯＬｍａｘ …（３）
０．５（５０％）のディジタル音声データＤＤ１が供給
される。すなわち、レベルが０．５の可聴帯域の信号成
分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ１が供給される。
ここで、ΔΣ変調器に於ける変調率Ｍは、次式（３）に
示すように、ΔΣ変調器の入力レベルＩＬと最大出力レ
ベルＯＬｍａｘとの比で表される。 Ｍ＝ＩＬ／ＯＬｍａｘ …（３）
【００６６】これにより、レベル調整係数ＬＤの値とし
ては、１以下の値を設定することができる。これは、Δ
Σ変調器１４の最大変調率Ｍｍａｘが０．５（５０％）
に設定されているかである。すなわち、これにより、レ
ベルが０．５の可聴帯域の信号成分Ｓを入力可能だから
である。
ては、１以下の値を設定することができる。これは、Δ
Σ変調器１４の最大変調率Ｍｍａｘが０．５（５０％）
に設定されているかである。すなわち、これにより、レ
ベルが０．５の可聴帯域の信号成分Ｓを入力可能だから
である。
【００６７】いま、レベル調整係数ＬＤの値を０．５に
設定するものとする。この場合、ΔΣ変調器１４に入力
される可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、０．２５（＝
０．５×０．５）となる。これにより、出力端子１５に
は、変調率Ｍが０．２５（２５％）のディジタル音声デ
ータＤＤ３が得られる。
設定するものとする。この場合、ΔΣ変調器１４に入力
される可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、０．２５（＝
０．５×０．５）となる。これにより、出力端子１５に
は、変調率Ｍが０．２５（２５％）のディジタル音声デ
ータＤＤ３が得られる。
【００６８】すなわち、レベルが０．２５の可聴帯域の
信号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ３が得られ
る。これにより、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、レ
ベル調整処理により、０．５から０．２５に下げられた
ことになる。なお、このディジタル音声データＤＤ３を
フィルタに通すことにより、レベルが０．２５のアナロ
グ音声データＡＤ２が復元される。
信号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ３が得られ
る。これにより、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、レ
ベル調整処理により、０．５から０．２５に下げられた
ことになる。なお、このディジタル音声データＤＤ３を
フィルタに通すことにより、レベルが０．２５のアナロ
グ音声データＡＤ２が復元される。
【００６９】また、レベル調整係数ＬＤを１．０に設定
すると、ΔΣ変調器１４に入力される可聴帯域の信号成
分Ｓのレベルは、０．５（＝０．５×１．０）となる。
これにより、出力端子１５には、変調率Ｍが０．５（５
０％）のディジタル音声データＤＤ３が得られる。
すると、ΔΣ変調器１４に入力される可聴帯域の信号成
分Ｓのレベルは、０．５（＝０．５×１．０）となる。
これにより、出力端子１５には、変調率Ｍが０．５（５
０％）のディジタル音声データＤＤ３が得られる。
【００７０】すなわち、レベルが０．５の可聴帯域の信
号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ３が得られ
る。これにより、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、レ
ベル調整処理により、そのまま１．０に保持されたこと
になる。なお、この場合は、レベルが０．５のアナログ
音声データＡＤ２が復元される。
号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ３が得られ
る。これにより、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、レ
ベル調整処理により、そのまま１．０に保持されたこと
になる。なお、この場合は、レベルが０．５のアナログ
音声データＡＤ２が復元される。
【００７１】次に、２つのΔΣ変調器の最大変調率Ｍｍ
ａｘをそのままにし、アナログ音声データＡＤ１のレベ
ルを０．１にする。この場合、入力端子１１には、変調
率Ｍが０．１（１０％）のディジタル音声データＤＤ１
が供給される。すなわち、レベルが０．１の可聴帯域の
信号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ１が供給さ
れる。これにより、レベル調整係数ＬＤの値を５．０以
下の値を設定することができる。
ａｘをそのままにし、アナログ音声データＡＤ１のレベ
ルを０．１にする。この場合、入力端子１１には、変調
率Ｍが０．１（１０％）のディジタル音声データＤＤ１
が供給される。すなわち、レベルが０．１の可聴帯域の
信号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ１が供給さ
れる。これにより、レベル調整係数ＬＤの値を５．０以
下の値を設定することができる。
【００７２】いま、レベル調整係数ＬＤの値を４．０に
設定すると、ΔΣ変調器１４に入力される可聴帯域の信
号成分Ｓのレベルは、０．４（＝０．１×４．０）とな
る。これにより、出力端子１５には、変調率Ｍが０．４
（４０％）のディジタル音声データＤＤ３が得られる。
設定すると、ΔΣ変調器１４に入力される可聴帯域の信
号成分Ｓのレベルは、０．４（＝０．１×４．０）とな
る。これにより、出力端子１５には、変調率Ｍが０．４
（４０％）のディジタル音声データＤＤ３が得られる。
【００７３】すなわち、レベルが０．４の可聴帯域の信
号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ３が得られ
る。これにより、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、レ
ベル調整処理により、０．１から０．４に上げられたこ
とになる。なお、この場合は、レベルが０．４のアナロ
グ音声データＡＤ２が復元される。以上が、図１に示す
レベル調整回路の動作である。
号成分Ｓを含むディジタル音声データＤＤ３が得られ
る。これにより、可聴帯域の信号成分Ｓのレベルは、レ
ベル調整処理により、０．１から０．４に上げられたこ
とになる。なお、この場合は、レベルが０．４のアナロ
グ音声データＡＤ２が復元される。以上が、図１に示す
レベル調整回路の動作である。
【００７４】（２） ΔΣ変調器１４の動作 次に、図６に示すΔΣ変調器１４の動作を説明する。
【００７５】入力端子４１に供給されるディジタル音声
データＤＳ２は、加算器４２（１）に供給される。加算
器４２（１）に供給されたディジタル音声データＤＳ２
は、各ビットごとに、遅延器４６から出力される１サン
プル前の変換出力を減じられる。この減算出力は、積分
器４３（１）により積分された後、乗算器４４（１）に
より乗算係数１／１６を乗算される。この乗算出力は、
加算器４２（２）供給され、上述した変換出力を減じら
れる。
データＤＳ２は、加算器４２（１）に供給される。加算
器４２（１）に供給されたディジタル音声データＤＳ２
は、各ビットごとに、遅延器４６から出力される１サン
プル前の変換出力を減じられる。この減算出力は、積分
器４３（１）により積分された後、乗算器４４（１）に
より乗算係数１／１６を乗算される。この乗算出力は、
加算器４２（２）供給され、上述した変換出力を減じら
れる。
【００７６】以下、同様に、ディジタル音声データＤＳ
２は、減算処理と、積分処理と、乗算処理とを順次受け
た後、増幅器４５で増幅される。これにより、１ビット
データに戻されたディジタル音声データＤＳ３が得られ
る。ディジタル音声データＤＳ３は、遅延器４６により
１サンプリング期間分遅延された後、加算器４２（１）
〜４２（５）に供給される。
２は、減算処理と、積分処理と、乗算処理とを順次受け
た後、増幅器４５で増幅される。これにより、１ビット
データに戻されたディジタル音声データＤＳ３が得られ
る。ディジタル音声データＤＳ３は、遅延器４６により
１サンプリング期間分遅延された後、加算器４２（１）
〜４２（５）に供給される。
【００７７】［第１の実施の形態の効果］以上詳述した
本実施の形態によれば、次のような効果を得ることがで
きる。
本実施の形態によれば、次のような効果を得ることがで
きる。
【００７８】（１） まず、本実施の形態によれば、レ
ベル調整処理を施されたディジタル音声データＤＳ２を
再度ΔΣ変調器１４に入力することにより、１ビットの
ディジタル音声データＤＳ３を復元するようにしたの
で、レベル調整出力の精度の低下を招くことなく、語長
を元に戻すことができる。
ベル調整処理を施されたディジタル音声データＤＳ２を
再度ΔΣ変調器１４に入力することにより、１ビットの
ディジタル音声データＤＳ３を復元するようにしたの
で、レベル調整出力の精度の低下を招くことなく、語長
を元に戻すことができる。
【００７９】（２） また、本実施の形態によれば、語
長変換用のΔΣ変調器１４の周波数特性として、高周波
ノイズＨＮを除去可能な低域通過特性を設定するように
したので、レベル調整係数ＬＤの値を設定する場合、高
周波ノイズＨＮのレベルをほとんど考慮することなく設
定することができる。
長変換用のΔΣ変調器１４の周波数特性として、高周波
ノイズＨＮを除去可能な低域通過特性を設定するように
したので、レベル調整係数ＬＤの値を設定する場合、高
周波ノイズＨＮのレベルをほとんど考慮することなく設
定することができる。
【００８０】これにより、可聴帯域の信号成分Ｓのレベ
ル（変調率）を下げることは勿論、変調後の可聴帯域の
信号成分Ｓが最大変調率Ｍｍａｘに収まり、かつ、入力
からのレベル増加分が＋１２ｄＢ程度の範囲であれば、
ＴＤ＋Ｎをほとんど悪化させることなく、可聴帯域の信
号成分Ｓのレベルを上げることが可能である。
ル（変調率）を下げることは勿論、変調後の可聴帯域の
信号成分Ｓが最大変調率Ｍｍａｘに収まり、かつ、入力
からのレベル増加分が＋１２ｄＢ程度の範囲であれば、
ＴＤ＋Ｎをほとんど悪化させることなく、可聴帯域の信
号成分Ｓのレベルを上げることが可能である。
【００８１】すなわち、ディジタル音声データＤＳ２に
含まれる可聴帯域の信号成分Ｓのレベルが、最大入力レ
ベルＩＬｍａｘ以下である限り、レベル調整係数ＬＤの
値を１以上の値に設定することができる。これにより、
可聴帯域の信号成分Ｓのレベルを上げることが可能とな
る。
含まれる可聴帯域の信号成分Ｓのレベルが、最大入力レ
ベルＩＬｍａｘ以下である限り、レベル調整係数ＬＤの
値を１以上の値に設定することができる。これにより、
可聴帯域の信号成分Ｓのレベルを上げることが可能とな
る。
【００８２】［第２の実施の形態］ ［第１の実施の形態の構成］先の実施の形態では、本発
明に係るデータ処理装置をレベル調整装置に適用する場
合を説明した。これに対し、本実施の形態では、本発明
に係るデータ処理装置を、直流オフセット成分の除去機
能と、ディジタルデータのレベル調整機能とを有する装
置に適用する場合の一例を示す。
明に係るデータ処理装置をレベル調整装置に適用する場
合を説明した。これに対し、本実施の形態では、本発明
に係るデータ処理装置を、直流オフセット成分の除去機
能と、ディジタルデータのレベル調整機能とを有する装
置に適用する場合の一例を示す。
【００８３】図１０は、本実施の形態の構成を示すブロ
ック図である。図示の装置では、レベル調整構成と直流
オフセット除去構成とが独立に構成されている。ここ
で、レベル調整構成は、図１に示す構成と同じである。
したがって、図１０において、レベル調整に関する部分
の構成要素には、先の図１において付した符号と同一符
号を付して詳細な説明を省略する。
ック図である。図示の装置では、レベル調整構成と直流
オフセット除去構成とが独立に構成されている。ここ
で、レベル調整構成は、図１に示す構成と同じである。
したがって、図１０において、レベル調整に関する部分
の構成要素には、先の図１において付した符号と同一符
号を付して詳細な説明を省略する。
【００８４】図１０において、図１と異なる点は、図１
の装置に、加算器５１と、スイッチ５２と、積分器５３
と、シフタ５４とが付加されている点である。これら
は、ディジタル音声データＤＤ２からこのデータＤＤ２
に含まれる直流オフセット成分ＤＣを除去するために付
加されたものである。
の装置に、加算器５１と、スイッチ５２と、積分器５３
と、シフタ５４とが付加されている点である。これら
は、ディジタル音声データＤＤ２からこのデータＤＤ２
に含まれる直流オフセット成分ＤＣを除去するために付
加されたものである。
【００８５】ここで、加算器５１は、ディジタル音声デ
ータＤＤ２から直流オフセット成分ＤＣを除去するため
のデータ（以下「除去データ」という。）ＯＤを減じる
機能を有する。スイッチ５２は、ΔΣ変調器１４の周波
数特性を直流領域まで平坦化する機能を有する。
ータＤＤ２から直流オフセット成分ＤＣを除去するため
のデータ（以下「除去データ」という。）ＯＤを減じる
機能を有する。スイッチ５２は、ΔΣ変調器１４の周波
数特性を直流領域まで平坦化する機能を有する。
【００８６】積分器５３は、例えば、加算器５３１と遅
延器５２とにより構成され、ΔΣ変調器１４から出力さ
れるディジタル音声データＤＤ３を積分する機能を有す
る。シフタ５４は、積分器５３の積分出力を、レベルが
小さくなる方向にシフトすることにより、除去データＯ
Ｄを生成する機能を有する。
延器５２とにより構成され、ΔΣ変調器１４から出力さ
れるディジタル音声データＤＤ３を積分する機能を有す
る。シフタ５４は、積分器５３の積分出力を、レベルが
小さくなる方向にシフトすることにより、除去データＯ
Ｄを生成する機能を有する。
【００８７】［第２の実施の形態の動作］上記構成にお
いて、動作を説明する。
いて、動作を説明する。
【００８８】いま、レベル調整係数信号ＬＤの値が１で
あるとする。この場合、入力端子１１に供給されるディ
ジタル音声データＤＤ１のレベルが”＋１”であれば、
乗算器１３から出力されるディジタル音声データＤＤ２
のレベルも”＋１”となる。また、ディジタル音声デー
タ１１のレベルが”−１”であれば、ディジタル音声デ
ータＤＤ２のレベルも”−１”となる。
あるとする。この場合、入力端子１１に供給されるディ
ジタル音声データＤＤ１のレベルが”＋１”であれば、
乗算器１３から出力されるディジタル音声データＤＤ２
のレベルも”＋１”となる。また、ディジタル音声デー
タ１１のレベルが”−１”であれば、ディジタル音声デ
ータＤＤ２のレベルも”−１”となる。
【００８９】このディジタル音声データＤＤ２は、加算
器５１に供給され、除去データＯＤを減じられる。これ
により、直流オフセット成分ＤＣが除去されたディジタ
ル音声データＤＤ４が得られる。このディジタル音声デ
ータＤＤ４は、ΔΣ変調器１４によりΔΣ変調される。
これにより、語長が１ビットに戻されたディジタル音声
データＤＤ３が得られる。
器５１に供給され、除去データＯＤを減じられる。これ
により、直流オフセット成分ＤＣが除去されたディジタ
ル音声データＤＤ４が得られる。このディジタル音声デ
ータＤＤ４は、ΔΣ変調器１４によりΔΣ変調される。
これにより、語長が１ビットに戻されたディジタル音声
データＤＤ３が得られる。
【００９０】除去データＯＤは、次のようにして生成さ
れる。すなわち、処理の開始時、スイッチ５２はオン状
態に設定される。これにより、この場合は、ディジタル
音声データＤＤ３がスイッチ５２を介して、積分回路５
３に供給される。その結果、ディジタル音声データＤＤ
３が積分器５３により積分される。
れる。すなわち、処理の開始時、スイッチ５２はオン状
態に設定される。これにより、この場合は、ディジタル
音声データＤＤ３がスイッチ５２を介して、積分回路５
３に供給される。その結果、ディジタル音声データＤＤ
３が積分器５３により積分される。
【００９１】この場合、積分器５３は、周波数が低くな
るほど、利得が大きくなるという特性を有する。このた
め、この積分器５３では、直流オフセット成分ＤＣが積
分される。その結果、直流オフセット成分ＤＣのレベル
に応じた積分出力が得られる。
るほど、利得が大きくなるという特性を有する。このた
め、この積分器５３では、直流オフセット成分ＤＣが積
分される。その結果、直流オフセット成分ＤＣのレベル
に応じた積分出力が得られる。
【００９２】但し、この積分出力のレベルは、直流オフ
セット成分ＤＣのレベルよりかなり大きい。このため、
この積分出力は、シフタ５４によりシフトされる。これ
により、この積分出力は、レベルが小さくなる方向にシ
フトされる。その結果、直流オフセット成分ＤＣのレベ
ルとほぼ同じレベルを有する除去データＯＤが得られ
る。
セット成分ＤＣのレベルよりかなり大きい。このため、
この積分出力は、シフタ５４によりシフトされる。これ
により、この積分出力は、レベルが小さくなる方向にシ
フトされる。その結果、直流オフセット成分ＤＣのレベ
ルとほぼ同じレベルを有する除去データＯＤが得られ
る。
【００９３】スイッチ５２は、処理を開始してから所定
時間経過した時点でオフ状態に設定される。これによ
り、積分回路５３の積分動作が停止される。その結果、
除去データＯＤのレベルは、スイッチ５２をオフする前
のレベルに保持される。
時間経過した時点でオフ状態に設定される。これによ
り、積分回路５３の積分動作が停止される。その結果、
除去データＯＤのレベルは、スイッチ５２をオフする前
のレベルに保持される。
【００９４】このスイッチ５２を設けるのは、直流領域
まで平坦な周波数特性を確保するためである。すなわ
ち、積分器５３は、実際には、直流オフセット成分ＤＣ
以外の直流成分や周波数が極めて低い成分も積分する。
したがって、積分動作を継続すると、除去データＯＤの
レベルは、これらの成分の影響を受ける。その結果、直
流オフセット成分ＤＣの除去処理により、直流オフセッ
ト成分ＤＣだけでなく、これ以外の直流成分や周波数が
極めて低い成分除去される。これにより、直流領域の周
波数特性が劣化する。
まで平坦な周波数特性を確保するためである。すなわ
ち、積分器５３は、実際には、直流オフセット成分ＤＣ
以外の直流成分や周波数が極めて低い成分も積分する。
したがって、積分動作を継続すると、除去データＯＤの
レベルは、これらの成分の影響を受ける。その結果、直
流オフセット成分ＤＣの除去処理により、直流オフセッ
ト成分ＤＣだけでなく、これ以外の直流成分や周波数が
極めて低い成分除去される。これにより、直流領域の周
波数特性が劣化する。
【００９５】そこで、本実施の形態では、スイッチ５２
を設け、処理を開始してから所定時間が経過するまで
は、このスイッチ５２をオン状態に設定し、所定時間経
過すると、このスイッチ５２をオフ状態に設定するよう
になっている。
を設け、処理を開始してから所定時間が経過するまで
は、このスイッチ５２をオン状態に設定し、所定時間経
過すると、このスイッチ５２をオフ状態に設定するよう
になっている。
【００９６】このような構成によれば、スイッチ５２の
オン時間を適宜設定することにより、除去データＯＤの
レベルを直流オフセット成分ＤＣのレベルに近いものに
することができる。これにより、そのあと、乗算器１３
の出力端子に、直流オフセット成分ＤＣ以外の直流成分
や周波数の極めて低い成分が現れても、これらの成分が
除去されてしまうことを防止することができる。その結
果、直流領域での周波数特性を改善することができる。
すなわち、この周波数特性を平坦にすることができる。
オン時間を適宜設定することにより、除去データＯＤの
レベルを直流オフセット成分ＤＣのレベルに近いものに
することができる。これにより、そのあと、乗算器１３
の出力端子に、直流オフセット成分ＤＣ以外の直流成分
や周波数の極めて低い成分が現れても、これらの成分が
除去されてしまうことを防止することができる。その結
果、直流領域での周波数特性を改善することができる。
すなわち、この周波数特性を平坦にすることができる。
【００９７】［第２の実施の形態の効果］ （１） 以上詳述した本実施の形態でも、語長変換用の
ΔΣ変調器として、低域通過型のΔΣ変調器１４を用い
るようにしたので、先の実施の形態と同様に、直流オフ
セット成分ＤＣの除去処理により、可聴帯域の信号成分
Ｓのレベルが低下してしまうことを防止することができ
る。
ΔΣ変調器として、低域通過型のΔΣ変調器１４を用い
るようにしたので、先の実施の形態と同様に、直流オフ
セット成分ＤＣの除去処理により、可聴帯域の信号成分
Ｓのレベルが低下してしまうことを防止することができ
る。
【００９８】（２） また、本実施の形態によれば、Δ
Σ変調器１４の変調出力を積分して除去データＯＤを生
成する場合、積分動作を所定時間のみ実行するようにし
たので、直流オフセット成分ＤＣ以外の直流成分や周波
数の極めて低い成分が除去されてしまうことを防止する
ことができる。これにより、直流領域まで平坦な周波数
特性を得ることができる。
Σ変調器１４の変調出力を積分して除去データＯＤを生
成する場合、積分動作を所定時間のみ実行するようにし
たので、直流オフセット成分ＤＣ以外の直流成分や周波
数の極めて低い成分が除去されてしまうことを防止する
ことができる。これにより、直流領域まで平坦な周波数
特性を得ることができる。
【００９９】［そのほかの実施の形態］以上、本発明の
２つの実施の形態を詳細に説明したが、本発明は、上述
したような実施の形態に限定されるものではない。
２つの実施の形態を詳細に説明したが、本発明は、上述
したような実施の形態に限定されるものではない。
【０１００】（１） 例えば、先の実施の形態では、デ
ィジタルデータとして、語長が１ビットのディジタルデ
ータを扱う場合を説明した。しかし、本発明は、語長が
２ビット以上のディジタルデータにも対処することがで
きる。
ィジタルデータとして、語長が１ビットのディジタルデ
ータを扱う場合を説明した。しかし、本発明は、語長が
２ビット以上のディジタルデータにも対処することがで
きる。
【０１０１】（２） また、先の実施の形態では、本発
明の語長変換装置を、データ処理によって語長が変化し
たディジタルデータの語長を元に戻す場合に適用する場
合を説明した。しかし、本発明の語長変換装置は、変化
した語長を元に戻す場合だけでなく、語長を変換する場
合一般に適用することができる。
明の語長変換装置を、データ処理によって語長が変化し
たディジタルデータの語長を元に戻す場合に適用する場
合を説明した。しかし、本発明の語長変換装置は、変化
した語長を元に戻す場合だけでなく、語長を変換する場
合一般に適用することができる。
【０１０２】（３） また、先の実施の形態では、本発
明のデータ処理装置を、レベル調整機能を有する装置や
直流オフセット成分の除去機能を有する装置に適用する
場合を説明した。しかし、本発明は、これ以外のデータ
処理装置にも適用することができる。すなわち、本発明
は、ディジタルデータと所定の演算データとの演算を行
うことにより、語長の変動を伴うデータ処理を行うデー
タ処理装置一般に適用することができる。
明のデータ処理装置を、レベル調整機能を有する装置や
直流オフセット成分の除去機能を有する装置に適用する
場合を説明した。しかし、本発明は、これ以外のデータ
処理装置にも適用することができる。すなわち、本発明
は、ディジタルデータと所定の演算データとの演算を行
うことにより、語長の変動を伴うデータ処理を行うデー
タ処理装置一般に適用することができる。
【０１０３】（４） また、先の実施の形態では、ΔΣ
変調器の入出力の周波数特性として、低域通過特性を設
定する場合を説明した。しかし、本発明では、本来の必
要な信号成分のみを通すような構成であれば、ほかの周
波数特性を設定するようにしてもよい。 （５） このほかにも、本発明は、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々様々変形実施可能なことは勿論である。
変調器の入出力の周波数特性として、低域通過特性を設
定する場合を説明した。しかし、本発明では、本来の必
要な信号成分のみを通すような構成であれば、ほかの周
波数特性を設定するようにしてもよい。 （５） このほかにも、本発明は、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々様々変形実施可能なことは勿論である。
【０１０４】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、デ
ィジタルデータをΔΣ変調することにより、ディジタル
データの語長を変換するようにしたので、ディジタルデ
ータと所定の演算データとを演算することにより、ディ
ジタルデータに所定のデータ処理を施す場合において
も、データ処理出力の精度の低下を招くことなく、語長
を元に戻すことができる。
ィジタルデータをΔΣ変調することにより、ディジタル
データの語長を変換するようにしたので、ディジタルデ
ータと所定の演算データとを演算することにより、ディ
ジタルデータに所定のデータ処理を施す場合において
も、データ処理出力の精度の低下を招くことなく、語長
を元に戻すことができる。
【０１０５】また、本発明によれば、語長変換用のΔΣ
変調器として、本来の信号成分のみを通すことが可能な
周波数特性を有するΔΣ変調器を用いるようにしたの
で、ディジタルデータに含まれる本来の信号成分のレベ
ルが、ΔΣ変調器の最大入力レベルより小さい限り、こ
の信号成分のレベルを上げることができる。
変調器として、本来の信号成分のみを通すことが可能な
周波数特性を有するΔΣ変調器を用いるようにしたの
で、ディジタルデータに含まれる本来の信号成分のレベ
ルが、ΔΣ変調器の最大入力レベルより小さい限り、こ
の信号成分のレベルを上げることができる。
【図１】本発明に係るデータ処理装置の第１の実施の形
態の構成を示すブロック図である。
態の構成を示すブロック図である。
【図２】ΔΣ変調により得られたディジタル音声データ
のスペクトルを示す図である。
のスペクトルを示す図である。
【図３】第１の実施の形態の概要を説明するためのブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】第１の実施の形態の概要を説明するための特性
図である。
図である。
【図５】第１の実施の形態におけるΔΣ変調器の概念的
な構成を示すブロック図である。
な構成を示すブロック図である。
【図６】第１の実施の形態におけるΔΣ変調器の具体的
構成の一例をブロック図である。
構成の一例をブロック図である。
【図７】図６に示すΔΣ変調器の積分器の具体的構成の
一例を示すブロック図である。
一例を示すブロック図である。
【図８】第１の実施の形態におけるΔΣ変調器の周波数
特性を示す特性図である。
特性を示す特性図である。
【図９】第１の実施の形態の動作を説明するための信号
波形図である。
波形図である。
【図１０】本発明のデータ処理装置の第２の実施の形態
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
１１…データ入力端子、１２…係数入力端子、１３…乗
算器、１４…ΔΣ変調器、１５…出力端子、２１，４１
…入力端子、２２…加算要素、２３…前向き要素、２４
…増幅要素、２５…フィードバック要素、２６，４７…
出力端子、４２（１）〜４２（５），５１，５３１…加
算器、４３（１）〜４３（５），５３…積分器、４４
（１）〜４４（４）…乗算器、４５…増幅器、４６，５
３２…遅延器、５２…スイッチ、５４…シフタ。
算器、１４…ΔΣ変調器、１５…出力端子、２１，４１
…入力端子、２２…加算要素、２３…前向き要素、２４
…増幅要素、２５…フィードバック要素、２６，４７…
出力端子、４２（１）〜４２（５），５１，５３１…加
算器、４３（１）〜４３（５），５３…積分器、４４
（１）〜４４（４）…乗算器、４５…増幅器、４６，５
３２…遅延器、５２…スイッチ、５４…シフタ。
Claims (6)
- 【請求項１】 入出力の周波数特性として、本来の信号
成分のみを通すような特性を有するΔΣ変調器を用い
て、ディジタルデータの語長を予め定めた語長に変換す
るように構成されていることを特徴とする語長変換装
置。 - 【請求項２】 ディジタルデータと所定の演算データと
の演算を行うことにより、前記ディジタルデータに所定
のデータ処理を施すデータ処理手段と、 入出力の周波数特性として、本来の信号成分のみを通す
ような特性を有し、ΔΣ変調により前記データ処理手段
のデータ処理出力の語長を予め定めた語長に変換する語
長変換手段とを備えたことを特徴とするデータ処理装
置。 - 【請求項３】 前記データ処理手段は、前記ディジタル
データに前記演算データとしてレベル調整用のデータを
乗算することにより、前記ディジタルデータのレベルを
調整するように構成されていることを特徴とする請求項
２記載のデータ処理装置。 - 【請求項４】 前記データ処理手段は、 前記演算データとして、前記ディジタルデータに含まれ
る直流オフセット成分を除去するための除去データを生
成する除去データ生成手段と、 この除去データ生成手段により生成された除去データを
前記ディジタルデータから減じることにより、このディ
ジタルデータに含まれる直流オフセット成分を除去する
減算手段とを備えたことを特徴とする請求項２記載のデ
ータ処理装置。 - 【請求項５】 前記除去データ生成手段は、前記語長変
換手段の変換出力に基づいて、前記除去データを生成す
るように構成されていることを特徴とする請求項４記載
のデータ処理装置。 - 【請求項６】 前記除去データ生成手段は、予め定めた
時間だけ前記除去データの生成処理を実行し、この時間
が経過したあとは、それまでに得た除去データを継続的
に出力するように構成されていることを特徴とする請求
項６記載のデータ処理装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8097433A JPH09266447A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 語長変換装置及びデータ処理装置 |
| EP97400491A EP0798865A3 (en) | 1996-03-28 | 1997-03-04 | Digital data converter |
| US08/810,812 US5877716A (en) | 1996-03-28 | 1997-03-06 | Word length convertor |
| TW086103844A TW441196B (en) | 1996-03-28 | 1997-03-26 | Digital data converter |
| KR1019970010467A KR100497702B1 (ko) | 1996-03-28 | 1997-03-26 | 디지털데이터변환장치 |
| KR1020050000420A KR100514340B1 (ko) | 1996-03-28 | 2005-01-04 | 디지털 데이터 변환 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8097433A JPH09266447A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 語長変換装置及びデータ処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09266447A true JPH09266447A (ja) | 1997-10-07 |
Family
ID=14192256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8097433A Pending JPH09266447A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 語長変換装置及びデータ処理装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5877716A (ja) |
| EP (1) | EP0798865A3 (ja) |
| JP (1) | JPH09266447A (ja) |
| KR (2) | KR100497702B1 (ja) |
| TW (1) | TW441196B (ja) |
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| KR100691144B1 (ko) * | 2004-12-03 | 2007-03-09 | 삼성전기주식회사 | 시그마-델타 변조기 |
| JP2012521727A (ja) * | 2009-03-25 | 2012-09-13 | アッコ セミコンダクター インコーポレイテッド | 短縮化処理を有するシグマデルタ変調器及びその適用 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| FI103745B1 (fi) * | 1997-10-09 | 1999-08-31 | Atmel Corp | Signaalinkäsittelymenetelmä ja -laite |
| GB2330710B (en) * | 1997-10-24 | 2001-07-25 | Sony Uk Ltd | Signal processors |
| US6816100B1 (en) | 1999-03-12 | 2004-11-09 | The Regents Of The University Of California | Analog-to-digital converters with common-mode rejection dynamic element matching, including as used in delta-sigma modulators |
| US7173550B1 (en) * | 2001-07-13 | 2007-02-06 | Cirrus Logic, Inc. | Circuits, systems and methods for volume control in low noise 1-bit digital audio systems |
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| AU2002244265A1 (en) * | 2001-07-13 | 2003-01-29 | Cirrus Logic, Inc. | Circuits, systems and methods for volume control in 1-bit digital audio systems |
| JP3785361B2 (ja) * | 2001-12-25 | 2006-06-14 | 株式会社ルネサステクノロジ | Δςモジュレータ、ａ／ｄコンバータおよびｄ／ａコンバータ |
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