JPH09214289A

JPH09214289A - フィルタ回路

Info

Publication number: JPH09214289A
Application number: JP8014684A
Authority: JP
Inventors: Shigeo Sato; 繁雄佐藤
Original assignee: Uniden Corp
Current assignee: Uniden Corp
Priority date: 1996-01-30
Filing date: 1996-01-30
Publication date: 1997-08-15
Also published as: US5708596A

Abstract

(57)【要約】【課題】装置の小型化及び低消費電力化が必須である
装置への組み込みに適し，サンプリング周波数が高くな
っても，フィルタ次数の増加を抑制しながら回路規模の
増加を抑えると共に，優れたフィルタ特性を実現し得る
フィルタ回路を提供することを目的とする。【解決手段】１ビット量子化器１０５と，第１サンプ
リング周波数のクロックに同期して動作するＮ次１ビッ
ト遅延素子を備えた第１移動平均型フィルタ１２１と，
第１移動平均型フィルタ１２１の出力について，第２サ
ンプリング周波数のクロックに同期して間引き処理を施
す間引き回路１２３と，間引き回路１２３の出力を入力
とし，第２サンプリング周波数のクロックに同期して動
作するＭ次ｑビット遅延素子を備えた第２移動平均型フ
ィルタ１２２とを備え，間引き回路１２３は第２移動平
均型フィルタ１２２のアンチエイリアス成分を除去す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はフィルタ回路に係
り，特に，ページャ，ポケベル等（以下，選択呼出し受
信機という）のような装置の小型化及び低消費電力化が
必須である装置への組み込みに適し，サンプリング周波
数が高くなっても，フィルタ次数の増加を抑制しながら
回路規模の増加を抑えると共に，優れたフィルタ特性を
実現し得るフィルタ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のディジタル信号方式を用いた選択
呼出し受信機（従来例１）の構成図を図１（ａ）に示
す。本従来例の選択呼出し受信機では，ベースバンド信
号をＦＭ変調した電波をアンテナ１０１によって受信
し，ＲＦ増幅回路１０２で高周波増幅した後，ＩＦ／検
波回路１０３によって中間周波数に変換すると共に，検
波して搬送波をＦＭ変調しているベースバンド信号を復
調している。

【０００３】この検波されたベースバンド信号１１３
は，アンチエイリアスフィルタ１０４に入力され，後述
するディジタルフィルタ１０６におけるサンプリング周
波数ｆｓの１／２以上の高周波成分が除去される。そし
て，アンチエイリアスフィルタ１０４で高周波成分が除
去されたベースバンド信号１１４は，１ビット量子化器
１０５に入力され，”０”及び”１”に量子化される。

【０００４】更にこの量子化データ１１５は，ディジタ
ルフィルタ１０６に入力され，高周波成分が除去され
る。このろ波された信号１１６はディジタルコンパレー
タ１０７に入力され，１／符号レート［時間］における
パルス数が所定値以下か否かについて判別されてＮＲＺ
符号の復号１１７に再生される。

【０００５】このように，従来の選択呼出し受信機は，
消費電力の低減，回路規模の小型化のために１ビット量
子化器１０５を備え，１ビット量子化器１０５により得
られる０，１判定されたビットストリームデータ１１５
について，ディジタルフィルタ１０６によって不要成分
の除去を行うものである。

【０００６】例えば，図６（ａ）に示す如く，ディジタ
ルフィルタ１０６を移動平均型ローパスフィルタ（MVA
Low Pass Filter）６０６によって実現（従来例１）す
れば，フィルタカットオフ周波数をｆｃ，サンプリング
周波数をｆｓ，フィルタ次数をＮとする時，次式のよう
な近似式が成り立つ。ｆｃ＝０．４４・ｆｓ／Ｎ［Ｈｚ］（１）

【０００７】従って，フィルタカットオフ周波数ｆｃと
サンプリング周波数ｆｓが決まれば一意にフィルタ次数
Ｎが決まることになる。また，サンプリング周波数ｆｓ
とフィルタ次数Ｎの比ｆｓ／Ｎを一定に保ち，それぞれ
の値を大きくすることで，フィルタ特性をより急峻のも
のにすることができ，結果としてより大きなフィルタ効
果を得ることが可能である。

【０００８】つまり，ディジタルフィルタ１０６のフィ
ルタ効果を上げるためには，（Ａ）フィルタ次数を大き
くする，（Ｂ）サンプリング周波数ｆｓを高くする，等
の条件を満たすように回路設計する必要がある。しかし
ながら，上記（Ａ）及び（Ｂ）の条件は回路規模を大き
くし，消費電力を増加させる要因であり，選択呼出し受
信機のように回路の小型化及び消費電力の低減が必要な
装置に組み込む場合には，結局，条件（Ａ）及び（Ｂ）
とフィルタ特性とのトレードオフになる。

【０００９】また一方では，近年，伝送速度が動的に変
化する信号を使って選択呼出を行うフレックス方式（Ｆ
ＬＥＸはモトローラ社の登録商標である）が提案されて
いる。このフレックス方式の通信システムでは，１６０
０，３２００及び６４００［ｂｐｓ］の伝送レートが使
用可能であり，基地局が伝送状況をモニタしながら伝送
レートを動的に変えている。例えば，受信しにくいエリ
アに対しては１６００［ｂｐｓ］で伝送を行い，混んで
いるエリアに対しては６４００［ｂｐｓ］で伝送を行う
といったものである。

【００１０】従って，このフレックス方式における選択
呼出し受信機においては，プリアンブル信号（同期信
号）を実際に受信してみないと，受信信号の伝送レート
が分からない。また受信機内では，符号レート（変調速
度）として１６００及び３２００［ｂｏｕｄ］の２種類
の信号を扱うこととなり，１６００［ｂｏｕｄ］の場合
には２値変調で１６００［ｂｐｓ］に，４値変調で３２
００［ｂｐｓ］に，また３２００［ｂｏｕｄ］の場合に
は，２値変調で３２００［ｂｐｓ］に，４値変調で６４
００［ｂｐｓ］にそれぞれ対応することとなる。

【００１１】例えば，ＩＦ／検波回路１０３が３２００
［ｂｏｕｄ］の信号を扱うように設計されており，１６
００［ｂｏｕｄ］の受信信号を受信しているとする。こ
の場合，ＩＦ／検波回路１０３の通過周波数帯域は，１
６００［ｂｏｕｄ］に対応する周波数帯域より高い周波
数帯域にまで及ぶので，ＩＦ／検波回路１０３の出力信
号において，その高い周波数帯域にノイズが残っている
可能性が高い。

【００１２】このようなフレックス方式の選択呼出し受
信機に対して，従来例１のフィルタ回路の構成を適用し
たのでは満足のいく受信特性を得ることが難しい。そこ
で，図６（ｂ）に示すようなフィルタ回路の構成（従来
例２）が考えられている。

【００１３】本従来例のフィルタ回路は，ディジタルフ
ィルタ１０６として，第１サンプリング周波数ｆｓ１に
よる第１ローパスフィルタ６２１と，第１サンプリング
周波数ｆｓ１より低い第２サンプリング周波数ｆｓ２に
よる第２ローパスフィルタ６２２とを具備し，第１ロー
パスフィルタ６２１によって第２ローパスフィルタ６２
２のアンチエイリアス成分，即ち周波数がｆｓ２／２以
上の成分を除去し，第２ローパスフィルタ６２２によっ
て本来要求されているフィルタカットオフ周波数ｆｃ以
上の成分を除去するものである。

【００１４】本従来例のフィルタ回路の構成のメリット
は，第２ローパスフィルタ６２２として回路規模の比較
的大きなフィルタを使っても，サンプリング周波数ｆｓ
２が低いため第２ローパスフィルタ６２２での消費電力
の増加をある程度抑えることができる点である。

【００１５】一方，本従来例の構成では，第１ローパス
フィルタ６２１の減衰量を大きくとる必要があり，係数
付きのＦＩＲ（非巡回型）フィルタやＩＩＲ（巡回型）
フィルタによって構成することとなる。しかしながら，
これらのフィルタには乗算器が必要で回路規模が大きく
なること，また消費電力が増えるなどの理由から，この
ような構成のフィルタ回路を選択呼出し受信機に適用す
るのは，現実的に無理である。

【００１６】従って，実際的には，第１ローパスフィル
タ６２１として移動平均型フィルタ等を使用することに
なるが，減衰量が十分ではなく，そのため，第２ローパ
スフィルタ６２２から見たアンチエイリアス成分の十分
な除去ができず，結果として満足のいく受信特性を得る
ことが難しい。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように，従来例
１のフィルタ回路にあっては，フィルタ効果を上げるべ
く，フィルタ次数を大きくしたり，サンプリング周波数
ｆｓを高くすると，回路規模を大きくし，消費電力を増
加させることとなり，選択呼出し受信機のように回路の
小型化及び消費電力の低減が必要な装置に組み込む場合
にはこれらのトレードオフとなって，小型で，低消費電
力で，且つ受信特性の優れた受信機の実現が難しいとい
う問題があった。

【００１８】また，従来例１のフィルタ回路をフレック
ス方式の選択呼出し受信機に適用したのでは，満足のい
く受信特性を得ることが難しいという問題があり，更
に，従来例２のフィルタ回路を適用しても，小型化及び
低消費電力化の要請から使用できるフィルタ回路に制約
があり，結果として満足のいく受信特性を得ることが難
しいという問題があった。

【００１９】本発明は，上記従来の問題点に鑑みてなさ
れたものであって，サンプリング周波数が高くなって
も，フィルタ次数の増加を抑制しながら回路規模の増加
を抑えると共に，優れたフィルタ特性を実現し，回路の
小型化及び消費電力の低減が必要な装置への組み込みに
適したフィルタ回路を提供することを目的としている。

【００２０】また本発明の他の目的は，伝送速度が動的
に変化する受信信号からベースバンド信号を検波して送
信情報を復号するフレックス方式の選択呼出し受信機の
フィルタ回路において，より少ないフィルタ次数でフィ
ルタ回路を構成して回路規模の増大を抑制すると共に，
優れたフィルタ特性を備えたフィルタ回路を提供するこ
とである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に，本発明の第１の特徴のフィルタ回路は，１ビット量
子化された信号を入力とし，第１サンプリング周波数の
クロックに同期してシーケンシャルな動作をするＮ次の
１ビット遅延素子（Ｎは任意の正整数）を備えた第１移
動平均型フィルタと，前記第１移動平均型フィルタの出
力について，第２サンプリング周波数のクロックに同期
して間引き処理を施す間引き回路と，前記間引き回路の
出力を入力とし，前記第２サンプリング周波数のクロッ
クに同期してシーケンシャルな動作をするＭ次のｑビッ
ト遅延素子（Ｍ，ｑは任意の正整数）を備えた第２移動
平均型フィルタとを具備し，前記間引き回路は，前記第
２移動平均型フィルタのアンチエイリアス成分，即ち前
記第２サンプリング周波数の半分の周波数以上の信号成
分を除去するものである。

【００２２】また，第２の特徴のフィルタ回路は，受信
信号からベースバンド信号を検波して送信情報を復号す
る選択呼出し受信機のフィルタ回路において，前記ベー
スバンド信号を１ビット量子化する１ビット量子化器
と，前記１ビット量子化器の出力を入力とし，第１サン
プリング周波数のクロックに同期してシーケンシャルな
動作をするＮ次の１ビット遅延素子（Ｎは任意の正整
数）を備えた第１移動平均型フィルタと，前記第１移動
平均型フィルタの出力について，第２サンプリング周波
数のクロックに同期して間引き処理を施す間引き回路
と，前記間引き回路の出力を入力とし，前記第２サンプ
リング周波数のクロックに同期してシーケンシャルな動
作をするＭ次のｑビット遅延素子（Ｍ，ｑは任意の正整
数）を備えた第２移動平均型フィルタとを具備し，前記
間引き回路は，前記第２移動平均型フィルタのアンチエ
イリアス成分，即ち前記第２サンプリング周波数の半分
の周波数以上の信号成分を除去するものである。

【００２３】また，第３の特徴のフィルタ回路は，請求
項２記載のフィルタ回路において，前記受信信号は，伝
送速度が動的に変化するものである。

【００２４】また，第４の特徴のフィルタ回路は，請求
項２または３記載のフィルタ回路において，前記第１サ
ンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数を変
更することで，受信した前記ベースバンド信号の通過域
を変更できるものである。

【００２５】また，第５の特徴のフィルタ回路は，請求
項１，２，３または４記載のフィルタ回路において，前
記第１サンプリング周波数が前記第２サンプリング周波
数のｐ倍（ｐは任意の正整数）となる関係を持つとき
に，前記間引き回路は，第１サンプリング周波数のクロ
ックの現パルスからｐ−１個前のパルスまでのそれぞれ
のパルスによって処理された前記第１移動平均型フィル
タのｐ個の出力を，前記第２サンプリング周波数のクロ
ックに同期して加算して出力するものである。

【００２６】更に，第６の特徴のフィルタ回路は，請求
項１，２，３または４記載のフィルタ回路において，前
記第１サンプリング周波数が前記第２サンプリング周波
数のｐ倍（ｐは任意の正整数）となる関係を持つとき
に，前記間引き回路は，第１サンプリング周波数のクロ
ックの現パルスからｐ−１個前のパルスまでのそれぞれ
のパルスによって処理された前記第１移動平均型フィル
タのｐ個の出力を，前記第２サンプリング周波数のクロ
ックに同期して加算した後，該加算結果を値ｐで除算し
て出力するものである。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下，本発明のフィルタ回路の概
要について，並びに，本発明のフィルタ回路の実施例に
ついて，〔実施例１〕，〔実施例２〕の順に図面を参照
して詳細に説明する。

【００２８】〔本発明のフィルタ回路の概要〕本発明の
第１の特徴のフィルタ回路では，図１（ｂ）に示す如
く，第１移動平均型フィルタ１２１において，１ビット
量子化された信号１１５を，第１サンプリング周波数ｆ
ｓ１のクロック１３１に同期してシーケンシャル動作を
するＮ次の１ビット遅延素子に加えて，第２移動平均型
フィルタ１２２のアンチエイリアス成分，即ち第２サン
プリング周波数の半分の周波数ｆｓ２／２以上の信号成
分を除去する。しかし，移動平均型のフィルタであるた
めに完全な除去は難しく，第１移動平均型フィルタ１２
１の出力１１８について，間引き回路１２３により，第
２サンプリング周波数ｆｓ２のクロック１３２に同期し
て間引き処理を施し，第２移動平均型フィルタ１２２の
アンチエイリアス成分を完全に除去するようにしてい
る。更に，第２移動平均型フィルタ１２２においては，
間引き回路１２３の出力１１９を，第２サンプリング周
波数ｆｓ２のクロック１３２に同期してシーケンシャル
動作をするＭ次のｑビット遅延素子に加え，当該フィル
タ回路において本来要求されているカットオフ周波数ｆ
ｃ以上の成分を除去するようにしている。

【００２９】このように，第１移動平均型フィルタ１２
１及び第２移動平均型フィルタ１２２を使用すること
で，サンプリング周波数が高くなっても，フィルタ次数
の増加を抑制しながらフィルタ回路を構成して回路規模
の増加を抑えることができ，これら第１移動平均型フィ
ルタ１２１及び第２移動平均型フィルタ１２２の間に間
引き回路１２３を挿入して構成することで，除去が難し
かった第２移動平均型フィルタ１２２のアンチエイリア
ス成分の除去を完全に行って，優れたフィルタ特性を実
現することができ，結果として，装置の小型化及び消費
電力の低減が必要な装置への組み込みに適したフィルタ
回路を実現することができる。

【００３０】また，第２の特徴のフィルタ回路では，受
信信号からベースバンド信号を検波して送信情報を復号
する選択呼出し受信機のフィルタ回路において，第１移
動平均型フィルタ１２１で，１ビット量子化器１０５に
より１ビット量子化された信号１１５を，第１サンプリ
ング周波数ｆｓ１のクロック１３１に同期してシーケン
シャル動作をするＮ次の１ビット遅延素子に加えて，第
２移動平均型フィルタ１２２のアンチエイリアス成分，
即ち第２サンプリング周波数の半分の周波数ｆｓ２／２
以上の信号成分を除去する。しかし，移動平均型のフィ
ルタであるために完全な除去は難しいことから，第１移
動平均型フィルタ１２１の出力１１８について，間引き
回路１２３により，第２サンプリング周波数ｆｓ２のク
ロック１３２に同期して間引き処理を施し，第２移動平
均型フィルタ１２２のアンチエイリアス成分を完全に除
去するようにしている。更に，第２移動平均型フィルタ
１２２においては，間引き回路１２３の出力１１９を，
第２サンプリング周波数ｆｓ２のクロック１３２に同期
してシーケンシャル動作をするＭ次のｑビット遅延素子
に加え，当該フィルタ回路において本来要求されている
カットオフ周波数ｆｃ以上の成分を除去するようにして
いる。

【００３１】このように，選択呼出し受信機のフィルタ
回路において，第１移動平均型フィルタ１２１及び第２
移動平均型フィルタ１２２を使用することで，サンプリ
ング周波数が高くなっても，フィルタ次数の増加を抑制
しながらフィルタ回路を構成して回路規模の増加を抑え
ることができ，これら第１移動平均型フィルタ１２１及
び第２移動平均型フィルタ１２２の間に間引き回路１２
３を挿入して構成することで，除去が難しかった第２移
動平均型フィルタ１２２のアンチエイリアス成分の除去
を完全に行って，優れたフィルタ特性を備えたフィルタ
回路を実現することができ，結果として，当該フィルタ
回路が組み込まれる選択呼出し受信機の小型化及び消費
電力の低減が可能となる。

【００３２】また，第３の特徴のフィルタ回路では，特
に，受信信号の伝送速度が動的に変化する，例えばフレ
ックス方式の選択呼出し受信機のフィルタ回路に，第２
の特徴のフィルタ回路を適用することにより，伝送レー
トによらず，検波されたベースバンド信号に残っている
可能性のある高い周波数帯域のノイズを完全に除去する
ことができ，より優れた受信特性を備えた選択呼出し受
信機を実現することができる。

【００３３】また，第４の特徴のフィルタ回路では，第
１サンプリング周波数ｆｓ１及び第２サンプリング周波
数ｆｓ２を変更することで，受信したベースバンド信号
の通過域を変更できるようにしているので，符号レート
の異なる受信地域においても，本発明を用いた選択呼出
し受信機を使用する場合，受信機本体に設けた切換手段
等によって簡単にフィルタのカットオフ周波数を切り換
えることができ，符号レートの変化に柔軟に対応し得る
選択呼出し受信機を実現することができる。

【００３４】また，第５の特徴のフィルタ回路では，第
１サンプリング周波数ｆｓ１が第２サンプリング周波数
ｆｓ２のｐ倍となる関係（ｆｓ１＝ｐ×ｆｓ２）を持つ
ときに，間引き回路１２３において，第１サンプリング
周波数ｆｓ１のクロック１３１の現パルスからｐ−１個
前のパルスまでのそれぞれのパルスによって処理された
第１移動平均型フィルタ１２１のｐ個の出力を，第２サ
ンプリング周波数ｆｓ２のクロックに同期して加算して
出力することとし，例えばｐ−１個のレジスタ及びｐ入
力加算器による簡単な加算型フィルタの構成で実現した
ので，より回路規模の増大を抑制したフィルタ回路を実
現することが可能となる。

【００３５】更に，第６の特徴のフィルタ回路では，第
１サンプリング周波数ｆｓ１が第２サンプリング周波数
ｆｓ２のｐ倍となる関係（ｆｓ１＝ｐ×ｆｓ２）を持つ
ときに，間引き回路１２３において，第１サンプリング
周波数ｆｓ１のクロック１３１の現パルスからｐ−１個
前のパルスまでのそれぞれのパルスによって処理された
第１移動平均型フィルタ１２１のｐ個の出力を，第２サ
ンプリング周波数ｆｓ２のクロックに同期して加算した
後，該加算結果を値ｐで除算して出力することとし，例
えばｐ−１個のレジスタ，ｐ入力加算器及び除算器によ
る簡単な加算平均型フィルタの構成で実現したので，回
路規模の増大を抑制したフィルタ回路を実現することが
可能となる。

【００３６】〔実施例１〕図１（ａ）は本発明の実施例
１に係るフィルタ回路が適用される選択呼出し受信機の
構成図，図１（ｂ）はフィルタ回路の構成図である。図
１（ａ）に示す構成は従来例１と重複するが，図１
（ｂ）に示すディジタルフィルタ１０６の構成におい
て，従来例１と差異を有する。

【００３７】図１（ａ）において，本実施例の選択呼出
し受信機では，到来電波はアンテナ１０１によって受信
され，ＲＦ増幅回路１０２で高周波増幅される。更にＩ
Ｆ／検波回路１０３によって，このＲＦ増幅信号は中間
周波数帯信号に周波数変換された後，搬送波をＦＭ変調
しているベースバンド信号が検波される。

【００３８】この検波されたベースバンド信号１１３
は，アンチエイリアスフィルタ１０４に入力され，後述
するディジタルフィルタ１０６におけるアンチエイリア
ス成分（即ち，サンプリング周波数の半分以上の高周波
成分）が除去される。そして，アンチエイリアスフィル
タ１０４で高周波成分が除去されたベースバンド信号１
１４は，１ビット量子化器１０５に入力され，”０”及
び”１”に量子化される。

【００３９】更にこの量子化データ１１５は，ディジタ
ルフィルタ１０６に入力され，高周波成分が除去され
る。このろ波された信号１１６はディジタルコンパレー
タ１０７に入力され，１／符号レート［時間］における
パルス数が所定値以下か否かについて判別されてＮＲＺ
符号の復号１１７に再生される。

【００４０】また，図１（ｂ）において，本実施例のデ
ィジタルフィルタ（フィルタ回路）１０６は，１ビット
量子化器１０５で１ビット量子化された信号１１５を入
力とし，第１サンプリング周波数ｆｓ１のクロック１３
１に同期してシーケンシャルな動作をするＮ次の１ビッ
ト遅延素子を備えた第１ローパスフィルタ（第１移動平
均型フィルタ）１２１と，第１ローパスフィルタ１２１
の出力１１８について，第２サンプリング周波数ｆｓ２
のクロック１３２に同期して間引き処理を施す間引き回
路１２３と，間引き回路１２３の出力１１９を入力と
し，第２サンプリング周波数ｆｓ２のクロック１３２に
同期してシーケンシャルな動作をするＭ次のｑビット遅
延素子を備えた第２ローパスフィルタ（第２移動平均型
フィルタ）１２２とを具備して構成されている。

【００４１】第１ローパスフィルタ１２１では，第２ロ
ーパスフィルタ１２２のアンチエイリアス成分，即ち第
２サンプリング周波数の半分の周波数ｆｓ２／２以上の
信号成分を除去する。しかし，移動平均型のフィルタで
あるために完全な除去は難しいことから，第１ローパス
フィルタ１２１の出力１１８について，間引き回路１２
３により間引き処理を施し，第２ローパスフィルタ１２
２のアンチエイリアス成分を完全に除去するようにして
いる。更に，第２ローパスフィルタ１２２では，間引き
回路１２３の出力１１９について，当該ディジタルフィ
ルタ１０６において本来要求されているカットオフ周波
数ｆｃ以上の成分を除去するようにしている。

【００４２】次に，図２は本実施例の間引き回路１２３
の具体的な構成を説明する図である。図２（ｂ）に示す
如く，第１サンプリング周波数ｆｓ１が第２サンプリン
グ周波数ｆｓ２の２倍となる関係（ｆｓ１＝２×ｆｓ
２）を持つとき，間引き回路１２３の構成は，図２
（ａ）に示されるような，ｑビットレジスタ２０１及び
ｑビット２入力加算器２０２を備えた加算型フィルタで
構成できる。ここで，ｑは第１サンプリング周波数ｆｓ
１の１周期で処理し得るビット数である。

【００４３】レジスタ２０１は第１サンプリング周波数
ｆｓ１のクロック１３１でセットされるので，２入力加
算器２０２の入力には，第１サンプリング周波数ｆｓ１
のクロック１３１の現パルスによって処理された第１ロ
ーパスフィルタ１２１の出力と，１個前のパルスによっ
て処理された第１ローパスフィルタ１２１の出力とが供
給されることになる。２入力加算器２０２では，第２サ
ンプリング周波数ｆｓ２のクロックに同期してこれら２
つの値を加算する。これにより，第１ローパスフィルタ
１２１の出力に含まれている第２サンプリング周波数の
半分の周波数ｆｓ２／２以上の信号成分を除去すること
ができる。

【００４４】また，図２（ａ）の間引き回路１２３の構
成において，２入力加算器２０２の出力側に入力値を１
／２にする除算器を備えた構成，即ち加算平均型フィル
タの構成としてもよい。この場合，１／２の演算である
ので，最下位ビットを除去するのみで特別なハードウェ
アは必要としない。

【００４５】次に，第１サンプリング周波数ｆｓ１が第
２サンプリング周波数ｆｓ２の３倍となる関係（ｆｓ１
＝３×ｆｓ２）を持つときには，間引き回路１２３の構
成は，図２（ｃ）に示されるような，第１レジスタ２１
１，第２レジスタ２１２及び３入力加算器２１３を備え
た加算型フィルタで構成できる。

【００４６】第１レジスタ２１１及び第２レジスタ２１
２は第１サンプリング周波数ｆｓ１のクロック１３１で
セットされるので，３入力加算器２１３の入力には，第
１サンプリング周波数ｆｓ１のクロック１３１の現パル
スによって処理された第１ローパスフィルタ１２１の出
力と，１個前及び２個前のパルスによってそれぞれ処理
された第１ローパスフィルタ１２１の出力とが供給され
ることになる。３入力加算器２１３では，第２サンプリ
ング周波数ｆｓ２のクロックに同期してこれら３つの値
を加算する。

【００４７】この図２（ｃ）の構成についても，３入力
加算器２１３の出力側に入力値を１／３にする除算器を
備えた構成，即ち加算平均型フィルタの構成としてもよ
い。

【００４８】このように，間引き回路１２３を，レジス
タ，加算器及びまたは除算器による簡単な加算型フィル
タまたは加算平均型フィルタの構成で実現できるので，
回路規模の増大を抑制したディジタルフィルタ１０６を
実現することが可能となる。

【００４９】次に，図３には，第１ローパスフィルタ１
２１及び第２ローパスフィルタ１２２に使用される移動
平均型フィルタのシグナルフローチャートを示す。

【００５０】尚，第１ローパスフィルタ１２１には１ビ
ット幅の構成のものが，第２ローパスフィルタ１２２に
はｑビット幅の構成のものがそれぞれ用いられる。また
図３は第１ローパスフィルタ１２１に対応するもので，
第１サンプリング周波数ｆｓ１のクロック１３１に同期
してシーケンシャルな動作をするＮ次の１ビット遅延素
子を備えた構成を想定している。

【００５１】図３において，入力Ｘ（Ｚ）に対して，各
遅延素子３０１−１〜３０１−ｎ−１の出力を加算器３
０３で加算し，除算器３０５で１／Ｎとした加算平均が
第１ローパスフィルタ１２１の出力Ｙ（Ｚ）となる。
尚，量子化データ１１５が１ビットデータであるため，
各遅延素子３０１−１〜３０１−ｎ−１は単純な１ビッ
トシフトレジスタで構成でき，各遅延素子３０１−１〜
３０１−ｎ−１の和は簡単な構成の加算器３０３で求め
られる。更に，各遅延素子３０１−１〜３０１−ｎ−１
には，第１サンプリング周波数ｆｓ１のクロック１３１
が入力されて，遅延時間が調整される。

【００５２】同様に，第２ローパスフィルタ１２２につ
いても，Ｍ次のｑビット遅延素子，ｑビットＭ入力加算
器及び１／Ｍ除算器の構成で実現でき，同様の動作をす
る。

【００５３】次に，本実施例の選択呼出し受信機の構成
により，従来，除去が難しかった第２ローパスフィルタ
１２２のアンチエイリアス成分の除去を行い得ること
を，図４の動作説明図を用いて説明する。

【００５４】１ビット量子化器１０５によって１ビット
量子化された信号１１５は，従来例（図６参照）に示す
第１ローパスフィルタ６２１によってノイズ成分が除去
される。しかし，これまでにも説明したように，満足の
いく特性が得られない場合が多い。

【００５５】図４は本実施例の動作説明図であって，図
４（ａ）は第１ローパスフィルタ１２１の出力１１８，
図４（ｂ）は間引き回路１２３の出力１１９，図４
（ｃ）は第２ローパスフィルタ１２２の出力１１６，そ
れぞれの信号波形である。尚，図４の具体例では，第１
サンプリング周波数ｆｓ１と第２サンプリング周波数ｆ
ｓ２との関係は，ｆｓ２＝２×ｆｓ１であり，間引き回
路１２３の構成は図２（ａ）に示す構成である。

【００５６】先ず図４（ａ）について，第１ローパスフ
ィルタ１２１の出力１１８はＮ次のフィルタ出力である
から，周波数ｆｓ１／２の成分を持つノイズが残り，そ
の値も０〜Ｎまでの値を取る。ここで，仮にレベルＮ／
２をセンタ閾値として〔０，１〕判定を行うとすれば，
同図から明らかなように正しい判定結果を得ることはで
きない。

【００５７】そこで本実施例では，図４（ｂ）に示す如
く，間引き回路１２３において，第１ローパスフィルタ
１２１の出力１１８を，第２サンプリング周波数ｆｓ２
によって加算平均することとし，該間引き回路１２３の
出力１１９を第２ローパスフィルタ１２２の入力として
いる。図４（ｂ）に示す信号波形は，図４（ａ）におい
て隣接する２つの値を加算して１／２しているにすぎ
ず，結果である図４（ｂ）から分かるように，，第１ロ
ーパスフィルタ１２１の出力１１８に含まれていた周波
数ｆｓ１／２の信号成分は周波数ｆｓ２／２の信号成分
となっている。

【００５８】次に，この間引き回路１２３の出力１１９
をＭ次フィルタである第２ローパスフィルタ１２２に入
力すると，図４（ｃ）に示す信号波形を得ることとな
る。即ち，図４（ｃ）の信号波形では，仮にＭ／２をセ
ンタ閾値とした場合でも，〔０，１〕判定を確実に行う
ことができる。つまり，本実施例のように，第１ローパ
スフィルタ１２１と第２ローパスフィルタ１２２の間
に，第２サンプリング周波数ｆｓ２で加算平均を取る間
引き回路１２３を挿入することによって，第２ローパス
フィルタ１２２のアンチエイリアス成分を取り除くこと
が可能になる。

【００５９】以上のように本実施例の選択呼出し受信機
におけるフィルタ回路では，第１ローパスフィルタ１２
１及び第２ローパスフィルタ１２２に移動平均型フィル
タを使用することで，サンプリング周波数が高くなって
も，フィルタ次数の増加を抑制しながらフィルタ回路を
構成して回路規模の増加を抑えることができ，これら第
１ローパスフィルタ１２１及び第２ローパスフィルタ１
２２の間に間引き回路１２３を挿入して構成すること
で，除去が難しかった第２ローパスフィルタ１２２のア
ンチエイリアス成分の除去を完全に行って，優れたフィ
ルタ特性を備えたフィルタ回路を実現することができ，
結果として，選択呼出し受信機の小型化及び消費電力の
低減が可能となる。

【００６０】また，例えば，異なる発振周波数を持つ発
振器の組を予め用意しておき，ＣＰＵ等の制御によって
組の切換を行って，第１サンプリング周波数ｆｓ１のク
ロック１３１及び第２サンプリング周波数ｆｓ２のクロ
ック１３２を選択生成するようにすれば，受信したベー
スバンド信号の通過域を変更でき，符号レートの異なる
受信地域においても，ＣＰＵ等の切換制御によって簡単
にフィルタ回路のカットオフ周波数を切り換えることが
できるので，符号レートの変化に柔軟に対応し得る選択
呼出し受信機を実現することができる。

【００６１】〔実施例２〕次に，本発明の実施例２で
は，受信信号の伝送速度が動的に変化する，例えばフレ
ックス方式の選択呼出し受信機のフィルタ回路に本発明
のフィルタ回路を適用する。

【００６２】このフレックス方式は，１６００，３２０
０及び６４００［ｂｐｓ］の伝送レートが使用可能であ
り，基地局が伝送状況をモニタしながら伝送レートを動
的に変化させるものである。図５にフレックス方式にお
ける伝送信号のフレーム構成を示す。

【００６３】図５（ａ）に示す如く，１フレームの伝送
信号は，１６００［ｂｏｕｄ］で伝送される同期部５０
１と，１６００または３２００［ｂｏｕｄ］で伝送され
るデータブロック部５０２とによって構成されている。
尚，１フレームの伝送時間は１．８７５［ｓｅｃ］と定
められており，従って，伝送レートの変化によってデー
タブロック部５０２に含まれる伝送データの量が変化す
ることとなる。

【００６４】また，図５（ｂ）には，同期部５０１の構
成を示す。１６ビットの０，１ビットストリーム５１３
によって隔てられた，識別部（３２ビット情報Ａｉ）４
１２及び（３２ビット情報Ａｉの反転）４１４により，
２値変調か４値変調かの識別，並びに，伝送レートが１
６００［ｂｏｕｄ］か３２００［ｂｏｕｄ］かの識別を
行うようになっている。ここで，３２ビット情報Ａｉに
は，上記識別等の組み合わせによってｉ＝０〜７の種別
が用意されている。また，フレーム情報４１５は当該フ
レームのその他の情報を識別するためのものである。

【００６５】本実施例の選択呼出し受信機の構成は，実
施例１と同等であり，図１に示されるものが使用され
る。また，第１サンプリング周波数ｆｓ１のクロック１
３１及び第２サンプリング周波数ｆｓ２のクロック１３
２を生成するための基本クロックは，例えば７６．８
［ｋＨｚ］の発振周波数を持つ発振器が用意されてい
る。

【００６６】伝送レートが１６００［ｂｏｕｄ］のと
き，第１サンプリング周波数（ｆｓ１＝２５．６［ｋＨ
ｚ］）のクロック１３１は基本クロックを３分周して得
られ，第２サンプリング周波数（ｆｓ２＝１２．８［ｋ
Ｈｚ］）のクロック１３２はクロック１３１を２分周し
て得られる。また，伝送レートが３２００［ｂｏｕｄ］
のとき，第１サンプリング周波数（ｆｓ１＝３８．４
［ｋＨｚ］）のクロック１３１は基本クロックを２分周
して得られ，第２サンプリング周波数（ｆｓ２＝１９．
２［ｋＨｚ］）のクロック１３２はクロック１３１を２
分周して得られる。

【００６７】また，カットオフ周波数ｆｃは，伝送レー
トが１６００［ｂｏｕｄ］のとき約８００［Ｈｚ］，伝
送レートが３２００［ｂｏｕｄ］のとき約１６００［Ｈ
ｚ］である。

【００６８】更に，第１ローパスフィルタ１２１の次数
は，伝送レートが１６００［ｂｏｕｄ］のとき１４次，
伝送レートが３２００［ｂｏｕｄ］のとき１０次であ
り，第２ローパスフィルタ１２２の次数は，伝送レート
が１６００［ｂｏｕｄ］のとき５次，伝送レートが３２
００［ｂｏｕｄ］のとき４次である。

【００６９】尚，サンプリング周波数ｆｓ１及びｆｓ２
を生成するために，伝送レートの違いによって行われる
上記分周比の切換制御は，例えば，ＣＰＵ等によって上
記３２ビット情報Ａｉの識別に基づいて行われる。

【００７０】このように，フレックス方式の選択呼出し
受信機のフィルタ回路に図１（ｂ）の構成のディジタル
フィルタ１０６を適用することにより，検波されたベー
スバンド信号に残っている可能性のある高い周波数帯域
のノイズを完全に除去することができ，より優れた受信
特性を備えた選択呼出し受信機を実現することができ
る。

【００７１】

【発明の効果】以上説明したように，本発明の請求項１
に係るフィルタ回路によれば，第１移動平均型フィルタ
及び第２移動平均型フィルタを使用することで，サンプ
リング周波数が高くなっても，フィルタ次数の増加を抑
制しながら回路規模の増加を抑えることができ，これら
第１移動平均型フィルタ及び第２移動平均型フィルタの
間に間引き回路を挿入して構成することで，除去が難し
かった第２移動平均型フィルタのアンチエイリアス成分
の除去を完全に行って，優れたフィルタ特性を実現する
ことができ，結果として，装置の小型化及び消費電力の
低減が必要な装置への組み込みに適したフィルタ回路を
提供することができる。

【００７２】また，第２の特徴のフィルタ回路によれ
ば，選択呼出し受信機のフィルタ回路において，第１移
動平均型フィルタ及び第２移動平均型フィルタを使用す
ることで，サンプリング周波数が高くなっても，フィル
タ次数の増加を抑制しながら回路規模の増加を抑えるこ
とができ，これら第１移動平均型フィルタ及び第２移動
平均型フィルタの間に間引き回路を挿入して構成するこ
とで，除去が難しかった第２移動平均型フィルタのアン
チエイリアス成分の除去を完全に行って，優れたフィル
タ特性を備えたフィルタ回路を提供することができ，結
果として，選択呼出し受信機の小型化及び消費電力の低
減を図り得るフィルタ回路を提供することができる。

【００７３】また，第３の特徴のフィルタ回路によれ
ば，特に，受信信号の伝送速度が動的に変化する，例え
ばフレックス方式の選択呼出し受信機のフィルタ回路に
第２の特徴のフィルタ回路を適用することにより，検波
されたベースバンド信号に残っている可能性のある高い
周波数帯域のノイズを完全に除去することができ，より
優れた受信特性を備えた選択呼出し受信機を実現するこ
とができる。

【００７４】また，第４の特徴のフィルタ回路によれ
ば，第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波
数を変更することで，受信したベースバンド信号の通過
域を変更できるようにしているので，符号レートの異な
る受信地域においても，本発明を用いた選択呼出し受信
機を使用する場合，受信機本体に設けた切換手段等によ
って簡単にフィルタのカットオフ周波数を切り換えるこ
とができ，符号レートの変化に柔軟に対応し得る選択呼
出し受信機を実現することができる。

【００７５】また，第５の特徴のフィルタ回路によれ
ば，第１サンプリング周波数が第２サンプリング周波数
のｐ倍となる関係を持つときに，間引き回路において，
第１サンプリング周波数のクロックの現パルスからｐ−
１個前のパルスまでのそれぞれのパルスによって処理さ
れた第１移動平均型フィルタのｐ個の出力を，第２サン
プリング周波数のクロックに同期して加算して出力する
こととしたので，より回路規模の増大を抑制し得るフィ
ルタ回路を提供することができる。

【００７６】更に，第６の特徴のフィルタ回路によれ
ば，第１サンプリング周波数が第２サンプリング周波数
のｐ倍となる関係を持つときに，間引き回路において，
第１サンプリング周波数のクロックの現パルスからｐ−
１個前のパルスまでのそれぞれのパルスによって処理さ
れた第１移動平均型フィルタのｐ個の出力を，第２サン
プリング周波数のクロックに同期して加算した後，該加
算結果を値ｐで除算して出力することとしたので，回路
規模の増大を抑制したフィルタ回路を実現し得るフィル
タ回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１（ａ）は本発明の実施例１に係るフィルタ
回路が適用される選択呼出し受信機の構成図，図１
（ｂ）はフィルタ回路の構成図である。

【図２】実施例の間引き回路の具体的な構成を説明する
図であり，図２（ａ）は間引き回路の第１例の構成図，
図２（ｂ）は第１サンプリング周波数及び第２サンプリ
ング周波数の関係説明図，図２（ｃ）は間引き回路の第
２例の構成図である。

【図３】第１ローパスフィルタ及び第２ローパスフィル
タに使用される移動平均型フィルタのシグナルフローチ
ャートである。

【図４】実施例の動作説明図であって，図４（ａ）は第
１ローパスフィルタの出力，図４（ｂ）は間引き回路の
出力，図４（ｃ）は第２ローパスフィルタの出力，それ
ぞれの信号波形である。

【図５】図５（ａ）は実施例２に係るフレックス方式に
おける伝送信号のフレーム構成図であり，図５（ｂ）は
同期部の構成図である。

【図６】従来のディジタルフィルタの構成図であり，図
６（ａ）は従来例１の構成図，図６（ｂ）は従来例２の
構成図である。

【符号の説明】

１０１アンテナ１０２ＲＦ増幅回路１０３ＩＦ／検波回路１０４アンチエイリアスフィルタ１０５１ビット量子化器１０６ディジタルフィルタ（フィルタ回路）１０７ディジタルコンパレータ１１３，１１４ベースバンド信号１１５１ビット量子化データ１１７ＮＲＺ符号の復号１２１第１ローパスフィルタ（第１移動平均型フィル
タ）１２２第２ローパスフィルタ（第２移動平均型フィル
タ）１２３間引き回路１３１第１サンプリング周波数ｆｓ１のクロック１３２第２サンプリング周波数ｆｓ２のクロックｆｓ１第１サンプリング周波数ｆｓ２第２サンプリング周波数２０１ｑビットレジスタ２０２ｑビット２入力加算器２１１第１レジスタ２１２第２レジスタ２１３３入力加算器３０１−１〜３０１−ｎ−１遅延素子３０３Ｎ入力加算器３０５１／Ｎ除算器Ｘ（Ｚ）入力Ｙ（Ｚ）出力

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０４Ｑ 7/06 Ｈ０４Ｂ 7/26 １０３Ａ 7/08 7/12

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】１ビット量子化された信号を入力とし，
第１サンプリング周波数のクロックに同期してシーケン
シャルな動作をするＮ次の１ビット遅延素子（Ｎは任意
の正整数）を備えた第１移動平均型フィルタと，前記第
１移動平均型フィルタの出力について，第２サンプリン
グ周波数のクロックに同期して間引き処理を施す間引き
回路と，前記間引き回路の出力を入力とし，前記第２サ
ンプリング周波数のクロックに同期してシーケンシャル
な動作をするＭ次のｑビット遅延素子（Ｍ，ｑは任意の
正整数）を備えた第２移動平均型フィルタと，を有し，
前記間引き回路は，前記第２移動平均型フィルタのアン
チエイリアス成分，即ち前記第２サンプリング周波数の
半分の周波数以上の信号成分を除去することを特徴とす
るフィルタ回路。
【請求項２】受信信号からベースバンド信号を検波し
て送信情報を復号する選択呼出し受信機のフィルタ回路
において，前記ベースバンド信号を１ビット量子化する
１ビット量子化器と，前記１ビット量子化器の出力を入
力とし，第１サンプリング周波数のクロックに同期して
シーケンシャルな動作をするＮ次の１ビット遅延素子
（Ｎは任意の正整数）を備えた第１移動平均型フィルタ
と，前記第１移動平均型フィルタの出力について，第２
サンプリング周波数のクロックに同期して間引き処理を
施す間引き回路と，前記間引き回路の出力を入力とし，
前記第２サンプリング周波数のクロックに同期してシー
ケンシャルな動作をするＭ次のｑビット遅延素子（Ｍ，
ｑは任意の正整数）を備えた第２移動平均型フィルタ
と，を有し，前記間引き回路は，前記第２移動平均型フ
ィルタのアンチエイリアス成分，即ち前記第２サンプリ
ング周波数の半分の周波数以上の信号成分を除去するこ
とを特徴とするフィルタ回路。
【請求項３】前記受信信号は，伝送速度が動的に変化
することを特徴とする請求項２記載のフィルタ回路。
【請求項４】前記第１サンプリング周波数及び前記第
２サンプリング周波数を変更することで，受信した前記
ベースバンド信号の通過域を変更できることを特徴とす
る請求項２または３記載のフィルタ回路。
【請求項５】前記第１サンプリング周波数が前記第２
サンプリング周波数のｐ倍（ｐは任意の正整数）となる
関係を持つときに，前記間引き回路は，第１サンプリン
グ周波数のクロックの現パルスからｐ−１個前のパルス
までのそれぞれのパルスによって処理された前記第１移
動平均型フィルタのｐ個の出力を，前記第２サンプリン
グ周波数のクロックに同期して加算して出力することを
特徴とする請求項１，２，３または４記載のフィルタ回
路。
【請求項６】前記第１サンプリング周波数が前記第２
サンプリング周波数のｐ倍（ｐは任意の正整数）となる
関係を持つときに，前記間引き回路は，第１サンプリン
グ周波数のクロックの現パルスからｐ−１個前のパルス
までのそれぞれのパルスによって処理された前記第１移
動平均型フィルタのｐ個の出力を，前記第２サンプリン
グ周波数のクロックに同期して加算した後，該加算結果
を値ｐで除算して出力することを特徴とする請求項１，
２，３または４記載のフィルタ回路。