JPS6051018A - デイジタル低域通過濾波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、ディジタル信号処理装置における、ディジタ
ル低域通過濾波回路（Ｌ、ｏｗ旦ａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ
・・・以下ＬＰＦと略記する）に関する。

以下、ディジタル信号処理装置を音声分析装置を例にと
って説明する。

音声分析において、音声の音韻性の情報（例えば／音声
／は１０ｎｓｓｉ　／という５つの音韻から構成されて
いる。）は、もつとも簡単にはスペクトル分析の結果に
よって表現することができる。多くの場合スペクトル分
析は、帯域通過濾波器（旦ａｎｄ　Ｐａ５ｓ　Ｆｉｌｔ
ｅｒ・＝以下ＢＰＦと略記する）群を用いて行なわれ、
実時間で音声の短時間スペクトル概形が得られる。実際
にはこのＢＰＦ群による分析に続いて、各チャンネルエ
ンベロープ抽出のための検波器とその出力の平滑用ＬＰ
Ｆが必要である。

従来、このエンベロープ抽出のための平滑用ＬＰＦはカ
ットオフ周波数が２０　Ｈｚ程度のアナログ回路で構成
されていた。これをディジタルフィルタで構成する場合
には、簡単化のため１次あるいは２次のＬＰＦ１段で実
現されてきた。しかし１次のＬＰＦは遮断特性が悪い欠
点がある。

一方、サンプリング周波数にくらべて相対的に低い遮断
周波数をもち、かつ急峻な遮断特性をもつ２次のディジ
タルＬＰＦを構成することは、係数精度の点から困難で
ある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は分析の平滑特性の向上をはかり、かつ安
定で係数精度への要求のゆるやかなＬＰＦの構成手段を
提供することにある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するために、本発明においてはＬＰＦを
多段で構成することに特徴がある。

本発明によれば、更に各段のＬＰＦの設計仕様を相対的
に同じくする構成も可能であり、この結果経済的にも、
処理時間的にもＬＰＦ１段の場合と同様にすることがで
きる。

〔発明の実施例〕

まず、本発明の原理をＬ　Ｐ　Ｆ、　２段の構成を例に
とり詳細に説明する。

今、信号ｘ（ｔ）の短時間スペクトルＸ（ω＋１）を次
式で定義する。

ここでｈ（ｔ）は重み関数とよばれ、フーリエ・スペク
トル分析における窓と同じ働きをもっている。スペクト
ル分析をＢＰＦ群を用いて行う場合、単同調型ＢＰＦの
中心周波数をω、帯域幅をｂとすると、そのインパルス
応答は 一πｂｔ ｈ（ｔ）ｃｏｇ　（（１１ｔ）　（但しｈ（ｔ）＝ｅ　
）で表わされる。従ってこの単同調型ＢＰＦへの入力を
ｘ（ｔ）とすると、その出力Ｆ（ω＋　１）は＝ｌ　Ｘ
　（（１）　ｖ　ｔ　）　ｌ　ｃｏｓ（ωを一θ（ωｆ
ｔ））・・・（２） となる。ここで、θ（ω１１）はＸ（ω＋　１）の偏角
である。この結果、上記ＢＰＦの出力を整流し平滑化す
れば信号ｘ（ｔ）の短時間スペクトルＩＸ（ω＊ｔ）ｌ
が得られる。

このＢＰＦと検波器と平滑用ＬＰＦとからなる周波数分
析器に望まれる特性は （１）高い周波数分解能 （２）分析出力の基本周波数の変化による変動が少ない
ようなフィルタ特性と帯域分割特性（３）良好な過渡応
答特性 などがあげられる。これらの特性はお互いに相反するも
のであり、ここに周波数分析器を設計する難しさがある
。

平滑用ＬＰＦの特性に関係するのは、上記の特性のうち
（２）及び（３）である。（２）に関しては、音声信号
の基本周波数が約１００〜２００　Ｈｚに存在すること
からＬＰＦの出力の基本周波数の変化による変動を少な
くするには、ＬＰＦの周波数特性が約１００〜２００　
Ｈｚで一４０ｄＢ　（通過域をＯｄＢとした場合）とな
る必要がある。

また（３）に対しては音声のホルマント特性の時間的変
化の考察から、２０　Ｈｚ程度までの通過域が必要であ
る。

以下、先ず入力信号のサンプリング周波数ｆｌｌを８ｋ
Ｈ２として、前記１００−２００　Ｈｚ　チー４０ｄＢ
の特性を満足するＬＰＦの例をもって従来方式の問題点
を説明しよう。

（ａ）１次のＬＰＦの設計 １次のＬＰＦの周波数特性は−６ｄ　Ｂ　１０ｃｔ（周
波数が２倍になれば６ｄＢ減衰する。）であるから、遮
断周波数ｆ、ｌ、（−３ｄＢを与える周波数）は５　Ｈ
ｚ以下のごとくきわめて低くしなければならない。

１次のＬＰＦのＳ−領域での伝達関数は、で表わされ、
標！ｆＩ２変換にょる２−領域での伝達関数は次のよう
になる。

ここで８１＝１＋ｂ１ ｂ、＝−・−０°”　Ｔ＝１／ｆ。

しかるに、上記の仕様を満足したＬＰ）Ｆの伝達関数は
、ｆ　−＝　８　ｋ　Ｈｚ　、　ｆ　ｃ　＝　４　、４
６　Ｈｚとして次のようにまる。

（６） ここで、ディジタルフィルタを現実に実現するには、係
数の整数値化が必要となり、上記かられかるように高い
精度を必要とする。例えば１２ビツトの固定小数点演算
をする場合は、上記式（４）における係数８１．ｂ、に
相当する係数Ａ、、Ｂ。

は次のようになる。

Ａ１＝７　Ｂよ−　−２０４１ （ｂ）２次のＬＰＦの設計 ２次のＬＰＦの周波数特性は−１２ｄ　Ｂ　１０ｃｔで
あるから、遮断周波数ｆ。は２０〜３０　Ｈｚとなる。

２次のバターワース型ＬＰＦのＳ−領域での伝達関数は
、 で表わされ、双一次Ｚ変換による２−領域での伝達関数
はＳ＝　（Ｚ−１）／　（Ｚ＋１）とすることにより、 二二でａ。＝ωａ”／　（ｉ＋　（Ｘω。十ω。゛）ｂ
１＝２　（ω♂−１）　／　（１＋ｌ”ｉω。＋ω。′
）ｂ、＝　（１−Ｅω。＋ω。”）　／（１＋（’ｉω
。十ω。′）ω。。はディジタルでの遮断周波数である
。

仕様を満足するＬＰＦの伝達関数は、ｆ８＝８ＫＨｚ、
（１１，。＝　２　ｙｃ　Ｘ　２０　（ｆ　ａ　＝　２
０　Ｈｚ　）として次のようにまる。

・・・（７） ここで１２ビツトでディジタルフィルタを実現しようと
しても（６）式の８０に相当するＡ。はＡ０＝ａ０Ｘ２
”（１となり、実現不可能である。

ａ、を少し大きくしても、固定小数点演算の場合は、入
力を同等の割合でビットおちどした事に等価であり、情
報の損失となる。

以上のように、仕様を満たすディジタルＬＰＦは、１次
の場合は遮断周波数が低くなりすぎて過渡応答が悪いこ
と、そして２次の場合は必要な係数精度からみて事実上
実現不可能ということになる。

上記の解決方法として、本発明ではディジタルの周波数
変数は０からπに正規化されたω、Ｔの形で表わされ、
サンプリング周期Ｔの関数であることと、２次以上のＬ
ＰＦを実現するには利得ａｏを大きくすること、つまり
ωＤＴを大きくすることから得ｌ：ＪｔＬるということ
に着目し、次のようにＬＰＦを多段にて構成する。

１段目のＬＰＦでは、サンプリング周波数が高いので、
それによって実現容易な遮断周波数としては望まれる最
終仕様値よりも高い周波数をとり、２段目以降は前段の
出力をリサンプリングすることによってサンプリング周
波数を下げ、遮断周波数を最終仕様値へ近づける。この
結果、各段のＬＰＦでω。またはサンプリング周期Ｔを
大きくすることによりω、Ｔを大きくし、過渡応答の良
いＬＰＦの実現を可能にする。リサンプリングによる祈
返し雑音の問題は、前段のＬＰＦの遮断周波数ω。。と
りサンプリング周波数の関係を適切にとることにより避
けられる。

折返し雑音の問題を考えれば、１段目は２次以上のＬＰ
Ｆが望ましいが多段を構成するＬＰＦの組み合せは、１
段目を１次、２段目を２次あるいはその逆など種々考え
られる。

更に各段の次数とωＩ、Ｔとの積を同じにすることによ
り、各段のＬＰＦの仕様を相対的に全く同じにすること
が可能になるにの構成では各段のＬＰＦを兼用できると
いう利点もある。

以下、仕様の等しい２次のＬＰＦ２段でディジタルＬＰ
Ｆを構成した場合を例にあげて説明する。

１段目のサンプリング周期：　Ｔ１＝　１　／８０００
秒遮断周波数：２００Ｈｚ ２段目のサンプリング周期：４０Ｔ、（２次のＬＰＦに
よる減衰量：　１２ｄＢＸ３ｏｃｔ　＝３６ｄＢ）とし
た場合、ω、Ｔと各段の次数との積を一定にするため２
段目の遮断周波数は２０　Ｈｚとなる。

以上の仕様を満足するＬＰＦは次のようにめられる。

１−１．７７８６３２２−１＋０．８００８０３Ｚ−”
・・・（８） （６）式のａＩＩ　ｌ　ａｉ　ｔ　ａ２　に対応する、
１２ビツト演算のディジタルＬＰＦの設計値は、Ａ、　
＝１１．　Ｂ、　＝−３６４３，Ｂ、　＝１６４０とな
る。１段及び２段目ともに上記の設計値から得られる。

第１図は、上記２段構成によるＬＰＦの周波数特性を示
したものである。Ａは１段のみ、Ｂは２段で構成される
ＬＰＦの特性である。この結果、２段で構成されるＬＰ
Ｆは上記ＬＰＦの特性を満足していることがねかる。

第２図は、音声／Ｓｈｉｎｍａｒｕ／を分析した場合の
ある中心周波数を持つＢＰＦと検波、平滑用ＬＰＦで構
成されるディジタルフィルタの出力値と全入力音声パワ
ーの時間経過を図示したものである。

イは１次のＬＰＦの場合１口は本発明における２次２段
で構成した場合である。１次の場合は過渡応答が悪く全
体として波形変化が緩慢であるが、２次２段の場合は改
善されていることがわかる。

第３図は、本発明によるディジタルＬＰＦを組み込んだ
ディジタルフィルタの一実施例を示すブロック図である
。入カパツファ３１に入力音声信号の処理時間内のサン
プル値が格納され、音声信号の周波数分析がディジタル
フィルタ３２で行なわれ、その結果が出力バッファ３３
に出力される。

ディジタルフィルタ３２は、ある中心周波数帯の分析を
分担するＢＰＦ群３２１とそれに接続された絶対値検出
回路（アナログ的には検波器に対応）（ＡＢＳ）３２２
及び本発明によるＬＰＦ３２３にて構成される。制御部
３４は入カパッファ、出カバツファなどの読み出し、書
き込みを制御する。

第４図は、本発明による第３図におけるディジタルＬＰ
Ｆ３２３を実現する回路の一実施例を第３図におけるＢ
ＰＦ３２１．ＡＢＳ３２２および制御部３４に対応した
ブロックとともに示すブロック構成図である。処理の概
要は加算器及びシフトレジスタだけで構成されたビット
単位の演算方法である。

ディジタルＬＰＦの処理は、次式の計算を行うことであ
る。

ｙｓ　”　ａ　ｏ　Ｘｌｌ　＋　ａ　１　ｘ、−ｔ　＋
ａ　ｚ　Ｘｍ−ｚ−ｂ　ｔ　）’　＊−Ｌ−ｂｚ　）’
　＊−ｚ　・・・（９） ここでＸｌｌ　ｔ　Ｘｍ−１＋　Ｘｍ−ｉ　；　ｎ＊　
ｎ−１ｅ　ｎ−２時点の入力 ’／ｓ　＊　’／ｍ−ｘ＋　ｙｍ−ｉ：　ｎ、ｎ−１ｇ
　ｎ−２時点の出力 ａ６．ａｌｇ　８２ｇ　ｂａｇ　ｂ、；ＬＰ　Ｆの係数
今、Ｂピットの固定小数点演算を行う場合、出力ｙ、は
次式のように変換される。

・・・（１０） ここでＴは、ビット単位の各人、出力値に対応した値と
なり、２’＝３２通りの組み合せが考えられる。

よって、３２通りの値を与える表を作っておいて、すべ
てのビットについて表引きを行うことによって、ディジ
タルＬＰＦは乗算器なしで実現できる。以下、第４図の
実施例を詳細に説明する６ＢＰＦ３２１．絶対値検出回
路（ＡＢＳ）３２２及びＢＰＦ３２３の処理は、ビット
単位にすべてシリアルに行われる。ＢＰＦ３１２．ＡＢ
Ｓ３２２の出力ｘニー１．　ニー、Ｘニー、　と第１段
目のＬＰＦの出力Ｖ　ニー１　ｙ　３’　ニー２をアド
レス入力として、制御部３４の読み出し信号（ＲＥＡＤ
）によって３２通りの表引きが読み出し専用メモリ（Ｒ
ＯＭ）３２３１にて行なわれ、＜Ｐｌが出力される。そ
の後レジスタ３２３２、加算器３２３３及びレジスタ３
２３４にて（ｉ−１）ビットの処理結果との加算が行な
わｈる。この結果、新たに　１　が出力されＢ次のシフ
トレジスタ３２３５、３２３６にて１時点前の出方値と
して遅延された後記憶され、新たなＲＯＭ引きの入力３
”、−１＋ｙ二、となる。以上が第１段目のＬＰＦの処
理である。

第２段目の処理は、制御部３４から出力されたクロック
パルスによってリサンプリングされた第１段目のＬＰＦ
の出力ｙ二ｙ　’ｊニー１ｐ　ｙニー２が中間レジスタ
３２３７に取り込まれた後、その出力が第２段目のＬＰ
ＦにおけるＲ　ＯＭ３２３１のアドレス入力の１部とな
る。第２段目のＬＰＦの設計仕様は、第１段目のＬＰＦ
と同じであり、制御部３４の読み出し信号（ＲＥＡＤ）
によって、同じＲＯＭ３２３１の表引きによりψ２が出
力され、以下、第１段目と全て同等に行われる。すなわ
ち、レジスタ３２４２゜加算器３２４３及びレジスタ３
２４４にて（ｉ−１）ビットの処理結果との加算がおこ
なわれる。この結果、第２段目の出力ｙ二が出力バッフ
ァ３３に格納される。

このとき、シフトレジスタ３２４５の出力Ｖｍ−１とシ
フトレジスタ３２４６の出力ｙニー２とはＲＯＭ３２３
１のアドレス入力の１部となっている。

なお、乗算器及び遅延素子にて実現される通常のディジ
タルＬＰＦにおいても、本発明が適用され得ることは当
然である。

第４図の実施例では、本発明による多段で構成されたＬ
ＰＦ３２３の個数は、第３図におけるディジタルフィル
タ３２のＢＰＦ群３２１のチャンネル数ｎだけ必要であ
る。しかし今、前段のサンプリング周波数ｆ　ａｌと次
段のりサンプリング周波数ｆ０との比ｍ　Ｃｆ、、／ｆ
ｌ１２）がチャンネル数ｎとｎ＜ｍの関係が成り立つ場
合は、本発明によるディジタルＬＰＦを構成する次段の
ＬＰＦを各チャンネルで兼用することが可能となる。

本発明によるＬＰＦ３２３の構成を２段とした場合の一
実施例を第５図に示す。１段目のＬＰＦ５１はｎチャン
ネルあり、それらの出力を１　／　ｍにリサンプリング
し２段目のＬＰＦ５２へ入力する。２段目のＬＰＦ５２
の各遅延素子はｍ個の遅延素子で構成され、周期Ｔで出
力される１段目のＬＰＦ５１の出力を、周期ｍＴごとに
チャンネルをずらして入力することにより、２段目のＬ
ＰＦ５２の出力は、各チャンネルを１　／　ｍにリサン
プリングした出力が順に出される。この結果２段目のＬ
ＰＦ５２を１個で兼用できることになり実用的価値は高
い。

第６図は、第３図における本発明のディジタルフィルタ
を用いた音声認識システムの一実施例を示すブロック構
成図である。

入力音声信号６０はアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ
）６１にてディジタル量に変換され、特徴抽出部６２に
おいて周波数分析される。特徴抽出部は前処理部６２１
と本発明のディジタルＬＰＦを組み込んだディジタルフ
ィルタ群３２にて構成される。特徴抽出された入力音声
の特徴バタンか、認識部６５に入力される。一方音声の
個人差を正規化した標準バタンが準標パタンメモリ６３
より順次読み出され、そのうちの１個が標準バタンバッ
ファ６４を通して、上記認識部６５に入力される。

認識部６５において、入力音声に対応して特徴バタンと
正規化された標準バタンとの類似度が計算されて認識が
行われ、認識結果が端子６６に出力される。

上記した一連の処理において必要な制御信号は制御部３
４において発生される。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本考案によれば事実上実現不可能で
あった過渡応答特性の良い、かつ周波数特性が改善され
たディジタルＬＰＦの実現が可能になる。更に、各段の
ＬＰＦの仕様を同じくすることによって、一つのＬＰＦ
で兼用でき、多段のＬＰＦが簡単に構成されるという利
点がある。

以上の効果は、実験において認識率が向上したというこ
とからも実証された。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の２段構成によるディジタルＬＰＦと従
来の１段構成によるディジタルＬ；：ＰＦとの周波数特
性を示す図、第２図は入力音声／ｓｈｉｎｍａｒｕ／を
分析した場合における本発明によるディジタルＬＰＦを
組みこんだディジタルフィルタの出力値と全入力音声パ
ワーの時間経過を示す図、第３図は本発明によるディジ
タルＬＰＦを組みこんだディジタルフィルタの一実施例
のブロック構成を示す図、第４図は本発明によるディジ
タルＬＰＦの一実施例のブロック構成を示す図、第５図
は本発明によるディジタルＬＰＦを２段構成とした場合
の一実施例のブロック構成を示す図、第６図は本発明に
もとづくディジタルフィルタを用いた音声認識システム
の一実施例のブロック構成を示す図である。 ３２・°・ディジタルフィルタ群、３２１・・・デイジ
タ亮　５　ｎ 第　６　図 ２

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ディジタル入力信号のサンプリング周波数に対応した遮
   断周波数を有する初段のディジタル低域通過濾波器と、
   該初段のディジタル低域通過濾波器の出力を上記サンプ
   リング周波数よりも低い周波数によりリサンプリングし
   た信号を入力信号とすることにより上記遮断周波数より
   も低い遮断周波数を有するようにした次段のディジタル
   低域通過濾波器と、以下順次遮断周波数を低くするよう
   にしたディジタル低域通過濾波器を多段に接続して構成
   されたことを特徴とするディジタル低域通過濾波回路。