JPS6051018A - デイジタル低域通過濾波回路 - Google Patents
デイジタル低域通過濾波回路Info
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- JPS6051018A JPS6051018A JP59152827A JP15282784A JPS6051018A JP S6051018 A JPS6051018 A JP S6051018A JP 59152827 A JP59152827 A JP 59152827A JP 15282784 A JP15282784 A JP 15282784A JP S6051018 A JPS6051018 A JP S6051018A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、ディジタル信号処理装置における、ディジタ
ル低域通過濾波回路(L、ow旦ass Filter
・・・以下LPFと略記する)に関する。
ル低域通過濾波回路(L、ow旦ass Filter
・・・以下LPFと略記する)に関する。
以下、ディジタル信号処理装置を音声分析装置を例にと
って説明する。
って説明する。
音声分析において、音声の音韻性の情報(例えば/音声
/は10nssi /という5つの音韻から構成されて
いる。)は、もつとも簡単にはスペクトル分析の結果に
よって表現することができる。多くの場合スペクトル分
析は、帯域通過濾波器(旦and Pa5s Filt
er・=以下BPFと略記する)群を用いて行なわれ、
実時間で音声の短時間スペクトル概形が得られる。実際
にはこのBPF群による分析に続いて、各チャンネルエ
ンベロープ抽出のための検波器とその出力の平滑用LP
Fが必要である。
/は10nssi /という5つの音韻から構成されて
いる。)は、もつとも簡単にはスペクトル分析の結果に
よって表現することができる。多くの場合スペクトル分
析は、帯域通過濾波器(旦and Pa5s Filt
er・=以下BPFと略記する)群を用いて行なわれ、
実時間で音声の短時間スペクトル概形が得られる。実際
にはこのBPF群による分析に続いて、各チャンネルエ
ンベロープ抽出のための検波器とその出力の平滑用LP
Fが必要である。
従来、このエンベロープ抽出のための平滑用LPFはカ
ットオフ周波数が20 Hz程度のアナログ回路で構成
されていた。これをディジタルフィルタで構成する場合
には、簡単化のため1次あるいは2次のLPF1段で実
現されてきた。しかし1次のLPFは遮断特性が悪い欠
点がある。
ットオフ周波数が20 Hz程度のアナログ回路で構成
されていた。これをディジタルフィルタで構成する場合
には、簡単化のため1次あるいは2次のLPF1段で実
現されてきた。しかし1次のLPFは遮断特性が悪い欠
点がある。
一方、サンプリング周波数にくらべて相対的に低い遮断
周波数をもち、かつ急峻な遮断特性をもつ2次のディジ
タルLPFを構成することは、係数精度の点から困難で
ある。
周波数をもち、かつ急峻な遮断特性をもつ2次のディジ
タルLPFを構成することは、係数精度の点から困難で
ある。
本発明の目的は分析の平滑特性の向上をはかり、かつ安
定で係数精度への要求のゆるやかなLPFの構成手段を
提供することにある。
定で係数精度への要求のゆるやかなLPFの構成手段を
提供することにある。
上記目的を達成するために、本発明においてはLPFを
多段で構成することに特徴がある。
多段で構成することに特徴がある。
本発明によれば、更に各段のLPFの設計仕様を相対的
に同じくする構成も可能であり、この結果経済的にも、
処理時間的にもLPF1段の場合と同様にすることがで
きる。
に同じくする構成も可能であり、この結果経済的にも、
処理時間的にもLPF1段の場合と同様にすることがで
きる。
まず、本発明の原理をL P F、 2段の構成を例に
とり詳細に説明する。
とり詳細に説明する。
今、信号x(t)の短時間スペクトルX(ω+1)を次
式で定義する。
式で定義する。
ここでh(t)は重み関数とよばれ、フーリエ・スペク
トル分析における窓と同じ働きをもっている。スペクト
ル分析をBPF群を用いて行う場合、単同調型BPFの
中心周波数をω、帯域幅をbとすると、そのインパルス
応答は 一πbt h(t)cog ((11t) (但しh(t)=e
)で表わされる。従ってこの単同調型BPFへの入力を
x(t)とすると、その出力F(ω+ 1)は=l X
((1) v t ) l cos(ωを一θ(ωf
t))・・・(2) となる。ここで、θ(ω11)はX(ω+ 1)の偏角
である。この結果、上記BPFの出力を整流し平滑化す
れば信号x(t)の短時間スペクトルIX(ω*t)l
が得られる。
トル分析における窓と同じ働きをもっている。スペクト
ル分析をBPF群を用いて行う場合、単同調型BPFの
中心周波数をω、帯域幅をbとすると、そのインパルス
応答は 一πbt h(t)cog ((11t) (但しh(t)=e
)で表わされる。従ってこの単同調型BPFへの入力を
x(t)とすると、その出力F(ω+ 1)は=l X
((1) v t ) l cos(ωを一θ(ωf
t))・・・(2) となる。ここで、θ(ω11)はX(ω+ 1)の偏角
である。この結果、上記BPFの出力を整流し平滑化す
れば信号x(t)の短時間スペクトルIX(ω*t)l
が得られる。
このBPFと検波器と平滑用LPFとからなる周波数分
析器に望まれる特性は (1)高い周波数分解能 (2)分析出力の基本周波数の変化による変動が少ない
ようなフィルタ特性と帯域分割特性(3)良好な過渡応
答特性 などがあげられる。これらの特性はお互いに相反するも
のであり、ここに周波数分析器を設計する難しさがある
。
析器に望まれる特性は (1)高い周波数分解能 (2)分析出力の基本周波数の変化による変動が少ない
ようなフィルタ特性と帯域分割特性(3)良好な過渡応
答特性 などがあげられる。これらの特性はお互いに相反するも
のであり、ここに周波数分析器を設計する難しさがある
。
平滑用LPFの特性に関係するのは、上記の特性のうち
(2)及び(3)である。(2)に関しては、音声信号
の基本周波数が約100〜200 Hzに存在すること
からLPFの出力の基本周波数の変化による変動を少な
くするには、LPFの周波数特性が約100〜200
Hzで一40dB (通過域をOdBとした場合)とな
る必要がある。
(2)及び(3)である。(2)に関しては、音声信号
の基本周波数が約100〜200 Hzに存在すること
からLPFの出力の基本周波数の変化による変動を少な
くするには、LPFの周波数特性が約100〜200
Hzで一40dB (通過域をOdBとした場合)とな
る必要がある。
また(3)に対しては音声のホルマント特性の時間的変
化の考察から、20 Hz程度までの通過域が必要であ
る。
化の考察から、20 Hz程度までの通過域が必要であ
る。
以下、先ず入力信号のサンプリング周波数fllを8k
H2として、前記100−200 Hz チー40dB
の特性を満足するLPFの例をもって従来方式の問題点
を説明しよう。
H2として、前記100−200 Hz チー40dB
の特性を満足するLPFの例をもって従来方式の問題点
を説明しよう。
(a)1次のLPFの設計
1次のLPFの周波数特性は−6d B 10ct(周
波数が2倍になれば6dB減衰する。)であるから、遮
断周波数f、l、(−3dBを与える周波数)は5 H
z以下のごとくきわめて低くしなければならない。
波数が2倍になれば6dB減衰する。)であるから、遮
断周波数f、l、(−3dBを与える周波数)は5 H
z以下のごとくきわめて低くしなければならない。
1次のLPFのS−領域での伝達関数は、で表わされ、
標!fI2変換にょる2−領域での伝達関数は次のよう
になる。
標!fI2変換にょる2−領域での伝達関数は次のよう
になる。
ここで81=1+b1
b、=−・−0°” T=1/f。
しかるに、上記の仕様を満足したLP)Fの伝達関数は
、f −= 8 k Hz 、 f c = 4 、4
6 Hzとして次のようにまる。
、f −= 8 k Hz 、 f c = 4 、4
6 Hzとして次のようにまる。
(6)
ここで、ディジタルフィルタを現実に実現するには、係
数の整数値化が必要となり、上記かられかるように高い
精度を必要とする。例えば12ビツトの固定小数点演算
をする場合は、上記式(4)における係数81.b、に
相当する係数A、、B。
数の整数値化が必要となり、上記かられかるように高い
精度を必要とする。例えば12ビツトの固定小数点演算
をする場合は、上記式(4)における係数81.b、に
相当する係数A、、B。
は次のようになる。
A1=7 Bよ− −2041
(b)2次のLPFの設計
2次のLPFの周波数特性は−12d B 10ctで
あるから、遮断周波数f。は20〜30 Hzとなる。
あるから、遮断周波数f。は20〜30 Hzとなる。
2次のバターワース型LPFのS−領域での伝達関数は
、 で表わされ、双一次Z変換による2−領域での伝達関数
はS= (Z−1)/ (Z+1)とすることにより、 二二でa。=ωa”/ (i+ (Xω。十ω。゛)b
1=2 (ω♂−1) / (1+l”iω。+ω。′
)b、= (1−Eω。+ω。”) /(1+(’iω
。十ω。′)ω。。はディジタルでの遮断周波数である
。
、 で表わされ、双一次Z変換による2−領域での伝達関数
はS= (Z−1)/ (Z+1)とすることにより、 二二でa。=ωa”/ (i+ (Xω。十ω。゛)b
1=2 (ω♂−1) / (1+l”iω。+ω。′
)b、= (1−Eω。+ω。”) /(1+(’iω
。十ω。′)ω。。はディジタルでの遮断周波数である
。
仕様を満足するLPFの伝達関数は、f8=8KHz、
(11,。= 2 yc X 20 (f a = 2
0 Hz )として次のようにまる。
(11,。= 2 yc X 20 (f a = 2
0 Hz )として次のようにまる。
・・・(7)
ここで12ビツトでディジタルフィルタを実現しようと
しても(6)式の80に相当するA。はA0=a0X2
”(1となり、実現不可能である。
しても(6)式の80に相当するA。はA0=a0X2
”(1となり、実現不可能である。
a、を少し大きくしても、固定小数点演算の場合は、入
力を同等の割合でビットおちどした事に等価であり、情
報の損失となる。
力を同等の割合でビットおちどした事に等価であり、情
報の損失となる。
以上のように、仕様を満たすディジタルLPFは、1次
の場合は遮断周波数が低くなりすぎて過渡応答が悪いこ
と、そして2次の場合は必要な係数精度からみて事実上
実現不可能ということになる。
の場合は遮断周波数が低くなりすぎて過渡応答が悪いこ
と、そして2次の場合は必要な係数精度からみて事実上
実現不可能ということになる。
上記の解決方法として、本発明ではディジタルの周波数
変数は0からπに正規化されたω、Tの形で表わされ、
サンプリング周期Tの関数であることと、2次以上のL
PFを実現するには利得aoを大きくすること、つまり
ωDTを大きくすることから得l:JtLるということ
に着目し、次のようにLPFを多段にて構成する。
変数は0からπに正規化されたω、Tの形で表わされ、
サンプリング周期Tの関数であることと、2次以上のL
PFを実現するには利得aoを大きくすること、つまり
ωDTを大きくすることから得l:JtLるということ
に着目し、次のようにLPFを多段にて構成する。
1段目のLPFでは、サンプリング周波数が高いので、
それによって実現容易な遮断周波数としては望まれる最
終仕様値よりも高い周波数をとり、2段目以降は前段の
出力をリサンプリングすることによってサンプリング周
波数を下げ、遮断周波数を最終仕様値へ近づける。この
結果、各段のLPFでω。またはサンプリング周期Tを
大きくすることによりω、Tを大きくし、過渡応答の良
いLPFの実現を可能にする。リサンプリングによる祈
返し雑音の問題は、前段のLPFの遮断周波数ω。。と
りサンプリング周波数の関係を適切にとることにより避
けられる。
それによって実現容易な遮断周波数としては望まれる最
終仕様値よりも高い周波数をとり、2段目以降は前段の
出力をリサンプリングすることによってサンプリング周
波数を下げ、遮断周波数を最終仕様値へ近づける。この
結果、各段のLPFでω。またはサンプリング周期Tを
大きくすることによりω、Tを大きくし、過渡応答の良
いLPFの実現を可能にする。リサンプリングによる祈
返し雑音の問題は、前段のLPFの遮断周波数ω。。と
りサンプリング周波数の関係を適切にとることにより避
けられる。
折返し雑音の問題を考えれば、1段目は2次以上のLP
Fが望ましいが多段を構成するLPFの組み合せは、1
段目を1次、2段目を2次あるいはその逆など種々考え
られる。
Fが望ましいが多段を構成するLPFの組み合せは、1
段目を1次、2段目を2次あるいはその逆など種々考え
られる。
更に各段の次数とωI、Tとの積を同じにすることによ
り、各段のLPFの仕様を相対的に全く同じにすること
が可能になるにの構成では各段のLPFを兼用できると
いう利点もある。
り、各段のLPFの仕様を相対的に全く同じにすること
が可能になるにの構成では各段のLPFを兼用できると
いう利点もある。
以下、仕様の等しい2次のLPF2段でディジタルLP
Fを構成した場合を例にあげて説明する。
Fを構成した場合を例にあげて説明する。
1段目のサンプリング周期: T1= 1 /8000
秒遮断周波数:200Hz 2段目のサンプリング周期:40T、(2次のLPFに
よる減衰量: 12dBX3oct =36dB)とし
た場合、ω、Tと各段の次数との積を一定にするため2
段目の遮断周波数は20 Hzとなる。
秒遮断周波数:200Hz 2段目のサンプリング周期:40T、(2次のLPFに
よる減衰量: 12dBX3oct =36dB)とし
た場合、ω、Tと各段の次数との積を一定にするため2
段目の遮断周波数は20 Hzとなる。
以上の仕様を満足するLPFは次のようにめられる。
1−1.7786322−1+0.800803Z−”
・・・(8) (6)式のaII l ai t a2 に対応する、
12ビツト演算のディジタルLPFの設計値は、A、
=11. B、 =−3643,B、 =1640とな
る。1段及び2段目ともに上記の設計値から得られる。
・・・(8) (6)式のaII l ai t a2 に対応する、
12ビツト演算のディジタルLPFの設計値は、A、
=11. B、 =−3643,B、 =1640とな
る。1段及び2段目ともに上記の設計値から得られる。
第1図は、上記2段構成によるLPFの周波数特性を示
したものである。Aは1段のみ、Bは2段で構成される
LPFの特性である。この結果、2段で構成されるLP
Fは上記LPFの特性を満足していることがねかる。
したものである。Aは1段のみ、Bは2段で構成される
LPFの特性である。この結果、2段で構成されるLP
Fは上記LPFの特性を満足していることがねかる。
第2図は、音声/Shinmaru/を分析した場合の
ある中心周波数を持つBPFと検波、平滑用LPFで構
成されるディジタルフィルタの出力値と全入力音声パワ
ーの時間経過を図示したものである。
ある中心周波数を持つBPFと検波、平滑用LPFで構
成されるディジタルフィルタの出力値と全入力音声パワ
ーの時間経過を図示したものである。
イは1次のLPFの場合1口は本発明における2次2段
で構成した場合である。1次の場合は過渡応答が悪く全
体として波形変化が緩慢であるが、2次2段の場合は改
善されていることがわかる。
で構成した場合である。1次の場合は過渡応答が悪く全
体として波形変化が緩慢であるが、2次2段の場合は改
善されていることがわかる。
第3図は、本発明によるディジタルLPFを組み込んだ
ディジタルフィルタの一実施例を示すブロック図である
。入カパツファ31に入力音声信号の処理時間内のサン
プル値が格納され、音声信号の周波数分析がディジタル
フィルタ32で行なわれ、その結果が出力バッファ33
に出力される。
ディジタルフィルタの一実施例を示すブロック図である
。入カパツファ31に入力音声信号の処理時間内のサン
プル値が格納され、音声信号の周波数分析がディジタル
フィルタ32で行なわれ、その結果が出力バッファ33
に出力される。
ディジタルフィルタ32は、ある中心周波数帯の分析を
分担するBPF群321とそれに接続された絶対値検出
回路(アナログ的には検波器に対応)(ABS)322
及び本発明によるLPF323にて構成される。制御部
34は入カパッファ、出カバツファなどの読み出し、書
き込みを制御する。
分担するBPF群321とそれに接続された絶対値検出
回路(アナログ的には検波器に対応)(ABS)322
及び本発明によるLPF323にて構成される。制御部
34は入カパッファ、出カバツファなどの読み出し、書
き込みを制御する。
第4図は、本発明による第3図におけるディジタルLP
F323を実現する回路の一実施例を第3図におけるB
PF321.ABS322および制御部34に対応した
ブロックとともに示すブロック構成図である。処理の概
要は加算器及びシフトレジスタだけで構成されたビット
単位の演算方法である。
F323を実現する回路の一実施例を第3図におけるB
PF321.ABS322および制御部34に対応した
ブロックとともに示すブロック構成図である。処理の概
要は加算器及びシフトレジスタだけで構成されたビット
単位の演算方法である。
ディジタルLPFの処理は、次式の計算を行うことであ
る。
る。
ys ” a o Xll + a 1 x、−t +
a z Xm−z−b t )’ *−L−bz )’
*−z ・・・(9) ここでXll t Xm−1+ Xm−i ; n*
n−1e n−2時点の入力 ’/s * ’/m−x+ ym−i: n、n−1g
n−2時点の出力 a6.alg 82g bag b、;LP Fの係数
今、Bピットの固定小数点演算を行う場合、出力y、は
次式のように変換される。
a z Xm−z−b t )’ *−L−bz )’
*−z ・・・(9) ここでXll t Xm−1+ Xm−i ; n*
n−1e n−2時点の入力 ’/s * ’/m−x+ ym−i: n、n−1g
n−2時点の出力 a6.alg 82g bag b、;LP Fの係数
今、Bピットの固定小数点演算を行う場合、出力y、は
次式のように変換される。
・・・(10)
ここでTは、ビット単位の各人、出力値に対応した値と
なり、2’=32通りの組み合せが考えられる。
なり、2’=32通りの組み合せが考えられる。
よって、32通りの値を与える表を作っておいて、すべ
てのビットについて表引きを行うことによって、ディジ
タルLPFは乗算器なしで実現できる。以下、第4図の
実施例を詳細に説明する6BPF321.絶対値検出回
路(ABS)322及びBPF323の処理は、ビット
単位にすべてシリアルに行われる。BPF312.AB
S322の出力xニー1. ニー、Xニー、 と第1段
目のLPFの出力V ニー1 y 3’ ニー2をアド
レス入力として、制御部34の読み出し信号(READ
)によって32通りの表引きが読み出し専用メモリ(R
OM)3231にて行なわれ、<Plが出力される。そ
の後レジスタ3232、加算器3233及びレジスタ3
234にて(i−1)ビットの処理結果との加算が行な
わhる。この結果、新たに 1 が出力されB次のシフ
トレジスタ3235、3236にて1時点前の出方値と
して遅延された後記憶され、新たなROM引きの入力3
”、−1+y二、となる。以上が第1段目のLPFの処
理である。
てのビットについて表引きを行うことによって、ディジ
タルLPFは乗算器なしで実現できる。以下、第4図の
実施例を詳細に説明する6BPF321.絶対値検出回
路(ABS)322及びBPF323の処理は、ビット
単位にすべてシリアルに行われる。BPF312.AB
S322の出力xニー1. ニー、Xニー、 と第1段
目のLPFの出力V ニー1 y 3’ ニー2をアド
レス入力として、制御部34の読み出し信号(READ
)によって32通りの表引きが読み出し専用メモリ(R
OM)3231にて行なわれ、<Plが出力される。そ
の後レジスタ3232、加算器3233及びレジスタ3
234にて(i−1)ビットの処理結果との加算が行な
わhる。この結果、新たに 1 が出力されB次のシフ
トレジスタ3235、3236にて1時点前の出方値と
して遅延された後記憶され、新たなROM引きの入力3
”、−1+y二、となる。以上が第1段目のLPFの処
理である。
第2段目の処理は、制御部34から出力されたクロック
パルスによってリサンプリングされた第1段目のLPF
の出力y二y ’jニー1p yニー2が中間レジスタ
3237に取り込まれた後、その出力が第2段目のLP
FにおけるR OM3231のアドレス入力の1部とな
る。第2段目のLPFの設計仕様は、第1段目のLPF
と同じであり、制御部34の読み出し信号(READ)
によって、同じROM3231の表引きによりψ2が出
力され、以下、第1段目と全て同等に行われる。すなわ
ち、レジスタ3242゜加算器3243及びレジスタ3
244にて(i−1)ビットの処理結果との加算がおこ
なわれる。この結果、第2段目の出力y二が出力バッフ
ァ33に格納される。
パルスによってリサンプリングされた第1段目のLPF
の出力y二y ’jニー1p yニー2が中間レジスタ
3237に取り込まれた後、その出力が第2段目のLP
FにおけるR OM3231のアドレス入力の1部とな
る。第2段目のLPFの設計仕様は、第1段目のLPF
と同じであり、制御部34の読み出し信号(READ)
によって、同じROM3231の表引きによりψ2が出
力され、以下、第1段目と全て同等に行われる。すなわ
ち、レジスタ3242゜加算器3243及びレジスタ3
244にて(i−1)ビットの処理結果との加算がおこ
なわれる。この結果、第2段目の出力y二が出力バッフ
ァ33に格納される。
このとき、シフトレジスタ3245の出力Vm−1とシ
フトレジスタ3246の出力yニー2とはROM323
1のアドレス入力の1部となっている。
フトレジスタ3246の出力yニー2とはROM323
1のアドレス入力の1部となっている。
なお、乗算器及び遅延素子にて実現される通常のディジ
タルLPFにおいても、本発明が適用され得ることは当
然である。
タルLPFにおいても、本発明が適用され得ることは当
然である。
第4図の実施例では、本発明による多段で構成されたL
PF323の個数は、第3図におけるディジタルフィル
タ32のBPF群321のチャンネル数nだけ必要であ
る。しかし今、前段のサンプリング周波数f alと次
段のりサンプリング周波数f0との比m Cf、、/f
l12)がチャンネル数nとn<mの関係が成り立つ場
合は、本発明によるディジタルLPFを構成する次段の
LPFを各チャンネルで兼用することが可能となる。
PF323の個数は、第3図におけるディジタルフィル
タ32のBPF群321のチャンネル数nだけ必要であ
る。しかし今、前段のサンプリング周波数f alと次
段のりサンプリング周波数f0との比m Cf、、/f
l12)がチャンネル数nとn<mの関係が成り立つ場
合は、本発明によるディジタルLPFを構成する次段の
LPFを各チャンネルで兼用することが可能となる。
本発明によるLPF323の構成を2段とした場合の一
実施例を第5図に示す。1段目のLPF51はnチャン
ネルあり、それらの出力を1 / mにリサンプリング
し2段目のLPF52へ入力する。2段目のLPF52
の各遅延素子はm個の遅延素子で構成され、周期Tで出
力される1段目のLPF51の出力を、周期mTごとに
チャンネルをずらして入力することにより、2段目のL
PF52の出力は、各チャンネルを1 / mにリサン
プリングした出力が順に出される。この結果2段目のL
PF52を1個で兼用できることになり実用的価値は高
い。
実施例を第5図に示す。1段目のLPF51はnチャン
ネルあり、それらの出力を1 / mにリサンプリング
し2段目のLPF52へ入力する。2段目のLPF52
の各遅延素子はm個の遅延素子で構成され、周期Tで出
力される1段目のLPF51の出力を、周期mTごとに
チャンネルをずらして入力することにより、2段目のL
PF52の出力は、各チャンネルを1 / mにリサン
プリングした出力が順に出される。この結果2段目のL
PF52を1個で兼用できることになり実用的価値は高
い。
第6図は、第3図における本発明のディジタルフィルタ
を用いた音声認識システムの一実施例を示すブロック構
成図である。
を用いた音声認識システムの一実施例を示すブロック構
成図である。
入力音声信号60はアナログディジタル変換器(A/D
)61にてディジタル量に変換され、特徴抽出部62に
おいて周波数分析される。特徴抽出部は前処理部621
と本発明のディジタルLPFを組み込んだディジタルフ
ィルタ群32にて構成される。特徴抽出された入力音声
の特徴バタンか、認識部65に入力される。一方音声の
個人差を正規化した標準バタンが準標パタンメモリ63
より順次読み出され、そのうちの1個が標準バタンバッ
ファ64を通して、上記認識部65に入力される。
)61にてディジタル量に変換され、特徴抽出部62に
おいて周波数分析される。特徴抽出部は前処理部621
と本発明のディジタルLPFを組み込んだディジタルフ
ィルタ群32にて構成される。特徴抽出された入力音声
の特徴バタンか、認識部65に入力される。一方音声の
個人差を正規化した標準バタンが準標パタンメモリ63
より順次読み出され、そのうちの1個が標準バタンバッ
ファ64を通して、上記認識部65に入力される。
認識部65において、入力音声に対応して特徴バタンと
正規化された標準バタンとの類似度が計算されて認識が
行われ、認識結果が端子66に出力される。
正規化された標準バタンとの類似度が計算されて認識が
行われ、認識結果が端子66に出力される。
上記した一連の処理において必要な制御信号は制御部3
4において発生される。
4において発生される。
以上述べたように、本考案によれば事実上実現不可能で
あった過渡応答特性の良い、かつ周波数特性が改善され
たディジタルLPFの実現が可能になる。更に、各段の
LPFの仕様を同じくすることによって、一つのLPF
で兼用でき、多段のLPFが簡単に構成されるという利
点がある。
あった過渡応答特性の良い、かつ周波数特性が改善され
たディジタルLPFの実現が可能になる。更に、各段の
LPFの仕様を同じくすることによって、一つのLPF
で兼用でき、多段のLPFが簡単に構成されるという利
点がある。
以上の効果は、実験において認識率が向上したというこ
とからも実証された。
とからも実証された。
第1図は本発明の2段構成によるディジタルLPFと従
来の1段構成によるディジタルL;:PFとの周波数特
性を示す図、第2図は入力音声/shinmaru/を
分析した場合における本発明によるディジタルLPFを
組みこんだディジタルフィルタの出力値と全入力音声パ
ワーの時間経過を示す図、第3図は本発明によるディジ
タルLPFを組みこんだディジタルフィルタの一実施例
のブロック構成を示す図、第4図は本発明によるディジ
タルLPFの一実施例のブロック構成を示す図、第5図
は本発明によるディジタルLPFを2段構成とした場合
の一実施例のブロック構成を示す図、第6図は本発明に
もとづくディジタルフィルタを用いた音声認識システム
の一実施例のブロック構成を示す図である。 32・°・ディジタルフィルタ群、321・・・デイジ
タ亮 5 n 第 6 図 2
来の1段構成によるディジタルL;:PFとの周波数特
性を示す図、第2図は入力音声/shinmaru/を
分析した場合における本発明によるディジタルLPFを
組みこんだディジタルフィルタの出力値と全入力音声パ
ワーの時間経過を示す図、第3図は本発明によるディジ
タルLPFを組みこんだディジタルフィルタの一実施例
のブロック構成を示す図、第4図は本発明によるディジ
タルLPFの一実施例のブロック構成を示す図、第5図
は本発明によるディジタルLPFを2段構成とした場合
の一実施例のブロック構成を示す図、第6図は本発明に
もとづくディジタルフィルタを用いた音声認識システム
の一実施例のブロック構成を示す図である。 32・°・ディジタルフィルタ群、321・・・デイジ
タ亮 5 n 第 6 図 2
Claims (1)
- ディジタル入力信号のサンプリング周波数に対応した遮
断周波数を有する初段のディジタル低域通過濾波器と、
該初段のディジタル低域通過濾波器の出力を上記サンプ
リング周波数よりも低い周波数によりリサンプリングし
た信号を入力信号とすることにより上記遮断周波数より
も低い遮断周波数を有するようにした次段のディジタル
低域通過濾波器と、以下順次遮断周波数を低くするよう
にしたディジタル低域通過濾波器を多段に接続して構成
されたことを特徴とするディジタル低域通過濾波回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59152827A JPS6051018A (ja) | 1984-07-25 | 1984-07-25 | デイジタル低域通過濾波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59152827A JPS6051018A (ja) | 1984-07-25 | 1984-07-25 | デイジタル低域通過濾波回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6051018A true JPS6051018A (ja) | 1985-03-22 |
Family
ID=15549006
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59152827A Pending JPS6051018A (ja) | 1984-07-25 | 1984-07-25 | デイジタル低域通過濾波回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6051018A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62236203A (ja) * | 1986-04-08 | 1987-10-16 | Kokusai Electric Co Ltd | デイジタルフイルタ |
US5708596A (en) * | 1996-01-30 | 1998-01-13 | Uniden Corporation | Filter circuit |
WO2001003352A1 (en) * | 1999-07-05 | 2001-01-11 | Jamming Electronic Co., Ltd. | Jammer |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5111340A (ja) * | 1974-07-18 | 1976-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Deijitarufuiruta |
-
1984
- 1984-07-25 JP JP59152827A patent/JPS6051018A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5111340A (ja) * | 1974-07-18 | 1976-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Deijitarufuiruta |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62236203A (ja) * | 1986-04-08 | 1987-10-16 | Kokusai Electric Co Ltd | デイジタルフイルタ |
US5708596A (en) * | 1996-01-30 | 1998-01-13 | Uniden Corporation | Filter circuit |
WO2001003352A1 (en) * | 1999-07-05 | 2001-01-11 | Jamming Electronic Co., Ltd. | Jammer |
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