JPS61187000A - 音声のピツチ周波数抽出装置 - Google Patents
音声のピツチ周波数抽出装置Info
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- JPS61187000A JPS61187000A JP60028811A JP2881185A JPS61187000A JP S61187000 A JPS61187000 A JP S61187000A JP 60028811 A JP60028811 A JP 60028811A JP 2881185 A JP2881185 A JP 2881185A JP S61187000 A JPS61187000 A JP S61187000A
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- Japan
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- low
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- Electronic Switches (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
く技術分野〉
本発明は音声のピッチ周波数抽出装置に関するものであ
る。
る。
〈従来技術〉
従来、音声認識装置、音声分析合成装置等に用いられて
きたピッチ周波数抽出装置は、３値相関。
きたピッチ周波数抽出装置は、３値相関。
ＡＭＤＦ法などあまり乗算を用いないで高速にピッチ周
波数を抽出する方法が考えられてきた。
波数を抽出する方法が考えられてきた。
しかし近年、飛躍的な集積回路技術の発達によ ゛っ
て、乗算が加減算と同等の演算速度で実行できるデジタ
ル信号処理専用プロセッサなどが開発され、大規模で複
雑な回路構成を用いないで、簡単な回路で安価に自己相
関方式を利用したピッチ周波数の抽出をリアルタイムで
算出できるようになった。
て、乗算が加減算と同等の演算速度で実行できるデジタ
ル信号処理専用プロセッサなどが開発され、大規模で複
雑な回路構成を用いないで、簡単な回路で安価に自己相
関方式を利用したピッチ周波数の抽出をリアルタイムで
算出できるようになった。
第１１図は音声波形の自己相関関数を求めて音声のピッ
チ周波数を抽出する従来の一般的な構成要素である。入
力１０より入力される人間の音声を低域通過フィルタ１
１によって高域を遮断し、アナログ／デジタル変換器１
２でデジタル信号に変換する。自己相関器１３で自己相
関係数を算出し、音源パラメータ抽出器１４によって、
音声のピッチ周波数を求める。
チ周波数を抽出する従来の一般的な構成要素である。入
力１０より入力される人間の音声を低域通過フィルタ１
１によって高域を遮断し、アナログ／デジタル変換器１
２でデジタル信号に変換する。自己相関器１３で自己相
関係数を算出し、音源パラメータ抽出器１４によって、
音声のピッチ周波数を求める。
原音声の自己相関を用いたピッチ抽出法では、ホルマン
ト等の雑音の影響や時間分解能の不足による抽出誤りが
起こる。この対策として種々の方法が考えられており、
ホルマントの影響を除去するために残差相関を用いるシ
フトアルゴリズム、更に時間分解能の不足を補うために
残差相関に荷重平均を施し低域を強調したものなどがあ
る。
ト等の雑音の影響や時間分解能の不足による抽出誤りが
起こる。この対策として種々の方法が考えられており、
ホルマントの影響を除去するために残差相関を用いるシ
フトアルゴリズム、更に時間分解能の不足を補うために
残差相関に荷重平均を施し低域を強調したものなどがあ
る。
第１２図に、このようなアルゴリズムの従来例を示す。
例えば８ ｋＨｚでサンプリングした音声入力５０を低
域通過フィルタ５１．アナログ／デジタル変換器５２で
デジタル信号に変換した原データを、特徴抽出器５３で
特徴量を抽出する。更に低域通過フィルタ５４．４：１
のダウンサンプリング器５５によって２ ｋＨｚにダウ
ンサンプリングし、スペクトル包絡抽出器５６．残差信
号抽出器５７、自己相関器５８．音源パラメータ抽出器
５９によってピッチ周波数を抽出する。しかし、この方
式によれば、アルゴリズムが複雑で計算量が多いため、
構成が複雑になるという欠点がある。
域通過フィルタ５１．アナログ／デジタル変換器５２で
デジタル信号に変換した原データを、特徴抽出器５３で
特徴量を抽出する。更に低域通過フィルタ５４．４：１
のダウンサンプリング器５５によって２ ｋＨｚにダウ
ンサンプリングし、スペクトル包絡抽出器５６．残差信
号抽出器５７、自己相関器５８．音源パラメータ抽出器
５９によってピッチ周波数を抽出する。しかし、この方
式によれば、アルゴリズムが複雑で計算量が多いため、
構成が複雑になるという欠点がある。
〈発明の目的〉
そこで本発明では、これらの欠点を補うため、原波形を
低域強調するフィルタ、または低域強調とピッチの存在
する周波数帯域のみを通過するような特徴を合わせ持つ
フィルタに通した出力波形による自己相関を用いて、高
速で精度の高い音声のピッチ周波数抽出装置を提供する
ことを目的としている。
低域強調するフィルタ、または低域強調とピッチの存在
する周波数帯域のみを通過するような特徴を合わせ持つ
フィルタに通した出力波形による自己相関を用いて、高
速で精度の高い音声のピッチ周波数抽出装置を提供する
ことを目的としている。
第１図は本発明の特許請求の範囲第２項に係る実施例の
ブロック構成図を示す。入力２０の音声を低域通過フィ
ルタ２１．アナログ／デジタル変換器２２で２ ｋＨｚ
でサンプリングしデジタル信号に変換した原波形を、移
動荷重平均による低域強調フィルタ２３に送り低域強調
を施した後、自己相関器２４によって自己相関係数を得
、音源パラメータ抽出器２５によって音声のピッチ周波
数を求める。
ブロック構成図を示す。入力２０の音声を低域通過フィ
ルタ２１．アナログ／デジタル変換器２２で２ ｋＨｚ
でサンプリングしデジタル信号に変換した原波形を、移
動荷重平均による低域強調フィルタ２３に送り低域強調
を施した後、自己相関器２４によって自己相関係数を得
、音源パラメータ抽出器２５によって音声のピッチ周波
数を求める。
ここで低域強調フィルタ２３は低い次数のデジタルフィ
ルタとして構成することができるが、簡単なものとして
、原波形（ｘ （ｎ） ）に対して（ｍ＋１）個のデー
タの荷重系列（ａＬ）をつけた重みつき移動荷重平均と
して実現でき、出力波形（ｙ（ｎ））は、 ｙ（ｎ）−ΣａＬ−ｘ（ｎ＝） ｓＯ で表わされる。ｍはフィルタの次数となる。
ルタとして構成することができるが、簡単なものとして
、原波形（ｘ （ｎ） ）に対して（ｍ＋１）個のデー
タの荷重系列（ａＬ）をつけた重みつき移動荷重平均と
して実現でき、出力波形（ｙ（ｎ））は、 ｙ（ｎ）−ΣａＬ−ｘ（ｎ＝） ｓＯ で表わされる。ｍはフィルタの次数となる。
低域強調フィルタは、周波数領域での低域強調と、時間
領域でのデータの平滑化作用があることにより、 ■時間分解能の不足による自己相関係数のピーク値の欠
除を回復する。
領域でのデータの平滑化作用があることにより、 ■時間分解能の不足による自己相関係数のピーク値の欠
除を回復する。
■低周波領域を強調することによってホルマントなどの
雑音の影響を取り除く効果がある。
雑音の影響を取り除く効果がある。
時間分解能の不足によって、音声のピッチ周波数の変化
部分でピッチ抽出誤りを起こした例を示したのが第４図
で、第１図の構成にしたがって、原音声をカットオフ周
波数９００Ｈｚの低域通過フィルタに通し２ ｋ）ｌｚ
でＡ／Ｄ変換した原波形（ａ）、その自己相関（ｂｌ及
び原波形（ａｌに低域強調を施した自己相関（ｅｌを表
わしている。ここで低域強調は、２次の非再帰形フィル
タで行ない、その移動荷重平均ｙ（ｎ）は、 ｙ （ｎｌ ＝ ｘ （ｎｌ ＋ ２ ｘ （ｎ −１
） ＋ ｘ （ｎ −２）で実現している。第２図にそ
の２次の非再帰形フィルタの具体的回路図を示し、第３
図にＨ（ｚｌ＝１＋２２ ＋Ｚ の周波数特性を示す 第４図（ｂ）の最大のピークＥは真のピッチのピークＰ
より大きくなっており、ピッチ抽出誤りとなっている。
部分でピッチ抽出誤りを起こした例を示したのが第４図
で、第１図の構成にしたがって、原音声をカットオフ周
波数９００Ｈｚの低域通過フィルタに通し２ ｋ）ｌｚ
でＡ／Ｄ変換した原波形（ａ）、その自己相関（ｂｌ及
び原波形（ａｌに低域強調を施した自己相関（ｅｌを表
わしている。ここで低域強調は、２次の非再帰形フィル
タで行ない、その移動荷重平均ｙ（ｎ）は、 ｙ （ｎｌ ＝ ｘ （ｎｌ ＋ ２ ｘ （ｎ −１
） ＋ ｘ （ｎ −２）で実現している。第２図にそ
の２次の非再帰形フィルタの具体的回路図を示し、第３
図にＨ（ｚｌ＝１＋２２ ＋Ｚ の周波数特性を示す 第４図（ｂ）の最大のピークＥは真のピッチのピークＰ
より大きくなっており、ピッチ抽出誤りとなっている。
ところが、低域強調フィルタに通すことによる時間領域
でのデータの平滑化を行った音声波形の自己相関（Ｃ）
では、ピッチのピークが明確に表われているのがわかる
。
でのデータの平滑化を行った音声波形の自己相関（Ｃ）
では、ピッチのピークが明確に表われているのがわかる
。
第一ホルマントの影響によって、ピッチ抽出誤りを起こ
した例を第５図に示す。第一ホルマントのバンド幅が非
常に狭くピンチの高周波成分が大きい原波形（ａ）、そ
の自己相関（ｂ）、及び第３図で用いた音声波形を低域
強調フィルタで処理した自己相関（Ｃ）を表わしている
。
した例を第５図に示す。第一ホルマントのバンド幅が非
常に狭くピンチの高周波成分が大きい原波形（ａ）、そ
の自己相関（ｂ）、及び第３図で用いた音声波形を低域
強調フィルタで処理した自己相関（Ｃ）を表わしている
。
第５図Ｔｂ）の最大のピークＥは真のピッチのピークＰ
より大きくなっており、ピンチ抽出誤りとなっている。
より大きくなっており、ピンチ抽出誤りとなっている。
ところが、低域強調フィルタに通し低周波領域を強調す
ることによってホルマント等の高域の雑音の影響を取り
除いた自己相関（Ｃ）では、真のピッチのピークが明確
に表われているのがわかる。
ることによってホルマント等の高域の雑音の影響を取り
除いた自己相関（Ｃ）では、真のピッチのピークが明確
に表われているのがわかる。
第１図の実施例ではピンチのみ抽出するため、ピンチの
存在する周波数範囲を考慮して２ ｋｌｌｚでサンプリ
ングしているが、一般にボコーダ等に用いる場合、第１
２図のシフトアルゴリズムの場合のように音声の特徴パ
ラメータを抽出するため、８ ｋＨｚもしくは１０ｋＨ
ｚ程度のサンプリング周波数でサンプリングし、高速性
を考慮してこれを低域通過フィルタを通してダウンサン
プリングを行ない、２ ｋＨｚ程度の周波数に落した波
形を用いてピッチを抽出している。
存在する周波数範囲を考慮して２ ｋｌｌｚでサンプリ
ングしているが、一般にボコーダ等に用いる場合、第１
２図のシフトアルゴリズムの場合のように音声の特徴パ
ラメータを抽出するため、８ ｋＨｚもしくは１０ｋＨ
ｚ程度のサンプリング周波数でサンプリングし、高速性
を考慮してこれを低域通過フィルタを通してダウンサン
プリングを行ない、２ ｋＨｚ程度の周波数に落した波
形を用いてピッチを抽出している。
本発明の特許請求の範囲第２項の実施に際し、フィルタ
の次数を上げることによってこの低域通過フィルタを簡
略化することかできる。すなわち、低域強調フィルタに
低域通過フィルタと同じように高域を減衰する特性を持
たせることによってピッチ周波数を求める場合、最も信
頼性の高い周波数範囲だけを処理することによって、シ
フトアルゴリズムと同様に高域のホルマントの影響を取
り除くことができる。
の次数を上げることによってこの低域通過フィルタを簡
略化することかできる。すなわち、低域強調フィルタに
低域通過フィルタと同じように高域を減衰する特性を持
たせることによってピッチ周波数を求める場合、最も信
頼性の高い周波数範囲だけを処理することによって、シ
フトアルゴリズムと同様に高域のホルマントの影響を取
り除くことができる。
上記では、音声データの周波数領域上の低域強調を音声
データに対するデジタルフィルタで実現する方法を述べ
たが、これを自己相関関数上での処理に置き換えること
ができる。
データに対するデジタルフィルタで実現する方法を述べ
たが、これを自己相関関数上での処理に置き換えること
ができる。
第６図は、本発明の特許請求の範囲第３項の自己相関関
数上での荷重移動平均による低域強調によって音声のピ
ッチ周波数を抽出する方式の実施例のブロック構成図を
示す。入力３０の音声を低域通過フィルタ３１．アナロ
グ／デジタル変換器３２にデジタル信号に変換した原デ
ータを、自己相関器３３によって自己相関関数を計算し
、自己相関係数に対する移動荷重平均による低域強調フ
ィルタ３４に送り低域強調を施した後、音源パラメータ
抽出器３５によって音声のビ・ソチ周波数を求める。
数上での荷重移動平均による低域強調によって音声のピ
ッチ周波数を抽出する方式の実施例のブロック構成図を
示す。入力３０の音声を低域通過フィルタ３１．アナロ
グ／デジタル変換器３２にデジタル信号に変換した原デ
ータを、自己相関器３３によって自己相関関数を計算し
、自己相関係数に対する移動荷重平均による低域強調フ
ィルタ３４に送り低域強調を施した後、音源パラメータ
抽出器３５によって音声のビ・ソチ周波数を求める。
ここで自己相関係数に対する低域強調フィルタ３４は、
自己相関係数Ｒｘ（ｋｌの任意の荷重ＯＬより、任意の
移動荷重平均Ｒｙ（ｋｌとして次式によって与えられる
。
自己相関係数Ｒｘ（ｋｌの任意の荷重ＯＬより、任意の
移動荷重平均Ｒｙ（ｋｌとして次式によって与えられる
。
Ｒｙ（ｋｌ＝ΣＣＬ＝Ｒｘ （ｋ ｉ ）但し、Ｌ
：荷重の次数 に：自己相関の次数 （ｋ＝０．１，２．−、ｐ） によって表わされる。
：荷重の次数 に：自己相関の次数 （ｋ＝０．１，２．−、ｐ） によって表わされる。
今、第２図の構成について考える。音声サンプル系列（
ｘ （ｎ） ｌで荷重平均による低域強調フィルタの出
力ｙ（ｎｌは、 ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎｌ＋２ｘ （ｎ−１） ＋ｘ
（ｎ−２）によって表わされるが、その自己相関関数上
では、Ｒｙ（ｋｌ−Ｒｘ （ｋ−２）＋４Ｒｘ （ｋ−
１）＋６Ｒｘ（ｋｌ＋４Ｒｘ （ｋｌ１）＋Ｒｘ （ｋ
ｌ２）によって表わされる。一般に音声サンプル系列上
で、入力（ｘ （ｎ） ）に対するフィルタ出力（ｙ
（ｎ） ）が重みの系列（ａ、；）で ３Ｆ （ｎ） −、Σａ＝ −ｘ （ｎ−Ｌ）ξ；０ 与えられるとして、（ｘ （ｎ） ）に対する自己相関
関数（ＲＸ（ｎ＋１上では出力（Ｒｙｆｎ））としてＲ
）Ｆ （ｎｌ−ΣＣＫ−Ｒｘ （ｎｌｋ）哉・褐 ここで、 で表される。このように原音声波形に荷重移動平均を施
す低域強調フィルタと等価な特性を、自己相関関数の移
動荷重平均を取ることによるフィルタによって実現でき
る。
ｘ （ｎ） ｌで荷重平均による低域強調フィルタの出
力ｙ（ｎｌは、 ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎｌ＋２ｘ （ｎ−１） ＋ｘ
（ｎ−２）によって表わされるが、その自己相関関数上
では、Ｒｙ（ｋｌ−Ｒｘ （ｋ−２）＋４Ｒｘ （ｋ−
１）＋６Ｒｘ（ｋｌ＋４Ｒｘ （ｋｌ１）＋Ｒｘ （ｋ
ｌ２）によって表わされる。一般に音声サンプル系列上
で、入力（ｘ （ｎ） ）に対するフィルタ出力（ｙ
（ｎ） ）が重みの系列（ａ、；）で ３Ｆ （ｎ） −、Σａ＝ −ｘ （ｎ−Ｌ）ξ；０ 与えられるとして、（ｘ （ｎ） ）に対する自己相関
関数（ＲＸ（ｎ＋１上では出力（Ｒｙｆｎ））としてＲ
）Ｆ （ｎｌ−ΣＣＫ−Ｒｘ （ｎｌｋ）哉・褐 ここで、 で表される。このように原音声波形に荷重移動平均を施
す低域強調フィルタと等価な特性を、自己相関関数の移
動荷重平均を取ることによるフィルタによって実現でき
る。
ここで自己相関関数に対するフィルタをも低域強調フィ
ルタと呼ぶこととする。
ルタと呼ぶこととする。
更に第１図の音声サンプル上での低域強調フィルタ２３
は、移動荷重平均による伝達関数が零点のみを持つ非再
帰形フィルタの構成であるが、前述した低域強調フィル
タに低域通過フィルタと同じように高域減衰特性を持た
せるという利点を活かすためには、より高次のフィルタ
を用いる必要があり複雑な構成となる。ところが再帰性
フィルタで構成すると、移動荷重平均による非再帰形の
低域強調フィルタよりも、簡単な回路で要求される周波
数特性を作り出すことができるので、高速化できる利点
がある。
は、移動荷重平均による伝達関数が零点のみを持つ非再
帰形フィルタの構成であるが、前述した低域強調フィル
タに低域通過フィルタと同じように高域減衰特性を持た
せるという利点を活かすためには、より高次のフィルタ
を用いる必要があり複雑な構成となる。ところが再帰性
フィルタで構成すると、移動荷重平均による非再帰形の
低域強調フィルタよりも、簡単な回路で要求される周波
数特性を作り出すことができるので、高速化できる利点
がある。
第７図は本発明の特許請求の範囲第５項に係る実施例を
示すブロック構成図である。入力４０の音声を低域フィ
ルタ４１．アナログ／デジタル変換器４２でデジタル信
号に変換した原データを、自己相関器４３によって自己
相関係数を得、更に音源パラメータ抽出器４４によって
音声のピンチ周波数を求める。
示すブロック構成図である。入力４０の音声を低域フィ
ルタ４１．アナログ／デジタル変換器４２でデジタル信
号に変換した原データを、自己相関器４３によって自己
相関係数を得、更に音源パラメータ抽出器４４によって
音声のピンチ周波数を求める。
ここで低域フィルタ４１は、第１図の低域通過フィルタ
２１と低域強調フィルタ２３の周波数特性を合わせ持っ
たもので、２つの回路構成を１つの回路構成に簡素化す
ることによって、安価で高速なピッチ抽出器を構成する
ことができる。
２１と低域強調フィルタ２３の周波数特性を合わせ持っ
たもので、２つの回路構成を１つの回路構成に簡素化す
ることによって、安価で高速なピッチ抽出器を構成する
ことができる。
第８図に、シフトアルゴリズムに本発明を実施した例を
示す。
示す。
例えば８ ｋＨｚでサンプリングした音声人力６０を低
域通過フィルタ６１．アナログ／デジタル変換器６２で
デジタル信号に変換した原データを、特徴抽出器６３で
特徴量を抽出する。更に２ ｋＨｚにカットオフを持つ
ような低域強調フィルタ６４゜４：１のダウンサンプリ
ング器６５．自己相関器６６、音源パラメータ抽出器６
７によってピンチ周波数を抽出している。ここで用いた
低域強調フィルタ６４はその伝達関数が次式によって表
わされるフィルタ 但し、ｂ】 ±−１，８１１９ｂ２＝０．８３０５２ａ
ｏ −０，７４６７ｘｌＯａ １＝０．３４５６Ｘ１
０−２ａ ２ ＝０．７４８７ Ｘ １０−２によって
構成している。第９図はそのフィルタを構成する回路図
、第１０図はそのフィルタの周波数特性を示したもので
ある。
域通過フィルタ６１．アナログ／デジタル変換器６２で
デジタル信号に変換した原データを、特徴抽出器６３で
特徴量を抽出する。更に２ ｋＨｚにカットオフを持つ
ような低域強調フィルタ６４゜４：１のダウンサンプリ
ング器６５．自己相関器６６、音源パラメータ抽出器６
７によってピンチ周波数を抽出している。ここで用いた
低域強調フィルタ６４はその伝達関数が次式によって表
わされるフィルタ 但し、ｂ】 ±−１，８１１９ｂ２＝０．８３０５２ａ
ｏ −０，７４６７ｘｌＯａ １＝０．３４５６Ｘ１
０−２ａ ２ ＝０．７４８７ Ｘ １０−２によって
構成している。第９図はそのフィルタを構成する回路図
、第１０図はそのフィルタの周波数特性を示したもので
ある。
実験によると音声音中のピッチ抽出の誤り率は、第１２
図の従来のシフトアルゴリズムの時２３．７％、第８図
の本発明による場合では４．２％と高い正答率を得てい
る。
図の従来のシフトアルゴリズムの時２３．７％、第８図
の本発明による場合では４．２％と高い正答率を得てい
る。
〈発明の効果〉
この発明によれば、以上説明したように従来の方法に比
べより簡素化された回路で、より正確な音声のピンチ周
波数を抽出できるという効果がある。
べより簡素化された回路で、より正確な音声のピンチ周
波数を抽出できるという効果がある。
第１図は本発明実施例を示すブロック構成図、第２図は
第１図の非再帰形低域強調フィルタの構成例を示す回路
図、第３図はその非再帰形低域強調フィルタの周波数特
性図、第４図及び第５図は本発明実施例の作用説明図で
ある。第６図は本発明の他の実施例を示すブロック構成
図、第７図及び第８図は本発明の更に他の実施例を示す
ブロック構成図、第９図は第８図の実施例における再帰
形低域強調フィルタの構成例を示す回路図、第１０図は
その再帰形低域強霧フィルタの周波数特性図である。第
１１図及び第１２図は従来例を示すブロック構成図であ
る。
第１図の非再帰形低域強調フィルタの構成例を示す回路
図、第３図はその非再帰形低域強調フィルタの周波数特
性図、第４図及び第５図は本発明実施例の作用説明図で
ある。第６図は本発明の他の実施例を示すブロック構成
図、第７図及び第８図は本発明の更に他の実施例を示す
ブロック構成図、第９図は第８図の実施例における再帰
形低域強調フィルタの構成例を示す回路図、第１０図は
その再帰形低域強霧フィルタの周波数特性図である。第
１１図及び第１２図は従来例を示すブロック構成図であ
る。
Claims (5)
- （１）音声波形の自己相関係数を用い低域強調手段を有
することを特徴とする音声のピッチ周波数抽出装置。 - （２）特許請求の範囲第１項記載の低域強調手段が、音
声波形に対して移動荷重平均による低域強調を施した波
形の自己相関係数によって、音声のピッチ周波数を抽出
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の音声
のピッチ周波数抽出装置。 - （３）特許請求の範囲第１項記載の低域強調手段が、自
己相関係数に対して移動荷重平均処理を施すことにより
、周波数上で低域強調の効果を与えることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の音声のピッチ周波数抽出装
置。 - （４）特許請求の範囲第１項記載の低域強調手段が、再
帰形の低域強調フィルタであることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の音声のピッチ周波数抽出装置。 - （５）特許請求の範囲第１項記載の低域強調手段が、所
定の周波数範囲のみを通過させる高域遮断の特性をも合
わせもつ低域強調フィルタであることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の音声のピッチ周波数抽出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60028811A JPS61187000A (ja) | 1985-02-15 | 1985-02-15 | 音声のピツチ周波数抽出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60028811A JPS61187000A (ja) | 1985-02-15 | 1985-02-15 | 音声のピツチ周波数抽出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61187000A true JPS61187000A (ja) | 1986-08-20 |
Family
ID=12258793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60028811A Pending JPS61187000A (ja) | 1985-02-15 | 1985-02-15 | 音声のピツチ周波数抽出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61187000A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08194499A (ja) * | 1995-01-17 | 1996-07-30 | Nec Corp | 音声符号化装置 |
| JP2009042573A (ja) * | 2007-08-09 | 2009-02-26 | Yamaha Corp | 音声の基本周期を検出する装置およびその基本周期を用いて話速変換を行う装置 |
| WO2021193637A1 (ja) * | 2020-03-27 | 2021-09-30 | 株式会社トランストロン | 基本周波数推定装置、アクティブノイズコントロール装置、基本周波数の推定方法及び基本周波数の推定プログラム |
-
1985
- 1985-02-15 JP JP60028811A patent/JPS61187000A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08194499A (ja) * | 1995-01-17 | 1996-07-30 | Nec Corp | 音声符号化装置 |
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