JPS59185396A - 音声分析装置 - Google Patents
音声分析装置Info
- Publication number
- JPS59185396A JPS59185396A JP58060339A JP6033983A JPS59185396A JP S59185396 A JPS59185396 A JP S59185396A JP 58060339 A JP58060339 A JP 58060339A JP 6033983 A JP6033983 A JP 6033983A JP S59185396 A JPS59185396 A JP S59185396A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- shift register
- analog
- analog shift
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Measurement And Recording Of Electrical Phenomena And Electrical Characteristics Of The Living Body (AREA)
- Telephone Function (AREA)
- Investigating Or Analysing Materials By Optical Means (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
１作芳■
本発明は音声分析装置に関する。
従来技術
第１図Ａに示すような人間の音声スペクトルは、周波数
と共にゆっくり変化するスペクトル包絡（第１図Ｂ）と
一定の周期で細かく変化するスペクトル微細構造（第１
図Ｃ）の積で表わされる。このスペクトル包絡はよく見
ると、第２図に示すようにいくつかの山が存在する。こ
れらの山はスペクトルエネルギーが集中しているところ
で「フォルマント」と呼び、その周波数をフォルマント
周波数と言う。これらのフォルマントは声道の共振現象
であることが知られており、一般にフォルマント周波数
は声道の共振周波数と一致する。
と共にゆっくり変化するスペクトル包絡（第１図Ｂ）と
一定の周期で細かく変化するスペクトル微細構造（第１
図Ｃ）の積で表わされる。このスペクトル包絡はよく見
ると、第２図に示すようにいくつかの山が存在する。こ
れらの山はスペクトルエネルギーが集中しているところ
で「フォルマント」と呼び、その周波数をフォルマント
周波数と言う。これらのフォルマントは声道の共振現象
であることが知られており、一般にフォルマント周波数
は声道の共振周波数と一致する。
以上の原理に基づいて第３図に示すような音声分析装置
が提案されている。即ちマイクロフォンｌからの音声信
号は増幅器２で増幅された後、夫々通過帯域の異なるバ
ンドパスフィルタ３．３・・・に供給され、これらの各
フィルタ３，３・・・を通過した信号は夫々整流器４，
４・・・と平滑器５，５・・・とを介してアナログヤル
チプレクサ６に加えられ、このマルチプレクサ６からの
直列信号がＡ／Ｄ変換器７でデジタル信号化され、その
抽出された特徴量が音声信号の合成や認識に使用される
ものである。
が提案されている。即ちマイクロフォンｌからの音声信
号は増幅器２で増幅された後、夫々通過帯域の異なるバ
ンドパスフィルタ３．３・・・に供給され、これらの各
フィルタ３，３・・・を通過した信号は夫々整流器４，
４・・・と平滑器５，５・・・とを介してアナログヤル
チプレクサ６に加えられ、このマルチプレクサ６からの
直列信号がＡ／Ｄ変換器７でデジタル信号化され、その
抽出された特徴量が音声信号の合成や認識に使用される
ものである。
然るにこの様な構成においては数多くの／くンドパスフ
ィルタ３．３・・・、整流器４，４・・・や平滑器５．
５・・・等を必要とし、／＼−ドウエア面での負担が太
きくまた各回路間の調整等が面倒であった。
ィルタ３．３・・・、整流器４，４・・・や平滑器５．
５・・・等を必要とし、／＼−ドウエア面での負担が太
きくまた各回路間の調整等が面倒であった。
この様な問題点を改善するために、一対のアナログシフ
トレジスタを用いて音声信号の通過周波数を変換するこ
とにより単一の７＜ンドノ（ヌフィルタで複数個のバン
ドパスフィルタと等価な働きをｙせる方法が提案されて
いる。この方式の概略を第４図に示す。
トレジスタを用いて音声信号の通過周波数を変換するこ
とにより単一の７＜ンドノ（ヌフィルタで複数個のバン
ドパスフィルタと等価な働きをｙせる方法が提案されて
いる。この方式の概略を第４図に示す。
マイクロホン１からの音声信号は増幅器２から一対のア
ナログシフトレジスタ（ＡＳＲ）８．９に加えられる。
ナログシフトレジスタ（ＡＳＲ）８．９に加えられる。
アナログシフトレジスタは、夫々シフトクロックパルス
φ１ 、φ２に同期してアナログデータを書き込み、ま
たこのクロックパルスφ１ 、φ２に同期してその書き
込んだアナログデータをシフトして読み出すもので、Ｃ
ＣＤ或いはＢＢＤ等で構成する。これらのアナログシフ
トレジスタ８．９の入力側には夫々入力回路と記憶内容
の循環路とを切り換える一対の入力スイッチＳ１、Ｓ２
が設けらている。なおこれ等のアナログシフトレジスタ
８，９に対するシフＩ・クロックパルスφ１ 、φ２の
周波数は可変になっている。１０はバンドパスフィルタ
で、一対のアナログシフトレジスタ８．９に対する接続
状ＩＥが切り換わる出力スイッチＳ３に連っている。バ
ンドパスフィルタの出力は積分器１１を経てＡ／Ｄ変換
器１２で量子化されて出力される。
φ１ 、φ２に同期してアナログデータを書き込み、ま
たこのクロックパルスφ１ 、φ２に同期してその書き
込んだアナログデータをシフトして読み出すもので、Ｃ
ＣＤ或いはＢＢＤ等で構成する。これらのアナログシフ
トレジスタ８．９の入力側には夫々入力回路と記憶内容
の循環路とを切り換える一対の入力スイッチＳ１、Ｓ２
が設けらている。なおこれ等のアナログシフトレジスタ
８，９に対するシフＩ・クロックパルスφ１ 、φ２の
周波数は可変になっている。１０はバンドパスフィルタ
で、一対のアナログシフトレジスタ８．９に対する接続
状ＩＥが切り換わる出力スイッチＳ３に連っている。バ
ンドパスフィルタの出力は積分器１１を経てＡ／Ｄ変換
器１２で量子化されて出力される。
而して合成る時刻にスイッチＳ１ 、Ｓ２ 、Ｓ３が
図に示す方向に設定されていたとすると、マイクロホン
１からの音声信号はスイッチＳ１を介して一方のアナロ
グシフトレジスタ８に入力されるこの音声信号を書き込
む時のシフトクロックパルスφ１は通常の速さ、即ち音
声信号をサンプリングできるだけの速さである。一方、
この時他方のアナログシフトレジスタ９側ではスイッチ
Ｓ２を介して循環路が形成されており、しかもこのレジ
スタ９はスイッチＳ３を介してバンドパスフィルタ１０
に接続されているのでレジスタ９に予め記憶されていた
音声信号はバンドパスフィルタ１０に導かれる。この時
のシフトクロックパルスφ２を音声信号の書き込み時に
用いた周波数のｍ倍（ｍ〉１）とすれば、このレジスタ
９に記憶されていた音声信号は、その信号の書き込みに
要した時間をｔとすればｔ／’ｍ秒で出力される。従っ
てこのときの読み出し音声信号の周波数成分は全てｍ倍
されて読み出されることになり、バンドパスフィルタ１
０の通過周波数を通常のｍ倍に設定しておけば良い。そ
の結果、バンドパスフィルタ１０の通過周波数を固定し
ておいても、アナログシフトレジスタの読み出しの際の
シフトクロックパルスφ２の周波数を変化させれば等測
的にはバンドパスフィルタの通過周波数を変化させたこ
とになる。従ってこのように読み出しの際のクロックパ
ルスの速さを少しづつ変えてバンドパスフィルタ１０に
アナログシフトレジスタの音声信号をｎ回入力すれば、
時分割的に第３図に示゛したｎ （ｋ’！のバンドパス
フィルタ３．３・・・を用いたと同じ働きをさせること
ができる。
図に示す方向に設定されていたとすると、マイクロホン
１からの音声信号はスイッチＳ１を介して一方のアナロ
グシフトレジスタ８に入力されるこの音声信号を書き込
む時のシフトクロックパルスφ１は通常の速さ、即ち音
声信号をサンプリングできるだけの速さである。一方、
この時他方のアナログシフトレジスタ９側ではスイッチ
Ｓ２を介して循環路が形成されており、しかもこのレジ
スタ９はスイッチＳ３を介してバンドパスフィルタ１０
に接続されているのでレジスタ９に予め記憶されていた
音声信号はバンドパスフィルタ１０に導かれる。この時
のシフトクロックパルスφ２を音声信号の書き込み時に
用いた周波数のｍ倍（ｍ〉１）とすれば、このレジスタ
９に記憶されていた音声信号は、その信号の書き込みに
要した時間をｔとすればｔ／’ｍ秒で出力される。従っ
てこのときの読み出し音声信号の周波数成分は全てｍ倍
されて読み出されることになり、バンドパスフィルタ１
０の通過周波数を通常のｍ倍に設定しておけば良い。そ
の結果、バンドパスフィルタ１０の通過周波数を固定し
ておいても、アナログシフトレジスタの読み出しの際の
シフトクロックパルスφ２の周波数を変化させれば等測
的にはバンドパスフィルタの通過周波数を変化させたこ
とになる。従ってこのように読み出しの際のクロックパ
ルスの速さを少しづつ変えてバンドパスフィルタ１０に
アナログシフトレジスタの音声信号をｎ回入力すれば、
時分割的に第３図に示゛したｎ （ｋ’！のバンドパス
フィルタ３．３・・・を用いたと同じ働きをさせること
ができる。
しかしながらこの方式ではｍ ＞’ １と選定するため
、書き込みに要する時間ｔと読み出しに要する時間との
間にｔ （４−１７ｍ）秒の空白区間が発生して、スイ
ッチＳ３を通して得られる信号は、信号が間欠した不連
続信号、即ちトーンバースト信号となって高調波成分が
発生してバンドパスフィルタから積分器を通したときに
この高調波成分が残留して正しい乙ベクトル成分を抽出
することができないといった欠点を有していた。
、書き込みに要する時間ｔと読み出しに要する時間との
間にｔ （４−１７ｍ）秒の空白区間が発生して、スイ
ッチＳ３を通して得られる信号は、信号が間欠した不連
続信号、即ちトーンバースト信号となって高調波成分が
発生してバンドパスフィルタから積分器を通したときに
この高調波成分が残留して正しい乙ベクトル成分を抽出
することができないといった欠点を有していた。
目 的
本発明は斯様な問題点に鑑みてなされたもので単−・の
バンドパスフィルタを用いて音声の特徴量を高精度に抽
出することを目的とするものである。
バンドパスフィルタを用いて音声の特徴量を高精度に抽
出することを目的とするものである。
構 成
本発明の構成について、以上、実施例に基づいて説明す
る。
る。
第５図は本発明による音声分析装置の一実施例を示す図
てあり、ｆｆ１３図、第４図と同一番号は同一内容を示
している。１３．１４は夫々第６図に示される波形の制
御信号Ｔ Ｉ ＋ Ｔ ２で入力信号のレベルを制御
する例えば電圧制御アンプ（ＶＣＡ）であり、１５は２
人力を加算する加算器、１６は整流器である。
てあり、ｆｆ１３図、第４図と同一番号は同一内容を示
している。１３．１４は夫々第６図に示される波形の制
御信号Ｔ Ｉ ＋ Ｔ ２で入力信号のレベルを制御
する例えば電圧制御アンプ（ＶＣＡ）であり、１５は２
人力を加算する加算器、１６は整流器である。
第５図の構成においては、アナログシフトレジスタは増
幅器に直接接続され、出力は電圧制御型アンプに接続さ
れていて循環路は形成されていない。そしてシフトクロ
ックパルスφ１ 、φ２に同期してアナログデータを書
き込み、読み出し時にはクロックパルス周波数をｍ倍（
ｍ＜１）にして信号周波数を低域ヘシフトする。このよ
うにｍく１に設定することにより時間ｔで書き込まれた
信号はｔ／ｍ（＞ｔ）で読み出されることになり、従来
のように信号に空白区間は発生しないが、他方のアナロ
グレジスタの読み出し信号との間に重複する区間が発生
する。そこでこの重複を防止するために、電圧制御型ア
ンプ１３．１４で、アナログシフトレジスタの読み出し
信号に第６図に示す制御波形を乗算して重なりをなくし
、加算器１５で加えることによりスムーズにアナログシ
フトレジスタ８．９の読み出し信号が接続される。この
場合、入力信号に制御波形を乗算する電圧制御型アンプ
１３．１４と加算器１５を用いずに第４図のスイッチＳ
３で切換えると、切換え点で信号が不連続となり、その
時点で大きなりリックノイズを発生して第４図の構成で
生じた高調波成分と同様の弊害を発生することになる。
幅器に直接接続され、出力は電圧制御型アンプに接続さ
れていて循環路は形成されていない。そしてシフトクロ
ックパルスφ１ 、φ２に同期してアナログデータを書
き込み、読み出し時にはクロックパルス周波数をｍ倍（
ｍ＜１）にして信号周波数を低域ヘシフトする。このよ
うにｍく１に設定することにより時間ｔで書き込まれた
信号はｔ／ｍ（＞ｔ）で読み出されることになり、従来
のように信号に空白区間は発生しないが、他方のアナロ
グレジスタの読み出し信号との間に重複する区間が発生
する。そこでこの重複を防止するために、電圧制御型ア
ンプ１３．１４で、アナログシフトレジスタの読み出し
信号に第６図に示す制御波形を乗算して重なりをなくし
、加算器１５で加えることによりスムーズにアナログシ
フトレジスタ８．９の読み出し信号が接続される。この
場合、入力信号に制御波形を乗算する電圧制御型アンプ
１３．１４と加算器１５を用いずに第４図のスイッチＳ
３で切換えると、切換え点で信号が不連続となり、その
時点で大きなりリックノイズを発生して第４図の構成で
生じた高調波成分と同様の弊害を発生することになる。
なお制御波形として第６図のように時間ｔのクロックパ
ルスにＣＲの時定数波形を掛けて整形したものを用いる
理由は、切り換え時点の不連続波形の発生をなくすため
に読み出し信号をしだいに小さくシ（フェードアウト）
、新たな読み出し信号をしだいに大きくする（フェード
イン）するもので、ここに示した指数特性でなく直線特
性でも同様の効果か得られる。バンドパスフィルター０
は、信号周波数がアナログシフトレジスタでｍ倍（ｍ＜
１）されるので、通過周波数を通常のｍ倍に設定してお
く。
ルスにＣＲの時定数波形を掛けて整形したものを用いる
理由は、切り換え時点の不連続波形の発生をなくすため
に読み出し信号をしだいに小さくシ（フェードアウト）
、新たな読み出し信号をしだいに大きくする（フェード
イン）するもので、ここに示した指数特性でなく直線特
性でも同様の効果か得られる。バンドパスフィルター０
は、信号周波数がアナログシフトレジスタでｍ倍（ｍ＜
１）されるので、通過周波数を通常のｍ倍に設定してお
く。
このように設定しておけば、バンドパスフィルタｌＯの
通過周波数を固定しておいても、アナログシフトレジス
タの読み出しの際のシフトクロックパルスを変化させて
読み出される信号の周波数を変化させれば、等測的にバ
ンドパスフィルタの通過周波数を変化させたことになる
。このようにして、第４図の場合と同様に、音声信号を
アナログシフトレジスタにｎ回入力し、その都度読み出
しのクロックパルス周波数を変えてバンドパスフィルタ
１０にアナログシフトレジスタの音声信号を加えてやれ
ば、時分割的に第３図に示したｎ個のバンドパスフィル
タを用いたと同じ働きをさせることができる。
通過周波数を固定しておいても、アナログシフトレジス
タの読み出しの際のシフトクロックパルスを変化させて
読み出される信号の周波数を変化させれば、等測的にバ
ンドパスフィルタの通過周波数を変化させたことになる
。このようにして、第４図の場合と同様に、音声信号を
アナログシフトレジスタにｎ回入力し、その都度読み出
しのクロックパルス周波数を変えてバンドパスフィルタ
１０にアナログシフトレジスタの音声信号を加えてやれ
ば、時分割的に第３図に示したｎ個のバンドパスフィル
タを用いたと同じ働きをさせることができる。
殖−一一盟
以−にのように本発明による音声分析装置によれば、一
対のアナログシフトレジスタと、一対の乗算器と加算器
を用いることにより高調波成分の発生等のおそれのない
高品質の周波数成分のシフト信号が得られるので、１個
のバンドパスフィルタで多数の周波数成分を時分割的に
通過させる際、高精度な特徴量の抽出ができると共に比
較的簡単な構成で音声分析装置を実現することができる
。
対のアナログシフトレジスタと、一対の乗算器と加算器
を用いることにより高調波成分の発生等のおそれのない
高品質の周波数成分のシフト信号が得られるので、１個
のバンドパスフィルタで多数の周波数成分を時分割的に
通過させる際、高精度な特徴量の抽出ができると共に比
較的簡単な構成で音声分析装置を実現することができる
。
第１図（Ａ）は音声スペクトルを示す図、同図（Ｂ）は
スペクＩ・ル包絡を示す図、同図（Ｃ）はスペクトル微
細構造を示す図、第２図はスペクトル包略図、第３図、
第４図は従来の音声分析装置を示す図、第５図は本発明
による音声分析装置の構成を示す図、第６図は制御信号
波形を示す図である。 １・・・マイク、２・・・増幅器、８，９・・・アナロ
グシフトレジスタ、１０・・・バンドパスフィルタ、１
１・・・平滑器、１２・・・Ａ／Ｄ変換器、１３．１４
・・・電圧制御型アンプ、１５・・・加算器、１６・・
・整流器。 ０ 葛 ４ 文 第 ６ 図 第 ３ 図
スペクＩ・ル包絡を示す図、同図（Ｃ）はスペクトル微
細構造を示す図、第２図はスペクトル包略図、第３図、
第４図は従来の音声分析装置を示す図、第５図は本発明
による音声分析装置の構成を示す図、第６図は制御信号
波形を示す図である。 １・・・マイク、２・・・増幅器、８，９・・・アナロ
グシフトレジスタ、１０・・・バンドパスフィルタ、１
１・・・平滑器、１２・・・Ａ／Ｄ変換器、１３．１４
・・・電圧制御型アンプ、１５・・・加算器、１６・・
・整流器。 ０ 葛 ４ 文 第 ６ 図 第 ３ 図
Claims (3)
- （１）、音声信号を書き込み、その周波数をシフトする
ー・対のアナログシフトレジスタと、各アナログシフト
レジスタの出力信号をシリアルにスムーズに接続するた
め、互いに１８０°位相のずれた制御信号を前記各アナ
ログシフトレジスタの出力信号にそれぞれ乗算する乗算
手段と、乗算後の各信号を加算し、シリアル信号を得る
加算手段と、加算手段の出力を通過させる通過帯域周波
数を固定した帯域通過フィルタと、フィルタ出力を整流
、平滑する手段と、平滑したアナログ信号を量子化する
Ａ／Ｄ変換手段とを備え、前記各アナログシフトレジス
タのシフトクロックパルス周波数を書き込み時と読み出
し時で変化させて音声スペクトルを抽出することを特徴
とする音声分析装置。 - （２）、前記アナログシフトレジスタは、音声信号の周
波数を低域ヘシフトする特許請求の範囲第（１）項記載
の音声分析装置。 - （３）、前記各制御信号はフェードイン、フェード゛ア
ウト特性を有する信号波形である特許請求の範囲第（１
）項記載の音声分析装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58060339A JPS59185396A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | 音声分析装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58060339A JPS59185396A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | 音声分析装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59185396A true JPS59185396A (ja) | 1984-10-20 |
Family
ID=13139302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58060339A Pending JPS59185396A (ja) | 1983-04-06 | 1983-04-06 | 音声分析装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59185396A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10693415B2 (en) | 2007-12-05 | 2020-06-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US12032080B2 (en) | 2012-04-05 | 2024-07-09 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
-
1983
- 1983-04-06 JP JP58060339A patent/JPS59185396A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10693415B2 (en) | 2007-12-05 | 2020-06-23 | Solaredge Technologies Ltd. | Testing of a photovoltaic panel |
| US12032080B2 (en) | 2012-04-05 | 2024-07-09 | Solaredge Technologies Ltd. | Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations |
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