JPH09139664A - 波形整形遷移回路 - Google Patents
波形整形遷移回路Info
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- JPH09139664A JPH09139664A JP8234578A JP23457896A JPH09139664A JP H09139664 A JPH09139664 A JP H09139664A JP 8234578 A JP8234578 A JP 8234578A JP 23457896 A JP23457896 A JP 23457896A JP H09139664 A JPH09139664 A JP H09139664A
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Abstract
を一定にし、高調波を軽減する。 【解決手段】 それぞれ第一および第二の出力導体(例
えば、ボンドパッド)に接続している第一および第二の
の出力バッファからなる通信チャネルに、データを供給
するための集積回路ドライバを設ける。各出力バッファ
は、それぞれプルアップ抵抗およびプルダウン抵抗を通
して、関連出力導体に接続している複数のプルアップ・
トランジスタおよび複数のプルダウン・トランジスタか
らなっている。入力ノードに接続している複数の遅延回
路は、プルアップおよびプルダウン・トランジスタの制
御タ−ミナルに遅延データ信号を供給する。制御回路
は、遅延回路を選択的に作動させる。制御回路は、それ
ぞれが対応する遅延回路の入力に接続している出力を持
っているマルチプレクサからなる。定出力インピーダン
スおよび高調波を軽減するためのデータ出力の波形整形
が可能である。
Description
りデータを送信する回路およびその回路を使用する通信
システムおよび通信方法に関する。
ここ数年の間に、イーサネット通信システムを実行する
ためのツイストペア・ワイヤの使用が、目立って増大し
てきている。例えば、「10ベースT」イーサネット・
システムは、ツイストペア・ワイヤを通して、1秒間に
10メガビットの速度で、データを送信し、「100ベ
ースT」イーサネット・システムは、ツイストペア・ワ
イヤ通信チャネルを通して、100メガビットでデータ
を送信する。同軸ケーブル、またはマイクロ波通信チャ
ネルにより、より高速なデータ通信速度が使用され、ま
たは計画中である。多くの場合、送信されたデータの波
形は、通常二進法のデータを表す方形波から整形しなけ
ればならない。例えば、イーサネット・ツイストペア・
ワイヤの場合には、一定の周波数(例えば、10ベース
Tシステムの場合には、17MHz)を超える高調波を
有意に低減するために波形整形を行う必要がある。同様
に、UHF無線周波数バンドで動作するデジタル・セル
ラーホンおよびパーソナル通信システム(PCS)の場
合には、高調波の発生を制限しなければならない。
ーブルを駆動するには、ドライバは1:1センタ・タッ
プ結合トランスと通して100Ωの負荷に、少なくとも
ピーク・トゥ・ピークで4.4ボルトの信号を供給しな
ければならない。同相モード電圧は±50ミリボルト以
上でなければならない。さらに、あるレイル間遷移の間
に、始動電圧レベルから約1ボルト上下する駆動波形内
に、一つのステップを導入するためには、プリエンファ
シス機能も必要である。もう一つの要件は、反射を最低
限度に抑えるために、ドライバの出力インピーダンス
は、100Ω±20%でなければならないということで
ある。図1に通常の10ベースT波形の一例を示す。四
つのレベルが図示されていることに留意されたい。さら
に、波形の傾斜した(垂直ではない)側が示すように、
これら四つのレベル間のスルーレートが制限されている
ことにも留意されたい。このことは上記の高調波を最低
限度に抑える働きを助けている。
路を示す。この回路は、単一の集積回路(IC)チップ
(201)上の四つのハイドライブCMOS出力バッフ
ァ(203、204、205、206)からなってい
る。四つの抵抗(211、212、214、215)、
一個のフィルタおよび同相モード・チョーク内に内蔵さ
れている1:1結合トランス(218)からなる外部回
路に接続するために、チップ上には四つのボンドパッド
(207、208、209、210)(および対応する
四つおよびパッケージ・タ−ミナル)が必要であること
に留意されたい。この回路の動作の極めて優れた特徴は
以下の通りである。
ンス仕様が、抵抗値に適合していること。この場合、抵
抗211および214は316Ωであり、抵抗212お
よび215は53.6Ωである。名目バッファ出力イン
ピーダンスが低い、通常約10Ωと仮定した場合、フィ
ルタ入力から見たICドライバ回路に対するインピーダ
ンスは、10+2x(45.8Ω)=101Ωである。
(何故なら、316Ωと53.6Ωを並列に接続した場
合の抵抗値は、45.8Ωだからである。) (2)EMS仕様は、17MHzの3dB断周波数を持
つオフチップ7極バターワース低域フィルタ(217)
によって実現されている。 (3)電圧仕様は、(ノード213および214−21
5およびノード216で加算)が行われる抵抗加算ネッ
トワーク(211−212)により実現されている。
算装置および低域フィルタは、この業界では種々の形式
で広く用いられている。これら装置を使用すると、回路
が簡単になり、柔軟性を持つことになるが、上記の外部
構成部材を使用するのでその分の費用がかかる。
にデータを供給する技術に関する。ドライバ回路は、出
力導体(例えば、ボンドパッド)に接続している出力バ
ッファからなる。出力バッファは、それぞれプルアップ
抵抗およびプルダウン抵抗を通して、出力導体に接続し
ている複数のプルアップ・トランジスタおよび複数のプ
ルダウン・トランジスタからなっている。複数の遅延回
路が、複数のプルアップ・トランジスタおよび複数のプ
ルダウン・トランジスタへ、遅延データ信号を供給す
る。必要なデータ・パターンに従って、選択的に遅延回
路を作動するための制御回路が含まれている。通常の場
合、制御回路は、それぞれが対応する遅延回路の入力に
接続している出力を持っているマルチプレクサからな
る。平衡負荷を駆動するために、それぞれが出力導体に
接続している第一および第二の出力バッファを使用する
ことができる。
ルにデータを供給するための技術に関する。図3ついて
説明すると、この図にはツイストペア・イーサネット・
システム内で使用するための本発明の例示としての実施
例を示す。しかし、この実施例は他のシステムにも適用
することができる。データ送信装置は、制御回路302
および出力バッファ303および307を持っている集
積回路301を含んでいる。バッファ303、307
は、それぞれボンドパッド306および310に接続し
ていて、これらボンドパッドはセンタ・タップ・トラン
ス311の入力タ−ミナルに出力信号を供給する。トラ
ンス311の出力タ−ミナルは、例示としての実施例内
のツイストペア・ケーブルに接続している。バッファ3
03はデータ信号D1、D2によって駆動され、一方、
バッファ307はデータ信号ND1、ND2によて駆動
される。
9)として図示した定インピーダンス電源および出力抵
抗(304、308)を供給する。また、出力バッファ
も、以下に説明するように、出力波形のスルーレートを
制限する。それ故、出力バッファは、低域フィルタをほ
ぼ同じ働きをし、その結果、外部低域フィルタは必要が
なくなる。出力バッファ303および307は、例示と
しての実施例の場合には、零ボルトを中心にして完全な
差動スイング電圧を得るために、相互に補足し合うよう
に作動するボンドパッド306および310が駆動され
る。しかし、本発明の技術はシングルエンド設計にも適
用することができる。
インピーダンス電源を実行するための出力バッファの一
例を示す。複数のp−チャネル・プルアップ・トランジ
スタ401、402、403、404および405が、
それぞれプルアップ抵抗411、412、413、41
4および415を通して、出力導体425に接続してい
る。複数のn−チャネル・プルダウン・トランジスタ4
06、407、408、409および410が、それぞ
れプルダウン抵抗416、417、418、419およ
び420を通して、出力導体425に接続している。遅
延ラインは、データ入力ノード400および遅延段42
1、422、423、および424からなる。データ入
力ノード400は、相補型トランジスタ・ペア401−
406のゲートにデータ信号を供給し、一方、遅延段4
21、422、423および424はトランジスタ・ペ
ア402−407、403−408、404−409お
よび405−410のゲートにそれぞれ遅延データ信号
を供給する。
号を表す例示としての一連の波形を示す。時間T0 にお
いて、入力データ信号はロー(0ボルト)であり、その
結果、すべてのプルアップ・トランジスタがオンにな
り、すべてのプルダウン・トランジスタがオフになり、
その結果、出力ノード425はハイ(VDD)になる。時
間T1 において、入力ノード400におけるデータ信号
は0ボルトからVDDに遷移する。その後、時間T2 、T
3 、T4 およびT5 においては、遅延データ信号は、そ
れぞれ、遅延段421、422、423および424に
現れる。その結果、相補型トランジスタ・ペアは、順に
ハイからローに切り替わり、それにより出力ノード42
5の電圧は各ステップにおいて低くなる。
出力電圧を示す。この図においては、各ステップの間の
遷移は、図5の対応する時間に起こる。同様に、時間T
6 において入力電圧がVDDから0ボルトへ遷移すると、
遅延データ信号は、時間T7、T8 、T9 およびT10に
おける上記の遅延ラインおよび出力に現れる。それ故、
トランジスタ・ペアは、さらに図6に示すように、出力
ノード425の電圧を各ステップ毎にハイにする。この
ような段階的な技術により、VDDから0ボルトへの(お
よびその逆の)急激な(方形波の)遷移と比較すると、
出力波形は滑らかになっていることに留意されたい。各
ステップ(DELTA)振幅は、VDD/Nに等しい。こ
の場合、Nは遅延ラインのタップの数である。さらに、
任意の時間においては、どのトランジスタのペアがハイ
になっていようと、どのトランジスタのペアがローにな
っていようと、等しい数の抵抗が、導通しているトラン
ジスタのドレイン・パス内に存在していることに留意さ
れたい。それ故、すべての抵抗が同じ数値Rを持ってい
る場合であって、トランジスタの出力抵抗がRに比較し
て低い場合には、トランジスタ−のペアが5である例示
としての実施例の場合には、出力ノード425に対する
出力抵抗はR/5である。例えば、R=250Ωである
場合には、任意の時間に有効に並列に接続している五つ
の抵抗に対する出力抵抗は50Ωである。
するために、遅延ラインを使用している。図7について
説明すると、各遅延段の入力にマルチプレクサを接続す
ると、遷移の伝播を制御することができる。それ故、任
意の増分電圧レベルで、出力を保持することができる。
制御遅延段745、747、749、751および75
3の出力は、相補型トランジスタ・ペア701−70
6、702−707、703−708、704−709
および705−710のゲートをそれぞれ駆動する。こ
れらのトランジスタのペアは、電源抵抗711...7
15および716...720を通して、第一の出力タ
−ミナル721を駆動する。さらに、制御遅延段の出力
は、インバータ754、755、756、757および
758によって反転され、上記のインバータは相補トラ
ンジスタ−のペア722−727、723−728、7
24−729、725−730および726−731の
ゲートをそれぞれ駆動する。これらのトランジスタのペ
アは、電源抵抗732...736および737−74
1を通して、第二の出力タ−ミナル742を駆動する。
ドライバの出力波形は、タ−ミナル721および742
間の電圧の差によるものである。
ションに分割されている。すなわち、第一のセクション
は、遅延段745および制御ラインCTRLOによって
制御されるマルチプレクサ744を含んでいる。第二の
セクションは、遅延段747、749および751およ
び制御ラインCTRL1によって制御されるマルチプレ
クサ746、748および750を含んでいる。第三の
セクションは、遅延段753および制御ラインCTRL
2によって制御されるマルチプレクサ752を含んでい
る。イーサネット10ベースTを実行するために使用さ
れる通常のケースの場合、各遅延段は二段のインバータ
で、各遅延段により約2ナノ秒の遅延が行われる。各セ
クションを通しての伝播は、マルチプレクサ入力に接続
している対応する制御ラインによって制御される。対応
する制御ラインが「0」である場合には、一定のマルチ
プレクサの入力としては、「0」が選択され、対応する
制御ラインが「1」である場合には、「1」が選択され
る。左側のマルチプレクサ744への入力「0」は、論
理「1」(VDD)に接続していて、一方、右側のマルチ
プレクサ752への入力「1」は、論理「0」(Vs
s)に接続していることに注意してほしい。動作中、0
は、図7に示すように、右から左に伝播し、1は左から
右に伝播する。
およびCTRL2を電圧レベルの種々の組み合わせで示
す。その結果としてのICタ−ミナルのところのバッフ
ァの出力波形を、PIN1およびPIN2と呼び、二つ
のIC出力タ−ミナルの間の波形をVDIFFと呼ぶ。
それ故、データ入力に従って制御信号を変えることによ
り、必要な出力波形(図8のVDIFF)を得ることが
できる。
表的な制御回路を示す。10ベースTシステムを実行し
ている場合には、DQフリップ・フロップ92の「D]
入力に10MHzのマンチェスタ符号化データ・ストリ
ームが供給される。20MHzのクロックが、DQフリ
ップ・フロップ92および93の両方の「クロック」入
力に供給される。ANDおよびNANDゲートは、CT
RL0およびCTRL1を発生するのに使用される。こ
の場合、CTRL1信号はDQフリップ・フロップ92
のQ出力から入手する。フリップ・フロップ92および
93のQ出力は、説明上の便宜上それぞれAおよびBと
呼ぶことにする。標本化したデータ・ストリーム値とそ
こから得られた制御信号との間の関係を、下記の真理表
に示す。
よびプルダウン・トランジスタ(例えば、図4)のドレ
インのリード内の抵抗値は、定出力インピーダンスが望
ましい場合には、名目的に等しい。必要な場合には、抵
抗間の整合はレーザまたは電気的微調整により改善する
ことができる。場合によっては、電界効果トランジスタ
の出力抵抗に合わせるために抵抗値を調整する必要があ
り、上記のような場合には、必ずしも調整の必要がない
とはいえない。
用されているが、本発明の技術はシングル・エンド設計
にも使用することができる。例えば、出力ノード742
に関連するバッファは省略することができるし、シング
ル・エンド送信ラインまたは他の負荷を駆動するために
必要な出力ノード721およびマルチプレクサに関連す
るバッファだけを設置するだけでいい。さらに、図7に
示す抵抗は、通常集積回路チップ上で実行されるが、そ
うしたい場合には、チップ以外の場所で実行することが
できる。チップ以外の場所で実行する場合には、もっと
多くのICタ−ミナルを必要とするが、この場合には、
チップ以外の場所で抵抗の電力を消費することができ、
抵抗値をもっと正確にすることができる。さらに、そう
することにより、集積回路の領域を節約することができ
る。本発明の技術をはさらに別な方法で実行することも
できる。
示す。
動回路を示す。
ス電源の一実施例である。
である。
しての実施例である。
示す。
Claims (5)
- 【請求項1】 通信チャネルにデータ信号を送り込むた
めのドライバ回路からなる集積回路であって、 ドライバ回路が、プルアップ抵抗(411,412,4
13,414,415)およびプルダウン抵抗(41
6,417,418,419,420)を通して、それ
ぞれ第一の出力導体(425)に接続している複数のプ
ルアップ・トランジスタ(401,402,403,4
04,405)および複数のプルダウン・トランジスタ
(406,407,408,409,410)を含む第
一の出力バッファと、 プルアップおよびプルダウン・トランジスタの制御タ−
ミナルへ遅延データ信号を供給する複数の遅延回路(4
16,417,418,419,420)と、 データ入力信号に従って、遅延回路を選択的に作動させ
るための制御回路(92,93,95,96)とからな
ることを特徴とする集積回路。 - 【請求項2】 上記の制御回路が、それぞれが対応する
遅延回路の入力に接続している出力を持っているマルチ
プレクサ(744,746,748,750,752)
からなる請求項1に記載のドライバ回路。 - 【請求項3】 上記のマルチプレクサが、前段の遅延回
路の出力に接続している第一の出力と後段の遅延回路の
出力に接続している第二の入力とを持っている請求項2
に記載のドライバ回路。 - 【請求項4】 上記のドライバ回路が、第二の出力バッ
ファをさらに含み、第二の出力バッファが、それぞれプ
ルアップ抵抗およびプルダウン抵抗を通して、第二の導
体に接続している複数のプルアップ抵抗トランジスタお
よび複数のプルダウン・トランジスタを含み、上記の第
二の出力バッファ内のトランジスタ−の制御タ−ミナル
へ、上記の遅延回路から反転データ信号を供給するため
のインバータをさらに含む上記の請求項1乃至3のいず
れかに記載のドライバ回路。 - 【請求項5】 上記の抵抗が名目的に等しい数値を持
ち、それにより定出力インピーダンス・ドライバ回路を
作ることができる上記の請求項1乃至4のいずれかに記
載のドライバ回路。
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