JPH0888521A - 自己バイアスされたカスコード電流ミラー回路 - Google Patents
自己バイアスされたカスコード電流ミラー回路Info
- Publication number
- JPH0888521A JPH0888521A JP6240776A JP24077694A JPH0888521A JP H0888521 A JPH0888521 A JP H0888521A JP 6240776 A JP6240776 A JP 6240776A JP 24077694 A JP24077694 A JP 24077694A JP H0888521 A JPH0888521 A JP H0888521A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- voltage
- transistor
- channel transistor
- current mirror
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000010076 replication Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/345—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 低消費電力、小配線領域でありつつ、高出力
インピーダンス、高電圧振幅を有する自己バイアスされ
たカスコード電流ミラー（６０）を提供するものであ
る。 【構成】 自己バイアスされたカスコード電流ミラー
は、電流ミラー（６０）およびカスコードバイアス発生
器（５０）を包含する。カスコードバイアス発生器（５
０）は電流ミラー（６０）にバイアス電圧を供給するた
めの抵抗（５１）を包含する。電流ミラー（６０）はカ
スコードトランジスタ（６４）および２つのミラートラ
ンジスタ（６２、６３）を包含する。バイアス電圧はカ
スコードトランジスタ（６４）の最小飽和電圧に電流ミ
ラー（６０）のトランジスタ（６３）のゲート・ソース
間電圧を加えたものとほぼ等しい。
インピーダンス、高電圧振幅を有する自己バイアスされ
たカスコード電流ミラー（６０）を提供するものであ
る。 【構成】 自己バイアスされたカスコード電流ミラー
は、電流ミラー（６０）およびカスコードバイアス発生
器（５０）を包含する。カスコードバイアス発生器（５
０）は電流ミラー（６０）にバイアス電圧を供給するた
めの抵抗（５１）を包含する。電流ミラー（６０）はカ
スコードトランジスタ（６４）および２つのミラートラ
ンジスタ（６２、６３）を包含する。バイアス電圧はカ
スコードトランジスタ（６４）の最小飽和電圧に電流ミ
ラー（６０）のトランジスタ（６３）のゲート・ソース
間電圧を加えたものとほぼ等しい。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電流ミラーに関し、特に
高電圧振幅（ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｎｇ）
および低消費電力の自己バイアスされたカスコード（ｃ
ａｓｃｏｄｅ）電流ミラー回路に関する。
高電圧振幅（ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｎｇ）
および低消費電力の自己バイアスされたカスコード（ｃ
ａｓｃｏｄｅ）電流ミラー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電流ミラーは、信号やバイアス電流を複
製するためにアナログ回路においてたびたび使用され
る。電流ミラーは電流ミラーで複製される電流の正確さ
に影響を及ぼす出力インピーダンスで特徴づけられる。
電流ミラーの高出力インピーダンスは、電流の正確な複
製のために要求される。高出力インピーダンスを得るた
めに、既知の電流ミラーはカスコードトランジスタを利
用する。電流ミラーはさらに出力電圧振幅でも特徴づけ
られる。電流ミラーの高電圧振幅は、低電源電圧での正
確な動作のため、および電流ミラーを利用するアナログ
回路の正確さを高める電圧信号振幅を増加させるために
要求される。
製するためにアナログ回路においてたびたび使用され
る。電流ミラーは電流ミラーで複製される電流の正確さ
に影響を及ぼす出力インピーダンスで特徴づけられる。
電流ミラーの高出力インピーダンスは、電流の正確な複
製のために要求される。高出力インピーダンスを得るた
めに、既知の電流ミラーはカスコードトランジスタを利
用する。電流ミラーはさらに出力電圧振幅でも特徴づけ
られる。電流ミラーの高電圧振幅は、低電源電圧での正
確な動作のため、および電流ミラーを利用するアナログ
回路の正確さを高める電圧信号振幅を増加させるために
要求される。
【０００３】図１は従来技術の高振幅カスコード電流ミ
ラー１０の回路図を示す。高振幅カスコード電流ミラー
１０は、電流ミラー３０およびカスコードバイアス発生
器２０を包含する。電流ミラー３０は、Ｎチャネルカス
コードトランジスタ３１、３４およびＮチャネルトラン
ジスタ３２、３３を包含する。Ｎチャネルトランジスタ
３１はソース、「ＣNBIAS」と記されたバイアス電圧を
受信するゲート、および「ＩIN」と記された入力電流を
受信するため電流源２３に結合するドレインを有する。
Ｎチャネルトランジスタ３２は「ＶSS」と記された電源
電圧端子に接続するソース、トランジスタ３１のドレイ
ンに接続するゲート、およびトランジスタ３１のソース
に接続するドレインを有する。Ｎチャネルトランジスタ
３４はソース、バイアス電圧ＣNBIASを受信するゲー
ト、および「ＩOUT」と記された出力電流を供給するド
レインを有する。Ｎチャネルトランジスタ３３はＶSSに
接続するソース、Ｎチャネルトランジスタ３１のドレイ
ンに接続するゲート、およびトランジスタ３４のソース
に接続するドレインを有する。
ラー１０の回路図を示す。高振幅カスコード電流ミラー
１０は、電流ミラー３０およびカスコードバイアス発生
器２０を包含する。電流ミラー３０は、Ｎチャネルカス
コードトランジスタ３１、３４およびＮチャネルトラン
ジスタ３２、３３を包含する。Ｎチャネルトランジスタ
３１はソース、「ＣNBIAS」と記されたバイアス電圧を
受信するゲート、および「ＩIN」と記された入力電流を
受信するため電流源２３に結合するドレインを有する。
Ｎチャネルトランジスタ３２は「ＶSS」と記された電源
電圧端子に接続するソース、トランジスタ３１のドレイ
ンに接続するゲート、およびトランジスタ３１のソース
に接続するドレインを有する。Ｎチャネルトランジスタ
３４はソース、バイアス電圧ＣNBIASを受信するゲー
ト、および「ＩOUT」と記された出力電流を供給するド
レインを有する。Ｎチャネルトランジスタ３３はＶSSに
接続するソース、Ｎチャネルトランジスタ３１のドレイ
ンに接続するゲート、およびトランジスタ３４のソース
に接続するドレインを有する。
【０００４】カスコードバイアス発生器２０は、Ｎチャ
ネルトランジスタ２１および電流源２２を包含する。電
流源２２はＶDDに接続する第１端子、および第２端子を
有する。ダイオード接続されたＮチャネルトランジスタ
２１はＶSSに接続するソース、バイアス電圧ＣNBIASを
供給する電流源２２の第２端子に接続するドレイン、お
よびそのドレインに接続するゲートを有する。
ネルトランジスタ２１および電流源２２を包含する。電
流源２２はＶDDに接続する第１端子、および第２端子を
有する。ダイオード接続されたＮチャネルトランジスタ
２１はＶSSに接続するソース、バイアス電圧ＣNBIASを
供給する電流源２２の第２端子に接続するドレイン、お
よびそのドレインに接続するゲートを有する。
【０００５】電流ミラー３０は、高出力インピーダンス
を有する従来のカスコード電流ミラーである。カスコー
ドトランジスタ３４のドレインは先行技術の高振幅カス
コード電流ミラー１０の出力端子である。カスコードト
ランジスタ３４は、トランジスタ３３のドレイン・ソー
ス間の電圧変化を減少させることによって、電流ミラー
の出力インピーダンスを高める。カスコードトランジス
タ３１は、Ｎチャネルトランジスタ３２のドレイン・ソ
ース間電圧とＮチャネルトランジスタ３３のドレイン・
ソース間電圧とを同一に維持し、それによって電流ミラ
ーの精度を向上させる。先行技術の高振幅カスコード電
流ミラー１０のそれぞれのトランジスタは、電流ミラー
の出力において広い電圧振幅を供給するために、トラン
ジスタ３３の過度のドレイン・ソース間電圧降下を最小
にするように大きさが決められる。このため、先行技術
の高振幅カスコード電流ミラー１０は広い動的範囲（ｗ
ｉｄｅ ｄｙｎａｍｉｃ ｒａｎｇｅ）や低電圧動作の
要求される応用例において使用される。先行技術の高振
幅カスコード電流ミラー１０の出力の電圧振幅は、バイ
アス電圧ＣNBIASが減少すると増加する。しかし、Ｎチ
ャネルトランジスタ３２、３３が飽和動作し、高出力イ
ンピーダンスを維持することを確保するように、バイア
ス電圧ＣNBIASは十分な大きさにすべきである。それゆ
え、高出力インピーダンスを維持しつつ得られる最大出
力電圧振幅は、バイアス電圧ＣNBIASがＮチャネルトラ
ンジスタ３３のゲート電圧と、カスコードＮチャネルト
ランジスタ３４の最小飽和電圧（ＶDSAT）の総和に等し
いときに発生する。最小飽和電圧は、飽和領域において
トランジスタを動作させる最小ドレイン・ソース間電圧
である。
を有する従来のカスコード電流ミラーである。カスコー
ドトランジスタ３４のドレインは先行技術の高振幅カス
コード電流ミラー１０の出力端子である。カスコードト
ランジスタ３４は、トランジスタ３３のドレイン・ソー
ス間の電圧変化を減少させることによって、電流ミラー
の出力インピーダンスを高める。カスコードトランジス
タ３１は、Ｎチャネルトランジスタ３２のドレイン・ソ
ース間電圧とＮチャネルトランジスタ３３のドレイン・
ソース間電圧とを同一に維持し、それによって電流ミラ
ーの精度を向上させる。先行技術の高振幅カスコード電
流ミラー１０のそれぞれのトランジスタは、電流ミラー
の出力において広い電圧振幅を供給するために、トラン
ジスタ３３の過度のドレイン・ソース間電圧降下を最小
にするように大きさが決められる。このため、先行技術
の高振幅カスコード電流ミラー１０は広い動的範囲（ｗ
ｉｄｅ ｄｙｎａｍｉｃ ｒａｎｇｅ）や低電圧動作の
要求される応用例において使用される。先行技術の高振
幅カスコード電流ミラー１０の出力の電圧振幅は、バイ
アス電圧ＣNBIASが減少すると増加する。しかし、Ｎチ
ャネルトランジスタ３２、３３が飽和動作し、高出力イ
ンピーダンスを維持することを確保するように、バイア
ス電圧ＣNBIASは十分な大きさにすべきである。それゆ
え、高出力インピーダンスを維持しつつ得られる最大出
力電圧振幅は、バイアス電圧ＣNBIASがＮチャネルトラ
ンジスタ３３のゲート電圧と、カスコードＮチャネルト
ランジスタ３４の最小飽和電圧（ＶDSAT）の総和に等し
いときに発生する。最小飽和電圧は、飽和領域において
トランジスタを動作させる最小ドレイン・ソース間電圧
である。
【０００６】
【解決すべき課題】カスコードバイアス発生器２０は、
ダイオード接続されたＮチャネルトランジスタ２１のゲ
ート・ソース間電圧を使用してバイアス電圧ＣNBIASを
発生する。バイアス電圧ＣNBIASを発生させるためＮチ
ャネルトランジスタ２１および電流源２２において要求
される電流は、先行技術の高振幅カスコード電流ミラー
１０の大きな総電力消費量に結び付く。さらに、カスコ
ードバイアス発生器２０は、追加の配線領域を必要とす
るため、回路の製造コストが高くなる。このように、新
しい高振幅電流ミラーでは電力消費、配線領域およびア
ナログ回路の製造費用を減少させる必要がある。
ダイオード接続されたＮチャネルトランジスタ２１のゲ
ート・ソース間電圧を使用してバイアス電圧ＣNBIASを
発生する。バイアス電圧ＣNBIASを発生させるためＮチ
ャネルトランジスタ２１および電流源２２において要求
される電流は、先行技術の高振幅カスコード電流ミラー
１０の大きな総電力消費量に結び付く。さらに、カスコ
ードバイアス発生器２０は、追加の配線領域を必要とす
るため、回路の製造コストが高くなる。このように、新
しい高振幅電流ミラーでは電力消費、配線領域およびア
ナログ回路の製造費用を減少させる必要がある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】従って、抵抗要素、およ
び第１・第２・第３トランジスタを包含する自己バイア
スされたカスコード電流ミラーが１つの形態で提供され
る。前記抵抗要素は、入力電流の受信に応答してバイア
ス電流を供給する第１端子、および第２端子を有する。
前記第１トランジスタは、前記抵抗要素の第２端子に接
続する第１電流電極、制御電極および電源電圧端子に結
合する第２電流電極を有する。前記第２トランジスタ
は、出力電流を供給する第１電流電極、前記バイアス電
圧を受信する抵抗要素の第１端子に結合する制御電極、
および第２電流電極を有する。第３トランジスタは、前
記第２トランジスタの第２電流電極に結合する第１電流
電極、前記第１トランジスタの第１電流電極に結合する
制御電極、および前記電源電圧端子に結合する第２電流
電極を有する。これらや他の機能や利点は添付の図面と
共に以下の詳細な説明からさらに明確に理解される。
び第１・第２・第３トランジスタを包含する自己バイア
スされたカスコード電流ミラーが１つの形態で提供され
る。前記抵抗要素は、入力電流の受信に応答してバイア
ス電流を供給する第１端子、および第２端子を有する。
前記第１トランジスタは、前記抵抗要素の第２端子に接
続する第１電流電極、制御電極および電源電圧端子に結
合する第２電流電極を有する。前記第２トランジスタ
は、出力電流を供給する第１電流電極、前記バイアス電
圧を受信する抵抗要素の第１端子に結合する制御電極、
および第２電流電極を有する。第３トランジスタは、前
記第２トランジスタの第２電流電極に結合する第１電流
電極、前記第１トランジスタの第１電流電極に結合する
制御電極、および前記電源電圧端子に結合する第２電流
電極を有する。これらや他の機能や利点は添付の図面と
共に以下の詳細な説明からさらに明確に理解される。
【０００８】
【実施例】図２は本発明の１つの実施例による自己バイ
アスされたカスコード電流ミラー４０の回路図を示す。
自己バイアスされたカスコード電流ミラー４０は電流ミ
ラー６０およびカスコードバイアス発生器５０を包含す
る。電流ミラー６０はＮチャネルカスコードトランジス
タ６４、Ｎチャネルダイオード接続トランジスタ６２お
よびＮチャネルトランジスタ６３を包含する。Ｎチャネ
ルトランジスタ６２は、電源電圧端子ＶSSに接続するソ
ース、およびそのゲートが接続されたＮチャネルトラン
ジスタ６２のドレインを有する。Ｎチャネルカスコード
トランジスタ６４はソース、「ＣNBIAS1」と記されたバ
イアス電圧を受信するゲート、および「ＩOUT1」と記さ
れた出力電流を供給するドレインを有する。Ｎチャネル
カスコードトランジスタ６３はＶSSに接続するソース、
トランジスタ６２のドレインに接続するゲート、および
Ｎチャネルトランジスタ６４のソースに接続するドレイ
ンを有する。
アスされたカスコード電流ミラー４０の回路図を示す。
自己バイアスされたカスコード電流ミラー４０は電流ミ
ラー６０およびカスコードバイアス発生器５０を包含す
る。電流ミラー６０はＮチャネルカスコードトランジス
タ６４、Ｎチャネルダイオード接続トランジスタ６２お
よびＮチャネルトランジスタ６３を包含する。Ｎチャネ
ルトランジスタ６２は、電源電圧端子ＶSSに接続するソ
ース、およびそのゲートが接続されたＮチャネルトラン
ジスタ６２のドレインを有する。Ｎチャネルカスコード
トランジスタ６４はソース、「ＣNBIAS1」と記されたバ
イアス電圧を受信するゲート、および「ＩOUT1」と記さ
れた出力電流を供給するドレインを有する。Ｎチャネル
カスコードトランジスタ６３はＶSSに接続するソース、
トランジスタ６２のドレインに接続するゲート、および
Ｎチャネルトランジスタ６４のソースに接続するドレイ
ンを有する。
【０００９】電流源５２は電源電圧端子ＶDDに接続する
第１端子、「ＩIN1」と記された電流を供給する抵抗５
１の第１端子に接続する第２端子を有する。カスコード
バイアス発生器５０は抵抗５１を包含する。抵抗５１は
電流源５２からＩIN1と記された入力電流を受信し、バ
イアス電圧ＣNBIAS1も供給する第１端子、およびＮチャ
ネルトランジスタ６２のゲートに接続する第２端子を有
する。好適実施例では、ＶDDは正電源電圧を受け、ＶSS
はゼロボルトまたは接地電位を受ける。しかし他の実施
例では、ＶDDとＶSSは他の電圧を受けてもよい。また、
図２および図３の実施例の各トランジスタはＮチャネル
ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電解効果トランジス
タ）でもよい。他に実施例では図２および図３の回路
は、Ｐチャネルトランジスタを使用して実施することも
できる。
第１端子、「ＩIN1」と記された電流を供給する抵抗５
１の第１端子に接続する第２端子を有する。カスコード
バイアス発生器５０は抵抗５１を包含する。抵抗５１は
電流源５２からＩIN1と記された入力電流を受信し、バ
イアス電圧ＣNBIAS1も供給する第１端子、およびＮチャ
ネルトランジスタ６２のゲートに接続する第２端子を有
する。好適実施例では、ＶDDは正電源電圧を受け、ＶSS
はゼロボルトまたは接地電位を受ける。しかし他の実施
例では、ＶDDとＶSSは他の電圧を受けてもよい。また、
図２および図３の実施例の各トランジスタはＮチャネル
ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電解効果トランジス
タ）でもよい。他に実施例では図２および図３の回路
は、Ｐチャネルトランジスタを使用して実施することも
できる。
【００１０】電流ミラー６０は高出力インピーダンスを
供給する従来のカスコード電流ミラーである。カスコー
ドＮチャネルトランジスタ６４は、Ｎチャネルトランジ
スタ６３のドレイン・ソース間の電圧変化を減少させる
ことにより出力インピーダンスを高める。Ｎチャネルト
ランジスタ６４のドレインの電圧振幅は、バイアス電圧
ＣNBIASが減少すると増加する。しかし、Ｎチャネルト
ランジスタ６４のゲートのバイアス電圧ＣNBIAS1は、こ
れらのデバイスが飽和状態で動作することおよび電流ミ
ラーが高出力インピーダンスを維持できることを確実に
するため、Ｎチャネルトランジスタ６２、６３のゲート
の電圧に、Ｎチャネルトランジスタ６４のＶTを加え、
Ｎチャネルトランジスタ６３のＶTを引いたものより大
きいＶDSAT電圧降下に少なくともすべきである。それゆ
え、高電流出力インピーダンスを維持する間に得られる
最大電圧振幅を維持するため、バイアス電圧Ｃ
NBIAS1は、Ｎチャネルトランジスタ６３のゲート電圧
に、カスコードＮチャネルトランジスタ６４のＶDSAT電
圧降下を加え、Ｎチャネルトランジスタ６４のスレッシ
ョルド電圧（ＶT）を加え、Ｎチャネルトランジスタ６
３のＶTを引いたものに等しい状態にされる。
供給する従来のカスコード電流ミラーである。カスコー
ドＮチャネルトランジスタ６４は、Ｎチャネルトランジ
スタ６３のドレイン・ソース間の電圧変化を減少させる
ことにより出力インピーダンスを高める。Ｎチャネルト
ランジスタ６４のドレインの電圧振幅は、バイアス電圧
ＣNBIASが減少すると増加する。しかし、Ｎチャネルト
ランジスタ６４のゲートのバイアス電圧ＣNBIAS1は、こ
れらのデバイスが飽和状態で動作することおよび電流ミ
ラーが高出力インピーダンスを維持できることを確実に
するため、Ｎチャネルトランジスタ６２、６３のゲート
の電圧に、Ｎチャネルトランジスタ６４のＶTを加え、
Ｎチャネルトランジスタ６３のＶTを引いたものより大
きいＶDSAT電圧降下に少なくともすべきである。それゆ
え、高電流出力インピーダンスを維持する間に得られる
最大電圧振幅を維持するため、バイアス電圧Ｃ
NBIAS1は、Ｎチャネルトランジスタ６３のゲート電圧
に、カスコードＮチャネルトランジスタ６４のＶDSAT電
圧降下を加え、Ｎチャネルトランジスタ６４のスレッシ
ョルド電圧（ＶT）を加え、Ｎチャネルトランジスタ６
３のＶTを引いたものに等しい状態にされる。
【００１１】カスコードバイアス発生器５０は、抵抗５
１を使用してバイアス電圧ＣNBIAS1を発生する。高電流
ミラー出力インピーダンスにおける最大出力電圧振幅
は、抵抗５１の電圧降下がカスコードＮチャネルトラン
ジスタ６４の電圧ＶDSATにＮチャネルトランジスタ６４
のＶTを加え、Ｎチャネルトランジスタ６３のＶTを引い
たものに等しい状態にさせることによって維持される。
好適実施例において、抵抗５１の電圧降下は数百ボルト
未満である。それゆえ抵抗５１は、約１０マイクロアン
ペアから約１ミリアンペアの範囲で電流を流すのに最適
のカスコードバイアス電圧を供給するため、約１００オ
ームから約２０キロオームの範囲の製造可能な抵抗値で
集積回路に実装される。しかし、抵抗値は他の応用例で
は異なる。自己バイアスされたカスコード電流ミラー４
０で追加の電力消費を必要としない利点を提供するた
め、抵抗５１の電流も電流ミラー６０において使用され
る。デバイスの数は、自己バイアスされたカスコード電
流ミラー４０の電力消費と同様に、先行技術の高振幅カ
スコード電流ミラー１０の場合より少ない。自己バイア
スされたカスコード電流ミラー４０に必要とされるデバ
イスは少ないので、ある一定のプロセス技術において、
配線領域は先行技術の高振幅カスコード電流ミラー１０
が必要とする場合より小さい。
１を使用してバイアス電圧ＣNBIAS1を発生する。高電流
ミラー出力インピーダンスにおける最大出力電圧振幅
は、抵抗５１の電圧降下がカスコードＮチャネルトラン
ジスタ６４の電圧ＶDSATにＮチャネルトランジスタ６４
のＶTを加え、Ｎチャネルトランジスタ６３のＶTを引い
たものに等しい状態にさせることによって維持される。
好適実施例において、抵抗５１の電圧降下は数百ボルト
未満である。それゆえ抵抗５１は、約１０マイクロアン
ペアから約１ミリアンペアの範囲で電流を流すのに最適
のカスコードバイアス電圧を供給するため、約１００オ
ームから約２０キロオームの範囲の製造可能な抵抗値で
集積回路に実装される。しかし、抵抗値は他の応用例で
は異なる。自己バイアスされたカスコード電流ミラー４
０で追加の電力消費を必要としない利点を提供するた
め、抵抗５１の電流も電流ミラー６０において使用され
る。デバイスの数は、自己バイアスされたカスコード電
流ミラー４０の電力消費と同様に、先行技術の高振幅カ
スコード電流ミラー１０の場合より少ない。自己バイア
スされたカスコード電流ミラー４０に必要とされるデバ
イスは少ないので、ある一定のプロセス技術において、
配線領域は先行技術の高振幅カスコード電流ミラー１０
が必要とする場合より小さい。
【００１２】図３は本発明の他の実施例に関する自己バ
イアスされたカスコード電流ミラー７０の回路図を示
す。自己バイアスされたカスコード電流ミラー７０は、
電流ミラー９０およびカスコードバイアス発生器８０を
包含する。電流ミラー９０はＮチャネルカスコードトラ
ンジスタ９１、９４およびＮチャネルトランジスタ９
２、９３を包含する。Ｎ チャネルトランジスタ９１は
ソース、「ＣNBIAS2」と記されたバイアス電圧を受信す
るゲート、および「ＩIN2」と記された入力電流を受信
するドレインを有する。Ｎチャネルトランジスタ９２は
電源電圧端子ＶSSに接続するソース、Ｎチャネルトラン
ジスタ９１のドレインに接続するゲート、およびＮチャ
ネルトランジスタ９１のソースに接続するドレインを有
する。Ｎチャネルトランジスタ９４はソース、バイアス
電圧ＣNBIAS2を受信するゲート、および「ＩOUT2」と記
された出力電流を供給するドレインを有する。Ｎチャネ
ルトランジスタ９３はＶSSに接続するソース、Ｎチャネ
ルトランジスタ９１のドレインに接続するゲート、およ
びＮチャネルトランジスタ９４のソースに接続するドレ
インを有する。カスコードバイアス発生器８０は抵抗８
１を包含する。抵抗８１は、バイアス電圧ＣNBIAS2を供
給する入力電流ＩIN2を受信する第１端子、Ｎチャネル
トランジスタ９２のゲートに接続する第２端子を有す
る。
イアスされたカスコード電流ミラー７０の回路図を示
す。自己バイアスされたカスコード電流ミラー７０は、
電流ミラー９０およびカスコードバイアス発生器８０を
包含する。電流ミラー９０はＮチャネルカスコードトラ
ンジスタ９１、９４およびＮチャネルトランジスタ９
２、９３を包含する。Ｎ チャネルトランジスタ９１は
ソース、「ＣNBIAS2」と記されたバイアス電圧を受信す
るゲート、および「ＩIN2」と記された入力電流を受信
するドレインを有する。Ｎチャネルトランジスタ９２は
電源電圧端子ＶSSに接続するソース、Ｎチャネルトラン
ジスタ９１のドレインに接続するゲート、およびＮチャ
ネルトランジスタ９１のソースに接続するドレインを有
する。Ｎチャネルトランジスタ９４はソース、バイアス
電圧ＣNBIAS2を受信するゲート、および「ＩOUT2」と記
された出力電流を供給するドレインを有する。Ｎチャネ
ルトランジスタ９３はＶSSに接続するソース、Ｎチャネ
ルトランジスタ９１のドレインに接続するゲート、およ
びＮチャネルトランジスタ９４のソースに接続するドレ
インを有する。カスコードバイアス発生器８０は抵抗８
１を包含する。抵抗８１は、バイアス電圧ＣNBIAS2を供
給する入力電流ＩIN2を受信する第１端子、Ｎチャネル
トランジスタ９２のゲートに接続する第２端子を有す
る。
【００１３】電流ミラー９０は、高出力インピーダンス
を供給する従来のカスコード電流ミラーである。カスコ
ードＮチャネルトランジスタ９４は、Ｎチャネルトラン
ジスタ９３のドレイン・ソース間の電圧変化を減少させ
ることによって、ミラーの出力インピーダンスを高め
る。カスコードＮチャネルトランジスタ９１は、Ｎチャ
ネルトランジスタ９３のドレイン・ソース間電圧降下と
ほぼ等しいＮチャネルトランジスタ９２のドレイン・ソ
ース間電圧降下を維持し、こうして、配線領域がさらに
必要とされるが、電流ミラーリング精度を改良する。電
流ミラー９０のＮチャネルトランジスタ９４のドレイン
の電圧振幅は、バイアス電圧ＣNBIASが減少すると増加
する。しかし、Ｎチャネルトランジスタ９１、９４のゲ
ートのバイアス電圧ＣNBIAS2は、Ｎチャネルトランジス
タ９１、９４を飽和状態で動作し、自己バイアスされた
カスコード電流ミラー７０が高出力インピーダンスを維
持するために、少なくともＶDSATは、Ｎチャネルトラン
ジスタ９２、９３のゲートの電圧に、Ｎチャネルトラン
ジスタ９４のＶTを加え、Ｎチャネルトランジスタ９３
のＶTを引いたものより大きくすべきである。それゆ
え、高出力インピーダンスを維持している間に得られる
最大電圧振幅を得るため、バイアス電圧ＣNBIAS2は、Ｎ
チャネルトランジスタ９３のゲート電圧に、カスコード
Ｎチャネルトランジスタ９４のＶDSAT電圧降下、Ｎチャ
ネルトランジスタ９４のＶTを加え、Ｎチャネルトラン
ジスタ９３のＶTを引いたものとほぼ等しい。
を供給する従来のカスコード電流ミラーである。カスコ
ードＮチャネルトランジスタ９４は、Ｎチャネルトラン
ジスタ９３のドレイン・ソース間の電圧変化を減少させ
ることによって、ミラーの出力インピーダンスを高め
る。カスコードＮチャネルトランジスタ９１は、Ｎチャ
ネルトランジスタ９３のドレイン・ソース間電圧降下と
ほぼ等しいＮチャネルトランジスタ９２のドレイン・ソ
ース間電圧降下を維持し、こうして、配線領域がさらに
必要とされるが、電流ミラーリング精度を改良する。電
流ミラー９０のＮチャネルトランジスタ９４のドレイン
の電圧振幅は、バイアス電圧ＣNBIASが減少すると増加
する。しかし、Ｎチャネルトランジスタ９１、９４のゲ
ートのバイアス電圧ＣNBIAS2は、Ｎチャネルトランジス
タ９１、９４を飽和状態で動作し、自己バイアスされた
カスコード電流ミラー７０が高出力インピーダンスを維
持するために、少なくともＶDSATは、Ｎチャネルトラン
ジスタ９２、９３のゲートの電圧に、Ｎチャネルトラン
ジスタ９４のＶTを加え、Ｎチャネルトランジスタ９３
のＶTを引いたものより大きくすべきである。それゆ
え、高出力インピーダンスを維持している間に得られる
最大電圧振幅を得るため、バイアス電圧ＣNBIAS2は、Ｎ
チャネルトランジスタ９３のゲート電圧に、カスコード
Ｎチャネルトランジスタ９４のＶDSAT電圧降下、Ｎチャ
ネルトランジスタ９４のＶTを加え、Ｎチャネルトラン
ジスタ９３のＶTを引いたものとほぼ等しい。
【００１４】カスコードバイアス発生器８０は抵抗８１
を使用してバイアス電圧ＣNBIASを発生する。高電流ミ
ラー出力インピーダンスの最大出力電圧振幅は、抵抗８
１の電圧降下を、カスコードＮチャネルトランジスタ９
４のＶDSAT電圧に、Ｎチャネルトランジスタ９４のＶT
を加え、Ｎチャネルトランジスタ９３のＶTを引いたも
のに等しく設定することにより維持される。抵抗８１の
電圧降下は、通常電流ミラーの実行中では数百ミリボル
トより小さい。それゆえ、抵抗８１は、１０マイクロア
ンペアから約１ミリアンペアの範囲内で通常電流を流す
ように最適のカスコードバイアス電圧を供給するため、
約１００オームから約２００キロオームの範囲内の製造
可能な抵抗値で実行される。しかし、他の実施例では抵
抗値の範囲は異なる。抵抗８１に流れる電流も、電流ミ
ラー９０で使用され、その結果、自己バイアスされたカ
スコード電流ミラー７０では追加の電力消費は必要とさ
れない。デバイスと自己バイアスされたカスコード電流
ミラー７０の電力消費は、先行技術の高振幅カスコード
電流ミラー７０に比べ減少する。本発明の配線領域も、
ある一定のプロセス技術において、先行技術の高振幅カ
スコード電流ミラー１０の場合より小さい。
を使用してバイアス電圧ＣNBIASを発生する。高電流ミ
ラー出力インピーダンスの最大出力電圧振幅は、抵抗８
１の電圧降下を、カスコードＮチャネルトランジスタ９
４のＶDSAT電圧に、Ｎチャネルトランジスタ９４のＶT
を加え、Ｎチャネルトランジスタ９３のＶTを引いたも
のに等しく設定することにより維持される。抵抗８１の
電圧降下は、通常電流ミラーの実行中では数百ミリボル
トより小さい。それゆえ、抵抗８１は、１０マイクロア
ンペアから約１ミリアンペアの範囲内で通常電流を流す
ように最適のカスコードバイアス電圧を供給するため、
約１００オームから約２００キロオームの範囲内の製造
可能な抵抗値で実行される。しかし、他の実施例では抵
抗値の範囲は異なる。抵抗８１に流れる電流も、電流ミ
ラー９０で使用され、その結果、自己バイアスされたカ
スコード電流ミラー７０では追加の電力消費は必要とさ
れない。デバイスと自己バイアスされたカスコード電流
ミラー７０の電力消費は、先行技術の高振幅カスコード
電流ミラー７０に比べ減少する。本発明の配線領域も、
ある一定のプロセス技術において、先行技術の高振幅カ
スコード電流ミラー１０の場合より小さい。
【００１５】ここに本発明が好適実施例において述べて
きたが、本発明が上記に明確に述べ、表現した以上に多
くの方法や多くの実施例において改良されることは、当
業者に明らかである。例えば、抵抗５１、８１が直線性
領域で動作するＭＯＳＦＥＴに置き換えられることや、
飽和で動作するバイポーラトランジスタに置き換えるこ
とができる。従って、本発明の真意と目的の範囲内に属
する発明の全ての改変は、添付の請求項によって包含さ
れるものである。
きたが、本発明が上記に明確に述べ、表現した以上に多
くの方法や多くの実施例において改良されることは、当
業者に明らかである。例えば、抵抗５１、８１が直線性
領域で動作するＭＯＳＦＥＴに置き換えられることや、
飽和で動作するバイポーラトランジスタに置き換えるこ
とができる。従って、本発明の真意と目的の範囲内に属
する発明の全ての改変は、添付の請求項によって包含さ
れるものである。
【図１】先行技術の高振幅カスコード電流ミラーの回路
図である。
図である。
【図２】本発明の１つの実施例による自己バイアスされ
たカスコード電流ミラーの回路図である。
たカスコード電流ミラーの回路図である。
【図３】本発明の他の実施例による自己バイアスされた
カスコード電流ミラーの回路図である。
カスコード電流ミラーの回路図である。
１０． 高振幅カスコードバイアス発生器 ２０． カスコードバイアス発生器 ２１．３１．３２．３３．３４． Ｎ チャネルトラン
ジスタ ２２．２３． 電流源 ３０． 電流ミラー ５０． カスコードバイアス発生器 ５１． 抵抗 ５２． 電流源 ６０． 電流ミラー ６２．６３．６４． Ｎ チャネルトランジスタ ７０． 電流ミラー ８０． カスコードバイアス発生器 ８１． 抵抗 ９０． 電流ミラー ９１．９２．９３．９４． Ｎ チャネルトランジスタ
ジスタ ２２．２３． 電流源 ３０． 電流ミラー ５０． カスコードバイアス発生器 ５１． 抵抗 ５２． 電流源 ６０． 電流ミラー ６２．６３．６４． Ｎ チャネルトランジスタ ７０． 電流ミラー ８０． カスコードバイアス発生器 ８１． 抵抗 ９０． 電流ミラー ９１．９２．９３．９４． Ｎ チャネルトランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 入力電流の受信に応答してバイアス電圧
を供給する第１端子、および第２端子を有する抵抗要素
（８１）；前記抵抗要素（８１）の第２端子に結合する
第１電流電極、前記バイアス電圧を受信する前記抵抗
（８１）の第１端子に結合する制御電極、および第２電
流電極を有する第１トランジスタ（９１）；前記第１ト
ランジスタ（９１）の第２電流電極に結合する第１電流
電極、前記第１トランジスタ（９１）の第１電流電極に
結合する制御電極、および電源電圧端子に結合する第２
電流電極を有する第２トランジスタ（９２）；出力電流
を供給する第１電流電極、前記バイアス電圧を受信する
制御電極、および第２電流電極を有する第３トランジス
タ（９４）；および前記第３トランジスタ（９４）の第
２電流電極に結合する第１電流電極、前記第１トランジ
スタ（９１）の第１電流電極に結合する制御電極、およ
び前記電源電圧端子に結合する第２電流電極を有する第
４トランジスタ（９３）；によって構成されることを特
徴とする自己バイアスされたカスコード電流ミラー回路
（８０）。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/119,940 US5359296A (en) | 1993-09-10 | 1993-09-10 | Self-biased cascode current mirror having high voltage swing and low power consumption |
| US119940 | 1994-09-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0888521A true JPH0888521A (ja) | 1996-04-02 |
Family
ID=22387308
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6240776A Pending JPH0888521A (ja) | 1993-09-10 | 1994-09-09 | 自己バイアスされたカスコード電流ミラー回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5359296A (ja) |
| EP (1) | EP0643347A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0888521A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008058990A (ja) * | 2007-10-29 | 2008-03-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電流駆動装置 |
| WO2009037762A1 (ja) * | 2007-09-20 | 2009-03-26 | Fujitsu Limited | カレントミラー回路 |
| JP2011150561A (ja) * | 2010-01-22 | 2011-08-04 | Rohm Co Ltd | 半導体集積回路およびそれを用いた差動増幅器およびバッファアンプ |
| JP2012004627A (ja) * | 2010-06-14 | 2012-01-05 | Toshiba Corp | カレントミラー回路 |
Families Citing this family (42)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5640681A (en) * | 1993-11-10 | 1997-06-17 | Motorola, Inc. | Boot-strapped cascode current mirror |
| US5680038A (en) * | 1996-06-20 | 1997-10-21 | Lsi Logic Corporation | High-swing cascode current mirror |
| US5801523A (en) * | 1997-02-11 | 1998-09-01 | Motorola, Inc. | Circuit and method of providing a constant current |
| US5966005A (en) * | 1997-12-18 | 1999-10-12 | Asahi Corporation | Low voltage self cascode current mirror |
| US6072676A (en) * | 1998-04-13 | 2000-06-06 | Analog Devices, Inc. | Protection circuit for an excitation current source |
| US5892356A (en) * | 1998-05-01 | 1999-04-06 | Burr-Brown Corporation | High impedance large output voltage regulated cascode current mirror structure and method |
| US6169456B1 (en) * | 1999-01-06 | 2001-01-02 | Stmicroelectronics N.V. | Auto-biasing circuit for current mirrors |
| US6066944A (en) * | 1999-02-18 | 2000-05-23 | National Semiconductor Corporation | High speed current mirror circuit and method |
| JP2001060608A (ja) * | 1999-08-19 | 2001-03-06 | Nec Corp | 半導体装置 |
| US6396335B1 (en) * | 1999-11-11 | 2002-05-28 | Broadcom Corporation | Biasing scheme for low supply headroom applications |
| US6211659B1 (en) | 2000-03-14 | 2001-04-03 | Intel Corporation | Cascode circuits in dual-Vt, BICMOS and DTMOS technologies |
| US6333677B1 (en) | 2000-10-10 | 2001-12-25 | Rf Micro Devices, Inc. | Linear power amplifier bias circuit |
| JP3942007B2 (ja) * | 2001-06-29 | 2007-07-11 | 株式会社ルネサステクノロジ | 高周波電力増幅回路 |
| DE10223562B4 (de) | 2002-05-27 | 2004-08-26 | Xignal Technologies Ag | Integrierte Schaltungsanordnung mit einer kaskodierten Stromquelle und einer Einstellschaltung zur Einstellung des Arbeitspunkts der kaskodierten Stromquelle |
| US6778016B2 (en) * | 2002-11-04 | 2004-08-17 | Koninklijke Philips Eletronics N.V. | Simple self-biased cascode amplifier circuit |
| US6864748B2 (en) * | 2003-01-31 | 2005-03-08 | Lsi Logic Corporation | Differential current amplifier with common mode rejection and high frequency boost |
| DE10306689A1 (de) | 2003-02-11 | 2004-08-19 | Atmel Germany Gmbh | Schaltungsanordnung zur Signaldetektion |
| US6809590B1 (en) * | 2003-05-12 | 2004-10-26 | Texas Instruments Incorporated | Output stage using positive feedback to provide large current sourcing capability |
| US7005896B2 (en) * | 2003-09-29 | 2006-02-28 | Via Technologies, Inc. | High-speed low-noise charge pump |
| US7015744B1 (en) * | 2004-01-05 | 2006-03-21 | National Semiconductor Corporation | Self-regulating low current watchdog current source |
| JP4666346B2 (ja) * | 2004-11-17 | 2011-04-06 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電圧比較器 |
| TWI269956B (en) * | 2004-12-15 | 2007-01-01 | Ind Tech Res Inst | Current mirror with low static current and transconductance amplifier thereof |
| US7208998B2 (en) * | 2005-04-12 | 2007-04-24 | Agere Systems Inc. | Bias circuit for high-swing cascode current mirrors |
| US7271645B2 (en) * | 2005-09-30 | 2007-09-18 | Ana Semiconductor | Smart charge-pump circuit for phase-locked loops |
| KR101163457B1 (ko) | 2006-02-24 | 2012-07-18 | 삼성전자주식회사 | 저전압 레귤레이티드 캐스코드 회로 및 이를 이용한 시모스아날로그 회로 |
| US7656144B2 (en) * | 2006-04-07 | 2010-02-02 | Qualcomm, Incorporated | Bias generator with reduced current consumption |
| US7332965B2 (en) * | 2006-04-19 | 2008-02-19 | Texas Instruments Incorporated | Gate leakage insensitive current mirror circuit |
| CN101071312B (zh) * | 2006-05-12 | 2010-04-21 | 苏州中科集成电路设计中心有限公司 | 共源共栅电流镜偏置方法及其偏置电路 |
| US7859223B2 (en) * | 2007-01-31 | 2010-12-28 | Analog Devices, Inc. | Battery montoring apparatus and daisy chain interface suitable for use in a battery monitoring apparatus |
| US7639081B2 (en) * | 2007-02-06 | 2009-12-29 | Texas Instuments Incorporated | Biasing scheme for low-voltage MOS cascode current mirrors |
| US8130000B2 (en) * | 2007-03-02 | 2012-03-06 | Analog Devices, Inc. | Methods and apparatus for battery monitoring |
| US7541871B2 (en) | 2007-05-02 | 2009-06-02 | Micron Technology, Inc. | Operational transconductance amplifier (OTA) |
| US20090160557A1 (en) * | 2007-12-20 | 2009-06-25 | Infineon Technologies Ag | Self-biased cascode current mirror |
| US20100277231A1 (en) * | 2009-05-01 | 2010-11-04 | Analog Devices, Inc. | filtering on current mode daisy chain inputs |
| US9158727B2 (en) * | 2009-05-01 | 2015-10-13 | Analog Devices, Inc. | Addressable integrated circuit and method thereof |
| US8183922B2 (en) * | 2009-11-17 | 2012-05-22 | Atmei Rousset S.A.S. | Differential pair with constant offset |
| US9261568B2 (en) | 2011-02-07 | 2016-02-16 | Analog Devices, Inc. | Diagnostic method to monitor battery cells of safety-critical systems |
| US9874893B2 (en) | 2015-05-27 | 2018-01-23 | Analog Devices, Inc. | Self-biased multiple cascode current mirror circuit |
| US10250199B2 (en) * | 2016-09-16 | 2019-04-02 | Psemi Corporation | Cascode amplifier bias circuits |
| US10425064B2 (en) * | 2016-12-08 | 2019-09-24 | Micron Technology, Inc. | Apparatus and method for a PVT independent RC delay |
| CN106970674A (zh) * | 2017-05-07 | 2017-07-21 | 长沙方星腾电子科技有限公司 | 一种偏置电流产生电路 |
| CN115328249B (zh) * | 2022-08-24 | 2023-11-24 | 骏盈半导体(上海)有限公司 | 上功率管电流峰值控制电路 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4550284A (en) * | 1984-05-16 | 1985-10-29 | At&T Bell Laboratories | MOS Cascode current mirror |
| US4583037A (en) * | 1984-08-23 | 1986-04-15 | At&T Bell Laboratories | High swing CMOS cascode current mirror |
| GB8913439D0 (en) * | 1989-06-12 | 1989-08-02 | Inmos Ltd | Current mirror circuit |
| US5099205A (en) * | 1990-11-29 | 1992-03-24 | Brooktree Corporation | Balanced cascode current mirror |
| US5134310A (en) * | 1991-01-23 | 1992-07-28 | Ramtron Corporation | Current supply circuit for driving high capacitance load in an integrated circuit |
| US5142696A (en) * | 1991-04-16 | 1992-08-25 | Motorola, Inc. | Current mirror having increased output swing |
-
1993
- 1993-09-10 US US08/119,940 patent/US5359296A/en not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-08-17 EP EP94112818A patent/EP0643347A1/en not_active Withdrawn
- 1994-09-09 JP JP6240776A patent/JPH0888521A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009037762A1 (ja) * | 2007-09-20 | 2009-03-26 | Fujitsu Limited | カレントミラー回路 |
| JP5035350B2 (ja) * | 2007-09-20 | 2012-09-26 | 富士通株式会社 | カレントミラー回路 |
| JP2008058990A (ja) * | 2007-10-29 | 2008-03-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電流駆動装置 |
| JP2011150561A (ja) * | 2010-01-22 | 2011-08-04 | Rohm Co Ltd | 半導体集積回路およびそれを用いた差動増幅器およびバッファアンプ |
| JP2012004627A (ja) * | 2010-06-14 | 2012-01-05 | Toshiba Corp | カレントミラー回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0643347A1 (en) | 1995-03-15 |
| US5359296A (en) | 1994-10-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0888521A (ja) | 自己バイアスされたカスコード電流ミラー回路 | |
| JP3095809B2 (ja) | 基準発生器 | |
| CA1224543A (en) | Constant-current source circuit and differential amplifier using the same | |
| US5434534A (en) | CMOS voltage reference circuit | |
| KR100324452B1 (ko) | 조절된캐스코드이득증대를위한궤환증폭기 | |
| US6194967B1 (en) | Current mirror circuit | |
| JPH0685565A (ja) | 差動増幅器 | |
| JPH0613820A (ja) | エンハンスメント／デプリーション・モード・カスコード電流ミラー | |
| JPS6130107A (ja) | 演算増幅器 | |
| JP2008015925A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| US5801523A (en) | Circuit and method of providing a constant current | |
| US6133764A (en) | Comparator circuit and method | |
| US6344769B1 (en) | Precision differential switched current source | |
| US6353365B1 (en) | Current reference circuit | |
| JPH0697726B2 (ja) | トランジスタ又はダイオードの模擬回路 | |
| JPH01296491A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JPH03102412A (ja) | Ｍｏｓ集積回路 | |
| US6556070B2 (en) | Current source that has a high output impedance and that can be used with low operating voltages | |
| US6466083B1 (en) | Current reference circuit with voltage offset circuitry | |
| JP3855810B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
| JPS6276907A (ja) | 増幅回路 | |
| JP2565528B2 (ja) | ヒステリシスコンパレータ回路 | |
| JPH02177724A (ja) | 出力バッファ回路 | |
| JPH0616248B2 (ja) | 電流制御回路 | |
| JP3438878B2 (ja) | 定電流回路 |