JPH08335835A - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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- JPH08335835A JPH08335835A JP8080197A JP8019796A JPH08335835A JP H08335835 A JPH08335835 A JP H08335835A JP 8080197 A JP8080197 A JP 8080197A JP 8019796 A JP8019796 A JP 8019796A JP H08335835 A JPH08335835 A JP H08335835A
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- frequency amplifier
- transistor
- inductor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 マイクロ波帯の高周波電力増幅器において、
低周波発振の抑制と出力電力の向上を同時に実現する。 【解決手段】 ＦＥＴ６のゲート端子５に、抵抗器２及
びインダクタ１０が接続されている。インダクタ１０に
は、発振防止用の抵抗器１が接続されている。抵抗器１
には、他端が接地されたコンデンサ４及び抵抗器３が並
列に接続されている。抵抗器１の抵抗値は、約３０Ω〜
約７０Ωの範囲に設定されている。インダクタ１０は、
低周波に対するインピーダンス値の無視できる程度に十
分に小さいインダクタンス値を有する。
低周波発振の抑制と出力電力の向上を同時に実現する。 【解決手段】 ＦＥＴ６のゲート端子５に、抵抗器２及
びインダクタ１０が接続されている。インダクタ１０に
は、発振防止用の抵抗器１が接続されている。抵抗器１
には、他端が接地されたコンデンサ４及び抵抗器３が並
列に接続されている。抵抗器１の抵抗値は、約３０Ω〜
約７０Ωの範囲に設定されている。インダクタ１０は、
低周波に対するインピーダンス値の無視できる程度に十
分に小さいインダクタンス値を有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体素子を用い
て高周波電力を得る高周波増幅器に関し、特に、マイク
ロ波帯を利用した通信機等の送信部に用いられる高出力
の高周波電力増幅器に関するものである。
て高周波電力を得る高周波増幅器に関し、特に、マイク
ロ波帯を利用した通信機等の送信部に用いられる高出力
の高周波電力増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話をはじめとする通信機の
普及により、マイクロ波帯で使用される高周波増幅器へ
の需要が高まっている。高周波増幅器の設計において
は、発振に対する安定性を向上させる必要がある。特
に、高周波増幅器に含まれるバイアス供給回路は増幅器
外部の回路と電気的に接続されるために、その設計にあ
たって発振の抑制への配慮が必要である。
普及により、マイクロ波帯で使用される高周波増幅器へ
の需要が高まっている。高周波増幅器の設計において
は、発振に対する安定性を向上させる必要がある。特
に、高周波増幅器に含まれるバイアス供給回路は増幅器
外部の回路と電気的に接続されるために、その設計にあ
たって発振の抑制への配慮が必要である。
【０００３】特公昭５６−２４４７号公報には、従来の
高周波増幅器のバイアス供給回路の例が開示されてい
る。図９は、上記公報に開示されているバイアス供給回
路５０の構成を示す図である。
高周波増幅器のバイアス供給回路の例が開示されてい
る。図９は、上記公報に開示されているバイアス供給回
路５０の構成を示す図である。
【０００４】この回路５０は、ＦＥＴのコレクタバイア
スを供給する回路であって、増幅信号帯域におけるバイ
アス供給回路の影響を防ぐための高周波阻止回路Ｌ０
に、２つの終端回路が並列に接続されている構成を有し
ている。具体的には、抵抗器Ｒ２及びコイルＬ２の並列
接続からなる一方の終端回路と、抵抗器Ｒ１及びコンデ
ンサＣ１の直列接続からなる他方の終端回路とを組合せ
ることによって、広帯域にわたって、不要な低周波の信
号を終端することができる。そのため、不要な信号の反
射が起こらず、発振を防止することができる。
スを供給する回路であって、増幅信号帯域におけるバイ
アス供給回路の影響を防ぐための高周波阻止回路Ｌ０
に、２つの終端回路が並列に接続されている構成を有し
ている。具体的には、抵抗器Ｒ２及びコイルＬ２の並列
接続からなる一方の終端回路と、抵抗器Ｒ１及びコンデ
ンサＣ１の直列接続からなる他方の終端回路とを組合せ
ることによって、広帯域にわたって、不要な低周波の信
号を終端することができる。そのため、不要な信号の反
射が起こらず、発振を防止することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来のバイアス
供給回路５０は、実際にはコレクタバイアスの供給回路
である。従って、これをそのまま他のバイアス供給回
路、例えばゲートバイアスの供給回路に適用することは
難しい。仮に適用するとしても、上記バイアス供給回路
５０の構成には、以下のような問題点が存在する。
供給回路５０は、実際にはコレクタバイアスの供給回路
である。従って、これをそのまま他のバイアス供給回
路、例えばゲートバイアスの供給回路に適用することは
難しい。仮に適用するとしても、上記バイアス供給回路
５０の構成には、以下のような問題点が存在する。
【０００６】バイアス供給回路５０の構成では、高周波
阻止回路Ｌ０及びコイルＬ２が、電源Ｖからのバイアス
供給ラインを兼用している。そのために、高周波信号が
終端回路に吸収されることを防ぐためには、図９に円で
囲んだ部分の拡大図として示すように、高周波阻止回路
Ｌ０を動作周波数の１／４波長に相当する長い線路（ス
トリップライン）として形成する必要がある。
阻止回路Ｌ０及びコイルＬ２が、電源Ｖからのバイアス
供給ラインを兼用している。そのために、高周波信号が
終端回路に吸収されることを防ぐためには、図９に円で
囲んだ部分の拡大図として示すように、高周波阻止回路
Ｌ０を動作周波数の１／４波長に相当する長い線路（ス
トリップライン）として形成する必要がある。
【０００７】また、バイアス供給回路５０の構成では、
ＦＥＴで増幅された後の信号の一部を除去することにな
るため、効率があまりよくない。
ＦＥＴで増幅された後の信号の一部を除去することにな
るため、効率があまりよくない。
【０００８】さらに、従来のバイアス供給回路５０で
は、発振に対する安定性を向上させるために抵抗Ｒ１を
設けて、これによって不要な信号を終端して反射をなく
している。しかし、出力電力の低下を防ぐためには、動
作周波数において、抵抗Ｒ１が見えないようにしなけれ
ばならない。そのためには、高周波阻止回路Ｌ０が、高
周波に対して十分大きなインピーダンスを持つ必要があ
る。具体的には、高周波阻止回路Ｌ０は、先述のように
動作周波数の１／４波長程度のマイクロストリップ線路
により形成される。しかし、そのために、高周波阻止回
路Ｌ０の占有面積が大きくなって、基板面積が大きくな
る。
は、発振に対する安定性を向上させるために抵抗Ｒ１を
設けて、これによって不要な信号を終端して反射をなく
している。しかし、出力電力の低下を防ぐためには、動
作周波数において、抵抗Ｒ１が見えないようにしなけれ
ばならない。そのためには、高周波阻止回路Ｌ０が、高
周波に対して十分大きなインピーダンスを持つ必要があ
る。具体的には、高周波阻止回路Ｌ０は、先述のように
動作周波数の１／４波長程度のマイクロストリップ線路
により形成される。しかし、そのために、高周波阻止回
路Ｌ０の占有面積が大きくなって、基板面積が大きくな
る。
【０００９】また、現実には、動作周波数より少し低い
周波数に対して高周波阻止回路Ｌ０はまだ十分大きなイ
ンピーダンスをもっており、完全に低周波の発振を抑制
することができない。高周波阻止回路Ｌ０のインピーダ
ンスを小さくすると発振抑制の効果は上がるが、逆に、
増幅されるべき高周波信号の一部も吸収されてしまうの
で、出力の低下やインピーダンスの不整合が生じて、高
周波増幅器の動作特性が劣化する。さらに、増幅された
後の信号から不要な信号を除去することになるために、
全体的な変換効率が悪い。
周波数に対して高周波阻止回路Ｌ０はまだ十分大きなイ
ンピーダンスをもっており、完全に低周波の発振を抑制
することができない。高周波阻止回路Ｌ０のインピーダ
ンスを小さくすると発振抑制の効果は上がるが、逆に、
増幅されるべき高周波信号の一部も吸収されてしまうの
で、出力の低下やインピーダンスの不整合が生じて、高
周波増幅器の動作特性が劣化する。さらに、増幅された
後の信号から不要な信号を除去することになるために、
全体的な変換効率が悪い。
【００１０】このように従来のバイアス供給回路５０の
構成では、低周波発振の抑制と良好な動作特性の維持と
はトレードオフの関係にあり、動作効率があまりよくな
い。
構成では、低周波発振の抑制と良好な動作特性の維持と
はトレードオフの関係にあり、動作効率があまりよくな
い。
【００１１】さらに、携帯電話等に使用される高周波電
力増幅器では、負荷変動に対する安定性が求められる。
しかし、上記の従来のバイアス供給回路５０では、電力
増幅器の負荷が変動すると（例えば、出力負荷インピー
ダンスが５０Ωから変動すると）、低周波発振が生じる
場合がある。すなわち、従来のバイアス供給回路５０の
構成では、負荷変動に対する十分な安定性が得られてい
ない。
力増幅器では、負荷変動に対する安定性が求められる。
しかし、上記の従来のバイアス供給回路５０では、電力
増幅器の負荷が変動すると（例えば、出力負荷インピー
ダンスが５０Ωから変動すると）、低周波発振が生じる
場合がある。すなわち、従来のバイアス供給回路５０の
構成では、負荷変動に対する十分な安定性が得られてい
ない。
【００１２】本発明は上記の課題を解決するために行わ
れたものであり、その目的は、動作特性を劣化させるこ
となく低周波発振を抑制して、負荷変動に対して安定に
動作する高周波増幅器を提供することである。
れたものであり、その目的は、動作特性を劣化させるこ
となく低周波発振を抑制して、負荷変動に対して安定に
動作する高周波増幅器を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のある局面によれ
ば、高周波増幅器が、トランジスタと、該トランジスタ
の入力端子に接続されているインダクタと、該インダク
タに接続されている第１の抵抗器と、一端が該第１の抵
抗器に接続され且つ他端が接地されているコンデンサ
と、を備えており、そのことによって上記目的が達成さ
れる。
ば、高周波増幅器が、トランジスタと、該トランジスタ
の入力端子に接続されているインダクタと、該インダク
タに接続されている第１の抵抗器と、一端が該第１の抵
抗器に接続され且つ他端が接地されているコンデンサ
と、を備えており、そのことによって上記目的が達成さ
れる。
【００１４】本発明の他の局面によれば、高周波増幅器
が、トランジスタと、該トランジスタの入力端子に接続
されているマイクロストリップ線路と、該マイクロスト
リップ線路に接続されている第１の抵抗器と、一端が該
第１の抵抗器に接続されて且つ他端が接地されているコ
ンデンサと、を備えており、そのことによって上記目的
が達成される。
が、トランジスタと、該トランジスタの入力端子に接続
されているマイクロストリップ線路と、該マイクロスト
リップ線路に接続されている第１の抵抗器と、一端が該
第１の抵抗器に接続されて且つ他端が接地されているコ
ンデンサと、を備えており、そのことによって上記目的
が達成される。
【００１５】本発明のさらに他の局面によれば、高周波
増幅器が、トランジスタと、該トランジスタの入力端子
に接続されているインダクタと、該インダクタに接続さ
れている第１の抵抗器と、電源端子と該トランジスタの
該入力端子との間に接続されている第２の抵抗器と、一
端が該第１の抵抗器に接続され且つ他端が接地されてい
る、お互いに並列に接続されたコンデンサ及び第３の抵
抗器と、を備えており、そのことによって上記目的が達
成される。
増幅器が、トランジスタと、該トランジスタの入力端子
に接続されているインダクタと、該インダクタに接続さ
れている第１の抵抗器と、電源端子と該トランジスタの
該入力端子との間に接続されている第２の抵抗器と、一
端が該第１の抵抗器に接続され且つ他端が接地されてい
る、お互いに並列に接続されたコンデンサ及び第３の抵
抗器と、を備えており、そのことによって上記目的が達
成される。
【００１６】本発明のさらに他の局面によれば、高周波
増幅器が、トランジスタと、該トランジスタの入力端子
に接続されているマイクロストリップ線路と、該マイク
ロストリップ線路に接続されている第１の抵抗器と、電
源端子と該トランジスタの該入力端子との間に接続され
ている第２の抵抗器と、一端が該第１の抵抗器に接続さ
れ且つ他端が接地されている、お互いに並列に接続され
たコンデンサ及び第３の抵抗器と、を備えており、その
ことによって上記目的が達成される。
増幅器が、トランジスタと、該トランジスタの入力端子
に接続されているマイクロストリップ線路と、該マイク
ロストリップ線路に接続されている第１の抵抗器と、電
源端子と該トランジスタの該入力端子との間に接続され
ている第２の抵抗器と、一端が該第１の抵抗器に接続さ
れ且つ他端が接地されている、お互いに並列に接続され
たコンデンサ及び第３の抵抗器と、を備えており、その
ことによって上記目的が達成される。
【００１７】上記の各構成において、好ましくは、前記
第１の抵抗器の抵抗値が約３０Ω〜約７０Ωの範囲であ
る。
第１の抵抗器の抵抗値が約３０Ω〜約７０Ωの範囲であ
る。
【００１８】また、好ましくは、前記インダクタのイン
ダクタンス値或いは前記マイクロストリップ線路の長さ
は、低周波に対するインピーダンス値が無視できる程度
に十分に小さくなる値である。
ダクタンス値或いは前記マイクロストリップ線路の長さ
は、低周波に対するインピーダンス値が無視できる程度
に十分に小さくなる値である。
【００１９】また、好ましくは、前記インダクタのイン
ダクタンス値Ｌが、動作周波数ｆに対して約１０Ω≦２
πｆＬ≦約１００Ωなる関係を満たすように設定されて
いる。或いは、好ましくは、前記マイクロストリップ線
路の特性インピーダンスが前記第１の抵抗器の抵抗値よ
り高く、前記マイクロストリップ線路の長さｄが動作周
波数の波長λに対してλ／４０≦ｄ≦λ／８なる関係を
満たすように設定されている。
ダクタンス値Ｌが、動作周波数ｆに対して約１０Ω≦２
πｆＬ≦約１００Ωなる関係を満たすように設定されて
いる。或いは、好ましくは、前記マイクロストリップ線
路の特性インピーダンスが前記第１の抵抗器の抵抗値よ
り高く、前記マイクロストリップ線路の長さｄが動作周
波数の波長λに対してλ／４０≦ｄ≦λ／８なる関係を
満たすように設定されている。
【００２０】好ましくは、上記のような本発明の高周波
増幅器は、約１ＧＨｚ〜約２ＧＨｚのマイクロ波帯で使
用され、前記トランジスタの出力電力が数百ｍＷ〜数Ｗ
の範囲内である。
増幅器は、約１ＧＨｚ〜約２ＧＨｚのマイクロ波帯で使
用され、前記トランジスタの出力電力が数百ｍＷ〜数Ｗ
の範囲内である。
【００２１】以上のように本発明の高周波増幅器では、
トランジスタの入力端子、例えばＦＥＴのゲート端子
に、低周波に対するインピーダンス値が無視できるイン
ダクタ或いはマイクロストリップ線路を含むバイアス供
給回路を接続する。また、このインダクタ或いはマイク
ロストリップ線路には、発振防止用の抵抗器（第１の抵
抗器）を接続する。この発振防止用抵抗器は、好ましく
は約３０Ω〜約７０Ωの抵抗値を有する。このような構
成によって、低周波発振が抑制される。このとき、トラ
ンジスタの入力端子から見たバイアス供給回路の高周波
に対するインピーダンスを、トランジスタの入力インピ
ーダンスに比べて十分に大きなものにすることにより、
トランジスタに供給される高周波電力の漏れが防止され
て、出力電力が増加する。
トランジスタの入力端子、例えばＦＥＴのゲート端子
に、低周波に対するインピーダンス値が無視できるイン
ダクタ或いはマイクロストリップ線路を含むバイアス供
給回路を接続する。また、このインダクタ或いはマイク
ロストリップ線路には、発振防止用の抵抗器（第１の抵
抗器）を接続する。この発振防止用抵抗器は、好ましく
は約３０Ω〜約７０Ωの抵抗値を有する。このような構
成によって、低周波発振が抑制される。このとき、トラ
ンジスタの入力端子から見たバイアス供給回路の高周波
に対するインピーダンスを、トランジスタの入力インピ
ーダンスに比べて十分に大きなものにすることにより、
トランジスタに供給される高周波電力の漏れが防止され
て、出力電力が増加する。
【００２２】従って、上記の構成によって、高周波増幅
器における低周波発振の抑制と出力電力の向上とが、と
もに実現される。
器における低周波発振の抑制と出力電力の向上とが、と
もに実現される。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下では、図面を参照しながら、
ゲート端子にバイアス供給回路（ゲートバイアス供給回
路）が接続されたゲート入力ＦＥＴを含む構成を例にと
って、本発明の高周波増幅器の実施形態を説明する。
ゲート端子にバイアス供給回路（ゲートバイアス供給回
路）が接続されたゲート入力ＦＥＴを含む構成を例にと
って、本発明の高周波増幅器の実施形態を説明する。
【００２４】（第１の実施形態）図１は、本発明の第１
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路１００を点線で囲ってい
る。
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路１００を点線で囲ってい
る。
【００２５】図１の回路構成で、高周波増幅器の入力端
子とＦＥＴ６との間には、入力インピーダンス整合回路
７及びゲートバイアス供給回路１００とが接続されてい
る。ＦＥＴ６のドレイン端子は、ドレインバイアス供給
回路９を介して電源端子Ｖｄｄに接続されるとともに、
出力インピーダンス整合回路８を介して高周波増幅器の
出力端子に接続されている。また、ＦＥＴ６のソース端
子は、接地されている。
子とＦＥＴ６との間には、入力インピーダンス整合回路
７及びゲートバイアス供給回路１００とが接続されてい
る。ＦＥＴ６のドレイン端子は、ドレインバイアス供給
回路９を介して電源端子Ｖｄｄに接続されるとともに、
出力インピーダンス整合回路８を介して高周波増幅器の
出力端子に接続されている。また、ＦＥＴ６のソース端
子は、接地されている。
【００２６】ゲートバイアス供給回路１００には、ＦＥ
Ｔ６のゲート端子５とゲート電源端子Ｖｇｇとの間に接
続された抵抗器２、ならびにＦＥＴ６のゲート端子５と
接地端子との間に接続されたインダクタ１０と抵抗器１
と抵抗器３及びコンデンサ４の並列回路とが含まれてい
る。
Ｔ６のゲート端子５とゲート電源端子Ｖｇｇとの間に接
続された抵抗器２、ならびにＦＥＴ６のゲート端子５と
接地端子との間に接続されたインダクタ１０と抵抗器１
と抵抗器３及びコンデンサ４の並列回路とが含まれてい
る。
【００２７】このゲートバイアス供給回路１００の第１
の機能は、抵抗器１〜３の値を変えてゲート電源端子Ｖ
ｇｇから供給される一定電圧に対する分圧比率を変化す
ることにより、ＦＥＴ６のゲート端子５に供給される電
圧を制御することである（実質的には、抵抗器２及び３
の値によって分圧比が決定される）。また、ゲートバイ
アス供給回路１００の第２の機能は、インダクタ１０と
抵抗器１とコンデンサ４との直列接続回路により、低周
波発振を抑制することである。ここで抵抗器２及び３の
値は、ゲートバイアス供給回路１００が入力インピーダ
ンスの整合に影響を与えないようにするため、ならびに
ゲート電流を数ｍＡ程度に抑えるために、数百Ω〜数ｋ
Ω程度の大きな値に設定される。
の機能は、抵抗器１〜３の値を変えてゲート電源端子Ｖ
ｇｇから供給される一定電圧に対する分圧比率を変化す
ることにより、ＦＥＴ６のゲート端子５に供給される電
圧を制御することである（実質的には、抵抗器２及び３
の値によって分圧比が決定される）。また、ゲートバイ
アス供給回路１００の第２の機能は、インダクタ１０と
抵抗器１とコンデンサ４との直列接続回路により、低周
波発振を抑制することである。ここで抵抗器２及び３の
値は、ゲートバイアス供給回路１００が入力インピーダ
ンスの整合に影響を与えないようにするため、ならびに
ゲート電流を数ｍＡ程度に抑えるために、数百Ω〜数ｋ
Ω程度の大きな値に設定される。
【００２８】ゲートバイアス供給回路１００において、
抵抗器１〜３の抵抗値をそれぞれｒ、Ｒ２及びＲ３、イ
ンダクタ１０のインダクタンス値をＬ、ならびにコンデ
ンサ４の容量値を約１０００ｐＦとする。ここで、Ｒ３
≫ｒであるとき、ＦＥＴ６のゲート端子５からインダク
タ１０の側を見た高周波信号に対するインピーダンスＺ
は、インダクタ１０のインダクタンスＬと抵抗器１の抵
抗ｒとを用いてＺ≒ｒ＋ｊωＬと近似できる。例えば、
Ｌ＝約１０ｎＨ、ｒ＝約５０Ωのとき、基本周波数ｆ＝
約１．５ＧＨｚでの上記インピーダンスはＺ＝５０＋ｊ
１００Ωとなり、その絶対値は│Ｚ│＝約１１２Ωとな
る。
抵抗器１〜３の抵抗値をそれぞれｒ、Ｒ２及びＲ３、イ
ンダクタ１０のインダクタンス値をＬ、ならびにコンデ
ンサ４の容量値を約１０００ｐＦとする。ここで、Ｒ３
≫ｒであるとき、ＦＥＴ６のゲート端子５からインダク
タ１０の側を見た高周波信号に対するインピーダンスＺ
は、インダクタ１０のインダクタンスＬと抵抗器１の抵
抗ｒとを用いてＺ≒ｒ＋ｊωＬと近似できる。例えば、
Ｌ＝約１０ｎＨ、ｒ＝約５０Ωのとき、基本周波数ｆ＝
約１．５ＧＨｚでの上記インピーダンスはＺ＝５０＋ｊ
１００Ωとなり、その絶対値は│Ｚ│＝約１１２Ωとな
る。
【００２９】基本周波数ｆ＝約１．５ＧＨｚに対する高
出力ＦＥＴ６の入力インピーダンスは一般に５Ω程度で
あって、上記のインピーダンスＺの絶対値は、このＦＥ
Ｔ６の入力インピーダンス値に対して十分大きな値であ
る。従って、ＦＥＴ６のゲート端子５に入力される高周
波電力が、抵抗１及びコンデンサ４を介して接地端子に
漏れることを防止できる。
出力ＦＥＴ６の入力インピーダンスは一般に５Ω程度で
あって、上記のインピーダンスＺの絶対値は、このＦＥ
Ｔ６の入力インピーダンス値に対して十分大きな値であ
る。従って、ＦＥＴ６のゲート端子５に入力される高周
波電力が、抵抗１及びコンデンサ４を介して接地端子に
漏れることを防止できる。
【００３０】一方、低い周波数、例えばｆ＝約２０ＭＨ
ｚでは、インダクタ１０のインダクタンス値は無視でき
るほど小さくなり、上記インピーダンスはＺ≒約５０Ω
と近似できる。これは、異常発振に対して極めて安定な
インピーダンス値であって、低周波発振を抑制できる。
すなわち、抵抗器１の抵抗値ｒを変化して検討を行った
結果、ｒ＝約５０Ωと設定すると、出力端子における負
荷変動に対して最も安定であり、出力端子でＶＳＷＲ≦
１０の負荷変動が生じても低周波発振が見られない。ま
た、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範囲に
設定することにより、低周波発振の抑制に十分な効果が
得られ、出力端子においてＶＳＷＲ≦５の負荷変動が発
生しても安定した動作を確保できる。
ｚでは、インダクタ１０のインダクタンス値は無視でき
るほど小さくなり、上記インピーダンスはＺ≒約５０Ω
と近似できる。これは、異常発振に対して極めて安定な
インピーダンス値であって、低周波発振を抑制できる。
すなわち、抵抗器１の抵抗値ｒを変化して検討を行った
結果、ｒ＝約５０Ωと設定すると、出力端子における負
荷変動に対して最も安定であり、出力端子でＶＳＷＲ≦
１０の負荷変動が生じても低周波発振が見られない。ま
た、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範囲に
設定することにより、低周波発振の抑制に十分な効果が
得られ、出力端子においてＶＳＷＲ≦５の負荷変動が発
生しても安定した動作を確保できる。
【００３１】図２は、抵抗器１の抵抗値ｒ＝約５０Ω及
びインダクタ１０のインダクタンス値Ｌ＝約１０ｎＨに
おける、図１の高周波増幅器の出力スペクトラムであ
る。
びインダクタ１０のインダクタンス値Ｌ＝約１０ｎＨに
おける、図１の高周波増幅器の出力スペクトラムであ
る。
【００３２】この場合、出力端子にてＶＳＷＲ≦１０の
負荷変動が生じても、低周波発振が見られない。高周波
特性としては、基本周波数約１．５ＧＨｚ、電源電圧約
３．５Ｖ、入力電力約７ｄＢｍ、出力負荷インピーダン
ス約５０Ωの条件で、出力電力約３１．５ｄＢｍが得ら
れている。また、インダクタ１０のインダクタンスＬの
値をさらに大きくしても出力電力はこれ以上大きくなら
ず、約１０ｎＨのインダクタ１０により高周波電力の漏
れが十分に防止される。
負荷変動が生じても、低周波発振が見られない。高周波
特性としては、基本周波数約１．５ＧＨｚ、電源電圧約
３．５Ｖ、入力電力約７ｄＢｍ、出力負荷インピーダン
ス約５０Ωの条件で、出力電力約３１．５ｄＢｍが得ら
れている。また、インダクタ１０のインダクタンスＬの
値をさらに大きくしても出力電力はこれ以上大きくなら
ず、約１０ｎＨのインダクタ１０により高周波電力の漏
れが十分に防止される。
【００３３】以上のことから、図１のゲートバイアス供
給回路１００は、高周波電力の漏洩防止と低周波発振の
抑制とに効果がある。
給回路１００は、高周波電力の漏洩防止と低周波発振の
抑制とに効果がある。
【００３４】図３は、抵抗器１の抵抗値ｒ＝約１０Ω及
びインダクタ１０のインダクタンス値Ｌ＝約１０ｎＨに
おける、図１の電力増幅器の出力スペクトラムである。
びインダクタ１０のインダクタンス値Ｌ＝約１０ｎＨに
おける、図１の電力増幅器の出力スペクトラムである。
【００３５】この場合には、図２の場合よりも抵抗器１
の抵抗値ｒを小さくすることによって、出力端子におけ
るＶＳＷＲ≦５の負荷変動に対して低周波発振が発生し
ている。高周波特性としては、周波数約１．５ＧＨｚ、
電源電圧約３．５Ｖ、入力電力約７ｄＢｍ、出力負荷イ
ンピーダンス約５０Ωの条件において、出力電力約３
１．５ｄＢｍが得られている。
の抵抗値ｒを小さくすることによって、出力端子におけ
るＶＳＷＲ≦５の負荷変動に対して低周波発振が発生し
ている。高周波特性としては、周波数約１．５ＧＨｚ、
電源電圧約３．５Ｖ、入力電力約７ｄＢｍ、出力負荷イ
ンピーダンス約５０Ωの条件において、出力電力約３
１．５ｄＢｍが得られている。
【００３６】以上より、図１のゲートバイアス供給回路
１００では、インダクタ１０のインダクタンス値Ｌを約
１０ｎＨに設定することにより、高周波電力の漏洩は防
止される。しかし、抵抗器１の抵抗値ｒ＝約１０Ωで
は、ｒ＝約５０Ωの場合と比較して発振に対して不安定
となる。
１００では、インダクタ１０のインダクタンス値Ｌを約
１０ｎＨに設定することにより、高周波電力の漏洩は防
止される。しかし、抵抗器１の抵抗値ｒ＝約１０Ωで
は、ｒ＝約５０Ωの場合と比較して発振に対して不安定
となる。
【００３７】図４は、抵抗器１の抵抗値ｒ＝約１６０Ω
及びインダクタ１０のインダクタンス値Ｌ＝約１０ｎＨ
における、図１の電力増幅器の出力スペクトラムであ
る。
及びインダクタ１０のインダクタンス値Ｌ＝約１０ｎＨ
における、図１の電力増幅器の出力スペクトラムであ
る。
【００３８】この場合には、出力端子におけるＶＳＷＲ
≦５の負荷変動に対して低周波発振が発生している。高
周波特性としては、周波数約１．５ＧＨｚ、電源電圧約
３．５Ｖ、入力電力約７ｄＢｍ、出力負荷インピーダン
ス約５０Ωの条件で、出力電力約３１．５ｄＢｍが得ら
れている。このように、抵抗器１の抵抗値ｒが大きくな
りすぎても、出力端子におけるＶＳＷＲ≦５の負荷変動
により低周波発振が発生して、高周波増幅器の動作が発
振に対して不安定になる。
≦５の負荷変動に対して低周波発振が発生している。高
周波特性としては、周波数約１．５ＧＨｚ、電源電圧約
３．５Ｖ、入力電力約７ｄＢｍ、出力負荷インピーダン
ス約５０Ωの条件で、出力電力約３１．５ｄＢｍが得ら
れている。このように、抵抗器１の抵抗値ｒが大きくな
りすぎても、出力端子におけるＶＳＷＲ≦５の負荷変動
により低周波発振が発生して、高周波増幅器の動作が発
振に対して不安定になる。
【００３９】ゲートバイアス供給回路１００において、
抵抗器１の抵抗値ｒを５０Ω近傍に設定することにより
低周波発振が抑制される理由を、図５を用いて説明す
る。図５は、ＦＥＴ６のゲート端子５から見た場合の、
ゲートバイアス供給回路１００を含む入力インピーダン
ス整合回路７のインピーダンスを示すスミスチャートで
ある。
抵抗器１の抵抗値ｒを５０Ω近傍に設定することにより
低周波発振が抑制される理由を、図５を用いて説明す
る。図５は、ＦＥＴ６のゲート端子５から見た場合の、
ゲートバイアス供給回路１００を含む入力インピーダン
ス整合回路７のインピーダンスを示すスミスチャートで
ある。
【００４０】動作周波数ｆ＝約１．５ＧＨｚでのインピ
ーダンス（図５の点（１）参照）は、高出力ＦＥＴ６の
入力インピーダンスと整合していて約５Ωである。抵抗
器１の抵抗値ｒを約１０Ω〜約１６０Ωまで変化して
も、ｆ＝約１．５ＧＨｚでのインピーダンス値（図５の
点（１））は変動しない。
ーダンス（図５の点（１）参照）は、高出力ＦＥＴ６の
入力インピーダンスと整合していて約５Ωである。抵抗
器１の抵抗値ｒを約１０Ω〜約１６０Ωまで変化して
も、ｆ＝約１．５ＧＨｚでのインピーダンス値（図５の
点（１））は変動しない。
【００４１】一方、低い周波数ｆ＝約２０ＭＨｚでのイ
ンピーダンスは、抵抗器１の抵抗値ｒにより大きく変動
する。すなわち、抵抗器１の抵抗値がｒ＝約１６０Ωの
ときには、約２０ＭＨｚ程度の低周波のインピーダンス
は図５の点（４）に示すようにスミスチャート上で外側
に位置しており、ＶＳＷＲ＝約２．５である。抵抗器１
の抵抗値がｒ＝約５０Ωのときには、ｆ＝約２０ＭＨｚ
のインピーダンスは図５の点（３）に示すように５０Ω
に近づく。このときＶＳＷＲ＝約１．４と改善される。
さらに、抵抗器１の抵抗値がｒ＝約１０Ωのときには、
ｆ＝約２０ＭＨｚのインピーダンスは図５の点（２）に
示すように５０Ωよりも小さくなり、ＶＳＷＲ＝約４．
７である。
ンピーダンスは、抵抗器１の抵抗値ｒにより大きく変動
する。すなわち、抵抗器１の抵抗値がｒ＝約１６０Ωの
ときには、約２０ＭＨｚ程度の低周波のインピーダンス
は図５の点（４）に示すようにスミスチャート上で外側
に位置しており、ＶＳＷＲ＝約２．５である。抵抗器１
の抵抗値がｒ＝約５０Ωのときには、ｆ＝約２０ＭＨｚ
のインピーダンスは図５の点（３）に示すように５０Ω
に近づく。このときＶＳＷＲ＝約１．４と改善される。
さらに、抵抗器１の抵抗値がｒ＝約１０Ωのときには、
ｆ＝約２０ＭＨｚのインピーダンスは図５の点（２）に
示すように５０Ωよりも小さくなり、ＶＳＷＲ＝約４．
７である。
【００４２】以上のことより、ゲートバイアス供給回路
１００の動作が、抵抗器１の抵抗値ｒ＝約５０Ωのとき
に低周波発振に対して最も安定となるのは、低周波数
（例えばｆ＝約２０ＭＨｚ）でのインピーダンスが５０
Ωに最も近くなることに起因している。
１００の動作が、抵抗器１の抵抗値ｒ＝約５０Ωのとき
に低周波発振に対して最も安定となるのは、低周波数
（例えばｆ＝約２０ＭＨｚ）でのインピーダンスが５０
Ωに最も近くなることに起因している。
【００４３】
【表１】
【００４４】表１は、出力１Ｗクラスの２段電力増幅器
に本実施形態のゲートバイアス供給回路１００を適用し
た場合における、抵抗器１の抵抗値ｒの変化に対する出
力電力の変化及び発振の有無（○が発振が生じない場合
に相当し、×が発振が生じた場合に相当する）を示す。
出力電力の測定条件は、ｒのそれぞれの値に対して、基
本周波数ｆ＝約１．５ＧＨｚ、電源電圧Ｖｄｄ＝約３．
５Ｖ、入力電力Ｐｉｎ＝約７ｄＢｍで一定である。低周
波発振の有無の測定では、出力端子における負荷をＶＳ
ＷＲ≦５の範囲で変動させている。
に本実施形態のゲートバイアス供給回路１００を適用し
た場合における、抵抗器１の抵抗値ｒの変化に対する出
力電力の変化及び発振の有無（○が発振が生じない場合
に相当し、×が発振が生じた場合に相当する）を示す。
出力電力の測定条件は、ｒのそれぞれの値に対して、基
本周波数ｆ＝約１．５ＧＨｚ、電源電圧Ｖｄｄ＝約３．
５Ｖ、入力電力Ｐｉｎ＝約７ｄＢｍで一定である。低周
波発振の有無の測定では、出力端子における負荷をＶＳ
ＷＲ≦５の範囲で変動させている。
【００４５】表１に示されるように、抵抗器１の抵抗ｒ
の値を変化させても、得られる出力電力値は変化しな
い。しかし、負荷変動に対して低周波発振を抑制するた
めには、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範
囲に設定する必要がある。
の値を変化させても、得られる出力電力値は変化しな
い。しかし、負荷変動に対して低周波発振を抑制するた
めには、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範
囲に設定する必要がある。
【００４６】
【表２】
【００４７】次に、表２は、抵抗器１の抵抗値をｒ＝約
５０Ωに固定して発振が抑制されている状態においてイ
ンダクタ１０のインダクタンスＬを変化させた場合の、
出力電力の変化を示す。インダクタ１０を含まない場合
（Ｌ＝０ｎＨ）の出力電力は約３０．７ｄＢｍである
が、Ｌの値を大きくすることにより出力電力が向上し、
Ｌ＞５ｎＨでほぼ飽和の傾向を示している。これは、イ
ンダクタ１０のインダクタンスＬを大きくすることによ
って、ＦＥＴ６のゲート端子５から見たゲートバイアス
供給回路１００のインピーダンス（Ｚ＝ｒ＋ｊωＬ）が
ＦＥＴ６の入力インピーダンスに比べて十分に大きくな
り、結果として高周波電力の漏洩が防止されることによ
る。
５０Ωに固定して発振が抑制されている状態においてイ
ンダクタ１０のインダクタンスＬを変化させた場合の、
出力電力の変化を示す。インダクタ１０を含まない場合
（Ｌ＝０ｎＨ）の出力電力は約３０．７ｄＢｍである
が、Ｌの値を大きくすることにより出力電力が向上し、
Ｌ＞５ｎＨでほぼ飽和の傾向を示している。これは、イ
ンダクタ１０のインダクタンスＬを大きくすることによ
って、ＦＥＴ６のゲート端子５から見たゲートバイアス
供給回路１００のインピーダンス（Ｚ＝ｒ＋ｊωＬ）が
ＦＥＴ６の入力インピーダンスに比べて十分に大きくな
り、結果として高周波電力の漏洩が防止されることによ
る。
【００４８】以上に説明したように、ゲートバイアス供
給回路１００では、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約
７０Ωの範囲に設定するとともに、ＦＥＴ６のゲート端
子５と抵抗器１との間に低周波に対してインピーダンス
値の無視できるインダクタ１０を設けることにより、低
周波発振の抑制と出力電力の向上が実現されている。具
体的には、インダクタ１０のインダクタンスＬが、動作
周波数ｆに対して、約１０Ω≦２πｆＬ≦約１００Ωに
設定されていることが好ましい。
給回路１００では、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約
７０Ωの範囲に設定するとともに、ＦＥＴ６のゲート端
子５と抵抗器１との間に低周波に対してインピーダンス
値の無視できるインダクタ１０を設けることにより、低
周波発振の抑制と出力電力の向上が実現されている。具
体的には、インダクタ１０のインダクタンスＬが、動作
周波数ｆに対して、約１０Ω≦２πｆＬ≦約１００Ωに
設定されていることが好ましい。
【００４９】（第２の実施形態）図６は、本発明の第２
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路２００を点線で囲ってい
る。
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路２００を点線で囲ってい
る。
【００５０】図６のゲートバイアス供給回路２００で
は、第１の実施形態におけるゲートバイアス供給回路１
００に含まれていたインダクタ１０をマイクロストリッ
プ線路１１で置き替えている。その他の構成要素は同一
であり、同じ構成要素には同じ参照番号を付しているの
で、ここではそれらの説明は省略する。
は、第１の実施形態におけるゲートバイアス供給回路１
００に含まれていたインダクタ１０をマイクロストリッ
プ線路１１で置き替えている。その他の構成要素は同一
であり、同じ構成要素には同じ参照番号を付しているの
で、ここではそれらの説明は省略する。
【００５１】図６のゲートバイアス供給回路２００の構
成においても、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０
Ωの範囲に設定することにより、低周波発振を抑制する
ことができる。
成においても、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０
Ωの範囲に設定することにより、低周波発振を抑制する
ことができる。
【００５２】抵抗器１の抵抗ｒが約５０Ωであるとき、
ＦＥＴ６のゲート端子５からマイクロストリップ線路１
１の側を見たインピーダンスは、マイクロストリップ線
路１１の特性インピーダンスＺ0が約５０Ωより大きい
ときと小さいときとで、大きく異なる。すなわち、マイ
クロストリップ線路１１を長くしたときに、特性インピ
ーダンスＺ0＞５０Ωである場合には、上記インピーダ
ンスは高インピーダンス側にシフトする。それに対し
て、特性インピーダンスＺ0＜５０Ωである場合には、
マイクロストリップ線路１１を長くすると上記インピー
ダンスは低インピーダンス側にシフトする。従って、マ
イクロストリップ線路１１を挿入することによりＦＥＴ
６のゲート端子５に入力される高周波電力の漏れを防止
するためには、マイクロストリップ線路１１の特性イン
ピーダンスＺ0＞５０Ωであることが必要となる。
ＦＥＴ６のゲート端子５からマイクロストリップ線路１
１の側を見たインピーダンスは、マイクロストリップ線
路１１の特性インピーダンスＺ0が約５０Ωより大きい
ときと小さいときとで、大きく異なる。すなわち、マイ
クロストリップ線路１１を長くしたときに、特性インピ
ーダンスＺ0＞５０Ωである場合には、上記インピーダ
ンスは高インピーダンス側にシフトする。それに対し
て、特性インピーダンスＺ0＜５０Ωである場合には、
マイクロストリップ線路１１を長くすると上記インピー
ダンスは低インピーダンス側にシフトする。従って、マ
イクロストリップ線路１１を挿入することによりＦＥＴ
６のゲート端子５に入力される高周波電力の漏れを防止
するためには、マイクロストリップ線路１１の特性イン
ピーダンスＺ0＞５０Ωであることが必要となる。
【００５３】例えば、厚さ約０．６ｍｍ且つ比誘電率ε
r＝約１０．５である基板を用いてマイクロストリップ
線路１１を形成する場合、線幅が約０．１ｍｍである場
合には特性インピーダンスは約８０Ω以上となり、高周
波電力が抵抗器１を介して漏れることを防止できる。
r＝約１０．５である基板を用いてマイクロストリップ
線路１１を形成する場合、線幅が約０．１ｍｍである場
合には特性インピーダンスは約８０Ω以上となり、高周
波電力が抵抗器１を介して漏れることを防止できる。
【００５４】このときのマイクロストリップ線路１１の
長さｄの変化に対する出力電力の変化を、表３に示す。
長さｄの変化に対する出力電力の変化を、表３に示す。
【００５５】
【表３】
【００５６】マイクロストリップ線路１１を使用しない
場合（長さｄ＝０である場合）には出力電力は約３０．
７ｄＢｍであるが、マイクロストリップ線路１１を長く
することにより出力電力が向上して、ｄ＞１０ｍｍ（電
気長ではλ／８）でほぼ飽和の傾向を示す。これは、こ
れは、マイクロストリップ線路１１を長くすることによ
って、ＦＥＴ６のゲート端子５から見たゲートバイアス
供給回路２００のインピーダンス（Ｚ＝ｒ＋ｊωＬ）が
ＦＥＴ６の入力インピーダンスに比べて十分に大きくな
り、結果として高周波電力の漏洩が防止されることによ
る。
場合（長さｄ＝０である場合）には出力電力は約３０．
７ｄＢｍであるが、マイクロストリップ線路１１を長く
することにより出力電力が向上して、ｄ＞１０ｍｍ（電
気長ではλ／８）でほぼ飽和の傾向を示す。これは、こ
れは、マイクロストリップ線路１１を長くすることによ
って、ＦＥＴ６のゲート端子５から見たゲートバイアス
供給回路２００のインピーダンス（Ｚ＝ｒ＋ｊωＬ）が
ＦＥＴ６の入力インピーダンスに比べて十分に大きくな
り、結果として高周波電力の漏洩が防止されることによ
る。
【００５７】以上に説明したように、ゲートバイアス供
給回路２００では、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約
７０Ωの範囲に設定するとともに、ＦＥＴ６のゲート端
子５と抵抗器１との間に低周波に対してインピーダンス
値の無視できるマイクロストリップ線路１１を設けるこ
とにより、低周波発振の抑制と出力電力の向上が実現さ
れている。具体的には、マイクロストリップ線路１１の
特性インピーダンスが抵抗器１の抵抗値ｒよりも大き
く、また、線路１１の長さｄがλ／４０≦ｄ≦λ／８の
範囲に設定されていることが好ましい。
給回路２００では、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約
７０Ωの範囲に設定するとともに、ＦＥＴ６のゲート端
子５と抵抗器１との間に低周波に対してインピーダンス
値の無視できるマイクロストリップ線路１１を設けるこ
とにより、低周波発振の抑制と出力電力の向上が実現さ
れている。具体的には、マイクロストリップ線路１１の
特性インピーダンスが抵抗器１の抵抗値ｒよりも大き
く、また、線路１１の長さｄがλ／４０≦ｄ≦λ／８の
範囲に設定されていることが好ましい。
【００５８】（第３の実施形態）図７は、本発明の第３
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路３００を点線で囲ってい
る。なお、図７で、図１或いは図６に示される構成要素
に対応する構成要素には、同じ参照番号を付している。
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路３００を点線で囲ってい
る。なお、図７で、図１或いは図６に示される構成要素
に対応する構成要素には、同じ参照番号を付している。
【００５９】図７の回路構成で、高周波増幅器の入力端
子とＦＥＴ６との間には、入力インピーダンス整合回路
７及びゲートバイアス供給回路３００とが接続されてい
る。ＦＥＴ６のドレイン端子は、ドレインバイアス供給
回路９を介して電源端子Ｖｄｄに接続されるとともに、
出力インピーダンス整合回路８を介して高周波増幅器の
出力端子に接続されている。また、ＦＥＴ６のソース端
子は、接地されている。
子とＦＥＴ６との間には、入力インピーダンス整合回路
７及びゲートバイアス供給回路３００とが接続されてい
る。ＦＥＴ６のドレイン端子は、ドレインバイアス供給
回路９を介して電源端子Ｖｄｄに接続されるとともに、
出力インピーダンス整合回路８を介して高周波増幅器の
出力端子に接続されている。また、ＦＥＴ６のソース端
子は、接地されている。
【００６０】ゲートバイアス供給回路３００は、ＦＥＴ
６のゲート端子５とゲート電源端子Ｖｇｇとの間に接続
された抵抗器２、及びＦＥＴ６のゲート端子５と接地端
子との間に接続された抵抗器３を含む。さらに、ゲート
バイアス供給回路３００は、ＦＥＴ６のゲート端子５と
接地端子との間に、インダクタ１０と抵抗器１とコンデ
ンサ４との直列回路を含んでいる。
６のゲート端子５とゲート電源端子Ｖｇｇとの間に接続
された抵抗器２、及びＦＥＴ６のゲート端子５と接地端
子との間に接続された抵抗器３を含む。さらに、ゲート
バイアス供給回路３００は、ＦＥＴ６のゲート端子５と
接地端子との間に、インダクタ１０と抵抗器１とコンデ
ンサ４との直列回路を含んでいる。
【００６１】このゲートバイアス供給回路３００の第１
の機能は、抵抗器２及び３の値を変えてゲート電源端子
Ｖｇｇから供給される一定電圧に対する分圧比率を変化
することにより、ＦＥＴ６のゲート端子５に供給される
電圧を制御することである。また、ゲートバイアス供給
回路３００の第２の機能は、インダクタ１０と抵抗器１
とコンデンサ４との直列接続回路により、低周波発振を
抑制することである。ここで抵抗器２及び３の値は、ゲ
ートバイアス供給回路３００が入力インピーダンスの整
合に影響を与えないようにするため、ならびにゲート電
流を数ｍＡ程度に抑えるために、数百Ω〜数ｋΩ程度の
大きな値に設定される。
の機能は、抵抗器２及び３の値を変えてゲート電源端子
Ｖｇｇから供給される一定電圧に対する分圧比率を変化
することにより、ＦＥＴ６のゲート端子５に供給される
電圧を制御することである。また、ゲートバイアス供給
回路３００の第２の機能は、インダクタ１０と抵抗器１
とコンデンサ４との直列接続回路により、低周波発振を
抑制することである。ここで抵抗器２及び３の値は、ゲ
ートバイアス供給回路３００が入力インピーダンスの整
合に影響を与えないようにするため、ならびにゲート電
流を数ｍＡ程度に抑えるために、数百Ω〜数ｋΩ程度の
大きな値に設定される。
【００６２】このようなゲートバイアス供給回路３００
の構成においても、先に説明した（表１）及び（表２）
と同様の結果が得られる。すなわち、抵抗器１の抵抗値
ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範囲に設定することにより、
低周波発振は抑制される。さらに、ＦＥＴ６のゲート端
子５と抵抗器１との間に、低周波に対するインピーダン
ス値の無視できるインダクタ１０を挿入することによ
り、高周波電力の漏れを防止して出力電力を増加するこ
とができる。ここで、インダクタ１０、抵抗器１及びコ
ンデンサ４の接続順序を入れ替えても、同様の効果が得
られる。
の構成においても、先に説明した（表１）及び（表２）
と同様の結果が得られる。すなわち、抵抗器１の抵抗値
ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範囲に設定することにより、
低周波発振は抑制される。さらに、ＦＥＴ６のゲート端
子５と抵抗器１との間に、低周波に対するインピーダン
ス値の無視できるインダクタ１０を挿入することによ
り、高周波電力の漏れを防止して出力電力を増加するこ
とができる。ここで、インダクタ１０、抵抗器１及びコ
ンデンサ４の接続順序を入れ替えても、同様の効果が得
られる。
【００６３】（第４の実施形態）図８は、本発明の第４
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路４００を点線で囲ってい
る。
の実施形態による高周波増幅器の回路構成の概略図であ
り、ゲートバイアス供給回路４００を点線で囲ってい
る。
【００６４】図８のゲートバイアス供給回路４００で
は、第３の実施形態におけるゲートバイアス供給回路３
００に含まれていたインダクタ１０をマイクロストリッ
プ線路１１で置き替えている。その他の構成要素は同一
であり、同じ構成要素には同じ参照番号を付しているの
で、ここではそれらの説明は省略する。
は、第３の実施形態におけるゲートバイアス供給回路３
００に含まれていたインダクタ１０をマイクロストリッ
プ線路１１で置き替えている。その他の構成要素は同一
であり、同じ構成要素には同じ参照番号を付しているの
で、ここではそれらの説明は省略する。
【００６５】図８のゲートバイアス供給回路４００の構
成においても、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０
Ωの範囲に設定することにより、低周波発振を抑制する
ことができる。
成においても、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０
Ωの範囲に設定することにより、低周波発振を抑制する
ことができる。
【００６６】このようなゲートバイアス供給回路４００
の構成においても、先に説明した（表３）と同様の結果
が得られる。すなわち、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω
〜約７０Ωの範囲に設定することにより、低周波発振は
抑制される。さらに、ＦＥＴ６のゲート端子５と抵抗器
１との間に、低周波に対するインピーダンス値の無視で
きるマイクロストリップ線路１１を挿入することによ
り、高周波電力の漏れを防止して出力電力を増加するこ
とができる。ここで、マイクロストリップ線路１１、抵
抗器１及びコンデンサ４の接続順序を入れ替えても、同
様の効果が得られる。
の構成においても、先に説明した（表３）と同様の結果
が得られる。すなわち、抵抗器１の抵抗値ｒを約３０Ω
〜約７０Ωの範囲に設定することにより、低周波発振は
抑制される。さらに、ＦＥＴ６のゲート端子５と抵抗器
１との間に、低周波に対するインピーダンス値の無視で
きるマイクロストリップ線路１１を挿入することによ
り、高周波電力の漏れを防止して出力電力を増加するこ
とができる。ここで、マイクロストリップ線路１１、抵
抗器１及びコンデンサ４の接続順序を入れ替えても、同
様の効果が得られる。
【００６７】なお、以上に説明した各実施形態における
高周波増幅器の構成は、出力端子に接続された負荷の変
動に対して、十分な安定性を有している。
高周波増幅器の構成は、出力端子に接続された負荷の変
動に対して、十分な安定性を有している。
【００６８】以上の各実施形態では、増幅されるべき信
号がＦＥＴのゲート端子に入力される構成を有する高周
波増幅器を例にとって、本発明を説明している。しか
し、本発明の適用はこれに限られるわけではなく、ＦＥ
Ｔのソース端子またはドレイン端子、或いはバイポーラ
トランジスタのベース端子などに入力信号が与えられる
構成に対しても、本発明を適用することができる。
号がＦＥＴのゲート端子に入力される構成を有する高周
波増幅器を例にとって、本発明を説明している。しか
し、本発明の適用はこれに限られるわけではなく、ＦＥ
Ｔのソース端子またはドレイン端子、或いはバイポーラ
トランジスタのベース端子などに入力信号が与えられる
構成に対しても、本発明を適用することができる。
【００６９】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明の高周波
増幅器では、バイアス供給回路に含まれる発振防止用抵
抗器の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範囲に設定する
ことにより、低周波発振が抑制される。
増幅器では、バイアス供給回路に含まれる発振防止用抵
抗器の抵抗値ｒを約３０Ω〜約７０Ωの範囲に設定する
ことにより、低周波発振が抑制される。
【００７０】さらに、バイアス供給回路は、トランジス
タの入力端子、例えばＦＥＴのゲート端子と上記抵抗器
との間に挿入された、低周波に対するインピーダンス値
の無視できるインダクタ或いはマイクロストリップ線路
を含む。このとき、トランジスタの入力端子から見たバ
イアス供給回路の高周波に対するインピーダンスを、ト
ランジスタの入力インピーダンスに比べて十分に大きな
ものにすることによって、トランジスタに供給される高
周波電力の漏れが防止されて、出力電力が増加する。
タの入力端子、例えばＦＥＴのゲート端子と上記抵抗器
との間に挿入された、低周波に対するインピーダンス値
の無視できるインダクタ或いはマイクロストリップ線路
を含む。このとき、トランジスタの入力端子から見たバ
イアス供給回路の高周波に対するインピーダンスを、ト
ランジスタの入力インピーダンスに比べて十分に大きな
ものにすることによって、トランジスタに供給される高
周波電力の漏れが防止されて、出力電力が増加する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態における高周波増幅器の回路構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図２】図１の高周波増幅器における出力スペクトラム
の一例（ゲートバイアス供給回路に含まれる発振防止用
抵抗器の抵抗値が５０Ωである場合）である。
の一例（ゲートバイアス供給回路に含まれる発振防止用
抵抗器の抵抗値が５０Ωである場合）である。
【図３】図１の高周波増幅器における出力スペクトラム
の一例（ゲートバイアス供給回路に含まれる発振防止用
抵抗器の抵抗値が１０Ωである場合）である。
の一例（ゲートバイアス供給回路に含まれる発振防止用
抵抗器の抵抗値が１０Ωである場合）である。
【図４】図１の高周波増幅器における出力スペクトラム
の一例（ゲートバイアス供給回路に含まれる発振防止用
抵抗器の抵抗値が１６０Ωである場合）である。
の一例（ゲートバイアス供給回路に含まれる発振防止用
抵抗器の抵抗値が１６０Ωである場合）である。
【図５】図１の高周波増幅器において、ＦＥＴのゲート
端子から入力側をみたインピーダンスを示すスミスチャ
ートである。
端子から入力側をみたインピーダンスを示すスミスチャ
ートである。
【図６】本発明の第２の実施形態における高周波増幅器
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態における高周波増幅器
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図８】本発明の第４の実施形態における高周波増幅器
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図９】従来の高周波増幅器におけるバイアス供給回路
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
１、２、３ 抵抗器 ４ コンデンサ ５ ＦＥＴのゲート端子 ６ ＦＥＴ ７ 入力インピーダンス整合回路 ８ 出力インピーダンス整合回路 ９ ドレインバイアス供給回路 １０ インダクタ １１ マイクロストリップ線路 １００、２００、３００、４００ ゲートバイアス供給
回路
回路
Claims (10)
- 【請求項１】 トランジスタと、 該トランジスタの入力端子に接続されているインダクタ
と、 該インダクタに接続されている第１の抵抗器と、 一端が該第１の抵抗器に接続され且つ他端が接地されて
いるコンデンサと、を備える高周波増幅器。 - 【請求項２】 トランジスタと、 該トランジスタの入力端子に接続されているマイクロス
トリップ線路と、 該マイクロストリップ線路に接続されている第１の抵抗
器と、 一端が該第１の抵抗器に接続されて且つ他端が接地され
ているコンデンサと、を備える高周波増幅器。 - 【請求項３】 トランジスタと、 該トランジスタの入力端子に接続されているインダクタ
と、 該インダクタに接続されている第１の抵抗器と、 電源端子と該トランジスタの該入力端子との間に接続さ
れている第２の抵抗器と、 一端が該第１の抵抗器に接続され且つ他端が接地されて
いる、お互いに並列に接続されたコンデンサ及び第３の
抵抗器と、を備える高周波増幅器。 - 【請求項４】 トランジスタと、 該トランジスタの入力端子に接続されているマイクロス
トリップ線路と、 該マイクロストリップ線路に接続されている第１の抵抗
器と、 電源端子と該トランジスタの該入力端子との間に接続さ
れている第２の抵抗器と、 一端が該第１の抵抗器に接続され且つ他端が接地されて
いる、お互いに並列に接続されたコンデンサ及び第３の
抵抗器と、を備える高周波増幅器。 - 【請求項５】 前記第１の抵抗器の抵抗値が約３０Ω〜
約７０Ωの範囲である、請求項１〜４のいずれかに記載
の高周波増幅器。 - 【請求項６】 前記インダクタのインダクタンス値は、
低周波に対するインピーダンス値が無視できる程度に十
分に小さくなる値である、請求項１、３または５に記載
の高周波増幅器。 - 【請求項７】 前記マイクロストリップ線路の長さは、
低周波に対するインピーダンス値が無視できる程度に十
分に小さくなる値である、請求項２、４または５に記載
の高周波増幅器。 - 【請求項８】 前記インダクタのインダクタンス値Ｌ
が、動作周波数ｆに対して約１０Ω≦２πｆＬ≦約１０
０Ωなる関係を満たすように設定されている、請求項
１、３または５に記載の高周波増幅器。 - 【請求項９】 前記マイクロストリップ線路の特性イン
ピーダンスが前記第１の抵抗器の抵抗値より高く、前記
マイクロストリップ線路の長さｄが動作周波数の波長λ
に対してλ／４０≦ｄ≦λ／８なる関係を満たすように
設定されている、請求項２、４または５に記載の高周波
増幅器。 - 【請求項１０】 約１ＧＨｚ〜約２ＧＨｚのマイクロ波
帯で使用され、前記トランジスタの出力電力が数百ｍＷ
〜数Ｗの範囲内である、請求項１〜９のいずれかに記載
の高周波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8019796A JP2937854B2 (ja) | 1995-04-04 | 1996-04-02 | 高周波増幅器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7-78726 | 1995-04-04 | ||
| JP7872695 | 1995-04-04 | ||
| JP8019796A JP2937854B2 (ja) | 1995-04-04 | 1996-04-02 | 高周波増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08335835A true JPH08335835A (ja) | 1996-12-17 |
| JP2937854B2 JP2937854B2 (ja) | 1999-08-23 |
Family
ID=26419786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8019796A Expired - Fee Related JP2937854B2 (ja) | 1995-04-04 | 1996-04-02 | 高周波増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2937854B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017005501A (ja) * | 2015-06-10 | 2017-01-05 | 住友電気工業株式会社 | 電子回路 |
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-
1996
- 1996-04-02 JP JP8019796A patent/JP2937854B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2937854B2 (ja) | 1999-08-23 |
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