JPH07122943A - 集積回路形式の超広帯域直流マイクロ波増幅デバイス - Google Patents
集積回路形式の超広帯域直流マイクロ波増幅デバイスInfo
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- JPH07122943A JPH07122943A JP3130381A JP13038191A JPH07122943A JP H07122943 A JPH07122943 A JP H07122943A JP 3130381 A JP3130381 A JP 3130381A JP 13038191 A JP13038191 A JP 13038191A JP H07122943 A JPH07122943 A JP H07122943A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
- H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
- H03F1/483—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers with field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
- H03F3/082—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with FET's
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- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
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- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 直流からマイクロ波領域、特に直流から6 GH
z を超える超広帯域増巾器を提供する。 【構成】 少なくとも一つの増幅段Ｎを含む型式を有
し、その能動増幅素子がコモン・ソースとして搭載され
た電界効果トランジスタＴ1 であり、超高速のビット速
度で光ファイバを介して送信された信号を増幅するため
の増幅デバイスにおいて、前記各増幅段は前記増幅トラ
ンジスタのドレイン２３上で直流正電圧のバイアス、及
び前記トランジスタのゲート上で直流負電圧又はゼロ電
圧のバイアスを同時に保持する手段を含む。効果的なも
のとして、前記増幅デバイスはモノリシック集積回路形
式で作ることができる。
z を超える超広帯域増巾器を提供する。 【構成】 少なくとも一つの増幅段Ｎを含む型式を有
し、その能動増幅素子がコモン・ソースとして搭載され
た電界効果トランジスタＴ1 であり、超高速のビット速
度で光ファイバを介して送信された信号を増幅するため
の増幅デバイスにおいて、前記各増幅段は前記増幅トラ
ンジスタのドレイン２３上で直流正電圧のバイアス、及
び前記トランジスタのゲート上で直流負電圧又はゼロ電
圧のバイアスを同時に保持する手段を含む。効果的なも
のとして、前記増幅デバイスはモノリシック集積回路形
式で作ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明の分野は、直流からマイク
ロ波領域、特に直流領域から６GHz を超えるマイクロ波
周波数までの超広帯域電気信号の増幅器に関するもので
ある。
ロ波領域、特に直流領域から６GHz を超えるマイクロ波
周波数までの超広帯域電気信号の増幅器に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】本発明の好ましい応用は、超高速のビッ
ト速度で伝送システム、特に単モードの光ファイバを介
して伝送される信号の増幅にある。
ト速度で伝送システム、特に単モードの光ファイバを介
して伝送される信号の増幅にある。
【０００３】近年、伝送システムにおけるトラヒックの
急速な増加は、超高速のビット速度で単モード光伝送シ
ステムの開発をもたらした。このようなシステムに作ら
れた光リピータは、送信で変調用、また受信で復調用の
高速電子回路の設置を必要とする。これらのリピータ即
ち光ヘッドでは、超広帯域増幅器が送信レーザ・ダイオ
ードの変調用及び受信フォトダイオードの変調用に必要
とされる。
急速な増加は、超高速のビット速度で単モード光伝送シ
ステムの開発をもたらした。このようなシステムに作ら
れた光リピータは、送信で変調用、また受信で復調用の
高速電子回路の設置を必要とする。これらのリピータ即
ち光ヘッドでは、超広帯域増幅器が送信レーザ・ダイオ
ードの変調用及び受信フォトダイオードの変調用に必要
とされる。
【０００４】本発明は、更に、例えば高速パルス又は短
い立ち上がり時間のステップ用の増幅器の製造と共に、
軍事的な応用の計装において、特に映像増幅器、医療応
用及びより一般的には非常に広帯域の周波数にわたり増
幅が必要な全ての分野において用いるられる。
い立ち上がり時間のステップ用の増幅器の製造と共に、
軍事的な応用の計装において、特に映像増幅器、医療応
用及びより一般的には非常に広帯域の周波数にわたり増
幅が必要な全ての分野において用いるられる。
【０００５】デュアル・アクセス増幅器（トランジス
タ）の作成する際に用いられる能動素子は各アクセスで
異なる直流バイアスを必要とする特性を有することが知
られている。
タ）の作成する際に用いられる能動素子は各アクセスで
異なる直流バイアスを必要とする特性を有することが知
られている。
【０００６】従って、いくつかの段階の増幅器において
は、低周波を通過させるために大容量のコンデンサか、
又は各増幅器段階で独立したバイアスを可能とする直流
増幅器のトポロジーかを用いることが必要となる。
は、低周波を通過させるために大容量のコンデンサか、
又は各増幅器段階で独立したバイアスを可能とする直流
増幅器のトポロジーかを用いることが必要となる。
【０００７】中間段コンデンサ増幅器として、例えばSH
F 設計ベルリン(SHF-DESIGN BERLIN）社（商標）が販売
している増幅器 SHF 74 及びSHF 74P のような公知のも
のが知られている。このような増増幅器では、使用して
いるコンデンサの値が10μFにもなる。従って、これら
のコンデンサはハイブリッド技術のみによって作ること
ができる。
F 設計ベルリン(SHF-DESIGN BERLIN）社（商標）が販売
している増幅器 SHF 74 及びSHF 74P のような公知のも
のが知られている。このような増増幅器では、使用して
いるコンデンサの値が10μFにもなる。従って、これら
のコンデンサはハイブリッド技術のみによって作ること
ができる。
【０００８】超広帯域周波数帯域は、各段階でフィード
バック・ループを用い、かつループ内に50pFのコンデン
サにより得られるので、異なる直流バイアスを各トラン
ジスタ・アクセスで保持することができる。このような
増幅器は500 KHz 〜8 GHz 帯域で約２dBの平坦なゲイン
を有する。
バック・ループを用い、かつループ内に50pFのコンデン
サにより得られるので、異なる直流バイアスを各トラン
ジスタ・アクセスで保持することができる。このような
増幅器は500 KHz 〜8 GHz 帯域で約２dBの平坦なゲイン
を有する。
【０００９】これらの実施の問題とは別に、ハイブリッ
ド回路を必要とし、コンデンサを有する増幅器はコンデ
ンサの特性により低周波（この実施例では 0〜500 KHz
間）を増幅することは不可能であるということに対処し
なければならない。
ド回路を必要とし、コンデンサを有する増幅器はコンデ
ンサの特性により低周波（この実施例では 0〜500 KHz
間）を増幅することは不可能であるということに対処し
なければならない。
【００１０】コンデンサの使用は、モノリシック・マイ
クロ波集積回路(MMIC)技術、例えばコレラン（Collera
n）Ｗ．Ｔ．及びＡ．Ａ．アビディ（Abidi ）により説
明されている技術「カスコード（Cascodes）を用いた3.
2 GHz 、26dB広帯域モノリシック整合GaAs MESFET フィ
ードバック増幅器」（IEEE Trans. Microwave TheoryTe
ch,Vol,MITT-36 pp.1377 -1385, October 1988）により
作成された直流増幅器において、避けることができる。
クロ波集積回路(MMIC)技術、例えばコレラン（Collera
n）Ｗ．Ｔ．及びＡ．Ａ．アビディ（Abidi ）により説
明されている技術「カスコード（Cascodes）を用いた3.
2 GHz 、26dB広帯域モノリシック整合GaAs MESFET フィ
ードバック増幅器」（IEEE Trans. Microwave TheoryTe
ch,Vol,MITT-36 pp.1377 -1385, October 1988）により
作成された直流増幅器において、避けることができる。
【００１１】これらの増幅器は、ガリウム・ヒ素MES 電
界効果トランジスタ(GaAs MESFETs)に基づく一連の増幅
段を有する。前段の能動トランジスタのドレインと次段
の能動トランジスタのゲートとの間のバイアスからの切
離しは、２つのトランジスタ及び１ダイオード・ブリッ
ジにより達成される。GaAs MESFETsに基づくMMIC技術に
より作成され、１μm のゲート長を有するこの型式の増
幅器は、高周波で3.5GHz以下に制限される。0.5 μm の
ゲート長を有するトランジスタに基づいた技術を使用す
ることは、この上限を5 GHz まで拡げる。
界効果トランジスタ(GaAs MESFETs)に基づく一連の増幅
段を有する。前段の能動トランジスタのドレインと次段
の能動トランジスタのゲートとの間のバイアスからの切
離しは、２つのトランジスタ及び１ダイオード・ブリッ
ジにより達成される。GaAs MESFETsに基づくMMIC技術に
より作成され、１μm のゲート長を有するこの型式の増
幅器は、高周波で3.5GHz以下に制限される。0.5 μm の
ゲート長を有するトランジスタに基づいた技術を使用す
ることは、この上限を5 GHz まで拡げる。
【００１２】この技術において効率をかなり増加し得る
一定の改善は知られている。従って例えば、ミヤガワほ
かによる論文「GaAs FETモノリシックIC技術を用いた7
GHz帯域幅光フロント・エンド回路」（Electronic Lett
ers, Vol.25,No.19,14thSeptember 1989、pp.1305-1306)
に説明されているように、ダイオード・ブリッジに並列
にコンデンサを置くことができる。
一定の改善は知られている。従って例えば、ミヤガワほ
かによる論文「GaAs FETモノリシックIC技術を用いた7
GHz帯域幅光フロント・エンド回路」（Electronic Lett
ers, Vol.25,No.19,14thSeptember 1989、pp.1305-1306)
に説明されているように、ダイオード・ブリッジに並列
にコンデンサを置くことができる。
【００１３】このような増幅器の周波数帯域はカスコー
ド搭載のトランジスタを用いることにより、約２５％増
加することもできる。
ド搭載のトランジスタを用いることにより、約２５％増
加することもできる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】増幅段を分離させるた
めにトランジスタを用いることは、増幅段の間に直流絶
縁に関して非常に効果的であることが証明されている。
しかし、これらのトランジスタは高周波で非常に早く劣
化する。また、共振の問題もじきに発生する。従って、
このような増幅器はその基本的な原理からマイクロ波領
域で制限される。
めにトランジスタを用いることは、増幅段の間に直流絶
縁に関して非常に効果的であることが証明されている。
しかし、これらのトランジスタは高周波で非常に早く劣
化する。また、共振の問題もじきに発生する。従って、
このような増幅器はその基本的な原理からマイクロ波領
域で制限される。
【００１５】超広帯域増幅器を作成する他の方法はピス
カラー（Kahlert J, Piscalar W.)及びムロンベ（Mulom
be N.) により「D.C-12.3GHz 広帯域増幅器（D.C-12.3G
HzBroadband Amplifier)（El.Lett,Vol.25,No.21,pp145
3-1465,12 Oct.1989)」において提案されている。これ
は、スペクトル二重化による増幅器であり、低域及び高
域が抵抗コンデンサからなるネットワークにより分離さ
れている。高い周波から形成された信号部分は、通常に
増幅され、また低い周波成分は一連の演算増幅器により
増幅された後、増幅トランジスタのゲートに再注入され
る。演算増幅器のネットワークもこのトランジスタをバ
イアスするのに用いらる。従って、ハイブリッド回路形
式により作成された２段の増幅器を用いて直流から12.3
GHz まで10dB±のゲインを得ることができる。
カラー（Kahlert J, Piscalar W.)及びムロンベ（Mulom
be N.) により「D.C-12.3GHz 広帯域増幅器（D.C-12.3G
HzBroadband Amplifier)（El.Lett,Vol.25,No.21,pp145
3-1465,12 Oct.1989)」において提案されている。これ
は、スペクトル二重化による増幅器であり、低域及び高
域が抵抗コンデンサからなるネットワークにより分離さ
れている。高い周波から形成された信号部分は、通常に
増幅され、また低い周波成分は一連の演算増幅器により
増幅された後、増幅トランジスタのゲートに再注入され
る。演算増幅器のネットワークもこのトランジスタをバ
イアスするのに用いらる。従って、ハイブリッド回路形
式により作成された２段の増幅器を用いて直流から12.3
GHz まで10dB±のゲインを得ることができる。
【００１６】スペクトル二重化による増幅器は、ハイブ
リッド技術によってのみ作成することができる。更に、
これらの設計は比較的に複雑であり、かつ比較的多数の
基本的な部品を含む。
リッド技術によってのみ作成することができる。更に、
これらの設計は比較的に複雑であり、かつ比較的多数の
基本的な部品を含む。
【００１７】本発明は、従来技術におけるこれらの技術
を克服することにある。
を克服することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】更に具体的に、本発明の
本質的な目的は、特に、単モードの光ファイバによる伝
送に適用可能とし、直流から６GHz にわたり増幅する超
広帯域増幅器を提供することにある。従って、本発明の
目的は、使用する部品及び構成によりそのマイクロ波周
波パフォーマンス特性に制限されない型式のデバイスを
提供することにある。
本質的な目的は、特に、単モードの光ファイバによる伝
送に適用可能とし、直流から６GHz にわたり増幅する超
広帯域増幅器を提供することにある。従って、本発明の
目的は、使用する部品及び構成によりそのマイクロ波周
波パフォーマンス特性に制限されない型式のデバイスを
提供することにある。
【００１９】本発明の他の目的は、集積回路形式によ
り、特にモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）
に容易に用いることができるような増幅デバイスを提供
することにある。
り、特にモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）
に容易に用いることができるような増幅デバイスを提供
することにある。
【００２０】本発明の目的は、特に、高い値のコンデン
サ、又はハイブリッド回路形式で製造させるような他の
部品を用いることを必要としない直流〜マイクロ波増幅
器を提供することにある。
サ、又はハイブリッド回路形式で製造させるような他の
部品を用いることを必要としない直流〜マイクロ波増幅
器を提供することにある。
【００２１】本発明の他の目的は、連続する２つの増幅
段間の電圧オフセット得るために、高周波領域で増幅器
のパフォーマンス特性を制限するようなトランジスタを
用いていない増幅デバイスを提供することにある。
段間の電圧オフセット得るために、高周波領域で増幅器
のパフォーマンス特性を制限するようなトランジスタを
用いていない増幅デバイスを提供することにある。
【００２２】本発明の他の目的は、低コストで、即ち部
品点数を減少させ、特に能動部品を減少させた増幅デバ
イスを提供することにあある。
品点数を減少させ、特に能動部品を減少させた増幅デバ
イスを提供することにあある。
【００２３】本発明の他の重要な目的は、この主の増幅
デバイスの現われる異なったマイクロ波擾乱を制限する
ことにある。特に、本発明は２つの増幅段間においえ絶
縁を確保するためにトランジスタを用いなくてもよいよ
うにする。
デバイスの現われる異なったマイクロ波擾乱を制限する
ことにある。特に、本発明は２つの増幅段間においえ絶
縁を確保するためにトランジスタを用いなくてもよいよ
うにする。
【００２４】更に、本発明は、高い増幅ゲイン有する増
幅デバイスを提供することを目的とする。
幅デバイスを提供することを目的とする。
【００２５】これらの目的と共に、以下で明らかとなる
他の目的は、少なくとも一つの増幅段を含む型式を有
し、その増幅トランジスタはコモン・ソースとして搭載
された電界効果トランジスタであり、超高速のビット速
度で光ファイバを介して送信された信号を増幅するため
の超広帯域直流マイクロ波増幅デバイスにより達成さ
れ、前記各増幅段は前記増幅トランジスタのドレイン上
で直流正電圧のバイアス、かつ前記トランジスタのゲー
ト上に負又はゼロ・バイアスを同時に保持する手段を含
む。
他の目的は、少なくとも一つの増幅段を含む型式を有
し、その増幅トランジスタはコモン・ソースとして搭載
された電界効果トランジスタであり、超高速のビット速
度で光ファイバを介して送信された信号を増幅するため
の超広帯域直流マイクロ波増幅デバイスにより達成さ
れ、前記各増幅段は前記増幅トランジスタのドレイン上
で直流正電圧のバイアス、かつ前記トランジスタのゲー
ト上に負又はゼロ・バイアスを同時に保持する手段を含
む。
【００２６】前記増幅トランジスタのドレイン上で直流
正電圧のバイアスを保持する前記手段は、効果的なもの
として、飽和可能負荷として作用する電界効果トランジ
スタであり、そのゲートはそのソースに接続され、その
ドレインは正電圧源から給電される。
正電圧のバイアスを保持する前記手段は、効果的なもの
として、飽和可能負荷として作用する電界効果トランジ
スタであり、そのゲートはそのソースに接続され、その
ドレインは正電圧源から給電される。
【００２７】本発明の好ましい実施例において、前記増
幅トランジスタのゲート上に直流負電圧又はゼロ電圧の
バイアスを保持する手段は前記ゲートを接地に接続する
抵抗を含む。
幅トランジスタのゲート上に直流負電圧又はゼロ電圧の
バイアスを保持する手段は前記ゲートを接地に接続する
抵抗を含む。
【００２８】その場合にバイアス電圧はゼロである。増
幅器の感度を増加させる負電圧のバイアスは、例えば前
記増幅トランジスタの前記ゲートを負電圧源に接続する
第２の抵抗を付加することにより得られる。
幅器の感度を増加させる負電圧のバイアスは、例えば前
記増幅トランジスタの前記ゲートを負電圧源に接続する
第２の抵抗を付加することにより得られる。
【００２９】本発明の他の効果的な実施例として、前記
増幅トランジスタのゲートに直流負電圧又はゼロ電圧の
バイアスを保持する前記手段は、前記ゲートを正電圧源
に接続する第１の抵抗と、前記ゲートを負電圧源に接続
する第２の抵抗とを有する。
増幅トランジスタのゲートに直流負電圧又はゼロ電圧の
バイアスを保持する前記手段は、前記ゲートを正電圧源
に接続する第１の抵抗と、前記ゲートを負電圧源に接続
する第２の抵抗とを有する。
【００３０】前記増幅デバイスは、効果的なものとし
て、更に前記増幅段の出力をゼロ直流電圧を保持するた
め手段を有する。
て、更に前記増幅段の出力をゼロ直流電圧を保持するた
め手段を有する。
【００３１】前記増幅段の出力でゼロ直流電圧を保持す
る手段は、特に、前記増幅トランジスタのドレインと前
記増幅段の前記出力との間には、前記ドレインと前記ト
ランジスタのソースとの間の電圧にほぼ等しい、前記増
幅トランジスタのドレインと前記増幅段の前記出力との
間の電圧降下を得るダイオードのブリッジを備えること
ができる。
る手段は、特に、前記増幅トランジスタのドレインと前
記増幅段の前記出力との間には、前記ドレインと前記ト
ランジスタのソースとの間の電圧にほぼ等しい、前記増
幅トランジスタのドレインと前記増幅段の前記出力との
間の電圧降下を得るダイオードのブリッジを備えること
ができる。
【００３２】効果的なものとして、飽和可能負荷として
作用する前記トランジスタは、前記増幅トランジスタ及
び前記直流バイアスを同時にしきい値電流以上の直流を
供給し得るのに十分なゲート拡がりを有する。
作用する前記トランジスタは、前記増幅トランジスタ及
び前記直流バイアスを同時にしきい値電流以上の直流を
供給し得るのに十分なゲート拡がりを有する。
【００３３】当該トランジスタを前記増幅トランジスタ
の電流源としてのみに用いること、及び２つの増幅段間
の電圧オフセットの機能に係わらないことに注意すべき
である。この役割はダイオード・ブリッジによってのみ
実行される。従って、増幅器のマイクロ波領域における
（トランジスタを原因とした）パフォーマンス特性に固
有の限界は存在しない。
の電流源としてのみに用いること、及び２つの増幅段間
の電圧オフセットの機能に係わらないことに注意すべき
である。この役割はダイオード・ブリッジによってのみ
実行される。従って、増幅器のマイクロ波領域における
（トランジスタを原因とした）パフォーマンス特性に固
有の限界は存在しない。
【００３４】前記増幅デバイスは、好ましいものとし
て、前記ダイオード・ブリッジにおけるしきい値電流よ
りも大きな一定電流を保持する手段を有する。
て、前記ダイオード・ブリッジにおけるしきい値電流よ
りも大きな一定電流を保持する手段を有する。
【００３５】本発明の特定の実施例において、一定電流
を保持する前記手段は、飽和可能負荷として作用する電
界効果トランジスタからなり、そのゲートは前記ソース
に接続され、負電圧源に接続されている。
を保持する前記手段は、飽和可能負荷として作用する電
界効果トランジスタからなり、そのゲートは前記ソース
に接続され、負電圧源に接続されている。
【００３６】効果的なものとして、前記ダイオード・ブ
リッジに並列に、高周波での損失を補償するようにコン
デンサが接続される。
リッジに並列に、高周波での損失を補償するようにコン
デンサが接続される。
【００３７】好ましいものとして、前記増幅デバイスは
前記増幅トランジスタのゲートと前記増幅段の出力との
間に接続されたフィードバック抵抗を有する。
前記増幅トランジスタのゲートと前記増幅段の出力との
間に接続されたフィードバック抵抗を有する。
【００３８】本発明の増幅デバイスは、前記増幅段及び
／又は前記増幅トランジスタの出力に配置された少なく
とも一つの一つの無損失整合ネットワークを有する。
／又は前記増幅トランジスタの出力に配置された少なく
とも一つの一つの無損失整合ネットワークを有する。
【００３９】効果的なものとして、前記整合ネットワー
クは、集積化された素子及び／又はマイクロ・ストリッ
プ分布素子である。
クは、集積化された素子及び／又はマイクロ・ストリッ
プ分布素子である。
【００４０】本発明に特定の実施例において、前記電界
効果トランジスタは、ガリウム砒素トランジスタであ
る。更に効果的なものとして、前記電界効果トランジス
タは、高電子移動度のヘテロジャンクション・トランジ
スタでもよい。
効果トランジスタは、ガリウム砒素トランジスタであ
る。更に効果的なものとして、前記電界効果トランジス
タは、高電子移動度のヘテロジャンクション・トランジ
スタでもよい。
【００４１】効果的なものとして、本発明の前記増幅デ
バイスはモノリシック・マイクロ波集積回路に組み込ま
れてもよい。
バイスはモノリシック・マイクロ波集積回路に組み込ま
れてもよい。
【００４２】本発明の他の特徴及び効果は本発明の増幅
デバイスの好ましい実施例の以下の説明から明らかとな
る。
デバイスの好ましい実施例の以下の説明から明らかとな
る。
【００４３】
【実施例】以下、特定の実施例は、単モード光ファイバ
における超高速のビット速度で送信される信号の受信に
適用することができる。しかし、本発明の増幅デバイス
は直流からマイクロ波領域までの非常に広い範囲の周波
数上で増幅をしなければならないようなときに、他の分
野においても無数の応用が可能なものである、というこ
とは明らかであろう。
における超高速のビット速度で送信される信号の受信に
適用することができる。しかし、本発明の増幅デバイス
は直流からマイクロ波領域までの非常に広い範囲の周波
数上で増幅をしなければならないようなときに、他の分
野においても無数の応用が可能なものである、というこ
とは明らかであろう。
【００４４】図１は受光ヘッドのブロック図を示す。送
信信号１１は、通常の方法によりフォトダイオード１２
により受信される。
信信号１１は、通常の方法によりフォトダイオード１２
により受信される。
【００４５】これらの信号は２つの増幅回路であるトラ
ンスインピーダンス１４及び増幅回路１５を介して復調
モジュール１３に送信される。
ンスインピーダンス１４及び増幅回路１５を介して復調
モジュール１３に送信される。
【００４６】トランスインピーダンス１４は、第１の増
幅器であり、並列の抵抗１６を有する。その主要な目的
は、フォトダイオード１２と増幅回路１５及び復調モジ
ュール１３との間のインピーダンス整合を得ることにあ
る。フォトダイオード１２は抵抗部が、例えば準開放イ
ンピーダンスを有する。一方、増幅回路１５及び復調モ
ジュール１３は、５０Ω程度の入力インピーダンスを有
し、標準的な方法で動作する。
幅器であり、並列の抵抗１６を有する。その主要な目的
は、フォトダイオード１２と増幅回路１５及び復調モジ
ュール１３との間のインピーダンス整合を得ることにあ
る。フォトダイオード１２は抵抗部が、例えば準開放イ
ンピーダンスを有する。一方、増幅回路１５及び復調モ
ジュール１３は、５０Ω程度の入力インピーダンスを有
し、標準的な方法で動作する。
【００４７】光増幅の分野では、可能な限り広い周波数
帯域と、可能な限り低雑音とを達成するという二重の目
的がある。従って、トランスインピーダンス１４即ち前
置増幅器は、（最小）のダンピングと、（最大）の帯域
幅との間で最良の妥協点を得るべきである。トランスイ
ンピーダンス１４は、低いゲインの増幅を得るときにも
用いられる。
帯域と、可能な限り低雑音とを達成するという二重の目
的がある。従って、トランスインピーダンス１４即ち前
置増幅器は、（最小）のダンピングと、（最大）の帯域
幅との間で最良の妥協点を得るべきである。トランスイ
ンピーダンス１４は、低いゲインの増幅を得るときにも
用いられる。
【００４８】第２の増幅器である増幅回路１５は、後段
増幅器としてモジュール１３の前段で信号を増幅するこ
とを意図している。増幅回路１５は例えば約５０Ωであ
る。
増幅器としてモジュール１３の前段で信号を増幅するこ
とを意図している。増幅回路１５は例えば約５０Ωであ
る。
【００４９】トランスインピーダンス１４及び増幅回路
１５の２増幅器は、本発明の構成により作成することが
できる。これは、実際にマイクロ波領域に限定するとい
う問題を回避させる。図３の実施例は増幅回路１５を更
に詳細に示すものである。
１５の２増幅器は、本発明の構成により作成することが
できる。これは、実際にマイクロ波領域に限定するとい
う問題を回避させる。図３の実施例は増幅回路１５を更
に詳細に示すものである。
【００５０】第２図は本発明による特定の一実施例の回
路図を示す。
路図を示す。
【００５１】この増幅段の能動増幅素子はコモン・ソー
スとして搭載された電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｔ
１である。この電界効果トランジスタＴ１のソース２２
はこの増幅デバイスの接地３５に接続されている。増幅
される信号２０は電界効果トランジスタＴ１のゲート２
１に注入され、増幅された信号は当該電界効果トランジ
スタＴ１のドレイン２３から出力される。
スとして搭載された電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｔ
１である。この電界効果トランジスタＴ１のソース２２
はこの増幅デバイスの接地３５に接続されている。増幅
される信号２０は電界効果トランジスタＴ１のゲート２
１に注入され、増幅された信号は当該電界効果トランジ
スタＴ１のドレイン２３から出力される。
【００５２】この増幅デバイスは、ドレイン２３におけ
る正電圧のバイアス及びコモン・ソースとして動作する
電界効果トランジスタＴ１のゲート２１におけるゼロ電
圧を同時に保持する手段を含む。
る正電圧のバイアス及びコモン・ソースとして動作する
電界効果トランジスタＴ１のゲート２１におけるゼロ電
圧を同時に保持する手段を含む。
【００５３】この増幅段のゲート２１を接地３５に接続
する一つの抵抗Ｒ１により各増幅段にゼロ・ゲート電圧
を得ることができる。
する一つの抵抗Ｒ１により各増幅段にゼロ・ゲート電圧
を得ることができる。
【００５４】他の実施例として、ゲート電圧は負に保持
されてもよい。例えば、負のゲート・ソース電圧は、増
幅器の感度を高める。このために、抵抗Ｒ１及びＲ３の
ブリッジを用いる。抵抗Ｒ１は接地に接続され、抵抗Ｒ
３は負電圧ＶSSの電源３３に接続される。抵抗Ｒ１と抵
抗Ｒ３との間の値の比を用いることにより、負電圧ＶSS
の電源３３の関数として電界効果トランジスタＴ１のゲ
ート２１に必要とする負電圧を得ることができる。
されてもよい。例えば、負のゲート・ソース電圧は、増
幅器の感度を高める。このために、抵抗Ｒ１及びＲ３の
ブリッジを用いる。抵抗Ｒ１は接地に接続され、抵抗Ｒ
３は負電圧ＶSSの電源３３に接続される。抵抗Ｒ１と抵
抗Ｒ３との間の値の比を用いることにより、負電圧ＶSS
の電源３３の関数として電界効果トランジスタＴ１のゲ
ート２１に必要とする負電圧を得ることができる。
【００５５】他の実施例として、この負電圧は、第１の
抵抗を正電圧ＶDSの電源３２に接続し、第２の抵抗を負
電圧ＶSSの電源３３に接続した抵抗ブリッジによっても
得られる。
抵抗を正電圧ＶDSの電源３２に接続し、第２の抵抗を負
電圧ＶSSの電源３３に接続した抵抗ブリッジによっても
得られる。
【００５６】電界効果トランジスタＴ１のドレインに
は、直流正電圧ＶDSが飽和可能負荷として動作する電界
効果トランジスタＴ２を介して印加される。この電界効
果トランジスタＴ２のゲート２６はソース２７に接続さ
れている。ソース２７そのものは、直流動作に関連する
出力ノード２４が電界効果トランジスタＴ１のドレイン
２３に接続される。電界効果トランジスタＴ２のドレイ
ン２８は、正電圧ＶDSの電源３２に接続されている。
は、直流正電圧ＶDSが飽和可能負荷として動作する電界
効果トランジスタＴ２を介して印加される。この電界効
果トランジスタＴ２のゲート２６はソース２７に接続さ
れている。ソース２７そのものは、直流動作に関連する
出力ノード２４が電界効果トランジスタＴ１のドレイン
２３に接続される。電界効果トランジスタＴ２のドレイ
ン２８は、正電圧ＶDSの電源３２に接続されている。
【００５７】複数の増幅段Ｎ−１、Ｎ、Ｎ＋１を有する
増幅デバイスにおいては、各増幅段Ｎの出力における直
流電圧が増幅段Ｎ＋１の入力において直流負電圧又はゼ
ロ電圧のバイアスとなるように下げられる必要がある。
増幅デバイスにおいては、各増幅段Ｎの出力における直
流電圧が増幅段Ｎ＋１の入力において直流負電圧又はゼ
ロ電圧のバイアスとなるように下げられる必要がある。
【００５８】従来技術によると、例えば１以上のトラン
ジスタ又はダイオード・ブリッジによりこのようなオフ
セット電圧機能を満足させていた。このような解決方法
は、実施が容易であり、かつ増幅段間で良好な直流絶縁
を与えられる利点がある。しかし、この解決方法は、高
周波領域における増幅器のパフォーマンス特性に制約を
もたらす。例えば、トランジスタは、高周波でたちまち
カット・オフとなり、共振の問題を発生させる。従っ
て、この型式のアッセンブリは、その複雑さ及び使用す
るトランジスタのマイクロ波領域におけるパフォーマン
ス特性により、３又は４GHz に限定される。
ジスタ又はダイオード・ブリッジによりこのようなオフ
セット電圧機能を満足させていた。このような解決方法
は、実施が容易であり、かつ増幅段間で良好な直流絶縁
を与えられる利点がある。しかし、この解決方法は、高
周波領域における増幅器のパフォーマンス特性に制約を
もたらす。例えば、トランジスタは、高周波でたちまち
カット・オフとなり、共振の問題を発生させる。従っ
て、この型式のアッセンブリは、その複雑さ及び使用す
るトランジスタのマイクロ波領域におけるパフォーマン
ス特性により、３又は４GHz に限定される。
【００５９】本発明の増幅デバイスにおいてはオフセッ
ト電圧機能は電界効果トランジスタＴ１の出力ノード２
４を増幅段Ｎの出力ノード２５に接続する一つのダイオ
ード・ブリッジＰＤにより得られる。この場合に、増幅
段を分離するためにトランジスタを用いていないので、
マイクロ波領域において増幅デバイスのパフォーマンス
に固有の制限を存在しない。
ト電圧機能は電界効果トランジスタＴ１の出力ノード２
４を増幅段Ｎの出力ノード２５に接続する一つのダイオ
ード・ブリッジＰＤにより得られる。この場合に、増幅
段を分離するためにトランジスタを用いていないので、
マイクロ波領域において増幅デバイスのパフォーマンス
に固有の制限を存在しない。
【００６０】ダイオード・ブリッジＰＤのダイオードの
数及び大きさは、コモン・ソースとして電界効果トラン
ジスタＴ１の直流電源（ドレイン電圧及び電流）必要条
件に従って選択される。ダイオード・ブリッジＰＤにお
ける電圧降下はドレイン２３と電界効果トランジスタＴ
１のソース２２との間に電圧に等しい。図示の実施例の
場合に、ソース２２は接地３５に接続されているので、
この電圧降下はドレイン２３と接地との間の電圧に等し
い。従って、この電圧は増幅段Ｎの出力ノード２５と接
地３５との間がゼロ電圧となる。
数及び大きさは、コモン・ソースとして電界効果トラン
ジスタＴ１の直流電源（ドレイン電圧及び電流）必要条
件に従って選択される。ダイオード・ブリッジＰＤにお
ける電圧降下はドレイン２３と電界効果トランジスタＴ
１のソース２２との間に電圧に等しい。図示の実施例の
場合に、ソース２２は接地３５に接続されているので、
この電圧降下はドレイン２３と接地との間の電圧に等し
い。従って、この電圧は増幅段Ｎの出力ノード２５と接
地３５との間がゼロ電圧となる。
【００６１】このダイオード・ブリッジＰＤに流れるし
きい値電流は、トランジスタＴ３により一定に保持され
る。トランジスタＴ３のゲート２９は飽和可能負荷を形
成するためにソース３１に接続される。トランジスタＴ
３はそのソース３１が負電圧ＶSSの電源３３に接続さ
れ、これによってダイオード・ブリッジＰＤに十分な電
流を流すようにし、ドレイン３０を接続している増幅段
Ｎの出力ノード２５をゼロ直流電圧に保持させている。
きい値電流は、トランジスタＴ３により一定に保持され
る。トランジスタＴ３のゲート２９は飽和可能負荷を形
成するためにソース３１に接続される。トランジスタＴ
３はそのソース３１が負電圧ＶSSの電源３３に接続さ
れ、これによってダイオード・ブリッジＰＤに十分な電
流を流すようにし、ドレイン３０を接続している増幅段
Ｎの出力ノード２５をゼロ直流電圧に保持させている。
【００６２】電界効果トランジスタＴ１の出力ノード２
４と増幅段Ｎの出力ノード２５との間に並列にコンデン
サＣ１が接続されている。このコンデンサＣ１はダイオ
ード・ブリッジＰＤによる高周波損失を補償することが
できる。
４と増幅段Ｎの出力ノード２５との間に並列にコンデン
サＣ１が接続されている。このコンデンサＣ１はダイオ
ード・ブリッジＰＤによる高周波損失を補償することが
できる。
【００６３】ゲート２１と増幅段の出力ノード２５との
間にフィードバック用の抵抗Ｒ２接続されており、これ
によってスタティクなバイアス条件を損なうことなく、
増幅デバイスのダイナミック・パフォーマンスを達成す
ることができる。特に、この抵抗Ｒ２は電界効果トラン
ジスタＴ１のインピーダンス整合に寄与することを目的
とするものであり、これによって可能とする最も広い周
波数帯域を得る。更に、増幅デバイスの安定性及び平坦
な増幅ゲインを得ることができる。
間にフィードバック用の抵抗Ｒ２接続されており、これ
によってスタティクなバイアス条件を損なうことなく、
増幅デバイスのダイナミック・パフォーマンスを達成す
ることができる。特に、この抵抗Ｒ２は電界効果トラン
ジスタＴ１のインピーダンス整合に寄与することを目的
とするものであり、これによって可能とする最も広い周
波数帯域を得る。更に、増幅デバイスの安定性及び平坦
な増幅ゲインを得ることができる。
【００６４】各増幅段における無損失素子Ｌ１、Ｌ２に
よる整合ネットワークは、抵抗Ｒ１及びＲ２と共に、ト
ランジスタの超広帯域整合を達成可能にしている。これ
らの整合ネットワークは、集積化した素子、マイクロ・
ストリップ分布素子、又はこれら２種類の素子の混用に
より作成することができる。
よる整合ネットワークは、抵抗Ｒ１及びＲ２と共に、ト
ランジスタの超広帯域整合を達成可能にしている。これ
らの整合ネットワークは、集積化した素子、マイクロ・
ストリップ分布素子、又はこれら２種類の素子の混用に
より作成することができる。
【００６５】第１の無損失素子Ｌ１は各増幅段の信号２
０の入力と電界効果トランジスタＴ１のゲート２１との
間に接続されている。第２の無損失素子Ｌ２は第１に、
電界効果トランジスタＴ１のドレイン２３に接続され、
第２にダイオード・ブリッジＰＤの入力に対応する出力
ノード２４及び電界効果トランジスタＴ２のソース２７
に接続されている。
０の入力と電界効果トランジスタＴ１のゲート２１との
間に接続されている。第２の無損失素子Ｌ２は第１に、
電界効果トランジスタＴ１のドレイン２３に接続され、
第２にダイオード・ブリッジＰＤの入力に対応する出力
ノード２４及び電界効果トランジスタＴ２のソース２７
に接続されている。
【００６６】このような増幅デバイスは、前述したもの
と同様のいくつかの増幅段Ｎ−１、Ｎ、Ｎ＋１を含むこ
とができる。
と同様のいくつかの増幅段Ｎ−１、Ｎ、Ｎ＋１を含むこ
とができる。
【００６７】異なる電界効果トランジスタＴ１、Ｔ２、
Ｔ３及びダイオード・ブリッジＰＤのダイオードの大き
さを判断する方法について以下説明する。
Ｔ３及びダイオード・ブリッジＰＤのダイオードの大き
さを判断する方法について以下説明する。
【００６８】第１のステップはマイクロ波の条件（ゲイ
ン、雑音、整合）に従って電界効果トランジスタＴ１の
ゲート拡がりを選択することである。これによって、電
界効果トランジスタＴ１のドレイン・ソース電流ＩDSが
決定される。
ン、雑音、整合）に従って電界効果トランジスタＴ１の
ゲート拡がりを選択することである。これによって、電
界効果トランジスタＴ１のドレイン・ソース電流ＩDSが
決定される。
【００６９】次いで、ダイオード・ブリッジＰＤにおけ
るダイオードの大きさ即ちアノード広がりが、ダイオー
ド・ブリッジＰＤにおける交流電力の損失と直流電流Ｉ
PDの電力損失との間における妥協の結果として選択され
る。ダイオードの大きさは、例えば直流電流ＩPDがドレ
イン・ソース電流ＩDS／６より小さく又は等しくなるよ
うに選択されてもよい。更に、直流電流ＩPDはダイオー
ドのしきい値電流より大きいか、又は等しくすべきこと
は明らかである。
るダイオードの大きさ即ちアノード広がりが、ダイオー
ド・ブリッジＰＤにおける交流電力の損失と直流電流Ｉ
PDの電力損失との間における妥協の結果として選択され
る。ダイオードの大きさは、例えば直流電流ＩPDがドレ
イン・ソース電流ＩDS／６より小さく又は等しくなるよ
うに選択されてもよい。更に、直流電流ＩPDはダイオー
ドのしきい値電流より大きいか、又は等しくすべきこと
は明らかである。
【００７０】次いで、飽和可能負荷のように動作するト
ランジスタＴ３のゲートの大きさは、ダイオード・ブリ
ッジＰＤにおける直流電流ＩPDを保持するために選択さ
れる。
ランジスタＴ３のゲートの大きさは、ダイオード・ブリ
ッジＰＤにおける直流電流ＩPDを保持するために選択さ
れる。
【００７１】最後に、電界効果トランジスタＴ２の大き
さは、電流ＩDDがＩDS＋ＩPDに等しいように選択され
る。
さは、電流ＩDDがＩDS＋ＩPDに等しいように選択され
る。
【００７２】飽和可能負荷の電界効果トランジスタＴ２
のドレインには電源３２の直流正電圧ＶDSが印加されて
おり、この直流正電圧ＶDSは電界効果トランジスタＴ１
の端子で、ドレイン・ソース電圧である直流正電圧ＶDS
を、増幅が最適に機能するのに必要なレベルに保持する
ように選択されている。
のドレインには電源３２の直流正電圧ＶDSが印加されて
おり、この直流正電圧ＶDSは電界効果トランジスタＴ１
の端子で、ドレイン・ソース電圧である直流正電圧ＶDS
を、増幅が最適に機能するのに必要なレベルに保持する
ように選択されている。
【００７３】同様にして、トランジスタＴ３のソースに
は電源３３の負電圧ＶSSが印加されており、この負電圧
ＶSSは出力ノード２５と接地３５との間のゼロ電圧を保
持するように選択されている。
は電源３３の負電圧ＶSSが印加されており、この負電圧
ＶSSは出力ノード２５と接地３５との間のゼロ電圧を保
持するように選択されている。
【００７４】図３は増幅デバイスの集積回路の配置例を
示しており、４増幅段４１、４２、４３及び４４がガリ
ウム砒素ＭＥＳ電界効果トランジスタ（GaAS MESFET)に
基づくモノリシック・マイクロ波集積回路(MMIC)技術に
より作られている。各増幅段は、原理的に第２図の回路
図のものと同一である。しかし、抵抗Ｒ１、Ｒ３のブリ
ッジは存在せず、抵抗Ｒ１のみが接地３５に接続されて
いるので、電界効果トランジスタＴ１のドレイン直流電
圧はゼロに保持される。
示しており、４増幅段４１、４２、４３及び４４がガリ
ウム砒素ＭＥＳ電界効果トランジスタ（GaAS MESFET)に
基づくモノリシック・マイクロ波集積回路(MMIC)技術に
より作られている。各増幅段は、原理的に第２図の回路
図のものと同一である。しかし、抵抗Ｒ１、Ｒ３のブリ
ッジは存在せず、抵抗Ｒ１のみが接地３５に接続されて
いるので、電界効果トランジスタＴ１のドレイン直流電
圧はゼロに保持される。
【００７５】４増幅段は、22dB±1.5 dBの10GHz で直流
ゲインを得るために用いられてもよい。
ゲインを得るために用いられてもよい。
【００７６】勿論、本発明の増幅デバイスを他の技術に
より、例えば高い電子移動度のトランジスタにより作成
することは可能である。
より、例えば高い電子移動度のトランジスタにより作成
することは可能である。
【図１】２つの増幅器を有する受光ヘッドのブロック図
を示す。
を示す。
【図２】図１の受光ヘッドに用いられた本発明による増
幅デバイスの１増幅段の回路図である。
幅デバイスの１増幅段の回路図である。
【図３】第２図に示す４段の増幅デバイスの集積回路上
のトポグラフィー例を示す。
のトポグラフィー例を示す。
Ｃ１ コンデンサ Ｌ１、Ｌ２ 無損失素子 ＰＤ ダイオード・ブリッジ Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗 Ｔ１ 電界効果トランジスタ Ｔ１、Ｔ２ トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョルジュ フォロ フランス国， 22140 プルズネ， ラン ムール（ 番地なし) (72)発明者 アンドレ ペレネ フランス国， 22287 ブレ， リュ ド ラ コルニシュ ４番地
Claims (16)
- 【請求項１】 少なくとも一つの増幅段を含む型式を有
し、その増幅トランジスタがコモン・ソースとして搭載
された電界効果トランジスタであり、超高速のビット速
度で光ファイバを介して送信された信号を増幅するため
の超広帯域直流マイクロ波増幅デバイスにおいて、 前記各増幅段は前記増幅トランジスタのドレイン上で直
流正電圧のバイアス、及び前記増幅トランジスタのゲー
ト上で直流負電圧又はゼロ電圧のバイアスを同時に保持
する手段を含むことを特徴とする集積回路形式の超広帯
域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項２】 前記増幅トランジスタのドレイン上で直
流正電圧のバイアスを保持する前記手段は飽和可能負荷
として動作する電界効果トランジスタからなり、前記ゲ
ートは前記ソースに接続され、前記ドレインは正電圧源
に接続されていることを特徴とする請求項１記載の集積
回路形式の超広帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項３】 当該増幅トランジスタのゲート上で直流
負電圧又はゼロ電圧を保持する前記手段は前記ゲートを
接地に接続する抵抗を有することを特徴とする請求項１
又は２記載の集積回路形式の超広帯域直流増幅マイクロ
波デバイス。 - 【請求項４】 前記増幅トランジスタのゲート上の直流
負電圧又はゼロ電圧を保持する前記手段は更に前記増幅
トランジスタの前記ゲートを負電圧源に接続する抵抗を
有することを特徴とする請求項３記載の集積回路形式の
超広帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項５】 前記増幅トランジスタのゲート上で直流
負電圧又はゼロ電圧を保持する前記手段は前記ゲートを
正電圧源に接続する第１の抵抗と、前記ゲートを負電圧
源に接続する第２の抵抗とを有することを特徴とする請
求項１又は２記載の集積回路形式の超広帯域直流増幅マ
イクロ波デバイス。 - 【請求項６】 当該デバイスは前記増幅段の出力をゼロ
電圧に保持する手段を有することを特徴とする請求項１
から請求項５までのいずれかに記載の集積回路形式の超
広帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項７】 前記増幅段の出力をゼロ電圧に保持する
前記手段は、前記増幅トランジスタのドレインとソース
との間の電圧にほぼ等しい、前記増幅トランジスタのド
レインと前記増幅段の前記出力との間の電圧降下を得る
ダイオード・ブリッジを有することを特徴とする請求項
６に記載の集積回路形式の超広帯域直流増幅マイクロ波
デバイス。 - 【請求項８】 前記増幅トランジスタは飽和可能負荷と
して動作し、前記増幅トランジスタ及び前記ダイオード
・ブリッジに同時にしきい値電流以上の直流を供給し得
るのに十分なゲート拡がりを有することを特徴とする請
求項２又は７記載の集積回路形式の超広帯域直流増幅マ
イクロ波デバイス。 - 【請求項９】 前記ダイオード・ブリッジにおける前記
しきい値電流より大きな一定電流を保持する手段を有す
ることを特徴とする請求項７又は８記載の集積回路形式
の超広帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項１０】 前記一定電流を保持する手段は飽和可
能負荷として動作する電界効果トランジスタからなり、
そのゲートはそのソースに接続され、負電圧源に接続さ
れていることを特徴とする請求項９記載の集積回路形式
の超広帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項１１】 高周波における損失を補償するように
前記ダイオードと並列にコンデンサが接続されているこ
とを特徴とする請求項８から請求項１０までのいずれか
に記載の集積回路形式の超広帯域直流増幅マイクロ波デ
バイス。 - 【請求項１２】 前記増幅トランジスタのゲートと前記
増幅段の出力との間には、フィードバック抵抗が接続さ
れていることを特徴とする請求項１から請求項１１まで
のいずれかに記載の集積回路形式の超広帯域直流増幅マ
イクロ波デバイス。 - 【請求項１３】 前記増幅段の入力に及び／又は前記増
幅トランジスタの出力には、少なくとも一つの無損失整
合ネットワークを有することを特徴とする請求項１から
請求項１２までのいずれかに記載の集積回路形式の超広
帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項１４】 前記無損失整合ネットワークは集積化
された素子及び／又はマイクロ・ストリップ分布素子で
あることを特徴とする請求項１３記載の集積回路形式の
超広帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項１５】 前記電界効果トランジスタはガリウム
砒素トランジスタ又は高電子移動度を有するヘテロジャ
ンクション・トランジスタであることを特徴とする請求
項１から請求項１４までのいずれかに記載の集積回路形
式の超広帯域直流増幅マイクロ波デバイス。 - 【請求項１６】 モノリシック・マイクロ波集積回路に
組み込まれていることを特徴とする請求項１から請求項
１５までのいずれかに記載の集積回路形式の超広帯域直
流増幅マイクロ波デバイス。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9005855 | 1990-05-03 | ||
| FR9005855A FR2661790B1 (fr) | 1990-05-03 | 1990-05-03 | Dispositif d'amplification tres large bande continu-hyperfrequences, notamment realisable en circuit integre. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07122943A true JPH07122943A (ja) | 1995-05-12 |
Family
ID=9396487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3130381A Withdrawn JPH07122943A (ja) | 1990-05-03 | 1991-05-02 | 集積回路形式の超広帯域直流マイクロ波増幅デバイス |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0455570B1 (ja) |
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