JPH08288870A - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH08288870A JPH08288870A JP7085368A JP8536895A JPH08288870A JP H08288870 A JPH08288870 A JP H08288870A JP 7085368 A JP7085368 A JP 7085368A JP 8536895 A JP8536895 A JP 8536895A JP H08288870 A JPH08288870 A JP H08288870A
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- Japan
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- interference wave
- signal
- amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ＣＷまたは伝送信号に対し狭帯域な干渉波を生
じ、Ｄ／Ｕが大きく反転した場合でも、ダイバーシティ
を構成することなく干渉波をキャンセルする。 【構成】周波数変換された受信信号１０１と、該信号を
遅延器１０５で遅延した信号をそれぞれ複素乗算器１０
２ａ、ｂを介して合成器１０６で合成し、該合成信号を
ＡＧＣ増幅器１０８で振幅が正規化した基準信号１０９
とし、相関器１０３ａ、ｂに帰還する。基準信号１０９
により複素乗算器１０２ｂの出力の干渉波成分は基準信
号と同相に制御される。従って、複素乗算器１０２ａ，
ｂの出力を減算器１０７にて減算することにより干渉波
成分をキャンセルでき、信号成分のみが抽出できる。こ
のとき歪んだ希望波成分については判定帰還形等化器１
１１にて波形等化を行う。また、ダイバーシティ構成と
した場合は干渉波除去とともにダイバーシティゲインが
得られる。
じ、Ｄ／Ｕが大きく反転した場合でも、ダイバーシティ
を構成することなく干渉波をキャンセルする。 【構成】周波数変換された受信信号１０１と、該信号を
遅延器１０５で遅延した信号をそれぞれ複素乗算器１０
２ａ、ｂを介して合成器１０６で合成し、該合成信号を
ＡＧＣ増幅器１０８で振幅が正規化した基準信号１０９
とし、相関器１０３ａ、ｂに帰還する。基準信号１０９
により複素乗算器１０２ｂの出力の干渉波成分は基準信
号と同相に制御される。従って、複素乗算器１０２ａ，
ｂの出力を減算器１０７にて減算することにより干渉波
成分をキャンセルでき、信号成分のみが抽出できる。こ
のとき歪んだ希望波成分については判定帰還形等化器１
１１にて波形等化を行う。また、ダイバーシティ構成と
した場合は干渉波除去とともにダイバーシティゲインが
得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に、受信信号の干渉波レベルが希望波レベルより高い
場合の干渉波除去に適する干渉波除去受信装置に関す
る。
特に、受信信号の干渉波レベルが希望波レベルより高い
場合の干渉波除去に適する干渉波除去受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】次に受信信号から干渉波を除去するため
の従来技術として適応フィルタを用いた適応等化器の一
例を述べる。ここでは判定帰還形等化器（ＤＦＥ）に関
して述べる。
の従来技術として適応フィルタを用いた適応等化器の一
例を述べる。ここでは判定帰還形等化器（ＤＦＥ）に関
して述べる。
【０００３】図３において、４０１はＤＦＥ、４０２は
入力ポート、４０３は前方フィルタ、４０４は合成器、
４０５は後方フィルタ、４０６は判定器、４０７は減算
器、４０８は誤差信号、４０９は判定データ出力であ
る。
入力ポート、４０３は前方フィルタ、４０４は合成器、
４０５は後方フィルタ、４０６は判定器、４０７は減算
器、４０８は誤差信号、４０９は判定データ出力であ
る。
【０００４】ＤＦＥ４０１はオースティンにより提案さ
れた適応等化器であり、前方フィルタ４０３と後方フィ
ルタ４０５から構成される。前方フィルタと後方フィル
タとは遅延素子、複素乗算器、相関器、合成器からなる
タップ付き遅延線フィルタである。ここで、後方フィル
タの入力には受信信号ではなく判定器４０６出力の判定
データ信号が用いられ、後方フィルタ出力は合成器４０
４を介して判定器入力に帰還されている。従って判定帰
還形等化器と呼ばれ、また非線形の判定器を用いている
為、非線形等化器とも呼ばれている。
れた適応等化器であり、前方フィルタ４０３と後方フィ
ルタ４０５から構成される。前方フィルタと後方フィル
タとは遅延素子、複素乗算器、相関器、合成器からなる
タップ付き遅延線フィルタである。ここで、後方フィル
タの入力には受信信号ではなく判定器４０６出力の判定
データ信号が用いられ、後方フィルタ出力は合成器４０
４を介して判定器入力に帰還されている。従って判定帰
還形等化器と呼ばれ、また非線形の判定器を用いている
為、非線形等化器とも呼ばれている。
【０００５】ＤＦＥ４０１の基準タップは通常、前方フ
ィルタ４０３の最終タップに設定される。この時、前方
フィルタ４０３はインパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒ
ｓｏｒ）による符号間干渉を除去し、後方フィルタ４０
５はインパルス応答の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）に
よる符号間干渉を除去する。前方フィルタ４０３では、
各タップ信号の線形合成により、符号間干渉の逆相キャ
ンセルが行われる。しかし前方フィルタ４０３の各タッ
プには受信機雑音が含まれており、該線形合成時に雑音
が増幅される。従って前方フィルタ４０３はこの雑音増
幅の為、余り高い等化能力は示さない。一方、後方フィ
ルタ４０５では雑音も符号間干渉も含まない非線形の判
定データ信号を用いて符号間干渉を直接除去するので極
めて高い等化能力を示す。
ィルタ４０３の最終タップに設定される。この時、前方
フィルタ４０３はインパルス応答の前縁（Ｐｒｅｃｕｒ
ｓｏｒ）による符号間干渉を除去し、後方フィルタ４０
５はインパルス応答の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏｒ）に
よる符号間干渉を除去する。前方フィルタ４０３では、
各タップ信号の線形合成により、符号間干渉の逆相キャ
ンセルが行われる。しかし前方フィルタ４０３の各タッ
プには受信機雑音が含まれており、該線形合成時に雑音
が増幅される。従って前方フィルタ４０３はこの雑音増
幅の為、余り高い等化能力は示さない。一方、後方フィ
ルタ４０５では雑音も符号間干渉も含まない非線形の判
定データ信号を用いて符号間干渉を直接除去するので極
めて高い等化能力を示す。
【０００６】一般にＤＦＥ４０１はマルチパスフェージ
ングなどによる符号間干渉の適応等化に用いられる。通
常ＤＦＥ４０１の基準タップは前方フィルタ４０３の最
終タップに設定されていることは既に述べた。ところが
この基準タップを入力側にシフトした場合、ＤＦＥ４０
１はＣＷ干渉波を除去できる機能を発揮する。このＣＷ
干渉波除去効果に関しては、リーとミルスタインがアイ
・イー・イー・イー・トランズアクション オン コミ
ュニケーションボル コム３１ ナンバー４、１９８３
年４月にリジェクション オブ ＣＷ インターフェア
ランス インＱＰＳＫ システムズ ユージング ディ
シジョンフィードバック フィルターズに論文発表して
いる。
ングなどによる符号間干渉の適応等化に用いられる。通
常ＤＦＥ４０１の基準タップは前方フィルタ４０３の最
終タップに設定されていることは既に述べた。ところが
この基準タップを入力側にシフトした場合、ＤＦＥ４０
１はＣＷ干渉波を除去できる機能を発揮する。このＣＷ
干渉波除去効果に関しては、リーとミルスタインがアイ
・イー・イー・イー・トランズアクション オン コミ
ュニケーションボル コム３１ ナンバー４、１９８３
年４月にリジェクション オブ ＣＷ インターフェア
ランス インＱＰＳＫ システムズ ユージング ディ
シジョンフィードバック フィルターズに論文発表して
いる。
【０００７】この論文によると、単に線形フィルタをノ
ッチフィルタとして用いただけの狭帯域干渉除去では、
干渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形ノッチフィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化する
アルゴリズムのＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｎｕｍ ｍｅａｎｓ
ｑｕａｒｅ ｅｒｒｅｒ）法を用いる限り良好な干渉除
去が行えない。一方判定帰還形等化器を用いると、前方
フィルタが希望信号スペクトラムに落ち込み（ノッチ）
を深く作っても、後方フィルタがノッチで削れた希望信
号成分を補償するので、希望波に影響を与えることなく
狭帯域干渉波を十分除去できると述べられている。
ッチフィルタとして用いただけの狭帯域干渉除去では、
干渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形ノッチフィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化する
アルゴリズムのＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｎｕｍ ｍｅａｎｓ
ｑｕａｒｅ ｅｒｒｅｒ）法を用いる限り良好な干渉除
去が行えない。一方判定帰還形等化器を用いると、前方
フィルタが希望信号スペクトラムに落ち込み（ノッチ）
を深く作っても、後方フィルタがノッチで削れた希望信
号成分を補償するので、希望波に影響を与えることなく
狭帯域干渉波を十分除去できると述べられている。
【０００８】上記リーとミルシュタインの論文では、基
準タップに複素乗算器を用いていないが、基準タップに
も乗算器を用意した場合、マルチパス歪と複数のＣＷ干
渉波を同時に除去できる。これに関しては “マルチパ
ス伝搬路における判定帰還形等化器によるＣＷ干渉波除
去特性” 辻本一郎、電子通信情報学会１９９２年春季
全国大会Ｂ−４１８ にて論じられている。ここではマ
ルチパスによるフェード（ノッチ）をＰＳＫ希望波に与
え、かつ強度の複数のＣＷ干渉波を加えて判定帰還形等
化器に入力している。シミュレーション結果では判定帰
還形等化器は符号間干渉と複数ＣＷ干渉の両方を除去す
る能力を有しており、Ｄ／Ｕ（希望波対ＣＷ干渉波電力
比）が−５ｄＢくらいまでが等化能力限界となることが
報告されている。
準タップに複素乗算器を用いていないが、基準タップに
も乗算器を用意した場合、マルチパス歪と複数のＣＷ干
渉波を同時に除去できる。これに関しては “マルチパ
ス伝搬路における判定帰還形等化器によるＣＷ干渉波除
去特性” 辻本一郎、電子通信情報学会１９９２年春季
全国大会Ｂ−４１８ にて論じられている。ここではマ
ルチパスによるフェード（ノッチ）をＰＳＫ希望波に与
え、かつ強度の複数のＣＷ干渉波を加えて判定帰還形等
化器に入力している。シミュレーション結果では判定帰
還形等化器は符号間干渉と複数ＣＷ干渉の両方を除去す
る能力を有しており、Ｄ／Ｕ（希望波対ＣＷ干渉波電力
比）が−５ｄＢくらいまでが等化能力限界となることが
報告されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ここで、従来の判定帰
還形等化器を用いた干渉波除去装置は、ＣＷまたは伝送
信号に対して狭帯域の干渉波を除去するために、誤差の
自乗平均値を最小化するＭＭＳＥ法を用いているため、
受信信号の希望波と干渉波との比（Ｄ／Ｕ比）が反転し
た場合、−５ｄＢ程度が等化能力限界であり、それ以上
では発散してしまう。また、ダイバーシティ構成とした
場合、タップ数が増加し、収束が遅くなる。
還形等化器を用いた干渉波除去装置は、ＣＷまたは伝送
信号に対して狭帯域の干渉波を除去するために、誤差の
自乗平均値を最小化するＭＭＳＥ法を用いているため、
受信信号の希望波と干渉波との比（Ｄ／Ｕ比）が反転し
た場合、−５ｄＢ程度が等化能力限界であり、それ以上
では発散してしまう。また、ダイバーシティ構成とした
場合、タップ数が増加し、収束が遅くなる。
【００１０】本発明は、上述の問題点等を解決するもの
で、特にＤ／Ｕが大きく反転した場合でも発散すること
なく、シングルパスで干渉波除去が可能であり、また、
ダイバーシティ構成ではダイバーシティゲインを最大に
保て、回線の劣化を防止することができる干渉波除去装
置を提供する。
で、特にＤ／Ｕが大きく反転した場合でも発散すること
なく、シングルパスで干渉波除去が可能であり、また、
ダイバーシティ構成ではダイバーシティゲインを最大に
保て、回線の劣化を防止することができる干渉波除去装
置を提供する。
【００１１】本発明の目的は、受信信号のレベルの高い
干渉波成分をシングルパスでキャンセルでき、装置の大
幅な小型化が可能となる干渉波除去装置を提供すること
にある。
干渉波成分をシングルパスでキャンセルでき、装置の大
幅な小型化が可能となる干渉波除去装置を提供すること
にある。
【００１２】また、本発明の他の目的は、干渉波成分に
応じてキャンセル機能の最適切替を可能とし干渉波の除
去後も入出力信号間でＳ／Ｎ比が保存される干渉波除去
装置を提供することにある。
応じてキャンセル機能の最適切替を可能とし干渉波の除
去後も入出力信号間でＳ／Ｎ比が保存される干渉波除去
装置を提供することにある。
【００１３】更に、本発明の他の目的は、ダイバーシテ
ィパス毎に干渉波をキャンセルした後合成することによ
り合成出力においてＳ／Ｎ比を最大とする有効な最大比
合成を可能とし、ダイバーシティゲインを十分に確保で
きるダイバーシティ構成の干渉波除去装置を提供するこ
とにある。
ィパス毎に干渉波をキャンセルした後合成することによ
り合成出力においてＳ／Ｎ比を最大とする有効な最大比
合成を可能とし、ダイバーシティゲインを十分に確保で
きるダイバーシティ構成の干渉波除去装置を提供するこ
とにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明の干渉波除去装置は、受信信号と該受信信号
を遅延した信号のそれぞれに相関値を乗算する複素乗算
器と、前記複素乗算器の出力を合成する合成器と、前記
複素乗算器の出力を減算する減算器と、前記合成器の出
力の振幅を正規化制御する増幅器と、前記増幅器の出力
と前記複素乗算器の入力信号とに基づき前記相関値を出
力する相関器と、前記増幅器又は前記減算器の出力を選
択する切替器とを有する。
め、本発明の干渉波除去装置は、受信信号と該受信信号
を遅延した信号のそれぞれに相関値を乗算する複素乗算
器と、前記複素乗算器の出力を合成する合成器と、前記
複素乗算器の出力を減算する減算器と、前記合成器の出
力の振幅を正規化制御する増幅器と、前記増幅器の出力
と前記複素乗算器の入力信号とに基づき前記相関値を出
力する相関器と、前記増幅器又は前記減算器の出力を選
択する切替器とを有する。
【００１５】また、前記切替器の出力を入力とする判定
帰還形等化器を有し前記切替器は前記判定帰還形等化器
の誤差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器
の出力を選択する。
帰還形等化器を有し前記切替器は前記判定帰還形等化器
の誤差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器
の出力を選択する。
【００１６】更に、本発明の干渉波除去装置は、受信信
号と該受信信号を遅延した信号のそれぞれに相関値を乗
算する複素乗算器と、前記複素乗算器の出力を合成する
合成器と、前記複素乗算器の出力を減算する減算器と、
前記合成器の出力の振幅を正規化制御する増幅器と、前
記増幅器の出力と前記複素乗算器の入力信号とに基づき
前記相関値を出力する相関器と、前記増幅器又は前記減
算器の出力を選択する切替器と、前記切替器の出力を入
力とする適応整合フィルタとからなる複数のダイバーシ
ティパスと前記適応整合フィルタの出力を合成するダイ
バーシティパス合成器と、前記ダイバーシティパス合成
器の出力を入力とする判定帰還形等化器とを設けた。
号と該受信信号を遅延した信号のそれぞれに相関値を乗
算する複素乗算器と、前記複素乗算器の出力を合成する
合成器と、前記複素乗算器の出力を減算する減算器と、
前記合成器の出力の振幅を正規化制御する増幅器と、前
記増幅器の出力と前記複素乗算器の入力信号とに基づき
前記相関値を出力する相関器と、前記増幅器又は前記減
算器の出力を選択する切替器と、前記切替器の出力を入
力とする適応整合フィルタとからなる複数のダイバーシ
ティパスと前記適応整合フィルタの出力を合成するダイ
バーシティパス合成器と、前記ダイバーシティパス合成
器の出力を入力とする判定帰還形等化器とを設けた。
【００１７】また、前記切替器は前記判定帰還形等化器
の誤差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器
の出力を選択する。
の誤差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器
の出力を選択する。
【００１８】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図、図２は本発
明の第２の実施例の構成図である。
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図、図２は本発
明の第２の実施例の構成図である。
【００１９】図１の実施例は、２分岐した入力信号の一
方の信号の位相をシフトさせる遅延器１０５と、レベル
の高い干渉波を基準信号と同相に制御する複素乗算器１
０２と、その出力を合成する合成器１０６と、前記複素
乗算器の出力を減算する減算器１０７と、前記合成器１
０６の出力を所要レベルに正規化し基準信号１０９を出
力するＡＧＣ増幅器１０８と、入力信号と前記基準信号
１０９との相関をとり、時間平均したタップ係数を出力
する相関器１０３ａ，１０３ｂと、前記ＡＧＣ増幅器１
０８と減算器１０７との出力を誤差信号１１３により選
択する切替器１１０と、ＤＦＥ１１１とを有している。
方の信号の位相をシフトさせる遅延器１０５と、レベル
の高い干渉波を基準信号と同相に制御する複素乗算器１
０２と、その出力を合成する合成器１０６と、前記複素
乗算器の出力を減算する減算器１０７と、前記合成器１
０６の出力を所要レベルに正規化し基準信号１０９を出
力するＡＧＣ増幅器１０８と、入力信号と前記基準信号
１０９との相関をとり、時間平均したタップ係数を出力
する相関器１０３ａ，１０３ｂと、前記ＡＧＣ増幅器１
０８と減算器１０７との出力を誤差信号１１３により選
択する切替器１１０と、ＤＦＥ１１１とを有している。
【００２０】ここで、ＣＷまたは伝送信号に対し狭帯域
な干渉波が存在し、Ｄ／Ｕが大きく反転している場合を
考える。いま、送信シンボルをＳ、そのキャリヤ周波数
をωs 、信号伝送系のインパルス応答をｈ、また干渉波
をＪ、そのキャリヤ周波数をωj 、干渉波の伝送系イン
パルス応答をｇ、とすると、受信信号ｒは ｒ＝ｈＳ＋ｇＪ （１） で示される。希望波Ｓと干渉波Ｊとの位相関係を信号ベ
クトル図で示すと例えば図１の２０１Ｓ、２０２Ｊの通
りとなる。また、スペクトラムは例えば図１の３０１、
３０２となる。
な干渉波が存在し、Ｄ／Ｕが大きく反転している場合を
考える。いま、送信シンボルをＳ、そのキャリヤ周波数
をωs 、信号伝送系のインパルス応答をｈ、また干渉波
をＪ、そのキャリヤ周波数をωj 、干渉波の伝送系イン
パルス応答をｇ、とすると、受信信号ｒは ｒ＝ｈＳ＋ｇＪ （１） で示される。希望波Ｓと干渉波Ｊとの位相関係を信号ベ
クトル図で示すと例えば図１の２０１Ｓ、２０２Ｊの通
りとなる。また、スペクトラムは例えば図１の３０１、
３０２となる。
【００２１】本装置では、上記入力信号を２分岐し、一
方を遅延器１０５によりπだけ遅延させることにより入
力信号のキャリヤ（希望波Ｓ，干渉波Ｊ）位相をシフト
させる。このとき、遅延器１０５の出力ｒ’は、 ｒ’＝ｈＳ・ｅｘｐ（ｊωs τ）＋ｇＪ・ｅｘｐ（ｊωj τ） （２） となる。また、信号ベクトル図では例えば図１の２０３
Ｓ’、２０４Ｊ’となる。ここで、干渉波に対し希望波
は広帯域であるため、希望波については干渉波の近傍以
外の信号成分において、干渉波とは異なる位相制御を受
ける。
方を遅延器１０５によりπだけ遅延させることにより入
力信号のキャリヤ（希望波Ｓ，干渉波Ｊ）位相をシフト
させる。このとき、遅延器１０５の出力ｒ’は、 ｒ’＝ｈＳ・ｅｘｐ（ｊωs τ）＋ｇＪ・ｅｘｐ（ｊωj τ） （２） となる。また、信号ベクトル図では例えば図１の２０３
Ｓ’、２０４Ｊ’となる。ここで、干渉波に対し希望波
は広帯域であるため、希望波については干渉波の近傍以
外の信号成分において、干渉波とは異なる位相制御を受
ける。
【００２２】次に、複素乗算器１０２ａ，ｂのタップ係
数１０４ａ，ｂをｗ1 ，ｗ2 とすると、複素乗算器１０
２ａ，ｂの出力ｙ1 、ｙ2 は、 ｙ1 ＝ｗ1 ・ｒ ＝ｗ1 ・｛ｈＳ＋ｇＪ｝ （３） ｙ2 ＝ｗ2 ・ｒ’ ＝ｗ2 ・｛ｈＳ・ｅｘｐ（ｊωs τ） ＋ｇＪ・ｅｘｐ（ｊωj τ）｝ （４） となる。従って、合成器１０６の出力ｙ3 は、 ｙ3 ＝ｙ1 ＋ｙ2 ＝｛ｗ1 ＋ｗ2 ・ｅｘｐ（ｊωs τ）｝ｈＳ ＋｛ｗ1 ＋ｗ2 ・ｅｘｐ（ｊωj τ）｝ｇＪ （５） となる。これをＡＧＣ増幅器１０８により振幅（信号包
絡線）に関して正規化すると、干渉波レベルが希望波に
対して十分大きいため、その出力Ｒは、 Ｒ＝１・Ｊ （６） となる。ここで、このＲを基準信号１０９と称する。
数１０４ａ，ｂをｗ1 ，ｗ2 とすると、複素乗算器１０
２ａ，ｂの出力ｙ1 、ｙ2 は、 ｙ1 ＝ｗ1 ・ｒ ＝ｗ1 ・｛ｈＳ＋ｇＪ｝ （３） ｙ2 ＝ｗ2 ・ｒ’ ＝ｗ2 ・｛ｈＳ・ｅｘｐ（ｊωs τ） ＋ｇＪ・ｅｘｐ（ｊωj τ）｝ （４） となる。従って、合成器１０６の出力ｙ3 は、 ｙ3 ＝ｙ1 ＋ｙ2 ＝｛ｗ1 ＋ｗ2 ・ｅｘｐ（ｊωs τ）｝ｈＳ ＋｛ｗ1 ＋ｗ2 ・ｅｘｐ（ｊωj τ）｝ｇＪ （５） となる。これをＡＧＣ増幅器１０８により振幅（信号包
絡線）に関して正規化すると、干渉波レベルが希望波に
対して十分大きいため、その出力Ｒは、 Ｒ＝１・Ｊ （６） となる。ここで、このＲを基準信号１０９と称する。
【００２３】相関器１０３では入力信号ｒ、ｒ’とこの
基準信号１０９との相関演算を行う。この演算は、入力
信号の複素共約と基準信号１０９とを乗算し、その時間
平均化を行う。時間平均処理はアナログ処理であれば、
ローパスフィルタなどの積分回路を用いる。ディジタル
処理であれば、逐次修正処理を行う。相関器出力ｗ
1（１０４ａ），ｗ2 （１０４ｂ）は次式のようにな
る。
基準信号１０９との相関演算を行う。この演算は、入力
信号の複素共約と基準信号１０９とを乗算し、その時間
平均化を行う。時間平均処理はアナログ処理であれば、
ローパスフィルタなどの積分回路を用いる。ディジタル
処理であれば、逐次修正処理を行う。相関器出力ｗ
1（１０４ａ），ｗ2 （１０４ｂ）は次式のようにな
る。
【００２４】 ｗ1 ＝Ｅ［ｒ* ・Ｒ］ ＝Ｅ［｛ｈＳ＋ｇＪ｝* ・Ｊ］ ＝Ｅ［（ｈＳ）* ・Ｊ］・Ｅ［（ｇＪ）* ・Ｊ］ （７） ｗ2 ＝Ｅ［ｒ’* ・Ｒ］ ＝Ｅ［｛（ｈＳ・ｅｘｐ（ｊωs τ）＋ｇＪ・ｅｘｐ（ｊωj τ）｝* ・ Ｊ］ ＝Ｅ［（ｈＳ）* ｅｘｐ（−ｊωs τ）・Ｊ］ ＋Ｅ［（ｇＪ）* ｅｘｐ（−ｊωj τ）・Ｊ］ （８） ここで、＊は複素共役を、また、Ｅ［ ］は時間平均化
処理を示し、期待値とも呼ばれる。この平均化処理速度
（積分時間）をデータシンボル周期よりも十分長く設定
する。但し、フェージング（干渉波）変動の周期よりも
十分短く設定する。この場合、データ信号の自己相関係
数は、
処理を示し、期待値とも呼ばれる。この平均化処理速度
（積分時間）をデータシンボル周期よりも十分長く設定
する。但し、フェージング（干渉波）変動の周期よりも
十分短く設定する。この場合、データ信号の自己相関係
数は、
【００２５】
【００２６】のようにクロネッカーデルタで定義でき
る。従って、（７）（８）式は次式のようになる。
る。従って、（７）（８）式は次式のようになる。
【００２７】 ｗ1 ＝ｇ* ・Ｅ［Ｊ* ・Ｊ］＝ｇ* （１０） ｗ2 ＝ｇ* ｅｘｐ（−ｊωj τ）・Ｅ［Ｊ* ・Ｊ］ ＝ｇ* ｅｘｐ（−ｊωj τ） （１１） 従って、複素乗算器１０２ａ，ｂの出力は（３）（４）
式より ｙ1 ＝ｇ* ｈＳ＋ｇ* ｇＪ （１２） ｙ2 ＝ｇ* ｈＳ・ｅｘｐ｛ｊ（ωs −ωj ）τ｝＋ｇ* ｇＪ （１３） ここで注目すべきは、各複素乗算器１０２ａ，ｂ出力で
干渉波Ｊに乗じられる伝達係数が電力のディメンジョン
の実数となり、干渉波Ｊは同一位相に制御されることで
ある。これを図１の信号ベクトル図で説明すると、複素
乗算器１０２ａにより、２０１Ｓと２０２Ｊとがｗ1 を
乗じられることにより、２０５Ｓ、２０６Ｊに位相制御
され、特に２０６Ｊは例えば実軸上に制御されている。
また、振幅についてはｇ* ｇと自乗に制御されている。
同様に、複素乗算器１０２ｂについても２０３Ｓ’、２
０４Ｊ’が２０７Ｓ’、２０８Ｊ’に位相制御され、振
幅は自乗制御されている。従って、減算器１０７出力で
は干渉波Ｊは逆相でキャンセルされ、希望波Ｓのみが抽
出できる。
式より ｙ1 ＝ｇ* ｈＳ＋ｇ* ｇＪ （１２） ｙ2 ＝ｇ* ｈＳ・ｅｘｐ｛ｊ（ωs −ωj ）τ｝＋ｇ* ｇＪ （１３） ここで注目すべきは、各複素乗算器１０２ａ，ｂ出力で
干渉波Ｊに乗じられる伝達係数が電力のディメンジョン
の実数となり、干渉波Ｊは同一位相に制御されることで
ある。これを図１の信号ベクトル図で説明すると、複素
乗算器１０２ａにより、２０１Ｓと２０２Ｊとがｗ1 を
乗じられることにより、２０５Ｓ、２０６Ｊに位相制御
され、特に２０６Ｊは例えば実軸上に制御されている。
また、振幅についてはｇ* ｇと自乗に制御されている。
同様に、複素乗算器１０２ｂについても２０３Ｓ’、２
０４Ｊ’が２０７Ｓ’、２０８Ｊ’に位相制御され、振
幅は自乗制御されている。従って、減算器１０７出力で
は干渉波Ｊは逆相でキャンセルされ、希望波Ｓのみが抽
出できる。
【００２８】ここで信号スペクトラムに着目すると、減
算器１０７の出力では例えば図１の３０３Ｓの通り、干
渉波Ｊをキャンセルしたことにより、希望波成分Ｓも一
部削られることになる。これは伝搬路でマルチパス歪み
が生じたのと等価であり、ＤＦＥ１１１にて等化可能で
ある。
算器１０７の出力では例えば図１の３０３Ｓの通り、干
渉波Ｊをキャンセルしたことにより、希望波成分Ｓも一
部削られることになる。これは伝搬路でマルチパス歪み
が生じたのと等価であり、ＤＦＥ１１１にて等化可能で
ある。
【００２９】以上によりＤ／Ｕが大きく反転している場
合でも、干渉波除去が可能となる。また、干渉波除去に
誤差信号を用いていないためＤＦＥのみによる除去に対
し、収束が速いという特徴がある。
合でも、干渉波除去が可能となる。また、干渉波除去に
誤差信号を用いていないためＤＦＥのみによる除去に対
し、収束が速いという特徴がある。
【００３０】ここで、干渉波が無い場合、または、干渉
波が存在しても希望波レベルが高い場合は、切替器によ
りＡＧＣ増幅器１０８の出力を選択し、ＤＦＥ１１１に
て干渉波を除去する。このときの動作は上式のＳとＪを
入れ替えて同様に説明できる。なお、切替器１１０の切
替制御はＤＦＥ１１１より得られる誤差信号１１３を使
用する。すなわち、ある値に設定した閾値と誤差信号の
大小により切り替える。
波が存在しても希望波レベルが高い場合は、切替器によ
りＡＧＣ増幅器１０８の出力を選択し、ＤＦＥ１１１に
て干渉波を除去する。このときの動作は上式のＳとＪを
入れ替えて同様に説明できる。なお、切替器１１０の切
替制御はＤＦＥ１１１より得られる誤差信号１１３を使
用する。すなわち、ある値に設定した閾値と誤差信号の
大小により切り替える。
【００３１】図２の実施例は、前記第１の干渉波除去装
置の切替器１１０までをダイバーシティパス構成とし、
前記切替器１１０の出力を合成後のＳ／Ｎが最大となる
よう制御する適応整合フィルタ１１４と、各ダイバーシ
ティパスの前記適応整合フィルタ１１４の出力を合成す
る合成器１１５と、ＤＦＥ１１１とを有している。
置の切替器１１０までをダイバーシティパス構成とし、
前記切替器１１０の出力を合成後のＳ／Ｎが最大となる
よう制御する適応整合フィルタ１１４と、各ダイバーシ
ティパスの前記適応整合フィルタ１１４の出力を合成す
る合成器１１５と、ＤＦＥ１１１とを有している。
【００３２】従来、ダイバーシティ構成で干渉波を除去
する方式はあるが、その問題点はダイバーシティ次数が
縮退することである。すなわち、干渉波除去にダイバー
シティパスを使用しているため、希望波成分については
同相合成されずダイバーシティゲインは得られない。
する方式はあるが、その問題点はダイバーシティ次数が
縮退することである。すなわち、干渉波除去にダイバー
シティパスを使用しているため、希望波成分については
同相合成されずダイバーシティゲインは得られない。
【００３３】本装置の第２の実施例は第１の実施例の干
渉波除去装置の切替器１１０までをダイバーシティ構成
としたものであるが、干渉波除去は各ダイバーシティパ
スごとに独立に行っている。更に、干渉波除去後の各ダ
イバーシティ信号は、適応整合フィルタ１１４において
相関制御等により相互に位相を同相に制御するとともに
各ダイバーシティ信号振幅が２乗となるように振幅制御
も行って合成している。従って、合成器１１５の出力で
はＳ／Ｎ比が最大となる最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉ
ｍａｌ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｅ）が行われ、十分
なダイバーシティゲインが得られる。干渉除去により生
じた希望波成分の歪みは、ＤＦＥ１１１にて等化し改善
する。
渉波除去装置の切替器１１０までをダイバーシティ構成
としたものであるが、干渉波除去は各ダイバーシティパ
スごとに独立に行っている。更に、干渉波除去後の各ダ
イバーシティ信号は、適応整合フィルタ１１４において
相関制御等により相互に位相を同相に制御するとともに
各ダイバーシティ信号振幅が２乗となるように振幅制御
も行って合成している。従って、合成器１１５の出力で
はＳ／Ｎ比が最大となる最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉ
ｍａｌ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｅ）が行われ、十分
なダイバーシティゲインが得られる。干渉除去により生
じた希望波成分の歪みは、ＤＦＥ１１１にて等化し改善
する。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように本発明の干渉波除去
装置は、ＣＷまたは伝送信号に対し狭帯域な干渉波が存
在し、特に干渉波のレベルが高くＤ／Ｕが大きく反転
し、判定帰還形等化器のみでは除去不可能な場合につい
ても、シングルパスで干渉波除去が可能である。従っ
て、ダイバーシティ構成とした場合には干渉波を除去す
るとともに、高いダイバーシティゲインが得られる。ま
た、その制御には誤差信号を用いていないため、誤差信
号を用いたＭＭＳＥによる制御と比較し収束が速いとい
う特徴がある。
装置は、ＣＷまたは伝送信号に対し狭帯域な干渉波が存
在し、特に干渉波のレベルが高くＤ／Ｕが大きく反転
し、判定帰還形等化器のみでは除去不可能な場合につい
ても、シングルパスで干渉波除去が可能である。従っ
て、ダイバーシティ構成とした場合には干渉波を除去す
るとともに、高いダイバーシティゲインが得られる。ま
た、その制御には誤差信号を用いていないため、誤差信
号を用いたＭＭＳＥによる制御と比較し収束が速いとい
う特徴がある。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図である。
【図２】本発明の第２の実施例の構成図である。
【図３】従来の干渉波除去装置の構成図である。
１０１ 入力端子 １０２ 複素乗算器 １０３ 相関器 １０４ タップ係数 １０５ 遅延器 １０６ 合成器 １０７ 減算器 １０８ ＡＧＣ増幅器 １０９ 基準信号 １１０ 切替器 １１１ 判定帰還形等化器（ＤＦＥ） １１２ 出力端子 １１３ 誤差信号 １１４ 適応整合フィルタ １１５ 合成器 １１６ 出力判定信号 ２０１、２０３、２０５、２０７ 希望波成分ベクト
ル ２０２、２０４、２０６、２０８ 干渉波成分ベクト
ル ３０１、３０３、３０４ 希望波成分スペクトラム ３０２ 干渉波成分スペクトラム
ル ２０２、２０４、２０６、２０８ 干渉波成分ベクト
ル ３０１、３０３、３０４ 希望波成分スペクトラム ３０２ 干渉波成分スペクトラム
Claims (4)
- 【請求項１】 受信信号と該受信信号を遅延した信号の
それぞれに相関値を乗算する複素乗算器と、前記複素乗
算器の出力を合成する合成器と、前記複素乗算器の出力
を減算する減算器と、前記合成器の出力の振幅を正規化
制御する増幅器と、前記増幅器の出力と前記複素乗算器
の入力信号とに基づき前記相関値を出力する相関器と、
前記増幅器又は前記減算器の出力を選択する切替器とを
有することを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項２】 前記切替器の出力を入力とする判定帰還
形等化器を有し前記切替器は前記判定帰還形等化器の誤
差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器の出
力を選択することを特徴とする請求項１記載の干渉波除
去装置。 - 【請求項３】 受信信号と該受信信号を遅延した信号の
それぞれに相関値を乗算する複素乗算器と、前記複素乗
算器の出力を合成する合成器と、前記複素乗算器の出力
を減算する減算器と、前記合成器の出力の振幅を正規化
制御する増幅器と、前記増幅器の出力と前記複素乗算器
の入力信号とに基づき前記相関値を出力する相関器と、
前記増幅器又は前記減算器の出力を選択する切替器と、
前記切替器の出力を入力とする適合整合フィルタとから
なる複数のダイバーシティパスと前記適応整合フィルタ
の出力を合成するダイバーシティパス合成器と、前記ダ
イバーシティパス合成器の出力を入力とする判定帰還形
等化器とを設けたことを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項４】 前記切替器は前記判定帰還形等化器の誤
差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器の出
力を選択することを特徴とする請求項３記載の干渉波除
去装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7085368A JP2669393B2 (ja) | 1995-04-11 | 1995-04-11 | 干渉波除去装置 |
| US08/630,527 US5692018A (en) | 1995-04-11 | 1996-04-10 | Time-diversity interference canceler with add/subtract/select circuit responsive to decision error |
| EP96302551A EP0738062A3 (en) | 1995-04-11 | 1996-04-11 | Interference canceller employing a decision feedback equaliser |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7085368A JP2669393B2 (ja) | 1995-04-11 | 1995-04-11 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08288870A true JPH08288870A (ja) | 1996-11-01 |
| JP2669393B2 JP2669393B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=13856782
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7085368A Expired - Fee Related JP2669393B2 (ja) | 1995-04-11 | 1995-04-11 | 干渉波除去装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5692018A (ja) |
| EP (1) | EP0738062A3 (ja) |
| JP (1) | JP2669393B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011030150A (ja) * | 2009-07-29 | 2011-02-10 | Denso Corp | 受信装置 |
| US7899401B2 (en) | 2004-06-04 | 2011-03-01 | Panasonic Corporation | Radio communication device |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09116475A (ja) * | 1995-10-23 | 1997-05-02 | Nec Corp | 時間ダイバーシチ送受信システム |
| US5966403A (en) * | 1996-07-19 | 1999-10-12 | Trimble Navigation Limited | Code multipath error estimation using weighted correlations |
| US5742642A (en) * | 1996-10-29 | 1998-04-21 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Signal processing method and apparatus for reducing equalizer error |
| US6014405A (en) * | 1997-10-24 | 2000-01-11 | Golden Bridge Technology, Inc. | Spread spectrum multipath receiver without a tracking loop |
| US6115930A (en) * | 1998-06-11 | 2000-09-12 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Method and laminated member for measuring gap dimension |
| US6259730B1 (en) | 1998-11-10 | 2001-07-10 | Lucent Technologies, Inc. | Transmit diversity and reception equalization for radio links |
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| US20020110206A1 (en) * | 1998-11-12 | 2002-08-15 | Neal Becker | Combined interference cancellation with FEC decoding for high spectral efficiency satellite communications |
| US6307622B1 (en) * | 1999-02-17 | 2001-10-23 | Infineon Technologies North America Corp. | Correlation based optical ranging and proximity detector |
| US6308054B2 (en) * | 1999-03-02 | 2001-10-23 | Hitachi, Ltd. | Diversity wireless communication method and its wireless communication apparatus |
| CN1118201C (zh) * | 1999-08-11 | 2003-08-13 | 信息产业部电信科学技术研究院 | 一种基于智能天线的干扰抵销方法 |
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| JP4118599B2 (ja) * | 2002-05-20 | 2008-07-16 | 三菱電機株式会社 | ダイバーシチ受信機および受信方法 |
| US20050163205A1 (en) * | 2004-01-27 | 2005-07-28 | Crestcom, Inc. | Equalized signal path with predictive subtraction signal and method therefor |
| JP2006333094A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Hitachi Ltd | トランスバーサルフィルタ、送信装置及び受信装置 |
| US7551681B2 (en) * | 2005-11-08 | 2009-06-23 | Freesystems Pte. Ltd. | Digital wireless audio transmitter system employing time diversity |
| US7555031B2 (en) * | 2005-11-08 | 2009-06-30 | Freesystems Pte. Ltd. | Digital wireless audio receiver system employing time diversity |
| US7680202B2 (en) * | 2005-11-08 | 2010-03-16 | Freesystems Pte Ltd | Digital wireless audio communication system employing time diversity |
| US7634246B2 (en) * | 2006-09-29 | 2009-12-15 | Broadcom Corporation | Method and system for blocker attenuation using multiple receive antennas |
| WO2008144879A1 (en) * | 2007-05-31 | 2008-12-04 | The Governors Of The University Of Alberta | Pre-processor for receiver antenna diversity |
| WO2013055268A1 (en) * | 2011-10-13 | 2013-04-18 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and node related to channel estimation |
| WO2014192269A1 (ja) * | 2013-05-29 | 2014-12-04 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 適応等化処理回路および適応等化処理方法 |
| GB201511369D0 (en) * | 2015-06-29 | 2015-08-12 | Univ Kwazulu Natal | A receive decorrelator for a wireless communication system |
| CN111756392B (zh) * | 2019-03-26 | 2022-04-01 | 达发科技(苏州)有限公司 | 应用于以太网的射频干扰检测与消除系统 |
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| US4328585A (en) * | 1980-04-02 | 1982-05-04 | Signatron, Inc. | Fast adapting fading channel equalizer |
| US5335359A (en) * | 1990-05-31 | 1994-08-02 | Nec Corporation | Diversity receiver using matched filter and decision feedback equalizer |
| FR2685594B1 (fr) * | 1991-12-19 | 1994-01-28 | Alcatel Telspace | Dispositif de recuperation de rythme pour installation de reception utilisant l'egalisation auto-adaptative a sur-echantillonnage associee a la demodulation differentiellement coherente. |
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1995
- 1995-04-11 JP JP7085368A patent/JP2669393B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-10 US US08/630,527 patent/US5692018A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-04-11 EP EP96302551A patent/EP0738062A3/en not_active Withdrawn
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0738062A2 (en) | 1996-10-16 |
| EP0738062A3 (en) | 2000-08-30 |
| JP2669393B2 (ja) | 1997-10-27 |
| US5692018A (en) | 1997-11-25 |
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