JPH08288870A - 干渉波除去装置 - Google Patents

干渉波除去装置

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JPH08288870A
JPH08288870A JP7085368A JP8536895A JPH08288870A JP H08288870 A JPH08288870 A JP H08288870A JP 7085368 A JP7085368 A JP 7085368A JP 8536895 A JP8536895 A JP 8536895A JP H08288870 A JPH08288870 A JP H08288870A
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  • Noise Elimination (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】CWまたは伝送信号に対し狭帯域な干渉波を生
じ、D/Uが大きく反転した場合でも、ダイバーシティ
を構成することなく干渉波をキャンセルする。 【構成】周波数変換された受信信号101と、該信号を
遅延器105で遅延した信号をそれぞれ複素乗算器10
2a、bを介して合成器106で合成し、該合成信号を
AGC増幅器108で振幅が正規化した基準信号109
とし、相関器103a、bに帰還する。基準信号109
により複素乗算器102bの出力の干渉波成分は基準信
号と同相に制御される。従って、複素乗算器102a,
bの出力を減算器107にて減算することにより干渉波
成分をキャンセルでき、信号成分のみが抽出できる。こ
のとき歪んだ希望波成分については判定帰還形等化器1
11にて波形等化を行う。また、ダイバーシティ構成と
した場合は干渉波除去とともにダイバーシティゲインが
得られる。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に、受信信号の干渉波レベルが希望波レベルより高い
場合の干渉波除去に適する干渉波除去受信装置に関す
る。
【0002】
【従来の技術】次に受信信号から干渉波を除去するため
の従来技術として適応フィルタを用いた適応等化器の一
例を述べる。ここでは判定帰還形等化器(DFE)に関
して述べる。
【0003】図3において、401はDFE、402は
入力ポート、403は前方フィルタ、404は合成器、
405は後方フィルタ、406は判定器、407は減算
器、408は誤差信号、409は判定データ出力であ
る。
【0004】DFE401はオースティンにより提案さ
れた適応等化器であり、前方フィルタ403と後方フィ
ルタ405から構成される。前方フィルタと後方フィル
タとは遅延素子、複素乗算器、相関器、合成器からなる
タップ付き遅延線フィルタである。ここで、後方フィル
タの入力には受信信号ではなく判定器406出力の判定
データ信号が用いられ、後方フィルタ出力は合成器40
4を介して判定器入力に帰還されている。従って判定帰
還形等化器と呼ばれ、また非線形の判定器を用いている
為、非線形等化器とも呼ばれている。
【0005】DFE401の基準タップは通常、前方フ
ィルタ403の最終タップに設定される。この時、前方
フィルタ403はインパルス応答の前縁(Precur
sor)による符号間干渉を除去し、後方フィルタ40
5はインパルス応答の後縁(Postcursor)に
よる符号間干渉を除去する。前方フィルタ403では、
各タップ信号の線形合成により、符号間干渉の逆相キャ
ンセルが行われる。しかし前方フィルタ403の各タッ
プには受信機雑音が含まれており、該線形合成時に雑音
が増幅される。従って前方フィルタ403はこの雑音増
幅の為、余り高い等化能力は示さない。一方、後方フィ
ルタ405では雑音も符号間干渉も含まない非線形の判
定データ信号を用いて符号間干渉を直接除去するので極
めて高い等化能力を示す。
【0006】一般にDFE401はマルチパスフェージ
ングなどによる符号間干渉の適応等化に用いられる。通
常DFE401の基準タップは前方フィルタ403の最
終タップに設定されていることは既に述べた。ところが
この基準タップを入力側にシフトした場合、DFE40
1はCW干渉波を除去できる機能を発揮する。このCW
干渉波除去効果に関しては、リーとミルスタインがアイ
・イー・イー・イー・トランズアクション オン コミ
ュニケーションボル コム31 ナンバー4、1983
年4月にリジェクション オブ CW インターフェア
ランス インQPSK システムズ ユージング ディ
シジョンフィードバック フィルターズに論文発表して
いる。
【0007】この論文によると、単に線形フィルタをノ
ッチフィルタとして用いただけの狭帯域干渉除去では、
干渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形ノッチフィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化する
アルゴリズムのMMSE(mininum means
quare errer)法を用いる限り良好な干渉除
去が行えない。一方判定帰還形等化器を用いると、前方
フィルタが希望信号スペクトラムに落ち込み(ノッチ)
を深く作っても、後方フィルタがノッチで削れた希望信
号成分を補償するので、希望波に影響を与えることなく
狭帯域干渉波を十分除去できると述べられている。
【0008】上記リーとミルシュタインの論文では、基
準タップに複素乗算器を用いていないが、基準タップに
も乗算器を用意した場合、マルチパス歪と複数のCW干
渉波を同時に除去できる。これに関しては “マルチパ
ス伝搬路における判定帰還形等化器によるCW干渉波除
去特性” 辻本一郎、電子通信情報学会1992年春季
全国大会B−418 にて論じられている。ここではマ
ルチパスによるフェード(ノッチ)をPSK希望波に与
え、かつ強度の複数のCW干渉波を加えて判定帰還形等
化器に入力している。シミュレーション結果では判定帰
還形等化器は符号間干渉と複数CW干渉の両方を除去す
る能力を有しており、D/U(希望波対CW干渉波電力
比)が−5dBくらいまでが等化能力限界となることが
報告されている。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】ここで、従来の判定帰
還形等化器を用いた干渉波除去装置は、CWまたは伝送
信号に対して狭帯域の干渉波を除去するために、誤差の
自乗平均値を最小化するMMSE法を用いているため、
受信信号の希望波と干渉波との比(D/U比)が反転し
た場合、−5dB程度が等化能力限界であり、それ以上
では発散してしまう。また、ダイバーシティ構成とした
場合、タップ数が増加し、収束が遅くなる。
【0010】本発明は、上述の問題点等を解決するもの
で、特にD/Uが大きく反転した場合でも発散すること
なく、シングルパスで干渉波除去が可能であり、また、
ダイバーシティ構成ではダイバーシティゲインを最大に
保て、回線の劣化を防止することができる干渉波除去装
置を提供する。
【0011】本発明の目的は、受信信号のレベルの高い
干渉波成分をシングルパスでキャンセルでき、装置の大
幅な小型化が可能となる干渉波除去装置を提供すること
にある。
【0012】また、本発明の他の目的は、干渉波成分に
応じてキャンセル機能の最適切替を可能とし干渉波の除
去後も入出力信号間でS/N比が保存される干渉波除去
装置を提供することにある。
【0013】更に、本発明の他の目的は、ダイバーシテ
ィパス毎に干渉波をキャンセルした後合成することによ
り合成出力においてS/N比を最大とする有効な最大比
合成を可能とし、ダイバーシティゲインを十分に確保で
きるダイバーシティ構成の干渉波除去装置を提供するこ
とにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明の干渉波除去装置は、受信信号と該受信信号
を遅延した信号のそれぞれに相関値を乗算する複素乗算
器と、前記複素乗算器の出力を合成する合成器と、前記
複素乗算器の出力を減算する減算器と、前記合成器の出
力の振幅を正規化制御する増幅器と、前記増幅器の出力
と前記複素乗算器の入力信号とに基づき前記相関値を出
力する相関器と、前記増幅器又は前記減算器の出力を選
択する切替器とを有する。
【0015】また、前記切替器の出力を入力とする判定
帰還形等化器を有し前記切替器は前記判定帰還形等化器
の誤差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器
の出力を選択する。
【0016】更に、本発明の干渉波除去装置は、受信信
号と該受信信号を遅延した信号のそれぞれに相関値を乗
算する複素乗算器と、前記複素乗算器の出力を合成する
合成器と、前記複素乗算器の出力を減算する減算器と、
前記合成器の出力の振幅を正規化制御する増幅器と、前
記増幅器の出力と前記複素乗算器の入力信号とに基づき
前記相関値を出力する相関器と、前記増幅器又は前記減
算器の出力を選択する切替器と、前記切替器の出力を入
力とする適応整合フィルタとからなる複数のダイバーシ
ティパスと前記適応整合フィルタの出力を合成するダイ
バーシティパス合成器と、前記ダイバーシティパス合成
器の出力を入力とする判定帰還形等化器とを設けた。
【0017】また、前記切替器は前記判定帰還形等化器
の誤差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器
の出力を選択する。
【0018】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図1は本発明の第1の実施例の構成図、図2は本発
明の第2の実施例の構成図である。
【0019】図1の実施例は、2分岐した入力信号の一
方の信号の位相をシフトさせる遅延器105と、レベル
の高い干渉波を基準信号と同相に制御する複素乗算器1
02と、その出力を合成する合成器106と、前記複素
乗算器の出力を減算する減算器107と、前記合成器1
06の出力を所要レベルに正規化し基準信号109を出
力するAGC増幅器108と、入力信号と前記基準信号
109との相関をとり、時間平均したタップ係数を出力
する相関器103a,103bと、前記AGC増幅器1
08と減算器107との出力を誤差信号113により選
択する切替器110と、DFE111とを有している。
【0020】ここで、CWまたは伝送信号に対し狭帯域
な干渉波が存在し、D/Uが大きく反転している場合を
考える。いま、送信シンボルをS、そのキャリヤ周波数
をωs 、信号伝送系のインパルス応答をh、また干渉波
をJ、そのキャリヤ周波数をωj 、干渉波の伝送系イン
パルス応答をg、とすると、受信信号rは r=hS+gJ (1) で示される。希望波Sと干渉波Jとの位相関係を信号ベ
クトル図で示すと例えば図1の201S、202Jの通
りとなる。また、スペクトラムは例えば図1の301、
302となる。
【0021】本装置では、上記入力信号を2分岐し、一
方を遅延器105によりπだけ遅延させることにより入
力信号のキャリヤ(希望波S,干渉波J)位相をシフト
させる。このとき、遅延器105の出力r’は、 r’=hS・exp(jωs τ)+gJ・exp(jωj τ) (2) となる。また、信号ベクトル図では例えば図1の203
S’、204J’となる。ここで、干渉波に対し希望波
は広帯域であるため、希望波については干渉波の近傍以
外の信号成分において、干渉波とは異なる位相制御を受
ける。
【0022】次に、複素乗算器102a,bのタップ係
数104a,bをw1 ,w2 とすると、複素乗算器10
2a,bの出力y1 、y2 は、 y1 =w1 ・r =w1 ・{hS+gJ} (3) y2 =w2 ・r’ =w2 ・{hS・exp(jωs τ) +gJ・exp(jωj τ)} (4) となる。従って、合成器106の出力y3 は、 y3 =y1 +y2 ={w1 +w2 ・exp(jωs τ)}hS +{w1 +w2 ・exp(jωj τ)}gJ (5) となる。これをAGC増幅器108により振幅(信号包
絡線)に関して正規化すると、干渉波レベルが希望波に
対して十分大きいため、その出力Rは、 R=1・J (6) となる。ここで、このRを基準信号109と称する。
【0023】相関器103では入力信号r、r’とこの
基準信号109との相関演算を行う。この演算は、入力
信号の複素共約と基準信号109とを乗算し、その時間
平均化を行う。時間平均処理はアナログ処理であれば、
ローパスフィルタなどの積分回路を用いる。ディジタル
処理であれば、逐次修正処理を行う。相関器出力w
1(104a),w2 (104b)は次式のようにな
る。
【0024】 w1 =E[r* ・R] =E[{hS+gJ}* ・J] =E[(hS)* ・J]・E[(gJ)* ・J] (7) w2 =E[r’* ・R] =E[{(hS・exp(jωs τ)+gJ・exp(jωj τ)}* ・ J] =E[(hS)* exp(−jωs τ)・J] +E[(gJ)* exp(−jωj τ)・J] (8) ここで、*は複素共役を、また、E[ ]は時間平均化
処理を示し、期待値とも呼ばれる。この平均化処理速度
(積分時間)をデータシンボル周期よりも十分長く設定
する。但し、フェージング(干渉波)変動の周期よりも
十分短く設定する。この場合、データ信号の自己相関係
数は、
【0025】
【0026】のようにクロネッカーデルタで定義でき
る。従って、(7)(8)式は次式のようになる。
【0027】 w1 =g* ・E[J* ・J]=g* (10) w2 =g* exp(−jωj τ)・E[J* ・J] =g* exp(−jωj τ) (11) 従って、複素乗算器102a,bの出力は(3)(4)
式より y1 =g* hS+g* gJ (12) y2 =g* hS・exp{j(ωs −ωj )τ}+g* gJ (13) ここで注目すべきは、各複素乗算器102a,b出力で
干渉波Jに乗じられる伝達係数が電力のディメンジョン
の実数となり、干渉波Jは同一位相に制御されることで
ある。これを図1の信号ベクトル図で説明すると、複素
乗算器102aにより、201Sと202Jとがw1
乗じられることにより、205S、206Jに位相制御
され、特に206Jは例えば実軸上に制御されている。
また、振幅についてはg* gと自乗に制御されている。
同様に、複素乗算器102bについても203S’、2
04J’が207S’、208J’に位相制御され、振
幅は自乗制御されている。従って、減算器107出力で
は干渉波Jは逆相でキャンセルされ、希望波Sのみが抽
出できる。
【0028】ここで信号スペクトラムに着目すると、減
算器107の出力では例えば図1の303Sの通り、干
渉波Jをキャンセルしたことにより、希望波成分Sも一
部削られることになる。これは伝搬路でマルチパス歪み
が生じたのと等価であり、DFE111にて等化可能で
ある。
【0029】以上によりD/Uが大きく反転している場
合でも、干渉波除去が可能となる。また、干渉波除去に
誤差信号を用いていないためDFEのみによる除去に対
し、収束が速いという特徴がある。
【0030】ここで、干渉波が無い場合、または、干渉
波が存在しても希望波レベルが高い場合は、切替器によ
りAGC増幅器108の出力を選択し、DFE111に
て干渉波を除去する。このときの動作は上式のSとJを
入れ替えて同様に説明できる。なお、切替器110の切
替制御はDFE111より得られる誤差信号113を使
用する。すなわち、ある値に設定した閾値と誤差信号の
大小により切り替える。
【0031】図2の実施例は、前記第1の干渉波除去装
置の切替器110までをダイバーシティパス構成とし、
前記切替器110の出力を合成後のS/Nが最大となる
よう制御する適応整合フィルタ114と、各ダイバーシ
ティパスの前記適応整合フィルタ114の出力を合成す
る合成器115と、DFE111とを有している。
【0032】従来、ダイバーシティ構成で干渉波を除去
する方式はあるが、その問題点はダイバーシティ次数が
縮退することである。すなわち、干渉波除去にダイバー
シティパスを使用しているため、希望波成分については
同相合成されずダイバーシティゲインは得られない。
【0033】本装置の第2の実施例は第1の実施例の干
渉波除去装置の切替器110までをダイバーシティ構成
としたものであるが、干渉波除去は各ダイバーシティパ
スごとに独立に行っている。更に、干渉波除去後の各ダ
イバーシティ信号は、適応整合フィルタ114において
相関制御等により相互に位相を同相に制御するとともに
各ダイバーシティ信号振幅が2乗となるように振幅制御
も行って合成している。従って、合成器115の出力で
はS/N比が最大となる最大比合成(MRC:Maxi
mal Ratio Combine)が行われ、十分
なダイバーシティゲインが得られる。干渉除去により生
じた希望波成分の歪みは、DFE111にて等化し改善
する。
【0034】
【発明の効果】以上説明したように本発明の干渉波除去
装置は、CWまたは伝送信号に対し狭帯域な干渉波が存
在し、特に干渉波のレベルが高くD/Uが大きく反転
し、判定帰還形等化器のみでは除去不可能な場合につい
ても、シングルパスで干渉波除去が可能である。従っ
て、ダイバーシティ構成とした場合には干渉波を除去す
るとともに、高いダイバーシティゲインが得られる。ま
た、その制御には誤差信号を用いていないため、誤差信
号を用いたMMSEによる制御と比較し収束が速いとい
う特徴がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施例の構成図である。
【図2】本発明の第2の実施例の構成図である。
【図3】従来の干渉波除去装置の構成図である。
【符号の説明】
101 入力端子 102 複素乗算器 103 相関器 104 タップ係数 105 遅延器 106 合成器 107 減算器 108 AGC増幅器 109 基準信号 110 切替器 111 判定帰還形等化器(DFE) 112 出力端子 113 誤差信号 114 適応整合フィルタ 115 合成器 116 出力判定信号 201、203、205、207 希望波成分ベクト
ル 202、204、206、208 干渉波成分ベクト
ル 301、303、304 希望波成分スペクトラム 302 干渉波成分スペクトラム

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 受信信号と該受信信号を遅延した信号の
    それぞれに相関値を乗算する複素乗算器と、前記複素乗
    算器の出力を合成する合成器と、前記複素乗算器の出力
    を減算する減算器と、前記合成器の出力の振幅を正規化
    制御する増幅器と、前記増幅器の出力と前記複素乗算器
    の入力信号とに基づき前記相関値を出力する相関器と、
    前記増幅器又は前記減算器の出力を選択する切替器とを
    有することを特徴とする干渉波除去装置。
  2. 【請求項2】 前記切替器の出力を入力とする判定帰還
    形等化器を有し前記切替器は前記判定帰還形等化器の誤
    差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器の出
    力を選択することを特徴とする請求項1記載の干渉波除
    去装置。
  3. 【請求項3】 受信信号と該受信信号を遅延した信号の
    それぞれに相関値を乗算する複素乗算器と、前記複素乗
    算器の出力を合成する合成器と、前記複素乗算器の出力
    を減算する減算器と、前記合成器の出力の振幅を正規化
    制御する増幅器と、前記増幅器の出力と前記複素乗算器
    の入力信号とに基づき前記相関値を出力する相関器と、
    前記増幅器又は前記減算器の出力を選択する切替器と、
    前記切替器の出力を入力とする適合整合フィルタとから
    なる複数のダイバーシティパスと前記適応整合フィルタ
    の出力を合成するダイバーシティパス合成器と、前記ダ
    イバーシティパス合成器の出力を入力とする判定帰還形
    等化器とを設けたことを特徴とする干渉波除去装置。
  4. 【請求項4】 前記切替器は前記判定帰還形等化器の誤
    差信号のレベルに基づき前記増幅器又は前記減算器の出
    力を選択することを特徴とする請求項3記載の干渉波除
    去装置。
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