JPH08121234A - 信号処理回路 - Google Patents
信号処理回路Info
- Publication number
- JPH08121234A JPH08121234A JP6257208A JP25720894A JPH08121234A JP H08121234 A JPH08121234 A JP H08121234A JP 6257208 A JP6257208 A JP 6257208A JP 25720894 A JP25720894 A JP 25720894A JP H08121234 A JPH08121234 A JP H08121234A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- filter
- circuit
- signal processing
- switched
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L23/00—Devices or apparatus for measuring or indicating or recording rapid changes, such as oscillations, in the pressure of steam, gas, or liquid; Indicators for determining work or energy of steam, internal-combustion, or other fluid-pressure engines from the condition of the working fluid
- G01L23/22—Devices or apparatus for measuring or indicating or recording rapid changes, such as oscillations, in the pressure of steam, gas, or liquid; Indicators for determining work or energy of steam, internal-combustion, or other fluid-pressure engines from the condition of the working fluid for detecting or indicating knocks in internal-combustion engines; Units comprising pressure-sensitive members combined with ignitors for firing internal-combustion engines
- G01L23/221—Devices or apparatus for measuring or indicating or recording rapid changes, such as oscillations, in the pressure of steam, gas, or liquid; Indicators for determining work or energy of steam, internal-combustion, or other fluid-pressure engines from the condition of the working fluid for detecting or indicating knocks in internal-combustion engines; Units comprising pressure-sensitive members combined with ignitors for firing internal-combustion engines for detecting or indicating knocks in internal combustion engines
- G01L23/225—Devices or apparatus for measuring or indicating or recording rapid changes, such as oscillations, in the pressure of steam, gas, or liquid; Indicators for determining work or energy of steam, internal-combustion, or other fluid-pressure engines from the condition of the working fluid for detecting or indicating knocks in internal-combustion engines; Units comprising pressure-sensitive members combined with ignitors for firing internal-combustion engines for detecting or indicating knocks in internal combustion engines circuit arrangements therefor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Combustion & Propulsion (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Combined Controls Of Internal Combustion Engines (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 １つのスイッチトキャパシスタフィルタによ
って複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリング
できるようにする。 【構成】 複数のセンサ信号のうちの１つをマルチプレ
クサ１６で選択して出力し、その信号をバッファアンプ
１９とプレフィルタ２２を介してＳＣＦ（スイッチトキ
ャパシスタフィルタ）２３に入力し、所定のサンプリン
グクロック周波数にてフィルタリングする。この際、信
号切換時にサンプリングクロック周波数を一時的に高め
ることにより、信号切換時にＳＣＦ２３の応答性を速め
て前回の信号を短時間で収束させた後、サンプリングク
ロック周波数をフィルタリングのための周波数に戻して
次の信号をフィルタリングする。このような動作を繰り
返すことにより、１つのＳＣＦ２３によって複数のセン
サ信号を短時間で連続的にフィルタリングすることが可
能となる。
って複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリング
できるようにする。 【構成】 複数のセンサ信号のうちの１つをマルチプレ
クサ１６で選択して出力し、その信号をバッファアンプ
１９とプレフィルタ２２を介してＳＣＦ（スイッチトキ
ャパシスタフィルタ）２３に入力し、所定のサンプリン
グクロック周波数にてフィルタリングする。この際、信
号切換時にサンプリングクロック周波数を一時的に高め
ることにより、信号切換時にＳＣＦ２３の応答性を速め
て前回の信号を短時間で収束させた後、サンプリングク
ロック周波数をフィルタリングのための周波数に戻して
次の信号をフィルタリングする。このような動作を繰り
返すことにより、１つのＳＣＦ２３によって複数のセン
サ信号を短時間で連続的にフィルタリングすることが可
能となる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばエンジンのノッ
ク制御等に用いられる信号処理回路に関するものであ
る。
ク制御等に用いられる信号処理回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】例えば、自動車のエンジンのノック制御
においては、エンジンのシリンダブロックに取り付けら
れたノックセンサの出力信号をフィルタ回路でフィルタ
リングして所定周波数帯域の振動成分を取り出し、その
振動成分のピーク値をノック判定値と比較してノックの
有無を判定するようになっている。この場合、Ｖ型エン
ジンや多気筒エンジンにおいては複数のノックセンサが
設けられているので、各ノックセンサの出力信号（以下
「センサ出力」という）をそれぞれフィルタリングする
必要があるが、複数のセンサ出力をマルチプレクサ等で
切り換えて１つのフィルタ回路で処理しようとすると、
フィルタ回路には応答遅れがあるため、切り換えた後の
信号に処理が追従するまでには、フィルタ定数に応じた
時間が必要となる。このような事情から、１つのフィル
タ回路では、高速処理を要求される複数のセンサ出力を
短時間で連続的にフィルタリングすることは困難である
と考えられていた。また、エンジンの気筒毎或は回転数
等の動特性に応じて信号パワーのダイナミックレンジや
周波数等が異なるため、１つの信号処理回路できめ細か
い信号処理をすることは困難であった。このため、従来
の信号処理回路は、複数のセンサ出力に対して別々にフ
ィルタ回路を設けていたり、きめ細かな信号処理に対応
していないものであった。
においては、エンジンのシリンダブロックに取り付けら
れたノックセンサの出力信号をフィルタ回路でフィルタ
リングして所定周波数帯域の振動成分を取り出し、その
振動成分のピーク値をノック判定値と比較してノックの
有無を判定するようになっている。この場合、Ｖ型エン
ジンや多気筒エンジンにおいては複数のノックセンサが
設けられているので、各ノックセンサの出力信号（以下
「センサ出力」という）をそれぞれフィルタリングする
必要があるが、複数のセンサ出力をマルチプレクサ等で
切り換えて１つのフィルタ回路で処理しようとすると、
フィルタ回路には応答遅れがあるため、切り換えた後の
信号に処理が追従するまでには、フィルタ定数に応じた
時間が必要となる。このような事情から、１つのフィル
タ回路では、高速処理を要求される複数のセンサ出力を
短時間で連続的にフィルタリングすることは困難である
と考えられていた。また、エンジンの気筒毎或は回転数
等の動特性に応じて信号パワーのダイナミックレンジや
周波数等が異なるため、１つの信号処理回路できめ細か
い信号処理をすることは困難であった。このため、従来
の信号処理回路は、複数のセンサ出力に対して別々にフ
ィルタ回路を設けていたり、きめ細かな信号処理に対応
していないものであった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来構成では、複数のセンサ出力に対して別々にフィルタ
回路を設けた構成となり、更に、きめ細かな信号処理に
対応すると信号処理回路の構成が複雑化し、特に、ＬＳ
Ｉに内蔵する場合には、チップの面積が増大してコスト
アップしてしまうという欠点があった。更に、エンジン
の気筒，回転数に対応して、エンジンの気筒判別信号，
基準角度等の信号に基づき、きめ細かな信号処理を行う
ためには、リアルタイムに信号処理回路をハンドリング
しなければならないため、処理負荷が重いという問題が
あった。
来構成では、複数のセンサ出力に対して別々にフィルタ
回路を設けた構成となり、更に、きめ細かな信号処理に
対応すると信号処理回路の構成が複雑化し、特に、ＬＳ
Ｉに内蔵する場合には、チップの面積が増大してコスト
アップしてしまうという欠点があった。更に、エンジン
の気筒，回転数に対応して、エンジンの気筒判別信号，
基準角度等の信号に基づき、きめ細かな信号処理を行う
ためには、リアルタイムに信号処理回路をハンドリング
しなければならないため、処理負荷が重いという問題が
あった。
【０００４】本発明はこのような事情を考慮してなされ
たものであり、従ってその目的は、１つのスイッチトキ
ャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時間で連
続的にフィルタリングすることができて、回路構成を簡
単化することができ、ＬＳＩに内蔵する場合でもチップ
の面積の増大を抑えることができて、低コスト化を実現
することができる信号処理回路を提供し、また、エンジ
ンの動特性に応じたリアルタイムな信号処理特性の変更
及び制御が可能なノック信号処理回路内蔵型マイクロコ
ンピュータを提供することにある。
たものであり、従ってその目的は、１つのスイッチトキ
ャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時間で連
続的にフィルタリングすることができて、回路構成を簡
単化することができ、ＬＳＩに内蔵する場合でもチップ
の面積の増大を抑えることができて、低コスト化を実現
することができる信号処理回路を提供し、また、エンジ
ンの動特性に応じたリアルタイムな信号処理特性の変更
及び制御が可能なノック信号処理回路内蔵型マイクロコ
ンピュータを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１の信号処理回路は、複数の入力信
号のうちの１つを選択して出力する信号選択手段と、こ
の信号選択手段により選択された信号を所定の中心周波
数にてフィルタリングするスイッチトキャパシタフィル
タと、前記信号選択手段の出力信号が切り換えられると
きに前記中心周波数を一時的に変更する周波数可変手段
とを備えたものである。
に、本発明の請求項１の信号処理回路は、複数の入力信
号のうちの１つを選択して出力する信号選択手段と、こ
の信号選択手段により選択された信号を所定の中心周波
数にてフィルタリングするスイッチトキャパシタフィル
タと、前記信号選択手段の出力信号が切り換えられると
きに前記中心周波数を一時的に変更する周波数可変手段
とを備えたものである。
【０００６】また、本発明の請求項２の信号処理回路
は、入力信号を所定の中心周波数にてフィルタリングす
るスイッチトキャパシタフィルタと、エンジン回転数又
は気筒切換等による入力信号の変化状態を検出する入力
信号状態検出手段と、この入力信号状態検出手段により
入力信号が所定状態に変化したことを検出したときに前
記スイッチトキャパシタフィルタの中心周波数を一時的
に変更する周波数可変手段とを備えたものである。
は、入力信号を所定の中心周波数にてフィルタリングす
るスイッチトキャパシタフィルタと、エンジン回転数又
は気筒切換等による入力信号の変化状態を検出する入力
信号状態検出手段と、この入力信号状態検出手段により
入力信号が所定状態に変化したことを検出したときに前
記スイッチトキャパシタフィルタの中心周波数を一時的
に変更する周波数可変手段とを備えたものである。
【０００７】これらの構成において、請求項３のよう
に、前記周波数可変手段は、前記信号選択手段により信
号が切り換えられるときに前記スイッチトキャパシタフ
ィルタのサンプリングクロック周波数を一時的に変更す
ることにより前記中心周波数を一時的に変更するように
しても良い。
に、前記周波数可変手段は、前記信号選択手段により信
号が切り換えられるときに前記スイッチトキャパシタフ
ィルタのサンプリングクロック周波数を一時的に変更す
ることにより前記中心周波数を一時的に変更するように
しても良い。
【０００８】或は、請求項４のように、前記周波数可変
手段は、前記信号選択手段により信号が切り換えられる
ときに前記スイッチトキャパシタフィルタのキャパシタ
比を一時的に変更することにより前記中心周波数を一時
的に変更するようにしても良い。
手段は、前記信号選択手段により信号が切り換えられる
ときに前記スイッチトキャパシタフィルタのキャパシタ
比を一時的に変更することにより前記中心周波数を一時
的に変更するようにしても良い。
【０００９】更に、請求項５のように、前記スイッチト
キャパシタフィルタの出力側にカップリングコンデンサ
を介してフィルタ信号処理手段を設け、このフィルタ信
号処理手段は、前記信号選択手段により信号が切り換え
られるときに前記カップリングコンデンサの電荷を抜く
充電回路を備えた構成としても良い。
キャパシタフィルタの出力側にカップリングコンデンサ
を介してフィルタ信号処理手段を設け、このフィルタ信
号処理手段は、前記信号選択手段により信号が切り換え
られるときに前記カップリングコンデンサの電荷を抜く
充電回路を備えた構成としても良い。
【００１０】また、請求項６のように、前記信号選択手
段と前記スイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフ
ィルタを設けた構成とすることが好ましい。
段と前記スイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフ
ィルタを設けた構成とすることが好ましい。
【００１１】一方、請求項７のように、前記フィルタ信
号処理手段は、フィルタ信号のピーク値を保持するピー
クホールド回路を備え、このピークホールド回路のホー
ルド用コンデンサに抵抗を接続してポストフィルタを構
成しても良い。
号処理手段は、フィルタ信号のピーク値を保持するピー
クホールド回路を備え、このピークホールド回路のホー
ルド用コンデンサに抵抗を接続してポストフィルタを構
成しても良い。
【００１２】更に、請求項８のように、前記ピークホー
ルド回路にボルテージホロワ回路を並列に設け、これら
ピークホールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出
力とを選択的に切り換えるスイッチ手段を設け、ピーク
ホールド回路に切り換えたときの時定数がボルテージホ
ロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるよ
うに構成しても良い。
ルド回路にボルテージホロワ回路を並列に設け、これら
ピークホールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出
力とを選択的に切り換えるスイッチ手段を設け、ピーク
ホールド回路に切り換えたときの時定数がボルテージホ
ロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるよ
うに構成しても良い。
【００１３】また、請求項９のように、前記フィルタ信
号処理手段は、前記カップリングコンデンサを介して入
力されるフィルタ信号の増幅率を切り換えるために、抵
抗値の異なる複数のフィードバック抵抗が並列に設けら
れた信号増幅回路を備え、各フィードバック抵抗にそれ
ぞれアナログスイッチを直列に設けて、各アナログスイ
ッチを選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り
換えるようにしたものであって、各フィードバック抵抗
のアナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率とは逆の比
になるように設定すると共に、前記信号増幅回路の入力
抵抗にも直列にダミーのアナログスイッチを設けた構成
としても良い。
号処理手段は、前記カップリングコンデンサを介して入
力されるフィルタ信号の増幅率を切り換えるために、抵
抗値の異なる複数のフィードバック抵抗が並列に設けら
れた信号増幅回路を備え、各フィードバック抵抗にそれ
ぞれアナログスイッチを直列に設けて、各アナログスイ
ッチを選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り
換えるようにしたものであって、各フィードバック抵抗
のアナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率とは逆の比
になるように設定すると共に、前記信号増幅回路の入力
抵抗にも直列にダミーのアナログスイッチを設けた構成
としても良い。
【００１４】この場合、請求項１０のように、前記入力
信号状態検出手段の検出結果に応じて前記信号増幅回路
の増幅率を切り換える増幅率切換手段を設けた構成とし
ても良い。
信号状態検出手段の検出結果に応じて前記信号増幅回路
の増幅率を切り換える増幅率切換手段を設けた構成とし
ても良い。
【００１５】また、請求項１１のように、前記信号選択
手段を、前記複数の入力信号の他に、信号処理回路の基
準電圧を入力信号として選択できるように構成し、前記
基準電圧を選択したときに得られた信号値をオフセット
電圧として検出し、前記複数の入力信号のいずれかを選
択したときに得られた信号値から前記オフセット電圧を
差し引くように構成しても良い。
手段を、前記複数の入力信号の他に、信号処理回路の基
準電圧を入力信号として選択できるように構成し、前記
基準電圧を選択したときに得られた信号値をオフセット
電圧として検出し、前記複数の入力信号のいずれかを選
択したときに得られた信号値から前記オフセット電圧を
差し引くように構成しても良い。
【００１６】或は、請求項１２のように、前記フィルタ
信号処理手段の最終段にＡ／Ｄ変換器を設けると共に、
前記信号選択手段の他にアジャスト用の信号選択手段を
設け、このアジャスト用の信号選択手段は、複数の入力
信号のうちの１つを選択して、その信号をスイッチトキ
ャパシタフィルタ，信号増幅回路，ピークホールド回
路，ボルテージホロワ回路を経由せずに、前記Ａ／Ｄ変
換器に直接入力させるようにしても良い。
信号処理手段の最終段にＡ／Ｄ変換器を設けると共に、
前記信号選択手段の他にアジャスト用の信号選択手段を
設け、このアジャスト用の信号選択手段は、複数の入力
信号のうちの１つを選択して、その信号をスイッチトキ
ャパシタフィルタ，信号増幅回路，ピークホールド回
路，ボルテージホロワ回路を経由せずに、前記Ａ／Ｄ変
換器に直接入力させるようにしても良い。
【００１７】また、請求項１３のように、前記ピークホ
ールド回路には、ピーク値をリセットするときに該ピー
クホールド回路をアナログスイッチの切換によりグラン
ドレベルをボルテージホロワする回路に切り換えるリセ
ット回路を設け、このリセット回路を通して前記ホール
ド用コンデンサを放電させることで、ピーク値をリセッ
トするように構成しても良い。
ールド回路には、ピーク値をリセットするときに該ピー
クホールド回路をアナログスイッチの切換によりグラン
ドレベルをボルテージホロワする回路に切り換えるリセ
ット回路を設け、このリセット回路を通して前記ホール
ド用コンデンサを放電させることで、ピーク値をリセッ
トするように構成しても良い。
【００１８】また、請求項１４のように、前記フィルタ
信号処理手段をコントロールレジスタを介してエンジン
の気筒別，回転数別，センサ別等に応じてリアルタイム
に信号処理特性を変更しながら制御できるように構成し
たノック信号処理回路内蔵型マイクロコンピュータとし
て構成しても良い。
信号処理手段をコントロールレジスタを介してエンジン
の気筒別，回転数別，センサ別等に応じてリアルタイム
に信号処理特性を変更しながら制御できるように構成し
たノック信号処理回路内蔵型マイクロコンピュータとし
て構成しても良い。
【００１９】
【作用】本発明によれば、複数の入力信号のうちの１つ
を信号選択手段により選択して出力し、その信号をスイ
ッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）により所定の中心
周波数にてフィルタリングするものであるが、この際、
請求項１では、信号選択手段の出力信号が切り換えられ
るときに、周波数可変手段により中心周波数を一時的に
高める。これにより、信号切換時にスイッチトキャパシ
タフィルタの応答性を速めて前回の信号を短時間で収束
させた後、中心周波数をフィルタリングのための周波数
に戻して次の信号をフィルタリングする。このような動
作を繰り返すことにより、１つのスイッチトキャパシタ
フィルタによって複数の入力信号を短時間で連続的にフ
ィルタリングすることが可能となる。
を信号選択手段により選択して出力し、その信号をスイ
ッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）により所定の中心
周波数にてフィルタリングするものであるが、この際、
請求項１では、信号選択手段の出力信号が切り換えられ
るときに、周波数可変手段により中心周波数を一時的に
高める。これにより、信号切換時にスイッチトキャパシ
タフィルタの応答性を速めて前回の信号を短時間で収束
させた後、中心周波数をフィルタリングのための周波数
に戻して次の信号をフィルタリングする。このような動
作を繰り返すことにより、１つのスイッチトキャパシタ
フィルタによって複数の入力信号を短時間で連続的にフ
ィルタリングすることが可能となる。
【００２０】ところで、スイッチトキャパシタフィルタ
の中心周波数の切換が必要なのは、複数の信号を切り換
える際ばかりではなく、例えば、エンジンの気筒を切り
換えた際、或はエンジン回転数が高い際等にも、前の信
号の影響が出てしまうので、この場合にも中心周波数の
切換を行ってきめ細かな信号処理を行う必要がある。
の中心周波数の切換が必要なのは、複数の信号を切り換
える際ばかりではなく、例えば、エンジンの気筒を切り
換えた際、或はエンジン回転数が高い際等にも、前の信
号の影響が出てしまうので、この場合にも中心周波数の
切換を行ってきめ細かな信号処理を行う必要がある。
【００２１】そこで、請求項２では、エンジン回転数又
は気筒切換等による入力信号の変化状態を入力信号状態
検出手段により検出し、周波数可変手段は、前記入力信
号状態検出手段により入力信号が所定状態に変化したこ
とを検出したときに前記スイッチトキャパシタフィルタ
の中心周波数を一時的に変更する。これにより、エンジ
ン回転数又は気筒切換等による入力信号の変化に応じた
きめ細かな信号処理が可能となる。
は気筒切換等による入力信号の変化状態を入力信号状態
検出手段により検出し、周波数可変手段は、前記入力信
号状態検出手段により入力信号が所定状態に変化したこ
とを検出したときに前記スイッチトキャパシタフィルタ
の中心周波数を一時的に変更する。これにより、エンジ
ン回転数又は気筒切換等による入力信号の変化に応じた
きめ細かな信号処理が可能となる。
【００２２】中心周波数を一時的に高めるための具体的
方法として、請求項３では、信号選択手段の出力信号が
切り換えられるときにスイッチトキャパシタフィルタの
サンプリングクロック周波数を一時的に高めることによ
り中心周波数を一時的に高める。サンプリングクロック
周波数を高めると、中心周波数が高くなることは後述す
る（４）式から明らかである。
方法として、請求項３では、信号選択手段の出力信号が
切り換えられるときにスイッチトキャパシタフィルタの
サンプリングクロック周波数を一時的に高めることによ
り中心周波数を一時的に高める。サンプリングクロック
周波数を高めると、中心周波数が高くなることは後述す
る（４）式から明らかである。
【００２３】また、請求項４では、信号選択手段の出力
信号が切り換えられるときにスイッチトキャパシタフィ
ルタのキャパシタ比をキャパシタ比可変手段により一時
的に小さくする。これにより、信号切換時に、後述する
（４），（５）式で定義される中心周波数を一時的に高
くして、フィルタの応答性を速め、前回の信号を短時間
で収束させる。この場合、信号切換時にキャパシタ比を
小さくすると同時に、請求項１と同じく、サンプリング
クロック周波数を一時的に高めるようにしても良いこと
は言うまでもない。
信号が切り換えられるときにスイッチトキャパシタフィ
ルタのキャパシタ比をキャパシタ比可変手段により一時
的に小さくする。これにより、信号切換時に、後述する
（４），（５）式で定義される中心周波数を一時的に高
くして、フィルタの応答性を速め、前回の信号を短時間
で収束させる。この場合、信号切換時にキャパシタ比を
小さくすると同時に、請求項１と同じく、サンプリング
クロック周波数を一時的に高めるようにしても良いこと
は言うまでもない。
【００２４】更に、請求項５では、スイッチトキャパシ
タフィルタの出力側にカップリングコンデンサを介して
フィルタ信号処理手段を設けているが、これは、スイッ
チトキャパシタフィルタの出力信号（フィルタ信号）か
ら直流成分をカップリングコンデンサにより除去するた
めである。しかし、異なる直流成分を含む交流信号を切
り換えながら１つの処理回路で信号処理を行う場合、信
号切換時の直流成分の変動を吸収するために、カップリ
ングコンデンサを充電する必要があり、この充電時間中
は正確な信号処理を行うことができない。従って、連続
的な信号処理を可能にするには、カップリングコンデン
サの充電時間をできるだけ短くする必要がある。
タフィルタの出力側にカップリングコンデンサを介して
フィルタ信号処理手段を設けているが、これは、スイッ
チトキャパシタフィルタの出力信号（フィルタ信号）か
ら直流成分をカップリングコンデンサにより除去するた
めである。しかし、異なる直流成分を含む交流信号を切
り換えながら１つの処理回路で信号処理を行う場合、信
号切換時の直流成分の変動を吸収するために、カップリ
ングコンデンサを充電する必要があり、この充電時間中
は正確な信号処理を行うことができない。従って、連続
的な信号処理を可能にするには、カップリングコンデン
サの充電時間をできるだけ短くする必要がある。
【００２５】そこで、請求項５では、信号切換時に、フ
ィルタ信号処理手段に設けられた充電回路によりカップ
リングコンデンサを急速に充電する。これにより、信号
切換後に直ちにカップリングコンデンサの充電が完了
し、連続的な信号処理が可能となる。
ィルタ信号処理手段に設けられた充電回路によりカップ
リングコンデンサを急速に充電する。これにより、信号
切換後に直ちにカップリングコンデンサの充電が完了
し、連続的な信号処理が可能となる。
【００２６】ところで、スイッチトキャパシタフィルタ
等のデジタルフィルタは、サンプリング動作をするた
め、サンプリングクロック周波数付近の信号が入力され
ると、サンプリング動作により生じた側波帯が原信号の
スペクトルと重なって折り返ってくる折り返し雑音が発
生する。この折り返し雑音を除去するには、スイッチト
キャパシタフィルタの入力側及び出力側にそれぞれプレ
フィルタ，ポストフィルタ（いずれもローパスフィル
タ）が必要となる。
等のデジタルフィルタは、サンプリング動作をするた
め、サンプリングクロック周波数付近の信号が入力され
ると、サンプリング動作により生じた側波帯が原信号の
スペクトルと重なって折り返ってくる折り返し雑音が発
生する。この折り返し雑音を除去するには、スイッチト
キャパシタフィルタの入力側及び出力側にそれぞれプレ
フィルタ，ポストフィルタ（いずれもローパスフィル
タ）が必要となる。
【００２７】ここで、プレフィルタは、信号選択手段の
前段に設けても良いが、この場合には、複数の入力信号
の各々についてプレフィルタを設けなければならず、回
路構成が複雑化してしまう。
前段に設けても良いが、この場合には、複数の入力信号
の各々についてプレフィルタを設けなければならず、回
路構成が複雑化してしまう。
【００２８】この点、請求項６のように、信号選択手段
とスイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタ
を設ければ、プレフィルタが１個で済み、プレフィルタ
の回路構成が簡単である。
とスイッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタ
を設ければ、プレフィルタが１個で済み、プレフィルタ
の回路構成が簡単である。
【００２９】一方、ポストフィルタとしてそれ専用のロ
ーパスフィルタを追加することも考えられるが、請求項
７のように、フィルタ信号処理手段の中に、フィルタ信
号のピーク値を保持するピークホールド回路を備えてい
る場合には、このピークホールド回路のホールド用コン
デンサに抵抗を接続してポストフィルタを構成しても良
い。このポストフィルタの時定数を信号周波数と折り返
し雑音周波数との間の適当な時間に設定すれば、信号の
ピークホールドとしての機能とポストフィルタとしての
機能を１つの回路で実現することができる。
ーパスフィルタを追加することも考えられるが、請求項
７のように、フィルタ信号処理手段の中に、フィルタ信
号のピーク値を保持するピークホールド回路を備えてい
る場合には、このピークホールド回路のホールド用コン
デンサに抵抗を接続してポストフィルタを構成しても良
い。このポストフィルタの時定数を信号周波数と折り返
し雑音周波数との間の適当な時間に設定すれば、信号の
ピークホールドとしての機能とポストフィルタとしての
機能を１つの回路で実現することができる。
【００３０】また、請求項８では、ピークホールド回路
にボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホ
ールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とをス
イッチ手段により選択的に切り換えて取り出す。ボルテ
ージホロワ回路は、入力信号をバッファリングするだけ
であるので、このボルテージホロワ回路の出力信号によ
って信号の周波数特性や歪み率等の動的特性を検査した
り、フェイル判定を行うことができる。しかも、ピーク
ホールド回路に切り換えたときの時定数がボルテージホ
ロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるの
で、ピークホールド時に高周波ノイズをホールドしない
ようにして、精度の高いピーク値の検出を可能にすると
共に、ボルテージホロワ回路側に切り換えたときには、
時定数を小さくして、交流信号の歪みを抑え、精度の高
いディジタル積分も可能となる。
にボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホ
ールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とをス
イッチ手段により選択的に切り換えて取り出す。ボルテ
ージホロワ回路は、入力信号をバッファリングするだけ
であるので、このボルテージホロワ回路の出力信号によ
って信号の周波数特性や歪み率等の動的特性を検査した
り、フェイル判定を行うことができる。しかも、ピーク
ホールド回路に切り換えたときの時定数がボルテージホ
ロワ回路に切り換えたときの時定数よりも大きくなるの
で、ピークホールド時に高周波ノイズをホールドしない
ようにして、精度の高いピーク値の検出を可能にすると
共に、ボルテージホロワ回路側に切り換えたときには、
時定数を小さくして、交流信号の歪みを抑え、精度の高
いディジタル積分も可能となる。
【００３１】また、請求項９では、信号増幅回路のフィ
ードバック抵抗を複数並列に設け、各フィードバック抵
抗に直列に設けられたアナログスイッチを選択的にオン
・オフすることにより増幅率を切り換える。この場合、
フィードバック抵抗とアナログスイッチのオン抵抗とが
直列になるため、アナログスイッチのオン抵抗の影響を
何等かの方法で排除しないと、増幅率に誤差が生じてし
まう。そこで、請求項７では、各アナログスイッチのオ
ン抵抗の比が増幅率（フィードバック抵抗）とは逆の比
になるように設定すると共に、信号増幅回路の入力抵抗
にも直列にダミーのアナログスイッチを設けている。こ
れにより、アナログスイッチのオン抵抗の影響を排除し
て、増幅率に誤差が生じないようにしている。
ードバック抵抗を複数並列に設け、各フィードバック抵
抗に直列に設けられたアナログスイッチを選択的にオン
・オフすることにより増幅率を切り換える。この場合、
フィードバック抵抗とアナログスイッチのオン抵抗とが
直列になるため、アナログスイッチのオン抵抗の影響を
何等かの方法で排除しないと、増幅率に誤差が生じてし
まう。そこで、請求項７では、各アナログスイッチのオ
ン抵抗の比が増幅率（フィードバック抵抗）とは逆の比
になるように設定すると共に、信号増幅回路の入力抵抗
にも直列にダミーのアナログスイッチを設けている。こ
れにより、アナログスイッチのオン抵抗の影響を排除し
て、増幅率に誤差が生じないようにしている。
【００３２】この場合、請求項１０のように、前記入力
信号状態検出手段の検出結果に応じて前記信号増幅回路
の増幅率を切り換える増幅率切換手段を設ければ、エン
ジンの気筒毎或は回転数等の動特性に応じて入力信号の
ダイナミックレンジが変化するという事情があっても、
信号増幅回路の出力信号のダイナミックレンジを適正な
ものとすることができ、きめ細かな信号処理が可能とな
る。
信号状態検出手段の検出結果に応じて前記信号増幅回路
の増幅率を切り換える増幅率切換手段を設ければ、エン
ジンの気筒毎或は回転数等の動特性に応じて入力信号の
ダイナミックレンジが変化するという事情があっても、
信号増幅回路の出力信号のダイナミックレンジを適正な
ものとすることができ、きめ細かな信号処理が可能とな
る。
【００３３】ところで、信号処理回路に用いられるオペ
アンプは、実際には、あるオフセット電圧を有してお
り、これが直流を取り扱う場合に誤差要因となる。従来
より、このオフセット電圧を小さくするために、オフセ
ット調整用端子を設けて調整を行ったり、差動部のトラ
ンジスタをできる限り大きくして整合性をとったりして
きたが、複数個のオペアンプを用いた信号処理回路で
は、このような調整方法は甚だ面倒であり、実用的では
ない。
アンプは、実際には、あるオフセット電圧を有してお
り、これが直流を取り扱う場合に誤差要因となる。従来
より、このオフセット電圧を小さくするために、オフセ
ット調整用端子を設けて調整を行ったり、差動部のトラ
ンジスタをできる限り大きくして整合性をとったりして
きたが、複数個のオペアンプを用いた信号処理回路で
は、このような調整方法は甚だ面倒であり、実用的では
ない。
【００３４】そこで、請求項１１では、信号選択手段
を、前記複数の入力信号の他に、信号処理回路の基準電
圧を入力信号として選択できるように構成し、基準電圧
を選択したときに得られた信号値をオフセット電圧とし
て検出し、前記複数の入力信号のいずれかを選択したと
きに得られた信号値からオフセット電圧を差し引くよう
にしている。これにより、フィルタ信号からオフセット
電圧を差し引いた正確な交流成分のみを抽出することが
でき、誤差要因を排除することができる。
を、前記複数の入力信号の他に、信号処理回路の基準電
圧を入力信号として選択できるように構成し、基準電圧
を選択したときに得られた信号値をオフセット電圧とし
て検出し、前記複数の入力信号のいずれかを選択したと
きに得られた信号値からオフセット電圧を差し引くよう
にしている。これにより、フィルタ信号からオフセット
電圧を差し引いた正確な交流成分のみを抽出することが
でき、誤差要因を排除することができる。
【００３５】また、請求項１２では、フィルタ信号処理
手段の最終段にＡ／Ｄ変換器を設けると共に、アジャス
ト用の信号選択手段によりアジャスト用の複数の入力信
号のうちの１つを選択してＡ／Ｄ変換器に直接入力させ
ることができるようになっている。これにより、Ａ／Ｄ
変換器の検査では、他の信号処理回路を動作させること
なく、単独に検査することができ、検査時間の短縮，検
査品質の向上を図ることができる。しかも、アジャスト
用の信号選択手段によりアジャスト用の他の情報もＡ／
Ｄ変換器を介して読み取ることができ、この情報に応じ
て制御内容を自動調整することも可能である。
手段の最終段にＡ／Ｄ変換器を設けると共に、アジャス
ト用の信号選択手段によりアジャスト用の複数の入力信
号のうちの１つを選択してＡ／Ｄ変換器に直接入力させ
ることができるようになっている。これにより、Ａ／Ｄ
変換器の検査では、他の信号処理回路を動作させること
なく、単独に検査することができ、検査時間の短縮，検
査品質の向上を図ることができる。しかも、アジャスト
用の信号選択手段によりアジャスト用の他の情報もＡ／
Ｄ変換器を介して読み取ることができ、この情報に応じ
て制御内容を自動調整することも可能である。
【００３６】更に、請求項１３では、ピークホールド回
路にホールドされたピーク値をリセットするときには、
ピークホールド回路に設けられたリセット回路のアナロ
グスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホ
ロワする回路に切り換える。これにより、リセット回路
を通してホールド用コンデンサが短時間で放電して、ピ
ーク値が素早くリセットされる。
路にホールドされたピーク値をリセットするときには、
ピークホールド回路に設けられたリセット回路のアナロ
グスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホ
ロワする回路に切り換える。これにより、リセット回路
を通してホールド用コンデンサが短時間で放電して、ピ
ーク値が素早くリセットされる。
【００３７】また、請求項１４では、フィルタ信号処理
手段をコントロールレジスタを介してエンジンの気筒
別，回転数別，センサ別等に応じてリアルタイムに信号
処理特性を変更しながら制御できるノック信号処理回路
を内蔵したマイクロコンピュータとなっている。この場
合、エンジンの気筒別，回転数別，センサ別等に応じて
マイクロコンピュータとコントロールレジスタとの間で
リアルタイムにデータをやり取りすることで、スイッチ
トキャパシタフィルタ等の信号処理特性をリアルタイム
で制御でき、きめ細かな信号処理が可能となる。
手段をコントロールレジスタを介してエンジンの気筒
別，回転数別，センサ別等に応じてリアルタイムに信号
処理特性を変更しながら制御できるノック信号処理回路
を内蔵したマイクロコンピュータとなっている。この場
合、エンジンの気筒別，回転数別，センサ別等に応じて
マイクロコンピュータとコントロールレジスタとの間で
リアルタイムにデータをやり取りすることで、スイッチ
トキャパシタフィルタ等の信号処理特性をリアルタイム
で制御でき、きめ細かな信号処理が可能となる。
【００３８】
【実施例】以下、本発明をノック制御回路に適用した第
１実施例を図１乃至図７に基づいて説明する。まず、図
１に基づいて回路全体の概略構成を説明する。２つのノ
ックセンサ１１，１２の出力信号（以下「センサ出力」
という）を処理する信号処理回路１３は１つのＬＳＩ１
４に集積されている。この信号処理回路１３の前段に
は、２つのマルチプレクサ１５，１６（ＭＰＸ０，ＭＰ
Ｘ１）が設けられている。１番目のマルチプレクサ１５
（ＭＰＸ０）は、アジャスト用の信号選択手段であり、
ＬＳＩ１４の３つの入力端子A/D IN0 〜A/D IN2 を通し
て入力される３種類のアジャスト用の信号のうちから１
つをスイッチング素子１７（図２参照）のオン・オフに
より選択して、信号処理回路１３の最終段に設けられた
８ビットのＡ／Ｄ変換器１８に直接入力するものであ
る。
１実施例を図１乃至図７に基づいて説明する。まず、図
１に基づいて回路全体の概略構成を説明する。２つのノ
ックセンサ１１，１２の出力信号（以下「センサ出力」
という）を処理する信号処理回路１３は１つのＬＳＩ１
４に集積されている。この信号処理回路１３の前段に
は、２つのマルチプレクサ１５，１６（ＭＰＸ０，ＭＰ
Ｘ１）が設けられている。１番目のマルチプレクサ１５
（ＭＰＸ０）は、アジャスト用の信号選択手段であり、
ＬＳＩ１４の３つの入力端子A/D IN0 〜A/D IN2 を通し
て入力される３種類のアジャスト用の信号のうちから１
つをスイッチング素子１７（図２参照）のオン・オフに
より選択して、信号処理回路１３の最終段に設けられた
８ビットのＡ／Ｄ変換器１８に直接入力するものであ
る。
【００３９】２番目のマルチプレクサ１６（ＭＰＸ１）
は、ＬＳＩ１４の入力端子A/D IN3，A/D IN4 を通して
２つのセンサ出力を入力する２つのチャンネルの他に、
信号処理回路１３の基準電圧ＡＶref-（例えば２．５
Ｖ）を入力するチャンネルを備えた信号選択手段であ
り、これら２つのセンサ出力と基準電圧ＡＶref-のうち
から１つをスイッチング素子２４（図２参照）のオン・
オフにより選択するものである。ノック制御時には、２
つのセンサ出力は、点火される気筒の判別結果に応じて
マルチプレクサ１６で一つに選択される。このマルチプ
レクサ１６で選択された信号は、後段の処理回路にセン
サ受回路のインピーダンスの影響を与えないようにする
ために、バッファアンプ１９でバッファリングされた上
で、ＬＳＩ１４の出力端子SIG OUT から外部に出力され
る。
は、ＬＳＩ１４の入力端子A/D IN3，A/D IN4 を通して
２つのセンサ出力を入力する２つのチャンネルの他に、
信号処理回路１３の基準電圧ＡＶref-（例えば２．５
Ｖ）を入力するチャンネルを備えた信号選択手段であ
り、これら２つのセンサ出力と基準電圧ＡＶref-のうち
から１つをスイッチング素子２４（図２参照）のオン・
オフにより選択するものである。ノック制御時には、２
つのセンサ出力は、点火される気筒の判別結果に応じて
マルチプレクサ１６で一つに選択される。このマルチプ
レクサ１６で選択された信号は、後段の処理回路にセン
サ受回路のインピーダンスの影響を与えないようにする
ために、バッファアンプ１９でバッファリングされた上
で、ＬＳＩ１４の出力端子SIG OUT から外部に出力され
る。
【００４０】このＬＳＩ１４の出力端子SIG OUT には、
抵抗２０とコンデンサ２１との直列回路により構成され
たプレフィルタ２２（ローパスフィルタ）が接続され、
このプレフィルタ２２を通過した信号が入力端子SIG IN
からＬＳＩ１４内部のスイッチトキャパシタフィルタ
（以下「ＳＣＦ」と略称する）２３に入力される。この
ＳＣＦ２３はサンプリング動作を行うため、サンプリン
グクロック周波数付近の信号が入力されると、サンプリ
ング動作により生じた側波帯が原信号のスペクトルと重
なって折り返ってくる折り返し雑音が発生する。この折
り返し雑音を除去するために、ＳＣＦ２３の前段にプレ
フィルタ２２（ローパスフィルタ）が必要となる。この
実施例のように、ノック検出を行う場合には、プレフィ
ルタ２２のカットオフ周波数が１００ｋＨｚ程度とな
り、プレフィルタ２２をモノリシック化することが困難
であるため、ＬＳＩ１４に対してプレフィルタ２２を外
付けするものである。
抵抗２０とコンデンサ２１との直列回路により構成され
たプレフィルタ２２（ローパスフィルタ）が接続され、
このプレフィルタ２２を通過した信号が入力端子SIG IN
からＬＳＩ１４内部のスイッチトキャパシタフィルタ
（以下「ＳＣＦ」と略称する）２３に入力される。この
ＳＣＦ２３はサンプリング動作を行うため、サンプリン
グクロック周波数付近の信号が入力されると、サンプリ
ング動作により生じた側波帯が原信号のスペクトルと重
なって折り返ってくる折り返し雑音が発生する。この折
り返し雑音を除去するために、ＳＣＦ２３の前段にプレ
フィルタ２２（ローパスフィルタ）が必要となる。この
実施例のように、ノック検出を行う場合には、プレフィ
ルタ２２のカットオフ周波数が１００ｋＨｚ程度とな
り、プレフィルタ２２をモノリシック化することが困難
であるため、ＬＳＩ１４に対してプレフィルタ２２を外
付けするものである。
【００４１】上記ＳＣＦ２３は、図３に示すように、オ
ペアンプ２６と２つのスイッチトキャパシタ積分器２
７，２８により構成されている。オペアンプ２６の反転
入力端子（−）には、ＬＳＩ１４の入力端子SIG INから
入力された信号が与えられ、オペアンプ２６の非反転入
力端子（＋）には、基準電圧ＡＶref-が与えられる。こ
のオペアンプ２６の出力側に設けられた２つのスイッチ
トキャパシタ積分器２７，２８は、キャパシタＣ１，Ｃ
２，Ｃ−ＭＯＳアナログスイッチ等のスイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ２，オペアンプ２９により構成され、サン
プリングクロックに同期させてスイッチング素子ＳＷ
１，ＳＷ２を交互にオン・オフさせることにより、入力
信号をフィルタリングするものである。この場合、サン
プリングクロックは、図１に示すように、ＬＳＩ１４に
内蔵されたマイクロコンピュータ３０の発振器３１で発
生したクロックを周波数可変手段である発振分周器３２
で分周したものである。
ペアンプ２６と２つのスイッチトキャパシタ積分器２
７，２８により構成されている。オペアンプ２６の反転
入力端子（−）には、ＬＳＩ１４の入力端子SIG INから
入力された信号が与えられ、オペアンプ２６の非反転入
力端子（＋）には、基準電圧ＡＶref-が与えられる。こ
のオペアンプ２６の出力側に設けられた２つのスイッチ
トキャパシタ積分器２７，２８は、キャパシタＣ１，Ｃ
２，Ｃ−ＭＯＳアナログスイッチ等のスイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ２，オペアンプ２９により構成され、サン
プリングクロックに同期させてスイッチング素子ＳＷ
１，ＳＷ２を交互にオン・オフさせることにより、入力
信号をフィルタリングするものである。この場合、サン
プリングクロックは、図１に示すように、ＬＳＩ１４に
内蔵されたマイクロコンピュータ３０の発振器３１で発
生したクロックを周波数可変手段である発振分周器３２
で分周したものである。
【００４２】上記オペアンプ２６，２９，２９の出力端
子は、それぞれＬＳＩ１４の出力端子HP OUT，BP OUT，
LP OUTに接続され、ＳＣＦ２３でフィルタリングされた
信号（フィルタ信号）がバンドパスフィルタの出力端子
BP OUTから出力される。ＬＳＩ１４の端子SIG IN，HP O
UT，BP OUT，LP OUTには、それぞれフィルタ定数設定用
の外部抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４が外付けされてい
る。
子は、それぞれＬＳＩ１４の出力端子HP OUT，BP OUT，
LP OUTに接続され、ＳＣＦ２３でフィルタリングされた
信号（フィルタ信号）がバンドパスフィルタの出力端子
BP OUTから出力される。ＬＳＩ１４の端子SIG IN，HP O
UT，BP OUT，LP OUTには、それぞれフィルタ定数設定用
の外部抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４が外付けされてい
る。
【００４３】このＳＣＦ２３では、バンドパスフィルタ
の中心周波数ｆ0 ，ＱとゲインＨは外部抵抗Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ４、サンプリングクロック周波数ｆclk と
キャパシタ比Ｃ２／Ｃ１により下記の（１）〜（３）式
により求められる。
の中心周波数ｆ0 ，ＱとゲインＨは外部抵抗Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ４、サンプリングクロック周波数ｆclk と
キャパシタ比Ｃ２／Ｃ１により下記の（１）〜（３）式
により求められる。
【００４４】
【数１】 ノッキングによる振動周波数（センサ出力周波数）は、
理論的に基本周波数とその逓倍の周波数成分を持ち、基
本周波数はエンジン機種で決まることが判っている。こ
の性質を利用し、バンドパスフィルタの中心周波数ｆ0
は、エンジン機種毎に外部抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４
によって基本周波数に調整し、サンプリングクロック周
波数ｆclk を発振分周器３２により逓倍に変化させるこ
とで、逓倍の周波数成分に合わせることができる。ま
た、これらの周波数における振動の大きさ（センサ出力
の振幅）は点火される気筒により異なることから、点火
気筒毎に、最もセンサ出力の振幅の大きい周波数にバン
ドパスフィルタの中心周波数ｆ0 をサンプリングクロッ
ク周波数ｆclk の切換により調整してフィルタリングす
ることで、Ｓ／Ｎ比の良い信号処理が可能となる。
理論的に基本周波数とその逓倍の周波数成分を持ち、基
本周波数はエンジン機種で決まることが判っている。こ
の性質を利用し、バンドパスフィルタの中心周波数ｆ0
は、エンジン機種毎に外部抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４
によって基本周波数に調整し、サンプリングクロック周
波数ｆclk を発振分周器３２により逓倍に変化させるこ
とで、逓倍の周波数成分に合わせることができる。ま
た、これらの周波数における振動の大きさ（センサ出力
の振幅）は点火される気筒により異なることから、点火
気筒毎に、最もセンサ出力の振幅の大きい周波数にバン
ドパスフィルタの中心周波数ｆ0 をサンプリングクロッ
ク周波数ｆclk の切換により調整してフィルタリングす
ることで、Ｓ／Ｎ比の良い信号処理が可能となる。
【００４５】ところで、例えば１番目のセンサ出力のピ
ーク値を検出した後に２番目のセンサ出力に切り換えて
そのピーク値を検出する場合、図６（ａ）に示すように
ＳＣＦ２３の応答が遅いと、２番目のセンサ出力のピー
ク値を検出するタイミングになっても、１番目のセンサ
出力が残ってしまい、２番目のセンサ出力のピーク値を
正確に検出することができない。
ーク値を検出した後に２番目のセンサ出力に切り換えて
そのピーク値を検出する場合、図６（ａ）に示すように
ＳＣＦ２３の応答が遅いと、２番目のセンサ出力のピー
ク値を検出するタイミングになっても、１番目のセンサ
出力が残ってしまい、２番目のセンサ出力のピーク値を
正確に検出することができない。
【００４６】そこで、この実施例では、センサ出力を切
り換えるときに、サンプリングクロック周波数ｆclk を
最大にする（又は大きくする）ことによって中心周波数
ｆ0を一時的に高めて、ＳＣＦ２３の応答性を速める。
これにより、図６（ｂ）に示すように、前回の信号を短
時間で収束させた後、サンプリングクロック周波数ｆcl
k をフィルタリングのための周波数に戻して次の信号を
フィルタリングする。このような動作を繰り返すことに
より、１つのＳＣＦ２３によって複数の入力信号を短時
間で連続的にフィルタリングすることが可能となる。
り換えるときに、サンプリングクロック周波数ｆclk を
最大にする（又は大きくする）ことによって中心周波数
ｆ0を一時的に高めて、ＳＣＦ２３の応答性を速める。
これにより、図６（ｂ）に示すように、前回の信号を短
時間で収束させた後、サンプリングクロック周波数ｆcl
k をフィルタリングのための周波数に戻して次の信号を
フィルタリングする。このような動作を繰り返すことに
より、１つのＳＣＦ２３によって複数の入力信号を短時
間で連続的にフィルタリングすることが可能となる。
【００４７】つまり、センサを切り換えたとき、２番目
のセンサの本当の信号にフィルタ出力が追従するまでに
何周期かかるか（応答性）はフィルタのＱによって決ま
る。そこで、この実施例では、センサを切り換えるとき
のＡ［図６（ｂ）参照］の期間にフィルタの中心周波数
ｆ0 を高くすることで、一周期の時間が短くなるため、
ＳＣＦ２３の応答性を速くすることができる。
のセンサの本当の信号にフィルタ出力が追従するまでに
何周期かかるか（応答性）はフィルタのＱによって決ま
る。そこで、この実施例では、センサを切り換えるとき
のＡ［図６（ｂ）参照］の期間にフィルタの中心周波数
ｆ0 を高くすることで、一周期の時間が短くなるため、
ＳＣＦ２３の応答性を速くすることができる。
【００４８】このＳＣＦ２３の出力端子BP OUTから出力
されるフィルタ信号は、外付けされたカップリングコン
デンサ３５を介してＬＳＩ１４内の信号増幅回路３６
（ＧＡＩＮ）に入力される。この信号増幅回路３６は、
図４に示すように、オペアンプ３７のフィードバック抵
抗として抵抗値の異なる複数のフィードバック抵抗Ｒ１
〜Ｒ６を並列に設け、各フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ６
にそれぞれＣ−ＭＯＣアナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６
を直列に設けて、各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６を
選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り換える
ようにしたものである。
されるフィルタ信号は、外付けされたカップリングコン
デンサ３５を介してＬＳＩ１４内の信号増幅回路３６
（ＧＡＩＮ）に入力される。この信号増幅回路３６は、
図４に示すように、オペアンプ３７のフィードバック抵
抗として抵抗値の異なる複数のフィードバック抵抗Ｒ１
〜Ｒ６を並列に設け、各フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ６
にそれぞれＣ−ＭＯＣアナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６
を直列に設けて、各アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６を
選択的にオン・オフすることにより増幅率を切り換える
ようにしたものである。
【００４９】この実施例では、オペアンプ３７の入力抵
抗Ｒinの抵抗値をＲとし、フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ
６の抵抗値をそれぞれＲ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒ，１６Ｒ，
３２Ｒに設定することによって、増幅率を１倍，２倍，
４倍，８倍，１６倍，３２倍に切り換えることができる
ようになっている。センサ出力の大きさ（振幅）は、エ
ンジン回転数や気筒により数ｍＶから数百ｍＶのレンジ
で変化することから、センサ出力の大きさに応じて各ア
ナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６を選択的にオン・オフし
て最適の増幅率を選択することで、ダイナミックレンジ
を広くとることができる。
抗Ｒinの抵抗値をＲとし、フィードバック抵抗Ｒ１〜Ｒ
６の抵抗値をそれぞれＲ，２Ｒ，４Ｒ，８Ｒ，１６Ｒ，
３２Ｒに設定することによって、増幅率を１倍，２倍，
４倍，８倍，１６倍，３２倍に切り換えることができる
ようになっている。センサ出力の大きさ（振幅）は、エ
ンジン回転数や気筒により数ｍＶから数百ｍＶのレンジ
で変化することから、センサ出力の大きさに応じて各ア
ナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６を選択的にオン・オフし
て最適の増幅率を選択することで、ダイナミックレンジ
を広くとることができる。
【００５０】この構成では、フィードバック抵抗Ｒ１〜
Ｒ６とアナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗とが
直列になるため、アナログスイッチのオン抵抗ＡＳ１〜
ＡＳ６の影響を何等かの方法で排除しないと、増幅率に
誤差が生じてしまう。
Ｒ６とアナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗とが
直列になるため、アナログスイッチのオン抵抗ＡＳ１〜
ＡＳ６の影響を何等かの方法で排除しないと、増幅率に
誤差が生じてしまう。
【００５１】そこで、この実施例では、各アナログスイ
ッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗の比が増幅率（フィード
バック抵抗Ｒ１〜Ｒ６）とは逆の比になるように設定し
ている。つまり、ＡＳ１＝Ｒon／３２，ＡＳ２＝Ｒon／
１６，ＡＳ３＝Ｒon／８，ＡＳ４＝Ｒon／４，ＡＳ５＝
Ｒon／２，ＡＳ６＝Ｒonと設定している。更に、入力抵
抗Ｒinにも直列にダミーのアナログスイッチＡＳinを設
け、このアナログスイッチＡＳinのオン抵抗をＲon／３
２に設定している。ダミーのアナログスイッチＡＳinは
常にオン状態に保たれる。
ッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗の比が増幅率（フィード
バック抵抗Ｒ１〜Ｒ６）とは逆の比になるように設定し
ている。つまり、ＡＳ１＝Ｒon／３２，ＡＳ２＝Ｒon／
１６，ＡＳ３＝Ｒon／８，ＡＳ４＝Ｒon／４，ＡＳ５＝
Ｒon／２，ＡＳ６＝Ｒonと設定している。更に、入力抵
抗Ｒinにも直列にダミーのアナログスイッチＡＳinを設
け、このアナログスイッチＡＳinのオン抵抗をＲon／３
２に設定している。ダミーのアナログスイッチＡＳinは
常にオン状態に保たれる。
【００５２】このように設定すると増幅率は次のように
求められる。
求められる。
【００５３】１段目のアナログスイッチＡＳ１をオン
した場合 増幅率＝（Ｒ＋Ｒon／３２）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝１
［倍］ ２段目のアナログスイッチＡＳ２をオンした場合 増幅率＝（２Ｒ＋Ｒon／１６）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝
２［倍］ ３段目のアナログスイッチＡＳ３をオンした場合 増幅率＝（４Ｒ＋Ｒon／８）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝４
［倍］ ４段目のアナログスイッチＡＳ４をオンした場合 増幅率＝（８Ｒ＋Ｒon／４）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝８
［倍］ ５段目のアナログスイッチＡＳ５をオンした場合 増幅率＝（１６Ｒ＋Ｒon／２）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝
１６［倍］ ６段目のアナログスイッチＡＳ６をオンした場合 増幅率＝（３２Ｒ＋Ｒon）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝３２
［倍］ 以上の結果から明らかなように、この実施例の信号増幅
回路３６は、アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵
抗の影響が排除され、増幅率に誤差が生じないようにな
っている。
した場合 増幅率＝（Ｒ＋Ｒon／３２）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝１
［倍］ ２段目のアナログスイッチＡＳ２をオンした場合 増幅率＝（２Ｒ＋Ｒon／１６）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝
２［倍］ ３段目のアナログスイッチＡＳ３をオンした場合 増幅率＝（４Ｒ＋Ｒon／８）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝４
［倍］ ４段目のアナログスイッチＡＳ４をオンした場合 増幅率＝（８Ｒ＋Ｒon／４）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝８
［倍］ ５段目のアナログスイッチＡＳ５をオンした場合 増幅率＝（１６Ｒ＋Ｒon／２）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝
１６［倍］ ６段目のアナログスイッチＡＳ６をオンした場合 増幅率＝（３２Ｒ＋Ｒon）／（Ｒ＋Ｒon／３２）＝３２
［倍］ 以上の結果から明らかなように、この実施例の信号増幅
回路３６は、アナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵
抗の影響が排除され、増幅率に誤差が生じないようにな
っている。
【００５４】この実施例では、各アナログスイッチＡＳ
１〜ＡＳ６をオペアンプ３７の仮想接地点側（反転入力
端子側）に設けることで、各アナログスイッチＡＳ１〜
ＡＳ６には常に同一の電位が加わるようにし、各アナロ
グスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗の電圧特性の影響
も排除するようにしている。
１〜ＡＳ６をオペアンプ３７の仮想接地点側（反転入力
端子側）に設けることで、各アナログスイッチＡＳ１〜
ＡＳ６には常に同一の電位が加わるようにし、各アナロ
グスイッチＡＳ１〜ＡＳ６のオン抵抗の電圧特性の影響
も排除するようにしている。
【００５５】更に、この実施例では、エンジンの気筒毎
或は回転数等の動特性に応じて各アナログスイッチＡＳ
１〜ＡＳ６のオン・オフを制御して増幅率を自動的に切
り換える。これにより、エンジンの気筒毎或は回転数等
の動特性に応じて入力信号のダイナミックレンジが変化
するという事情があっても、、信号増幅回路３６の出力
信号のダイナミックレンジを適正なものとすることがで
きて、きめ細かな信号処理が可能となる。
或は回転数等の動特性に応じて各アナログスイッチＡＳ
１〜ＡＳ６のオン・オフを制御して増幅率を自動的に切
り換える。これにより、エンジンの気筒毎或は回転数等
の動特性に応じて入力信号のダイナミックレンジが変化
するという事情があっても、、信号増幅回路３６の出力
信号のダイナミックレンジを適正なものとすることがで
きて、きめ細かな信号処理が可能となる。
【００５６】ところで、ＳＣＦ２３と信号増幅回路３６
との間に介在されたカップリングコンデンサ３５は、そ
の両端の電位が通常はＳＣＦ２３の仮想接地点の電位と
信号増幅回路３６の仮想接地点の電位となって平衡して
いる。しかし、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 を切り換え
ると、ＳＣＦ２３の仮想接地点の電位が変動するため、
一旦平衡が崩れる。このため、中心周波数ｆ0 の切換時
には、カップリングコンデンサ３５の信号増幅回路３６
側の電位を元の電位まで充電する必要があるが、この充
電を信号増幅回路３６の入力抵抗Ｒinを通して行うと、
この入力抵抗Ｒinとカップリングコンデンサ３５の容量
とによって決まる時定数をもって充電しなければなら
ず、この充電中は正確な信号処理ができない。従って、
連続的な信号処理を可能にするには、カップリングコン
デンサ３５の充電時間をできるだけ短くする必要があ
る。
との間に介在されたカップリングコンデンサ３５は、そ
の両端の電位が通常はＳＣＦ２３の仮想接地点の電位と
信号増幅回路３６の仮想接地点の電位となって平衡して
いる。しかし、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 を切り換え
ると、ＳＣＦ２３の仮想接地点の電位が変動するため、
一旦平衡が崩れる。このため、中心周波数ｆ0 の切換時
には、カップリングコンデンサ３５の信号増幅回路３６
側の電位を元の電位まで充電する必要があるが、この充
電を信号増幅回路３６の入力抵抗Ｒinを通して行うと、
この入力抵抗Ｒinとカップリングコンデンサ３５の容量
とによって決まる時定数をもって充電しなければなら
ず、この充電中は正確な信号処理ができない。従って、
連続的な信号処理を可能にするには、カップリングコン
デンサ３５の充電時間をできるだけ短くする必要があ
る。
【００５７】そこで、この実施例では、オペアンプ３７
の仮想接地点（反転入力端子）と出力及び入力を短絡す
るためのアナログスイッチ４０，４１を設けて充電回路
４２を構成し、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 の切換時
に、これらのアナログスイッチ４０，４１をオンするこ
とで、時定数を大幅に短くしてカップリングコンデンサ
３５に急速充電することができるようになっている。こ
のため、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 の切換後に直ちに
カップリングコンデンサ３５の充電が完了し、連続的な
信号処理が可能となる。
の仮想接地点（反転入力端子）と出力及び入力を短絡す
るためのアナログスイッチ４０，４１を設けて充電回路
４２を構成し、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 の切換時
に、これらのアナログスイッチ４０，４１をオンするこ
とで、時定数を大幅に短くしてカップリングコンデンサ
３５に急速充電することができるようになっている。こ
のため、ＳＣＦ２３の中心周波数ｆ0 の切換後に直ちに
カップリングコンデンサ３５の充電が完了し、連続的な
信号処理が可能となる。
【００５８】一方、信号増幅回路３６（ＧＡＩＮ）の出
力側には、図５に示すように、ピークホールド回路４５
（Ｐ／Ｈ）とサンプルホールド用のボルテージホロワ回
路４６（Ｓ／Ｈ）が並列に設けられ、両回路４５，４６
の出力側にはスイッチ手段であるアナログスイッチ５４
が設けられている。ピークホールド回路４５には、ホー
ルド用コンデンサ４７が外付けされ、信号増幅回路３６
の出力信号とホールド用コンデンサ４７の充電電圧とを
オペアンプ４８に入力して、前者が後者よりも高いとき
に、Ｐ−ＭＯＳ型のトランジスタ４９をオンさせてホー
ルド用コンデンサ４７に充電する動作を繰り返すことに
よって、ホールド用コンデンサ４７にピーク値を保持さ
せるようになっている。
力側には、図５に示すように、ピークホールド回路４５
（Ｐ／Ｈ）とサンプルホールド用のボルテージホロワ回
路４６（Ｓ／Ｈ）が並列に設けられ、両回路４５，４６
の出力側にはスイッチ手段であるアナログスイッチ５４
が設けられている。ピークホールド回路４５には、ホー
ルド用コンデンサ４７が外付けされ、信号増幅回路３６
の出力信号とホールド用コンデンサ４７の充電電圧とを
オペアンプ４８に入力して、前者が後者よりも高いとき
に、Ｐ−ＭＯＳ型のトランジスタ４９をオンさせてホー
ルド用コンデンサ４７に充電する動作を繰り返すことに
よって、ホールド用コンデンサ４７にピーク値を保持さ
せるようになっている。
【００５９】ピークホールド回路４５のトランジスタ４
９とホールド用コンデンサ４７との間には、抵抗５０と
アナログスイッチ５１が直列に設けられ、上記抵抗５０
とホールド用コンデンサ４７とで時定数を持たせること
によって、高周波ノイズをホールドしないようにすると
共に、ＳＣＦ２３のポストフィルタ５２（ローパスフィ
ルタ）としても機能させるようにしている。このポスト
フィルタ５２の時定数を信号周波数と折り返し雑音周波
数との間の適当な時間に設定すれば、信号のピークホー
ルドとしての機能とポストフィルタとしての機能を１つ
の回路で実現することができる。
９とホールド用コンデンサ４７との間には、抵抗５０と
アナログスイッチ５１が直列に設けられ、上記抵抗５０
とホールド用コンデンサ４７とで時定数を持たせること
によって、高周波ノイズをホールドしないようにすると
共に、ＳＣＦ２３のポストフィルタ５２（ローパスフィ
ルタ）としても機能させるようにしている。このポスト
フィルタ５２の時定数を信号周波数と折り返し雑音周波
数との間の適当な時間に設定すれば、信号のピークホー
ルドとしての機能とポストフィルタとしての機能を１つ
の回路で実現することができる。
【００６０】また、このピークホールド回路４５には、
後述するＡ／Ｄ変換終了後に、ホールド用コンデンサ４
７に保持されたピーク値を各アナログスイッチ８１〜８
６のオン・オフの切換によりリセットするためのリセッ
ト回路９０が設けられている。この場合、ピークホール
ド時には、各アナログスイッチ８１〜８６は図５に示す
状態に維持され、ホールド用コンデンサ４７にピーク値
を保持させ、このピーク値をリセットするときには、各
アナログスイッチ８１〜８６のオン・オフを切り換えて
ピークホールド回路４５自体をグランドレベルをボルテ
ージホロワする回路に切り換え、リセット回路９０を通
してホールド用コンデンサ４７を放電させることで、ピ
ーク値をリセットするものである。これにより、ピーク
値のリセットを素早く行うことができる。
後述するＡ／Ｄ変換終了後に、ホールド用コンデンサ４
７に保持されたピーク値を各アナログスイッチ８１〜８
６のオン・オフの切換によりリセットするためのリセッ
ト回路９０が設けられている。この場合、ピークホール
ド時には、各アナログスイッチ８１〜８６は図５に示す
状態に維持され、ホールド用コンデンサ４７にピーク値
を保持させ、このピーク値をリセットするときには、各
アナログスイッチ８１〜８６のオン・オフを切り換えて
ピークホールド回路４５自体をグランドレベルをボルテ
ージホロワする回路に切り換え、リセット回路９０を通
してホールド用コンデンサ４７を放電させることで、ピ
ーク値をリセットするものである。これにより、ピーク
値のリセットを素早く行うことができる。
【００６１】一方、ボルテージホロワ回路４６は、オペ
アンプ５３によって信号増幅回路３６の出力信号をバッ
ファリングするだけの回路である。従って、このボルテ
ージホロワ回路４６の出力信号によって信号の周波数特
性や歪み率等の動的特性を検査したり、フェイル判定を
行うことができる。
アンプ５３によって信号増幅回路３６の出力信号をバッ
ファリングするだけの回路である。従って、このボルテ
ージホロワ回路４６の出力信号によって信号の周波数特
性や歪み率等の動的特性を検査したり、フェイル判定を
行うことができる。
【００６２】ノック制御時には、ホールド用コンデンサ
４７に保持された信号ピーク値を８ビットのＡ／Ｄ変換
器１８（コンパレータ）でディジタル値化し、この値を
ＬＳＩ１４に内蔵されたマイクロコンピュータ３０で統
計処理することでノックの有無を判定する。
４７に保持された信号ピーク値を８ビットのＡ／Ｄ変換
器１８（コンパレータ）でディジタル値化し、この値を
ＬＳＩ１４に内蔵されたマイクロコンピュータ３０で統
計処理することでノックの有無を判定する。
【００６３】一方、ノックセンサ１１，１２の断線等の
フェイル検出を行うときには、ボルテージホロワ回路４
６の出力側のアナログスイッチ５４をオンして、ボルテ
ージホロワ回路４６でバッファリングされた交流信号を
Ａ／Ｄ変換器１８に出力し、このＡ／Ｄ変換器１８で所
定の比較値と比較した結果でディジタル的に積分を行
い、所定時間内の積分値によってフェイルの有無を検出
する。また、回路検査時にも、このボルテージホロワ回
路４６に切り換えることによって、信号増幅回路３６の
検査やオペアンプ５３の交流特性の検査が行えるため、
検査時間の短縮，検査品質の向上が可能となる。
フェイル検出を行うときには、ボルテージホロワ回路４
６の出力側のアナログスイッチ５４をオンして、ボルテ
ージホロワ回路４６でバッファリングされた交流信号を
Ａ／Ｄ変換器１８に出力し、このＡ／Ｄ変換器１８で所
定の比較値と比較した結果でディジタル的に積分を行
い、所定時間内の積分値によってフェイルの有無を検出
する。また、回路検査時にも、このボルテージホロワ回
路４６に切り換えることによって、信号増幅回路３６の
検査やオペアンプ５３の交流特性の検査が行えるため、
検査時間の短縮，検査品質の向上が可能となる。
【００６４】このボルテージホロワ回路４６は時定数が
大きくなると、信号が歪むため、ボルテージホロワ回路
４６に切り換えたときには、ボルテージホロワ回路４６
の出力側が抵抗を介さずにアナログスイッチ５４を介し
てホールド用コンデンサ４７に接続され、アナログスイ
ッチ５４のオン抵抗とホールド用コンデンサ４７との時
定数でＳＣＦ２３のポストフィルタ（ローパスフィル
タ）として機能するようになっている。
大きくなると、信号が歪むため、ボルテージホロワ回路
４６に切り換えたときには、ボルテージホロワ回路４６
の出力側が抵抗を介さずにアナログスイッチ５４を介し
てホールド用コンデンサ４７に接続され、アナログスイ
ッチ５４のオン抵抗とホールド用コンデンサ４７との時
定数でＳＣＦ２３のポストフィルタ（ローパスフィル
タ）として機能するようになっている。
【００６５】この場合、信号の周波数ｆと、ピークホー
ルド回路４５のローパスフィルタとしてのカットオフ周
波数ｆc （Ｐ／Ｈ）と、ボルテージホロワ回路４６のロ
ーパスフィルタとしてのカットオフ周波数ｆc （Ｓ／
Ｈ）と、ＳＣＦ２３のサンプリングクロック周波数ｆcl
k との大小関係は次のようになる。
ルド回路４５のローパスフィルタとしてのカットオフ周
波数ｆc （Ｐ／Ｈ）と、ボルテージホロワ回路４６のロ
ーパスフィルタとしてのカットオフ周波数ｆc （Ｓ／
Ｈ）と、ＳＣＦ２３のサンプリングクロック周波数ｆcl
k との大小関係は次のようになる。
【００６６】ｆc （Ｐ／Ｈ）＜ｆ（信号）＜ｆc （Ｓ／
Ｈ）＜ｆclk また、ピークホールド回路４５でのピーク値の検出とボ
ルテージホロワ回路４６でのフェイル検出とは、図７に
示すようなタイミングで切り換えられる。
Ｈ）＜ｆclk また、ピークホールド回路４５でのピーク値の検出とボ
ルテージホロワ回路４６でのフェイル検出とは、図７に
示すようなタイミングで切り換えられる。
【００６７】図１に示すように、プレフィルタ２２，外
部抵抗Ｒ１〜Ｒ４，カップリングコンデンサ３５及びホ
ールド用コンデンサ４７を除く全ての信号処理回路１３
がマイクロコンピュータ３０と共に１つのＬＳＩ１４に
集積され、マイクロコンピュータ３０の制御信号がデー
タバス６１を介してコントロールレジスタ６２に与えら
れ、このコントロールレジスタ６２によって信号処理回
路１３の動作，信号処理特性がリアルタイムに制御され
る。マイクロコンピュータ３０は、エンジンの気筒判別
信号，基準角度信号を解読し、エンジンの気筒や回転数
に応じて、マルチプレクサ１５，１６では、ノックセン
サ信号，基準電圧ＡＶref-，アジャスト信号の選択を行
い、ＳＣＦ２３では、サンプリングクロック周波数やキ
ャパシタ比を変化させて中心周波数を設定し、信号増幅
回路３６では、増幅率や急速充電の選択を行い、ピーク
ホールド回路４５では、ピークホールドとボルテージホ
ロワの選択を行い、Ａ／Ｄ変換器１８では、Ａ／Ｄ変換
スタートやエンド、ディジタル積分のコンパレータ変換
スタートやエンド等をリアルタイムに制御し、きめ細か
な信号処理を実現している。また、ＬＳＩ１４は、Ｉ／
Ｏポート６３を介して外部のマイクロコンピュータ等と
の間で信号を送受信できるようにもなっている。
部抵抗Ｒ１〜Ｒ４，カップリングコンデンサ３５及びホ
ールド用コンデンサ４７を除く全ての信号処理回路１３
がマイクロコンピュータ３０と共に１つのＬＳＩ１４に
集積され、マイクロコンピュータ３０の制御信号がデー
タバス６１を介してコントロールレジスタ６２に与えら
れ、このコントロールレジスタ６２によって信号処理回
路１３の動作，信号処理特性がリアルタイムに制御され
る。マイクロコンピュータ３０は、エンジンの気筒判別
信号，基準角度信号を解読し、エンジンの気筒や回転数
に応じて、マルチプレクサ１５，１６では、ノックセン
サ信号，基準電圧ＡＶref-，アジャスト信号の選択を行
い、ＳＣＦ２３では、サンプリングクロック周波数やキ
ャパシタ比を変化させて中心周波数を設定し、信号増幅
回路３６では、増幅率や急速充電の選択を行い、ピーク
ホールド回路４５では、ピークホールドとボルテージホ
ロワの選択を行い、Ａ／Ｄ変換器１８では、Ａ／Ｄ変換
スタートやエンド、ディジタル積分のコンパレータ変換
スタートやエンド等をリアルタイムに制御し、きめ細か
な信号処理を実現している。また、ＬＳＩ１４は、Ｉ／
Ｏポート６３を介して外部のマイクロコンピュータ等と
の間で信号を送受信できるようにもなっている。
【００６８】ところで、信号処理回路１３は、オペアン
プを用いて構成されているが、このオペアンプは実際に
はオフセット電圧を有している。本構成の場合、センサ
出力を最終的にピーク値として検出するため、カップリ
ングコンデンサ３５以降の信号増幅回路３６とピークホ
ールド回路４５のオペアンプのオフセット電圧がピーク
値に含まれてしまう。
プを用いて構成されているが、このオペアンプは実際に
はオフセット電圧を有している。本構成の場合、センサ
出力を最終的にピーク値として検出するため、カップリ
ングコンデンサ３５以降の信号増幅回路３６とピークホ
ールド回路４５のオペアンプのオフセット電圧がピーク
値に含まれてしまう。
【００６９】そこで、センサ出力のピーク値を検出しな
い時間に、マルチプレクサ１６で基準電圧ＡＶref-を選
択し、センサ出力の含まれない基準電圧ＡＶref-のみを
ＳＣＦ２３，信号増幅回路３６，ピークホールド回路４
５で処理して、そのピーク値をＡ／Ｄ変換器１８でディ
ジタル化し、その値をマイクロコンピュータ３０のメモ
リに記憶させておく。このピーク値は、センサ出力が０
のときのピーク値で、その中にはオフセット電圧も含ま
れる。従って、センサ出力を選択したときのピーク値の
Ａ／Ｄ変換値から、先に求めておいた基準電圧ＡＶref-
を選択したときのピーク値のＡ／Ｄ変換値を差し引く処
理をマイクロコンピュータ３０に行わせることによっ
て、正確なセンサ出力のピーク値を検出するようにして
いる。
い時間に、マルチプレクサ１６で基準電圧ＡＶref-を選
択し、センサ出力の含まれない基準電圧ＡＶref-のみを
ＳＣＦ２３，信号増幅回路３６，ピークホールド回路４
５で処理して、そのピーク値をＡ／Ｄ変換器１８でディ
ジタル化し、その値をマイクロコンピュータ３０のメモ
リに記憶させておく。このピーク値は、センサ出力が０
のときのピーク値で、その中にはオフセット電圧も含ま
れる。従って、センサ出力を選択したときのピーク値の
Ａ／Ｄ変換値から、先に求めておいた基準電圧ＡＶref-
を選択したときのピーク値のＡ／Ｄ変換値を差し引く処
理をマイクロコンピュータ３０に行わせることによっ
て、正確なセンサ出力のピーク値を検出するようにして
いる。
【００７０】また、図１に示すように、Ａ／Ｄ変換器１
８は、２つのアナログスイッチ６５，６６を切り換える
ことによって、ピークホールド回路４５（ボルテージホ
ロワ回路４６）の出力とマルチプレクサ１５の出力とを
選択的に切り換えて入力できるようになっている。Ａ／
Ｄ変換器１８を検査する場合やエンジン機種等のアジャ
スト用の他の情報をマイクロコンピュータ３０に読み込
ませる場合には、アナログスイッチ６５をオンしてマル
チプレクサ１５からＡ／Ｄ変換器１８に信号を直接入力
する。
８は、２つのアナログスイッチ６５，６６を切り換える
ことによって、ピークホールド回路４５（ボルテージホ
ロワ回路４６）の出力とマルチプレクサ１５の出力とを
選択的に切り換えて入力できるようになっている。Ａ／
Ｄ変換器１８を検査する場合やエンジン機種等のアジャ
スト用の他の情報をマイクロコンピュータ３０に読み込
ませる場合には、アナログスイッチ６５をオンしてマル
チプレクサ１５からＡ／Ｄ変換器１８に信号を直接入力
する。
【００７１】つまり、Ａ／Ｄ変換器１８は、信号処理回
路１３の最終段に設けられているため、Ａ／Ｄ変換器１
８に信号を直接入力できるマルチプレクサ１５がない
と、Ａ／Ｄ変換器１８を検査するのに、その前段の他の
回路を動作させる必要があり、Ａ／Ｄ変換器１８の詳細
な検査は困難である。
路１３の最終段に設けられているため、Ａ／Ｄ変換器１
８に信号を直接入力できるマルチプレクサ１５がない
と、Ａ／Ｄ変換器１８を検査するのに、その前段の他の
回路を動作させる必要があり、Ａ／Ｄ変換器１８の詳細
な検査は困難である。
【００７２】この点、この実施例では、Ａ／Ｄ変換器１
８に検査信号を直接入力できるマルチプレクサ１５を設
けているので、Ａ／Ｄ変換器１８の検査では、マルチプ
レクサ１５からＡ／Ｄ変換器１８に検査信号を直接入力
することによって、他の信号処理回路を動作させること
なく、単独に検査することができ、検査時間の短縮，検
査品質の向上を図ることができる。しかも、このマルチ
プレクサ１５を介してエンジン機種等のアジャスト用の
他の情報もＡ／Ｄ変換器１８を介してマイクロコンピュ
ータ３０で読み取ることができ、その情報に応じて制御
内容を自動調整することも可能である。
８に検査信号を直接入力できるマルチプレクサ１５を設
けているので、Ａ／Ｄ変換器１８の検査では、マルチプ
レクサ１５からＡ／Ｄ変換器１８に検査信号を直接入力
することによって、他の信号処理回路を動作させること
なく、単独に検査することができ、検査時間の短縮，検
査品質の向上を図ることができる。しかも、このマルチ
プレクサ１５を介してエンジン機種等のアジャスト用の
他の情報もＡ／Ｄ変換器１８を介してマイクロコンピュ
ータ３０で読み取ることができ、その情報に応じて制御
内容を自動調整することも可能である。
【００７３】以上説明した第１実施例では、センサ出力
の切換時に、サンプリングクロック周波数ｆclk を最大
にする（又は大きくする）ことによって、ＳＣＦ２３の
中心周波数ｆ0 を一時的に高めてＳＣＦ２３の応答性を
速めるようにしたが、前述した（１）式から明らかなよ
うに、ＳＣＦ２３のキャパシタ比Ｃ２／Ｃ１を小さくす
ることによっても、中心周波数ｆ0 を高めることができ
る。このキャパシタ比Ｃ２／Ｃ１の切換とサンプリング
クロック周波数ｆclk の切換とを組み合わせれば、中心
周波数ｆ0 の調整を更に細かく行うことができるが、い
ずれか一方の切換のみによって中心周波数ｆ0 を調整す
るようにしても良い。
の切換時に、サンプリングクロック周波数ｆclk を最大
にする（又は大きくする）ことによって、ＳＣＦ２３の
中心周波数ｆ0 を一時的に高めてＳＣＦ２３の応答性を
速めるようにしたが、前述した（１）式から明らかなよ
うに、ＳＣＦ２３のキャパシタ比Ｃ２／Ｃ１を小さくす
ることによっても、中心周波数ｆ0 を高めることができ
る。このキャパシタ比Ｃ２／Ｃ１の切換とサンプリング
クロック周波数ｆclk の切換とを組み合わせれば、中心
周波数ｆ0 の調整を更に細かく行うことができるが、い
ずれか一方の切換のみによって中心周波数ｆ0 を調整す
るようにしても良い。
【００７４】キャパシタ比Ｃ２／Ｃ１を切り換える場合
には、図８に示す本発明の第２実施例のようにＳＣＦ７
０を構成すれば良い。このＳＣＦ７０は、各スイッチト
キャパシタ積分器２７のオペアンプ２９のフィードバッ
ク回路に、２つのキャパシタＣ2a，Ｃ2bを並列に設け、
一方のキャパシタＣ2aにはアナログスイッチ等のスイッ
チング素子７１を直列に設けると共に、このスイッチン
グ素子７１のオフ時に一方のキャパシタＣ2aの電位を基
準電圧ＡＶref-に固定するためのアナログスイッチ等の
スイッチング素子７２を設けている。これら両スイッチ
ング素子７１，７２が特許請求の範囲でいうキャパシタ
比可変手段として機能する。
には、図８に示す本発明の第２実施例のようにＳＣＦ７
０を構成すれば良い。このＳＣＦ７０は、各スイッチト
キャパシタ積分器２７のオペアンプ２９のフィードバッ
ク回路に、２つのキャパシタＣ2a，Ｃ2bを並列に設け、
一方のキャパシタＣ2aにはアナログスイッチ等のスイッ
チング素子７１を直列に設けると共に、このスイッチン
グ素子７１のオフ時に一方のキャパシタＣ2aの電位を基
準電圧ＡＶref-に固定するためのアナログスイッチ等の
スイッチング素子７２を設けている。これら両スイッチ
ング素子７１，７２が特許請求の範囲でいうキャパシタ
比可変手段として機能する。
【００７５】この場合、通常は、図８に示すように、一
方のスイッチング素子７１がオンして他方のスイッチン
グ素子７２がオフした状態に保持される。この状態で
は、キャパシタ比が（Ｃ2a＋Ｃ2b）／Ｃ１となり、ＳＣ
Ｆ７０の中心周波数ｆ0 は次の（４）式で求められる。
方のスイッチング素子７１がオンして他方のスイッチン
グ素子７２がオフした状態に保持される。この状態で
は、キャパシタ比が（Ｃ2a＋Ｃ2b）／Ｃ１となり、ＳＣ
Ｆ７０の中心周波数ｆ0 は次の（４）式で求められる。
【００７６】
【数２】 これに対し、センサ出力の切換時には、一方のスイッチ
ング素子７１がオフして他方のスイッチング素子７２が
オンした状態に切り換えられ、一方のキャパシタＣ2aの
電位が基準電圧ＡＶref-に固定される。この状態では、
キャパシタ比がＣ2b／Ｃ１となって小さくなり、ＳＣＦ
７０の中心周波数ｆ0 は次の（５）式で求められる。
ング素子７１がオフして他方のスイッチング素子７２が
オンした状態に切り換えられ、一方のキャパシタＣ2aの
電位が基準電圧ＡＶref-に固定される。この状態では、
キャパシタ比がＣ2b／Ｃ１となって小さくなり、ＳＣＦ
７０の中心周波数ｆ0 は次の（５）式で求められる。
【００７７】
【数３】 これら（４），（５）式から明らかなように、キャパシ
タ比を小さくすることによっても中心周波数ｆ0 を高め
ることができる。このキャパシタ比の切換と同時にサン
プリングクロック周波数ｆclk を大きくしても良いこと
は前述した通りである。
タ比を小さくすることによっても中心周波数ｆ0 を高め
ることができる。このキャパシタ比の切換と同時にサン
プリングクロック周波数ｆclk を大きくしても良いこと
は前述した通りである。
【００７８】ところで、ピークホールド回路４５で検出
したピーク値は、Ａ／Ｄ変換器１８でＡ／Ｄ変換される
と、リセットされて次の期間のピークホールドを開始す
るという動作を繰り返す。従って、ピーク値のリセット
時期が遅れてＡ／Ｄ変換終了からピークホールド開始ま
での時間が長くかかると、信号処理能力が低下する。ち
なみに、前述した第１実施例では、マイクロコンピュー
タ３０がＡ／Ｄ変換終了を監視し、Ａ／Ｄ変換終了を確
認した後にコントロールレジスタ６２にピーク値リセッ
トデータを出力し、このデータをコントロールレジスタ
６２でデコードしてピークホールド回路４５のリセット
回路９０に切り換えるという処理を行うので、これらの
処理のためにピーク値のリセット時期が若干遅れる。
したピーク値は、Ａ／Ｄ変換器１８でＡ／Ｄ変換される
と、リセットされて次の期間のピークホールドを開始す
るという動作を繰り返す。従って、ピーク値のリセット
時期が遅れてＡ／Ｄ変換終了からピークホールド開始ま
での時間が長くかかると、信号処理能力が低下する。ち
なみに、前述した第１実施例では、マイクロコンピュー
タ３０がＡ／Ｄ変換終了を監視し、Ａ／Ｄ変換終了を確
認した後にコントロールレジスタ６２にピーク値リセッ
トデータを出力し、このデータをコントロールレジスタ
６２でデコードしてピークホールド回路４５のリセット
回路９０に切り換えるという処理を行うので、これらの
処理のためにピーク値のリセット時期が若干遅れる。
【００７９】この問題を解決するには、図９及び図１０
に示す本発明の第３実施例のように構成すれば良い。即
ち、Ａ／Ｄ変換器１８からピークホールド回路４５のリ
セット回路９０の各アナログスイッチ８１〜８６（図５
参照）にピークホールド制御信号を与えるように構成す
る。このピークホールド制御信号は、Ａ／Ｄ変換器１８
がピーク値のＡ／Ｄ変換を終了すると同時にピークホー
ルド回路４５のリセット回路９０に出力され、直ちにピ
ーク値のリセット（ホールド用コンデンサ４７の放電）
が行われる。ピーク値のリセットに必要な所定時間（リ
セット期間）が経過すると、ピークホールド制御信号が
解除されて、直ちにピークホールドが再開される（図１
０参照）。
に示す本発明の第３実施例のように構成すれば良い。即
ち、Ａ／Ｄ変換器１８からピークホールド回路４５のリ
セット回路９０の各アナログスイッチ８１〜８６（図５
参照）にピークホールド制御信号を与えるように構成す
る。このピークホールド制御信号は、Ａ／Ｄ変換器１８
がピーク値のＡ／Ｄ変換を終了すると同時にピークホー
ルド回路４５のリセット回路９０に出力され、直ちにピ
ーク値のリセット（ホールド用コンデンサ４７の放電）
が行われる。ピーク値のリセットに必要な所定時間（リ
セット期間）が経過すると、ピークホールド制御信号が
解除されて、直ちにピークホールドが再開される（図１
０参照）。
【００８０】この構成によれば、マイクロコンピュータ
３０やコントロールレジスタ６２の処理を必要としない
ので、Ａ／Ｄ変換，ピーク値のリセット及びピークホー
ルド開始という一連の処理を時間遅れなく連続して行う
ことができて、信号処理能力を更に向上することができ
る。
３０やコントロールレジスタ６２の処理を必要としない
ので、Ａ／Ｄ変換，ピーク値のリセット及びピークホー
ルド開始という一連の処理を時間遅れなく連続して行う
ことができて、信号処理能力を更に向上することができ
る。
【００８１】尚、本発明の信号処理回路は、ノック制御
システムに限られず、複数の交流信号を切り換えながら
フィルタリングする種々の信号処理回路に適用して実施
できる。また、入力信号の数も２つに限定されず、３つ
以上であっても良いことは言うまでもない。
システムに限られず、複数の交流信号を切り換えながら
フィルタリングする種々の信号処理回路に適用して実施
できる。また、入力信号の数も２つに限定されず、３つ
以上であっても良いことは言うまでもない。
【００８２】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の請求項１の信号処理回路では、信号選択手段の出力信
号が切り換えられるときに、中心周波数を一時的に高め
るようにしたので、信号切換時にスイッチトキャパシタ
フィルタの応答性を速めることができて、１つのスイッ
チトキャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時
間で連続的にフィルタリングすることができる。これに
より、回路構成を簡単化することができ、ＬＳＩに内蔵
する場合でもチップの面積の増大を抑えることができ、
低コスト化を実現することができる。
の請求項１の信号処理回路では、信号選択手段の出力信
号が切り換えられるときに、中心周波数を一時的に高め
るようにしたので、信号切換時にスイッチトキャパシタ
フィルタの応答性を速めることができて、１つのスイッ
チトキャパシタフィルタによって複数の入力信号を短時
間で連続的にフィルタリングすることができる。これに
より、回路構成を簡単化することができ、ＬＳＩに内蔵
する場合でもチップの面積の増大を抑えることができ、
低コスト化を実現することができる。
【００８３】また、請求項２では、エンジン回転数又は
気筒切換等による入力信号の変化状態を検出し、入力信
号が所定状態に変化したことを検出したときにスイッチ
トキャパシタフィルタの中心周波数を一時的に変更する
ようにしたので、エンジン回転数又は気筒切換等による
入力信号の変化に応じたきめ細かな信号処理が可能とな
る。
気筒切換等による入力信号の変化状態を検出し、入力信
号が所定状態に変化したことを検出したときにスイッチ
トキャパシタフィルタの中心周波数を一時的に変更する
ようにしたので、エンジン回転数又は気筒切換等による
入力信号の変化に応じたきめ細かな信号処理が可能とな
る。
【００８４】また、請求項３では、信号切換時にスイッ
チトキャパシタフィルタのサンプリングクロック周波数
を一時的に高め、請求項４では、信号切換時にスイッチ
トキャパシタフィルタのキャパシタ比を一時的に小さく
するようにしたので、請求項１の場合と同じく、信号切
換時にスイッチトキャパシタフィルタの応答性を速める
ことができて、１つのスイッチトキャパシタフィルタに
よって複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリン
グすることができる。
チトキャパシタフィルタのサンプリングクロック周波数
を一時的に高め、請求項４では、信号切換時にスイッチ
トキャパシタフィルタのキャパシタ比を一時的に小さく
するようにしたので、請求項１の場合と同じく、信号切
換時にスイッチトキャパシタフィルタの応答性を速める
ことができて、１つのスイッチトキャパシタフィルタに
よって複数の入力信号を短時間で連続的にフィルタリン
グすることができる。
【００８５】更に、請求項５では、信号切換時に、フィ
ルタ信号処理手段に設けられた充電回路によりカップリ
ングコンデンサを急速に充電するようにしたので、信号
切換後に直ちにカップリングコンデンサの充電を完了さ
せることができて、カップリングコンデンサの充電時間
による信号処理能力の低下を抑えることができる。
ルタ信号処理手段に設けられた充電回路によりカップリ
ングコンデンサを急速に充電するようにしたので、信号
切換後に直ちにカップリングコンデンサの充電を完了さ
せることができて、カップリングコンデンサの充電時間
による信号処理能力の低下を抑えることができる。
【００８６】また、請求項６では、信号選択手段とスイ
ッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタを設け
たので、信号選択手段の前段にプレフィルタを設ける場
合とは異なり、プレフィルタが１個で済み、プレフィル
タの回路構成を簡単化することができる。
ッチトキャパシタフィルタとの間にプレフィルタを設け
たので、信号選択手段の前段にプレフィルタを設ける場
合とは異なり、プレフィルタが１個で済み、プレフィル
タの回路構成を簡単化することができる。
【００８７】更に、請求項７では、フィルタ信号処理手
段に設けられたピークホールド回路のホールド用コンデ
ンサを用いてポストフィルタを構成しているので、ポス
トフィルタの回路構成も簡単化することができる。
段に設けられたピークホールド回路のホールド用コンデ
ンサを用いてポストフィルタを構成しているので、ポス
トフィルタの回路構成も簡単化することができる。
【００８８】また、請求項８では、ピークホールド回路
にボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホ
ールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とをス
イッチ手段により選択的に切り換えて取り出すようにし
たので、ボルテージホロワ回路を利用して、信号の周波
数特性や歪み率等の動的特性を検査したり、フェイル判
定を行うことができる。しかも、ピークホールド回路に
切り換えたときの時定数がボルテージホロワ回路に切り
換えたときの時定数よりも大きくなるので、ピークホー
ルド時に高周波ノイズをホールドしないようにして、精
度の高いピーク値の検出を可能にすると共に、ボルテー
ジホロワ回路側に切り換えたときには、時定数を小さく
して、交流信号の歪みを抑え、精度の高いディジタル積
分も可能となる。
にボルテージホロワ回路を並列に設け、これらピークホ
ールド回路の出力とボルテージホロワ回路の出力とをス
イッチ手段により選択的に切り換えて取り出すようにし
たので、ボルテージホロワ回路を利用して、信号の周波
数特性や歪み率等の動的特性を検査したり、フェイル判
定を行うことができる。しかも、ピークホールド回路に
切り換えたときの時定数がボルテージホロワ回路に切り
換えたときの時定数よりも大きくなるので、ピークホー
ルド時に高周波ノイズをホールドしないようにして、精
度の高いピーク値の検出を可能にすると共に、ボルテー
ジホロワ回路側に切り換えたときには、時定数を小さく
して、交流信号の歪みを抑え、精度の高いディジタル積
分も可能となる。
【００８９】また、請求項９では、信号増幅回路のフィ
ードバック抵抗を複数並列に設け、各フィードバック抵
抗に直列に設けられたアナログスイッチを選択的にオン
・オフすることにより増幅率を切り換えるように構成
し、各アナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率（フィ
ードバック抵抗）とは逆の比になるように設定すると共
に、信号増幅回路の入力抵抗にも直列にダミーのアナロ
グスイッチを設けているので、アナログスイッチのオン
抵抗の影響を排除して、増幅率に誤差が生じないように
することができる。
ードバック抵抗を複数並列に設け、各フィードバック抵
抗に直列に設けられたアナログスイッチを選択的にオン
・オフすることにより増幅率を切り換えるように構成
し、各アナログスイッチのオン抵抗の比が増幅率（フィ
ードバック抵抗）とは逆の比になるように設定すると共
に、信号増幅回路の入力抵抗にも直列にダミーのアナロ
グスイッチを設けているので、アナログスイッチのオン
抵抗の影響を排除して、増幅率に誤差が生じないように
することができる。
【００９０】更に、請求項１０のように、入力信号の変
化状態に応じて前記信号増幅回路の増幅率を切り換える
ようにすれば、エンジンの気筒毎或は回転数等の動特性
に応じて入力信号のダイナミックレンジが変化するとい
う事情があっても、信号増幅回路の出力信号のダイナミ
ックレンジを適正なものとすることができ、きめ細かな
信号処理が可能となる。
化状態に応じて前記信号増幅回路の増幅率を切り換える
ようにすれば、エンジンの気筒毎或は回転数等の動特性
に応じて入力信号のダイナミックレンジが変化するとい
う事情があっても、信号増幅回路の出力信号のダイナミ
ックレンジを適正なものとすることができ、きめ細かな
信号処理が可能となる。
【００９１】更に、請求項１１では、信号選択手段を、
複数の入力信号の他に、信号処理回路の基準電圧を入力
信号として選択できるように構成し、基準電圧を選択し
たときに得られた信号値をオフセット電圧として検出
し、複数の入力信号のいずれかを選択したときに得られ
た信号値からオフセット電圧を差し引くようにしたの
で、フィルタ信号からオフセット電圧を差し引いた正確
な交流成分のみを抽出することができ、誤差要因を排除
することができる。
複数の入力信号の他に、信号処理回路の基準電圧を入力
信号として選択できるように構成し、基準電圧を選択し
たときに得られた信号値をオフセット電圧として検出
し、複数の入力信号のいずれかを選択したときに得られ
た信号値からオフセット電圧を差し引くようにしたの
で、フィルタ信号からオフセット電圧を差し引いた正確
な交流成分のみを抽出することができ、誤差要因を排除
することができる。
【００９２】また、請求項１２では、フィルタ信号処理
手段の最終段にＡ／Ｄ変換器を設けると共に、アジャス
ト用の信号選択手段によりアジャスト用の複数の入力信
号のうちの１つを選択してＡ／Ｄ変換器に直接入力させ
ることができるようになっているので、Ａ／Ｄ変換器の
検査では、他の信号処理回路を動作させることなく、単
独に検査することができ、検査時間の短縮，検査品質の
向上を図ることができる。しかも、アジャスト用の信号
選択手段によりアジャスト用の他の情報もＡ／Ｄ変換器
を介して読み取ることができ、この情報に応じて制御内
容を自動調整することも可能である。
手段の最終段にＡ／Ｄ変換器を設けると共に、アジャス
ト用の信号選択手段によりアジャスト用の複数の入力信
号のうちの１つを選択してＡ／Ｄ変換器に直接入力させ
ることができるようになっているので、Ａ／Ｄ変換器の
検査では、他の信号処理回路を動作させることなく、単
独に検査することができ、検査時間の短縮，検査品質の
向上を図ることができる。しかも、アジャスト用の信号
選択手段によりアジャスト用の他の情報もＡ／Ｄ変換器
を介して読み取ることができ、この情報に応じて制御内
容を自動調整することも可能である。
【００９３】また、請求項１３では、ピークホールド回
路にホールドされたピーク値をリセットするときには、
ピークホールド回路に設けられたリセット回路のアナロ
グスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホ
ロワする回路に切り換えるようにしたので、リセット回
路を通してホールド用コンデンサを短時間で放電させる
ことができて、ピーク値のリセットを素早く行うことが
できる。
路にホールドされたピーク値をリセットするときには、
ピークホールド回路に設けられたリセット回路のアナロ
グスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホ
ロワする回路に切り換えるようにしたので、リセット回
路を通してホールド用コンデンサを短時間で放電させる
ことができて、ピーク値のリセットを素早く行うことが
できる。
【００９４】更に、請求項１４では、フィルタ信号処理
手段をコントロールレジスタを介してエンジンの気筒
別，回転数別，センサ別等に応じてリアルタイムに信号
処理特性を変更しながら制御できるノック信号処理回路
を内蔵したマイクロコンピュータとして構成したので、
エンジンの気筒別，回転数別，センサ別等に応じてマイ
クロコンピュータとコントロールレジスタとの間でリア
ルタイムにデータをやり取りすることで、スイッチトキ
ャパシタフィルタ等の信号処理特性をリアルタイムで制
御でき、きめ細かな信号処理が可能となる。
手段をコントロールレジスタを介してエンジンの気筒
別，回転数別，センサ別等に応じてリアルタイムに信号
処理特性を変更しながら制御できるノック信号処理回路
を内蔵したマイクロコンピュータとして構成したので、
エンジンの気筒別，回転数別，センサ別等に応じてマイ
クロコンピュータとコントロールレジスタとの間でリア
ルタイムにデータをやり取りすることで、スイッチトキ
ャパシタフィルタ等の信号処理特性をリアルタイムで制
御でき、きめ細かな信号処理が可能となる。
【図１】本発明の第１実施例を示す信号処理回路全体の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】マルチプレクサの回路図である。
【図３】ＳＣＦ（スイッチトキャパシタフィルタ）の回
路図である。
路図である。
【図４】信号増幅回路の回路図である。
【図５】ピークホールド回路の回路図である。
【図６】（ａ）は従来のＳＣＦ（スイッチトキャパシタ
フィルタ）の応答性を示す図、（ｂ）は第１実施例のＳ
ＣＦの応答性を示す図である。
フィルタ）の応答性を示す図、（ｂ）は第１実施例のＳ
ＣＦの応答性を示す図である。
【図７】ピークホールド回路によるピーク値検出とボル
テージホロワ回路によるフェイル検出との切換タイミン
グを示すタイミングチャートである。
テージホロワ回路によるフェイル検出との切換タイミン
グを示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の第２実施例を示すＳＣＦ（スイッチト
キャパシタフィルタ）の回路図である。
キャパシタフィルタ）の回路図である。
【図９】本発明の第３実施例を示す要部のブロック図で
ある。
ある。
【図１０】ピークホールドとリセットの関係を説明する
図である。
図である。
１１，１２…ノックセンサ、１３…信号処理回路、１４
…ＬＳＩ、１５…マルチプレクサ（アジャスト用の信号
選択手段）、１６…マルチプレクサ（信号選択手段）、
１８…Ａ／Ｄ変換器、２２…プレフィルタ、２３…ＳＣ
Ｆ（スイッチトキャパシタフィルタ）、３０…マイクロ
コンピュータ、３２…発振分周器（周波数可変手段）、
３５…カップリングコンデンサ、３６…信号増幅回路、
４０，４１…アナログスイッチ、４２…充電回路、４５
…ピークホールド回路、４６…サンプルホールド用のボ
ルテージホロワ回路、４７…ホールド用コンデンサ、５
０…抵抗、５２…ポストフィルタ、５４…アナログスイ
ッチ（スイッチ手段）、７０…ＳＣＦ（スイッチトキャ
パシタフィルタ）、７１，７２…スイッチング素子（キ
ャパシタ比可変手段）、８１〜８６…アナログスイッ
チ、９０…リセット回路。
…ＬＳＩ、１５…マルチプレクサ（アジャスト用の信号
選択手段）、１６…マルチプレクサ（信号選択手段）、
１８…Ａ／Ｄ変換器、２２…プレフィルタ、２３…ＳＣ
Ｆ（スイッチトキャパシタフィルタ）、３０…マイクロ
コンピュータ、３２…発振分周器（周波数可変手段）、
３５…カップリングコンデンサ、３６…信号増幅回路、
４０，４１…アナログスイッチ、４２…充電回路、４５
…ピークホールド回路、４６…サンプルホールド用のボ
ルテージホロワ回路、４７…ホールド用コンデンサ、５
０…抵抗、５２…ポストフィルタ、５４…アナログスイ
ッチ（スイッチ手段）、７０…ＳＣＦ（スイッチトキャ
パシタフィルタ）、７１，７２…スイッチング素子（キ
ャパシタ比可変手段）、８１〜８６…アナログスイッ
チ、９０…リセット回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山田 裕彦 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内 (72)発明者 本田 卓矢 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内
Claims (14)
- 【請求項１】 複数の入力信号のうちの１つを選択して
出力する信号選択手段と、 この信号選択手段により選択された信号を所定の中心周
波数にてフィルタリングするスイッチトキャパシタフィ
ルタと、 前記信号選択手段により選択された信号が切り換えられ
るときに前記中心周波数を一時的に変更する周波数可変
手段とを備えたことを特徴とする信号処理回路。 - 【請求項２】 入力信号を所定の中心周波数にてフィル
タリングするスイッチトキャパシタフィルタと、 エンジン回転数又は気筒切換等による入力信号の変化状
態を検出する入力信号状態検出手段と、 この入力信号状態検出手段により入力信号が所定状態に
変化したことを検出したときに前記スイッチトキャパシ
タフィルタの中心周波数を一時的に変更する周波数可変
手段とを備えたことを特徴とする信号処理回路。 - 【請求項３】 前記周波数可変手段は、前記信号選択手
段の出力信号が切り換えられるときに前記スイッチトキ
ャパシタフィルタのサンプリングクロック周波数を一時
的に高めることにより前記中心周波数を一時的に変更す
ることを特徴とする請求項１又は２に記載の信号処理回
路。 - 【請求項４】 前記周波数可変手段は、前記信号選択手
段の出力信号が切り換えられるときに前記スイッチトキ
ャパシタフィルタのキャパシタ比を一時的に小さくする
ことにより前記中心周波数を一時的に変更することを特
徴とする請求項１又は２に記載の信号処理回路。 - 【請求項５】 前記スイッチトキャパシタフィルタの出
力側にカップリングコンデンサを介してフィルタ信号処
理手段を設け、このフィルタ信号処理手段は、前記信号
選択手段により信号が切り換えられるときに前記カップ
リングコンデンサの電荷を抜く充電回路を備えているこ
とを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の信号
処理回路。 - 【請求項６】 前記信号選択手段と前記スイッチトキャ
パシタフィルタとの間にプレフィルタを設けたことを特
徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の信号処理回
路。 - 【請求項７】 前記フィルタ信号処理手段の後段に、フ
ィルタ信号のピーク値を保持するピークホールド回路を
備え、このピークホールド回路のホールド用コンデンサ
に抵抗を接続してポストフィルタを構成したことを特徴
とする請求項５又は６に記載の信号処理回路。 - 【請求項８】 前記ピークホールド回路には、ボルテー
ジホロワ回路を並列に設け、これらピークホールド回路
の出力とボルテージホロワ回路の出力とを選択的に切り
換えるスイッチ手段を設け、ピークホールド回路に切り
換えたときの時定数がボルテージホロワ回路に切り換え
たときの時定数よりも大きくなるように構成したことを
特徴とする請求項７に記載の信号処理回路。 - 【請求項９】 前記フィルタ信号処理手段は、前記カッ
プリングコンデンサを介して入力されるフィルタ信号の
増幅率を切り換えるために、抵抗値の異なる複数のフィ
ードバック抵抗が並列に設けられた信号増幅回路を備
え、各フィードバック抵抗にそれぞれアナログスイッチ
を直列に設けて、各アナログスイッチを選択的にオン・
オフすることで増幅率を切り換えるようにしたものであ
って、 各フィードバック抵抗のアナログスイッチのオン抵抗の
比が増幅率とは逆の比になるように設定すると共に、前
記信号増幅回路の入力抵抗にも直列にダミーのアナログ
スイッチを設けたことを特徴とする請求項５乃至８のい
ずれかに記載の信号処理回路。 - 【請求項１０】 前記入力信号状態検出手段の検出結果
に応じて前記信号増幅回路の増幅率を切り換える増幅率
切換手段を設けたことを特徴とする請求項９に記載の信
号処理回路。 - 【請求項１１】 前記信号選択手段は、前記複数の入力
信号の他に、信号処理回路の基準電圧を入力信号として
選択できるように構成され、前記基準電圧を選択したと
きに得られた信号値をオフセット電圧として検出し、前
記複数の入力信号のいずれかを選択したときに得られた
信号値から前記オフセット電圧を差し引くように構成し
たことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載
の信号処理回路。 - 【請求項１２】 前記フィルタ信号処理手段の最終段に
Ａ／Ｄ変換器を設ける一方、前記信号選択手段の他にア
ジャスト用の信号選択手段を設け、このアジャスト用の
信号選択手段は、複数の入力信号のうちの１つを選択し
て、その信号をスイッチトキャパシタフィルタ，信号増
幅回路，ピークホールド回路，ボルテージホロワ回路を
経由せずに、前記Ａ／Ｄ変換器に直接入力させるように
構成されていることを特徴とする請求項５乃至１１のい
ずれかに記載の信号処理回路。 - 【請求項１３】 前記ピークホールド回路には、ピーク
値をリセットするときに該ピークホールド回路をアナロ
グスイッチの切換によりグランドレベルをボルテージホ
ロワする回路に切り換えるリセット回路を設け、このリ
セット回路を通して前記ホールド用コンデンサを放電さ
せることで、ピーク値をリセットするように構成したこ
とを特徴とする請求項７乃至１２のいずれかに記載の信
号処理回路。 - 【請求項１４】 前記フィルタ信号処理手段をコントロ
ールレジスタを介してエンジンの気筒別，回転数別，セ
ンサ別等に応じてリアルタイムに信号処理特性を変更し
ながら制御できるように構成したことを特徴とする請求
項５乃至１３のいずれかに記載のノック信号処理回路内
蔵型マイクロコンピュータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25720894A JP3799618B2 (ja) | 1994-10-21 | 1994-10-21 | 信号処理回路 |
| DE69530260T DE69530260T2 (de) | 1994-10-21 | 1995-10-11 | Signalverarbeitungsschaltung |
| EP95116054A EP0708320B1 (en) | 1994-10-21 | 1995-10-11 | Signal processing circuit |
| US08/551,913 US5736896A (en) | 1994-10-21 | 1995-10-23 | Signal processing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25720894A JP3799618B2 (ja) | 1994-10-21 | 1994-10-21 | 信号処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08121234A true JPH08121234A (ja) | 1996-05-14 |
| JP3799618B2 JP3799618B2 (ja) | 2006-07-19 |
Family
ID=17303169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25720894A Expired - Fee Related JP3799618B2 (ja) | 1994-10-21 | 1994-10-21 | 信号処理回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5736896A (ja) |
| EP (1) | EP0708320B1 (ja) |
| JP (1) | JP3799618B2 (ja) |
| DE (1) | DE69530260T2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1225696A2 (en) * | 2001-01-12 | 2002-07-24 | Sharp Kabushiki Kaisha | Analog signal processor |
| JP2010180836A (ja) * | 2009-02-06 | 2010-08-19 | Honda Motor Co Ltd | 内燃機関のノッキング検出装置 |
| JP2013122229A (ja) * | 2011-12-12 | 2013-06-20 | Denso Corp | 内燃機関の電子制御装置 |
| JP2015154093A (ja) * | 2014-02-10 | 2015-08-24 | 三菱電機株式会社 | スイッチトキャパシタ回路 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6035049A (en) * | 1997-09-05 | 2000-03-07 | Information Storage Devices, Inc. | AC coupling and signal amplification using switched capacitors |
| WO1999061772A1 (en) * | 1998-05-26 | 1999-12-02 | Caterpillar Inc. | Method and apparatus for programmable windowing and collection of data for internal combustion engines |
| DE10138110A1 (de) * | 2000-08-11 | 2002-03-21 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Klopferkennung bei Brennkraftmaschinen |
| JP4427071B2 (ja) * | 2007-04-17 | 2010-03-03 | 三菱電機株式会社 | 内燃機関の制御装置 |
| JP2010192973A (ja) * | 2009-02-16 | 2010-09-02 | Hitachi High-Technologies Corp | アナログ入出力回路及び真空処理装置 |
| JP5733694B2 (ja) * | 2010-02-17 | 2015-06-10 | セイコーエプソン株式会社 | スイッチトキャパシター回路を用いたハイパスフィルター及び電子機器 |
| US8344794B2 (en) * | 2010-06-22 | 2013-01-01 | O2Micro Inc. | Signal monitoring systems |
| US20120041695A1 (en) | 2010-08-16 | 2012-02-16 | Csi Technology, Inc. | Integrated vibration measurement and analysis system |
| JP6350196B2 (ja) | 2014-10-14 | 2018-07-04 | 株式会社デンソー | 制御装置 |
| RU2657165C1 (ru) * | 2016-08-11 | 2018-06-08 | Акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (АО "ОНИИП") | Активный фильтр нижних частот |
Family Cites Families (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5637535A (en) * | 1979-09-05 | 1981-04-11 | Nippon Soken Inc | Knocking detector |
| US4323798A (en) * | 1980-04-18 | 1982-04-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Fast operating switchable operational amplifier driven circuits |
| JPS60173916A (ja) * | 1984-02-20 | 1985-09-07 | Nec Corp | スイッチド・キャパシタ・フィルタ |
| JPS61242405A (ja) * | 1985-04-19 | 1986-10-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ゲイン可変増幅器 |
| JPH0795772B2 (ja) * | 1985-10-08 | 1995-10-11 | 株式会社リコー | 信号音検出装置 |
| JPS62209913A (ja) * | 1986-03-10 | 1987-09-16 | Hitachi Ltd | スイツチトキヤパシタフイルタ |
| JPS62254510A (ja) * | 1986-04-28 | 1987-11-06 | Nec Corp | スイツチトキヤパシタ回路 |
| JPH07109977B2 (ja) * | 1986-12-18 | 1995-11-22 | 株式会社日立製作所 | スイツチトキヤパシタフイルタ |
| JPS63181967A (ja) * | 1987-01-21 | 1988-07-27 | Sato Shoji Kk | 型箱豆腐処理装置 |
| JPH01143517A (ja) * | 1987-11-30 | 1989-06-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィルタ回路 |
| US4894620A (en) * | 1988-04-11 | 1990-01-16 | At&T Bell Laboratories | Switched-capacitor circuit with large time constant |
| JPH01298817A (ja) * | 1988-05-26 | 1989-12-01 | Seiko Instr Inc | トーンスケルチ回路 |
| JPH0296417A (ja) * | 1988-09-30 | 1990-04-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 多モード周波数用スイッチトキャパシタフィルタ装置 |
| JPH02289904A (ja) * | 1989-04-28 | 1990-11-29 | Nec Corp | 読み出し回路 |
| JPH0398357A (ja) * | 1989-09-12 | 1991-04-23 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | デジタル式ｆｓｋモデム装置 |
| JP2791230B2 (ja) * | 1991-03-22 | 1998-08-27 | アンリツ株式会社 | 受信回路 |
| JPH0575395A (ja) * | 1991-09-17 | 1993-03-26 | Fujitsu Ltd | スイツチトキヤパシタフイルタ |
| GB9122489D0 (en) * | 1991-10-23 | 1991-12-04 | Lucas Ind Plc | Knock processing circuit |
| DE4201567A1 (de) * | 1992-01-22 | 1993-07-29 | Bosch Gmbh Robert | Einrichtung zur erkennung des klopfens einer brennkraftmaschine |
| JPH05306645A (ja) * | 1992-03-03 | 1993-11-19 | Nippondenso Co Ltd | 内燃機関用ノッキング検出装置 |
| US5522254A (en) * | 1992-12-04 | 1996-06-04 | Nippondenso Co., Ltd. | Knock sensing apparatus for internal combustion engine |
-
1994
- 1994-10-21 JP JP25720894A patent/JP3799618B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-10-11 DE DE69530260T patent/DE69530260T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-11 EP EP95116054A patent/EP0708320B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-23 US US08/551,913 patent/US5736896A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1225696A2 (en) * | 2001-01-12 | 2002-07-24 | Sharp Kabushiki Kaisha | Analog signal processor |
| EP1225696A3 (en) * | 2001-01-12 | 2009-09-23 | Sharp Kabushiki Kaisha | Analog signal processor |
| JP2010180836A (ja) * | 2009-02-06 | 2010-08-19 | Honda Motor Co Ltd | 内燃機関のノッキング検出装置 |
| JP2013122229A (ja) * | 2011-12-12 | 2013-06-20 | Denso Corp | 内燃機関の電子制御装置 |
| US8914222B2 (en) | 2011-12-12 | 2014-12-16 | Denso Corporation | Electronic control unit of internal combustion engine |
| JP2015154093A (ja) * | 2014-02-10 | 2015-08-24 | 三菱電機株式会社 | スイッチトキャパシタ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5736896A (en) | 1998-04-07 |
| EP0708320B1 (en) | 2003-04-09 |
| EP0708320A3 (en) | 1997-12-03 |
| DE69530260D1 (de) | 2003-05-15 |
| DE69530260T2 (de) | 2004-01-22 |
| JP3799618B2 (ja) | 2006-07-19 |
| EP0708320A2 (en) | 1996-04-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3799618B2 (ja) | 信号処理回路 | |
| JP4352562B2 (ja) | 信号処理装置 | |
| JP3128647B2 (ja) | 二重サンプリングアナログ低域通過フィルタ | |
| US5523719A (en) | Component insensitive, analog bandpass filter | |
| JP2835349B2 (ja) | サンプルホールド装置 | |
| US8179183B2 (en) | Low-consumption switched-capacitor circuit | |
| CA1159910A (en) | Switched-capacitor cosine filter | |
| EP0910165B1 (en) | Method and arrangement for calibrating an active filter | |
| US7483684B2 (en) | Mixer | |
| JPS61276411A (ja) | 除去フイルタ | |
| JPH06326558A (ja) | 反転遅延回路 | |
| JPH08505994A (ja) | 複数の入力信号を積分する方法および装置 | |
| JP4087228B2 (ja) | スイッチトキャパシタ増幅回路および電子機器 | |
| JP2006340046A (ja) | 可変利得回路及びそれを用いた応用装置 | |
| US20060139496A1 (en) | Video signal processing apparatus | |
| JP2971363B2 (ja) | スペクトラム解析装置 | |
| JPS631068A (ja) | 電荷結合素子の信号処理回路 | |
| Hebenstreit et al. | Push-Pull Accumulator using Switched Capacttors | |
| JP2001343403A (ja) | ロゴスキーコイル用信号処理装置 | |
| US6573794B1 (en) | Operational amplifier | |
| JPH057786Y2 (ja) | ||
| JPS59148413A (ja) | 前置増幅器 | |
| JPH0336138Y2 (ja) | ||
| Quinn et al. | High-Accuracy d-QR SC BPF Design and Measurements | |
| JP2000124774A (ja) | フィルタ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050131 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050301 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060201 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060307 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060404 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060417 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090512 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100512 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110512 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120512 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120512 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130512 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140512 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |