JPH07507670A

JPH07507670A - 多モード信号処理

Info

Publication number: JPH07507670A
Application number: JP6511302A
Authority: JP
Inventors: ダブリュ．デント，ポール; エケルンド，ブヨルン　オー．ピー．
Original assignee: エリクソン　ジーイー　モービル　コミュニケーションズ　インコーポレイテッド
Priority date: 1992-10-27
Filing date: 1993-10-27
Publication date: 1995-08-24
Also published as: FI943058A0; US5745523A; WO1994010779A1; FI943058A; EP0595781A2; MX9306616A; CA2126850C; AU5454094A; RU2128886C1; CN1054488C; MY117523A; AU674901B2; SG52879A1; CA2126850A1; EP0595781A3; CN1088376A; TW233395B

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】多モード信号処理発明の背景１０発明の分野本発明は、ディジタル及びアナログ通信ができる多モード無線通信システム、特に、アナログ通信がディジタル技術によって提供されるＴＤＭＡデュアルモードディジタルセルラー電話に関する。

２、関連技術の検討２方向無線通信の密度が増大するに従って、所与の地域内でより多く電話サービスをする圧力が高まっている。この圧力は、１つの地理的エリアが所与の使用に対して割当て周波数の数に制限があるので、激しいものになっている。

合衆国内の現存するＡＭＰＳセルラーシステムは、音声伝送に対してアナログＦＭを使用する。アナログシステムに現在使用されている同周波数スペクトル上のトラフィック容量の顕著な増大、低コスト動作、及び増設移動電話機能機構に対する需要のために、セルラー電話システムにおいてはアナログ通信からディジタル通信への移行が行われつつある。

時分割多元接続（ＴＤＭＡ）は、新世代セルラー電話に対して選択されたディジタル様式である。

ディジタルＴＤＭＡは、アナログＦＭ″ＡＭＰＳ”システムに優るいくつかの非常に重要な利点を提供する。これらの中には、３対１チャンネル呼出し比、優れた干渉排除、及び遥かに高い音声保全度がある。明らかに、３対ｌ呼出し比は、トラフィックふくそう（システム通話中）問題を抱える大部市統計圏（ＭＳＡ）システムオペレータに多くの興味を持たれる。

アナログ及びディジタルセルラー電話標準の両方を利用するセルラー電話システムが企図されている。公衆航空路及び電話線路を利用する最低標準を制定する電子工業会（ＥＩＡ）及び電気通信工業会（ＴＩＡ）は、Ｅ　Ｉ　Ａ／Ｔ　Ｉ　ＡドキュメントＩ　Ｓ−５４においてデュアルモードＴＤＭＡ／アナログセルラー電話に対する動作様式を概括している。デュアルモードシステムは、アナログシステムからディジタルシステムに切り替える移行時間を橋渡しするだけでなく、例えば、地方統計圏（ＲＳＡ）にアナログ専用システムが存続するのを許すであろう。

参考資料としてここに編入されているダーリン（Ｄａｈｌｉｎ）他に交付された米国特許第５．１１９．３９７号は、アナログ、ディジタル、及びデュアルアナログ／ディジタル移動局が融通性に富んだ仕方で共存することを許す組合わせアナログ及びディジタルセルラー電話システムを開示している。この特許は、修正されない固定アナログシステムを残すと共に、分離ディジタルシステムの並列導入を開示している。制御チャンネルの二次集合が、分離ディジタルシステムの存在する所で、ディジタル能力のある移動局が制御チャンネルのこの二次集合を走査しかつ読み出すように、付加される。もし分離ディジタルシステムが存在しないならば、デュアルアナログ／ディジタル能力を有する移動局は制御チャンネルの一次集合の走査に復帰するが、この−次集合はアナログ通信を制御する。この特許は、デュアルモードアナログ／ディジタルセルラー電話の詳細は教示していない。

アンドロス（Ａｎｄｒｏｓ）他に交付された米国特許第４，８５７．９１５号は、短いディジタル又はアナログメツセージを受信するためにアナログ又はディジタルページング送信機からの送信に両立性のページングシステムを開始している。アンドロス他の特許はアナログ又はディジタル送信機のどちらががらのページの受信を開示しているが、この特許は移動局がディジタル又はアナログ制御チャンネルのどちらかを選択することがあるセルラー電話システムを開示していない。

発明の要約本発明は、移動電話ユニットのディジタル処理回路を再使用してアナログ通信を達成するために、かなりの数の重複部品に対する必要を回避する。移動局は、正規のセルラー電話程度にコンパクトであり、容易カリ敏速に設備される。更に、そのデュアルモードセルラー電話は、使用者にアナログセル基地局又はディジタルセル基地局のどちらにもアクセスさせ、その結果、使用者は優先的な扱いをデュアルモードセル基地局によって与えられるようにすることができる。

限定された無線スペクトルを一層有効に使用するために、ディジタル能力移動局がサービスを要求する時にはまずディジタルチャンネルが使用される。システム “通話中”が慢性化しているエリヤにおいては、デュアルモード電話が呼を完了する確率が最も高い。

これらの特徴及び利点は、処理のためにアナログ又はディジタル的に被変調された受信信号を中間ディジタル形式に変換する受信回路、アナログ又はディジタル信号を中間ディジタル形式に変換しカリ次いで送信信号を変換する送信回路、中間ディジタル信号及び送信しようとする信号を処理する信号プロセッサを含むデュアルモード処理システムによって得られ、ここで同じ電子回路を実質的に使用して信号をディジタル又はアナログ様式に処理することができ、このようにしてかなりの数の部品重複に対する必要性を回避する。

図面の簡単な説明以下、付図を参照して本発明の詳細な説明するが、これらの付図において、第１図（Ａ及びＢ）は本発明によるＲＦ電子回路の概略図であり、第２図（Ａ及びＢ）は本発明によるディジタル電子回路の概略図であり、第３図は本発明によるプール電源制御論理であり、第４図は第１カスタム集積回路又はコード名ＫＡＴＩＥを付けられたＡＳＩＣの機能ブロック線図であり、第５図はＫＡＴＩＥインタフェースの線図であり、第６図はコード名ＡＢＢＩＥを付けられた第２集積回路及び関連可聴路の線図てあり、第７図は本発明の送信路の機能ブロック線図であり、第８図は本発明の受信路の機能ブロック線図であり、第９図はインタリーバの機能ブロック線図であり、第ｉｏ図は相対移動変化を図解する線図であり、第１１図はトラフィックチャンネルの組立てを図解し、第１２図は本発明の好適実施例に使用される音声エンコーダの線図であり、第１３図は本発明の好適実施例に使用されるディジタル−アナログ変換器の線図であり、第１４図は分布ＲＣ線路の構造及び回路記号を図解し、第１５図は直角変調器配置を図解し、第１６図スイッチ同調ＲＣ零位化デバイスの好適配置を図解し、第１７図は第１６図に示されたデバイスと共に使用されるステップ幅（ｓｔｅｐｓｉｚｅ）調節可能零位化抵抗器の好適配置を図解する。

好適実施例の詳細な説明本発明の実施例は、アナログと両立性があるディジタルセルラー電話；デュアルモード電話を含む。そのアナログ区域は、ディジタル部分のために開発された多くの構成要素を再使用することを通してアナログ電話の先行モデルと同等に機能する。このことが、先行アナログ専用モデルにおけるのと同じ物理的寸法を持つデュアルモードトランシーバを生産可能とする。したがって、既にアナログ専用モデルを組み込んでいる使用者は新設室のコストを伴うことなく短時間にディジタル能力へ格上げされ得る。

コスト及び電力消費を最少化するために、可能な限り多くのハードウェアが両モードで使用される。ソフトウェア変化及び成るハードウェア動作モード変化が、好適実施例においてアナログからディジタルへスイッチしかつこれと逆にスイッチするのに必要な全てである。

これら２つのモードの間の主要な相違は、送受信インタフェースがランするに当たっての速度及びＤＳＰ　（ディジタル信号プロセッサ）内でのソフトウェアランニングの型式である。

モード変化が必要とされる度に、マイクロプロセッサはハードウェアインタフェースに命令して速度を変化させ、かつソフトウェアの完全に異なる集合をＤＳＰへダウンロードさせる。１つのＤＳＰ（１４４）（第２図）が全ての送信機能を遂行し、また第２ＤＳＰ　（１４２）が全ての受信機能を遂行する。

この意味において、読出し専用（フラッジ型）メモリ（１３６）内に５つの完全に異なるソフトウェアの集合がある。１つの集合はマイクロプロセッサ用、４の集合はＤＳＰ（アナログ送信、アナログ受信、ディジタル送信、ディジタル受信）である。これらのＤＳＦ’ｆ；１１実行ＲＡ〜１ベースであり、即ちＲＡＭ内にそれらの実行可能ソフトウェアの全てを記憶している。ＤＳＰソフトウェアのこれら４つの集合は、必要に従いフラッシュＥＰＲＯＭ　（１３６）から検索されかつ各ＤＳＰにダウンロードされる。アナログソフトウェアは、各ＤＳＰのオンチップＲＡＭ内に全面的に当て嵌まる。利用可能のＲＡＭの量に依存して、ディジタルモードプログラムを収容するために、追加の外部ＲＡＭチップ（１４Ｂ）及び（１５０）を採用する必要がある。代替実施例は、持久プログラムソフトウェアを有することがあるＲＯＭベースＤＳＰを含み、補助外部メモリを伴うことなくアナログ及びディジタルモードソフトウェアを含むことができる。

アナログモードにおいては、移動局は２つの周波数を占有する；１つは送信用、１つは受信用である。ディジタルモードにおいては、これは従来必要がなかった。

移動局はその送信スロットと異なる時間に受信することができるからである。しかしながら、本発明による移動局は現行のアナログシステムとの両立性を持とうとするため、事実、ディジタル受信及び送信用に別の周波数を使用する。“タイムデュプレクス”と呼ばれるシステムは、受信している間は送信しないように使用される。タイムデュプレクス順番は、下に説明されるように６タイムスロツト内で送信−受信一走査一送信一受信＝走査の順である。正確に同じ動作が両タイムスロット（ｌと４．２と５、又は３と６）内で行われるから、移動局は僅か３タイムスロツト（２０ｍｓ）を１フレームとして参照する。音声を表示するに必要な情報量を更に圧縮することによって、将来、移動局にスロットｌ内でのみ送信しスロット２内で受信させるために下に説明されるように６スロツト（４０ｍｓ）を二度生成するものとし、これにより更に利点を得ることができる。

ハードウェア第１図を参照すると、デュプレクサフィルタ（１００）は、送信路と受信路とを分離することによってアナログモードにおいて全デュブレクス動作をさせる。

共通アンテナは、無線機側に配置された雌の接続器（Ｊ２）に接続する。接続器（Ｊ２）はアルミニウム鋳物を通して突起し、かつプリント回路板に直接接続する。デュプレクサ（１００）へのＲＦ大入力、送信電力増幅器（１１７）から入力される。ＲＦ比出力、デュプレクサ（１００）から受信回路の第１ＲＦ増幅器（ｌ　ＯＩ）へ出力される。

送信回路は、倍周器（１１３）、Ｉ／Ｑ変調器（１１５）　、混合器（１１６）、チャンネル合成器（１１０）　、電源制御回路（図示されていない）、及び電力増幅器（１１７）を含む。これは、好適実施例においては、８２４．０４ＭＨｚから８４８．　９７ＭＨｚの周波数範囲にわたって動作する。変調はＩ／Ｑ変調器（１１５）によって完遂され、この変調器の搬送周波数は倍周器（ｌ　ｌ　３）の出力、例えば、１１６．６４ＭＨｚ、によって供給される。送信周波数は、バッファ増幅器（ｌ　ｌ　ｌ）によって変調されたチャンネル合成器（１１０）出力と■／Ｑ変調器（１１５）の出力との混合によって発生される。これは、直線電力増幅器（ｌ１７ｃ）へ結合される前に、利得制御段（１１７ａ）を通して増幅され、かつＴＸフィルタ（１１７ｂ）によってフィルタされる。１１６．６４ＭＨｚの送信機中間周波数ＴＸＩＦは、倍周器（１１３）を経由して、参照信号発生器即ち発振器（ｌ　ｌ　２）からの参照信号を６倍に倍周することによって発生される。

送信電源制御回路（図示されていない）は、閉ループＲＦ電力調整回路を用いることがある。この回路は、方向性結合器（１１８）　、温度補償ダイオードを備えるダイオード電力検出器（１１９）、及びカスタムＡＳＩＣ（特定用途向は集積回路）（１２４）内のマイクロコントローラ（１２０）及びこれと−緒のＤ／Ａ回路及びＡ／Ｄ回路からなる。

方向性結合器（１１８）は、ＲＦ電力増幅器（１１７ｃ）出力のサンプルをダイオード電力検出器（１１９）へ供給する。この検出器（１１９）のＤＣ出力は、ダイオードによって温度補償される。この検出器回路の出力は、搬送電力レベルに関係したＤＣ電圧であって、周囲温度に無関係である。

方向性結合器（１１８）からのＤＣ電圧は、ＡＳＩＣ（１２４）内のＡ／Ｄ回路に送られ、この回路はアナログ電圧をディジタル化し、これをマイクロコントローラ（１２０）に送り、ここでこの電圧はディジタル的に平均された後いくつかの所望参照レベルと比較され、電力増幅器（１１７ｃ）の出力は方向性結合器（１１８）の電圧を選択平均レベルに持たらすように調節される。

搬送電力は、カスタムＡＳＩＣ（１２４）内のＤ／Ａ回路を通してＡＧＣ増幅器（ｌ１７ａ）に印加される制御電圧を変動させることによって調節されることがある。このことは、線形電力増幅器（１１７ｃ）に印加されるＲＦ入力駆動レベルを所望電力制御範囲にわたり変動させると共に、送信機チェーンの線形動作を維持させる。線形増幅器（１１７ｃ）からのＲＦ電力出力は、約５．５ワツトであり、アンテナ接続器（Ｊ２）における約３ワツトに相当すると云える。携帯デュアルモード電話の場合、電力出力レベルは、約０，６ワツトより幾分低い。

受信回路は、８６９．０４ＭＨ２から８９３．９７ＭＨ２の周波数範囲にわたり動作し、７１．０４ＭＨｚの第１中間周波数（ＩＦ）及び６００ＭＨｚの第２中間ＩＦを有するデュアル変換スーパヘテロダイン受信機であると云える。チャンネル合成器（１１０）は、受信機電子回路への高側、第１局部発振周波数注入を提供する。チャンネル合成器（＋１０）は、３０ｋＨｚステツプにおいて９４０．６８ＭＨｚから９６５．６１ＭＨｚの範囲に同調する。

受信機電子回路は、ＲＦ増幅器（ｌｏｔ）、ＲＦ帯域通過フィルタ（１０２）、第１混合器（１０３）、７１．０４ＭＨｚ結晶フィルタ（１０４）　、第２混合器／増幅器／発振器回路（１０６）　、及び２つの第２１Ｆフイルタ（１０７）、（１０８）を含む。

アンテナからの第２ＲＦ入力信号は、デュプレクサ（１００）を通して受信機に入る。この信号はＲＦ増幅器（１０１）に供給され、ここでこの信号は約１６ｄＢだけ増幅される。この信号は、次いで、受信機フィルタ（１０２）の入力に印加される。デュプレクサ（１００）及びフィルタ（１０２）は、第１画像排除を実施し、チャンネル合成器周波数のアンテナポートへの導通を制限し、及び受信機を送信信号によって過剰駆動されることから保護する。

受信機フィルタ（１０２）の出力は第１混合器（１０３）に供給され、ここでこの信号はバッファ増幅器（１１１）及びフィルタ（１０５）を通して供給されるチャンネル合成器（１１０）からの信号と混合される。その混合出力は、第１ＩＦフイルタ（１０４）に印加される。このフィルタ出力は、混合器／増幅器／発振器回路（ｌ　Ｏ６）に印加され、ここでこの信号はブロック（１０６ｂ）において６００　ｋＨｚにダウン変換される。ダウン変換後、この信号は、２つのフィルタ（１０７）及び（１０８）によってフィルタされ、かつ多段増幅器（１０６Ｃ）及び（１０６ｄ）によって増幅される。６００　ｋＨｚ信号は、時変位相及び時変振幅を有する。実際、どんな無線信号であろうと時変位相及び時変振幅によって表示され得ることを示すことができる。

代替的に、無線信号は、実部と虚部が時変する複素ベクトルと看なされる。後続の数値処理に対して６００ｋＨｚのＩＦ倍信号ディジタル化するために、これがその実成分と虚成分とに分解されてこれらが次いて別々にディジタル化するか（いわゆる、ＬＱ法）、又は振幅に関連した信号と位相情報を含む信号がディジタル化される（いわゆる、ＬＯＧ　ＰＯＬＡＲ法）のどちらかが行われる。後者は、好適実施例に使用される。したがって、ＩＦ増幅段（１０６ｃ）、（１０６ｄ）は、Ｒ５５Ｉ　（無線信号強度表示）と呼ばれる振幅の対数に比例する信号及び位相情報を含むハードリミットされた６　００　ｋＨｚのＩＦ倍信号発生し、両信号はディジタル化されるために適合したＡ／Ｄ変換器に送られる。

無線信号から複素ベクトル値を抽出するＬＯＧ　ＰＯＬＡＲ法は、参考資料としてここに編入された米国特許第５，０４８，０５９号に記載されている。

ＬＯＧ　ＰＯＬＡＲ法は、ＲＦ倍信号位相角をディジタル化する手段を必要とする。好適方法は、米国特許第５，２２０，２７５号に開示されている。他の適当な方法は、米国特許第５，０８４，６６９号に記載されており、両特許とも参考資料としてここに編入されている。

第２図に示されるように、本発明のデュアルモード無線に使用されるメモリの３つの型式があり得る。２５６ｋＸ８　（２５６キロビツト）、フラッシュプログラマブルＲＯＭ　（１３６）は、マイクロプロセッサ動作コード、及び適当な時に検索されかつＤＳＰ　（１４２）、（１４４）にダウンロードされる動作コードの４つの集合を保持するために使用される。次に、８に×８電気的消去可能プログマブルＲＯＭ　（ＥＥＰＲＯＭ）（１３４）があり、これは使用者によって更新されるかつ電力を切った間中保存される、例えば、音量、名称、番号記憶等のパラメータに対して使用される。最後に、８に×８、スタティックＲＡＭ　（１３８）が、中断文脈保存等のためにスクラッチパッドとしての使用のためマイクロプロセッサによって必要とされる。

フラッシュメモリ（１３６）及びＥＥＰＲＯＭメモリ（１３４）の両方内に“ブート（ｂｏｏ　ｔ）　”コード用の予約領域がある。このコードは、もし無線機が完全に新しいソフトウェアをアップロードされようとするならばその時に実行される。

デュアルモード無線機内には２つのＤＳＰ　（ディジタル信号プロセッサ）がある。１つのＤＳＰ　（１４４）は全ての送信機能を遂行し、他のＤＳＰ　（１４２）は全ての受信機能を遂行する。各ＤＳＰは、ＫＡＴＴＩＥ　ＤＳＰインタフェース（１２２）から分離専用クロックを送られる。これらのクロックの各々は、１９．４４ＭＨｚである。ＤＳＰ　（１４２）、（１４４）は、ｌ命令毎外部クロックサイクルを実行し、したがって、これらは１９．４４ＭＨｚで実行することができる。アナログとディジタルモードとの間の部品の集団を最少にするように選択されたクロック周波数は８ｋＨｚ、３０ｋＨｚ、及び４８．６ｋＨｚの倍数になるはずである。ＬＣＭは９．７２ＭＨｚであり、したがって、本発明に対する最適クロック周波数は、好適には、９．７２ＭＨｚの倍数である。１９．４４ＭＨｚが、本発明の好適実施例における選択倍数である。

各ＤＳＰ　（１４２）、（１４４）は、２つの直列ポートを有する。各々上の１つの双方向ポートが、インタフェース（マイクロプロセッサ（１２０）　）によって使用される。送信ＤＳＰ　（１４４）は、他のポートを、マイクロホンＰＣＭデータ（ＰＣＭ　ＤＳＰＭＩＣ）とＲＦ送信データ（ＤＳＰＣＲＸＤＡＴＡＩ）との間に分割し、及び受信ＤＳＰ　（１４２）はそれの他のポートをＰＣＭスピーカデータ（ＰＣＭ　ＤＳＰ　ＥＡＲ）とＲＦ受信データ（ＤＳＰＣＲＸＤＡＴＡ２）との間に分割する。

各ＤＳＰ（１，４２）、（１４４）は、ＲＡＭベースであって、２に語ポートＲＯＭを備える。両ＤＳＰ　（１４２）、（１４４）は下に更に詳細に説明されるように制御チャンネル上の動作用のアナログ機能ソフトウェアを電力投入の際にダウンロードされる。もしアナログ音声チャンネルが指定されるならば、そのコードはＤＳＰ　（１４２）、（１４４）内に既にあってジョブを行う。もしディジタルチャンネルが指定されるならば、両ＤＳＰ　（１４２）、　（１４４）は、ＲＭＳ　（］、４８）、（１５０）からのディジタルモード動作用の新ソフトウェアを完全にダウンロードされ、これらのＲＭＳはＤＳＰ　ＲＡＭ制御（＋　４６）によって制御される。ディジタル呼又はアナログセルへのハンドオフの終端で、ＤＳＰ　（１４２）、（１４４）は、再びアナログモードソフトウェアをダウンロードされる。これらのＤＳＰへのソフトウェアダウンロードは、ホストインクフエースを経由してかつ高伝送速度（４，８６ＭＨｚ）で起こる。

移動局の心臓部は、コード名“ＫＡＴＩＥ″を付けられたＡＳＩＣチップ（１２２）（第２図）であって、これはディジタルモード動作に要求される複雑なタイミングの全てを維持する。これは、２０ｍ５フレームに基づいている。成る事象、例えば、送信機オン、送信機オフ、受信機オン、等は、これらのフレームの各々の中で起こる。このタイミング、例えば、ターンオン、ターンオフのタイミングは、ＫＡＴＩＥチップ内に含まれハードウェアの異なる部品へのストローブを生成するタイミング発生器によって調速される。

全てのタイミング及び周波数情報は、周知の仕方で基地局送信信号から導出される。受信ＤＳＰ　（１４２）は、大信号についてのタイミング及び周波数誤りを導出しかつこれらをマイクロプロセッサ（１２０）に報告する。次いで、マイクロプロセッサ（１２０）は、タイミングストローブ発生器を更新しかつ適当な量だけＴＣＸＯ（温度補償結晶発振器）参照値を変更し、数値増分の秒刻み周波数制御ループを形成する。

成る道程を通過する又はこの道程内のほとんど全ての無線機能が、ＫＡＴＩＥＡＳＩＣ（１２２）によって制御される。ＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣチップ（１２２）の１つの非常に重要な機能は、低レベル参照発振器出力を取りかつＴＴＬ（）ランシスタートランジスター論理）方形波クロック及び他のディジタルデバイスへの分配用のいくつかの“分局ダウン”クロックを作成することである。

ＫＡＴＩＲＡＳＩＣ（１２２）の各機能ブロックを詳細に説明する完全仕様書（＃１０２６−ＲＣＰ　１０１６３７／Ｃ）が入手できる。

ＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣの代替版、ＫＡＴＡＲＩＮチップは、マイクロプロセッサＺ８０、及びアドレス可能メモリを６４にバイトを超えて増大させるためのメモリ管理ユニット、だけでなくスリーブモード、電池節約用電源切放し回路を含む。ＫＡＴＩＥ／ＫＡＴＡＲＩＮＡチップは、主として携帯電話内に使用される機能だけでなく移動（自動車）電話によって使用される機能も含む。これらの機能は、キーバッド走査インタフェース、Ｉ”　Ｃ（フィリップスインクチップ通信プロトコル）ディスプレイ駆動器、警報音発生器、及び成るいくかの付属１１０機能を含む。

第４図は、ＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣの機能ブロック線図でありかつ動作の様々なモード中に現れる信号の主要なインタフェース型式を示す。第６図は、“ＡＢＢＩＥ″チップ及び可聴路の線図である。

ＡＢＢＩＥチップの音声コーデック（ニーダ／デコーダ）は、アナログ音声信号をディジタル信号に変換しかつこの逆変換する。ディジタル音声信号は、本発明によれば、ＡＭＰＳ両立性アナログＦＭ送信／受信モードを実現するのにも使用される。音声コーデックは、好適実施例においては、アナログ音声をディジタル化する圧伸デルタ変調コーディングを使用して有利に構成される。圧伸デルタ変調は、雑音整形に基づかないで、圧伸（成る点において信号の量を圧縮しかつ他の点において伸張することを通してこれを回復することに基づいている。

最も周知の圧伸デルタ変調原理は、連続可変スロープデルタ又はＣＶＳＤ変調と呼ばれ、低ビツト伝送速度デルタ変調が最終コーディング形式であってその中の音声を送信又は記憶したい場合の応用において採用されてきた。デシメーション（１／ｌ　Ｏ化）及びダウンサンプリングを必要とするオーバサンプル２進Ａ− Ｄ変換器に対する基礎としてＣＶＳＤを利用することは、圧伸における固有の非線形性によって複雑化されると以前から考えられていた。したがって、不圧伸デルタ変調におけるように、ビット流を簡単にフィルタすることは、不可能であった。この問題は、デシメイションプロセスにおけるディジタル音節フィルタの使用及びこれからのディジタル値の使用によって、本発明において解決される。

音声エンコーダは、第１２図を参照して説明される。第１２図において、入力音声は、フィルタ（１８０）において、デルタ変調ビット伝送速度に伴う偽信号発生を防止するのに必要な程度にのみ低域フィルタされる。好適実実現においては、デルタ変調ビット伝送速度は２００にビット／秒又は２４０にビット／秒のどちらかであり、これに相当するオーバサンプリング率Ｎは２５又は３０である。

フィルタされた音声は比較器（１８１）の１つの入力に印加されると共に、主積分器（１８６）の出力が第２人力に印加される。好適実現においては、主積分器は、プログラマブル電流源（１８５）の出力と接地との間に接続されたキャパシタによって形成される。プログラマブル電流源（１８５）は、このキャパシタ上の電圧が音声信号に従って増分又は減分されるように、Ｐ型トランジスタで以て作られた電流源からのプルアップ電流又はＮ型トランジスタで以て作られた電流源からのプルダウン電流のどちらかを発生することができる。この変化の符号、アップ又はダウンは、シフトレジスタ（１８２）の第１フリップフロップ段内の毎クロツク刻時（ｔｉｃｋ）に記録されるに従い、比較蓋高／低判定によって常のように決定される。このことは、（１８５）内のＰ又はＮ型電流源が使用可能かどうかを制御する。

シフトレジスタ（１８２）は、また、４つの逐次判定がディジタル音節フィルタ（＋８３）に利用可能なように、更に３つの段におけるア・ツブ／ダウン判定を遅延させる。４つの判定のパターンに依存して、音節フィルタは、１２ビツト値を１又は２つだけ増分する、これを１つ又は２つだけ減分する、又はそのままにするのいずれかである。この結果の１２ビツトの値は、主積分器を増分又は減分する使用するステップ幅を表示する。このステ・ツブ幅の１２ビ・メトディジ２１１表示は、■２ビットＤ−Ａ変換器（１８４）を経由して電流源（１８５）の電流レベルをプログラムするのに使用される。好適実現においては、１２ビットＤ−Ａ変換器は、１２ビツト語を３つの４ビツトニブルに分割し、これらは、１：１６：２５６の電流比を有する３つの並列電流源内の電流を制御するのに使用される。

各々からの電流は、その電流パルスの幅を１６個の値のうちの１つに制御するためにその関連する４ピント制御ニブルを使用して制御される。主積分器は、このようにして、一連の必ずしも等しくないア・ノブダウンステ・ツブ内の音声信号を追従させられる。ステップの大きさは音節フィルタ（１８３）からの１２ビ・ソト出力によって与えられ、他方、その符号は比較器判定によって与えられる。

１３ビット組合わせは、このようにして、一連のステップの符号−大きさ表示であり、これは、デシメーションフィルイタ（１８７）内でディジタル的に積分されるとき、積分器キャパシタ（１８６）上のアナログ電圧の数値ファクシミリを作成する。

デシメーションフィルタ（１８７）は、したがって、ディジタル累算器内；こ符号−大きさステップ表示を累積することによって開始する。この累算器＋１、毎反復にそれ自身の値からその１１５１２に当たる部分を減算して、それ力（極端力）ら極端にドリフトしないことを保証するのに必要な、漏出性積分器となる。

１１５１２に当たる部分は、約６４Ｈｚのコーナ周波数を有する高域通過フィルタに相当する。

したがって、この音節フィルタの第１動作は、数学的に次のように表される＝１１＝１−１１５１２・ｌｌ−１＋Ｄｉここに、Ｄｉは符号付きステップ幅である。

係数１−１１５１２を指数関数減衰率毎クロツク刻時周期Ｔに等しいと置くとＥＸＰ−ｗＴ＝１−１１５１２となり、この結果、ｗＴ＝１１５１２、したがって、Ｔ＝１／２０００００ｗの場合６４Ｈｚに相当する４００ラジアン／秒より僅かに小さい。

デシメーションフィルタの第２段は、Ｎ個の値にわたって積分値の和を計算することである。この和は、毎８０００Ｈｚに出力される。

上のデシメーシヨンフィルタの周波数応答は、５ｉｎｘ／ｘの二乗関数に相当し、ここにｘ＝Ｐｔ−ｆ／８０００＝ｗ／１６０００ｆはＨｚで表された周波数、Ｗはラジアン７秒で表された同じく周波数である。

このことが、３．４Ｈｚの最高音声周波数において２．７５ｄＢの減衰を起こさせる。これを補償するために、終段の累算器は、Ｎ個の値の次の加算に先立ち零にリセットされないで、先行結果の一１／８にリセットされる。この結果、最高音声周波数をエンハシスし、このようにして、５ｉｎｘ／ｘロール−オフを補償する。

音声デコーダは、この音声エンコーダと対をなす物である。その機能は、例えば、８０００サンプル毎秒の標準速度で２進コード化音声サンプルの流れをアクセスし、カリこれらを相当するアナログ音声波形に変換することである。本発明は、エンコーダによって提供される代替モードに合せて、デコーダを対応する代替モードで動作させる。

Ｄ−Ａ変換に対する先行技術は、アナログ−ディジタル変換に対する技術と類似しており、２つの主要な方法を含む：従来のＤ−Ａ変換は、正確な抵抗器ネットワーク、例えば、Ｒ−２Ｒはしご形回路又はオーバサンプルデルタ−シグマ変調又はデルタ−シグマ変調を使用したはしご形回路に基づくいている。パルス幅変調を使用する第３の先行技術も、また、知られている。１３ビット精度又はそれ以上の精度が必要なとき、正確な抵抗器ネットワークを必要とする技術は、矛盾するプロセス要件のゆえに、大形シリコンチップ内の集積回路には適していない。オーバサンプル非圧伸デルタ変調の技術は、高計算速度で動作しなければならず、多くの電力を消費するという欠点を有する。したがって、本発明の好適実施例は、実質的に低下されるビット伝送速度を許すと共に、所与の音声品質を維持する圧伸デルタ変調を使用する。

本発明によるＤ−Ａ変換器は、第１３図に示されている。標準８０００サンプル／秒の速度での入力２進コード化音声サンプルＰＣＭは、まず、率Ｎによって所望のデルタ変調速度にアップサンプルされる。アップサンプラ（１９０）内に使用される技術は、逐次入力サンプル間での線形補間である。アップサンプリングに使用される補間技術における複雑性と元の８０００Ｈｚサンプル速度の半分より高い構成要素を抑制するために必要なアナログフィルタ（１９５）の複雑性との間にはトレードオフがある。高次アップサンプリングは低域通過フィルタ（１９５）をより緩和した設計のものとさせるであろうが、しかし、出力音声波形がイヤホンを駆動することを意図している好適実施例においては、線形補間を使用して適当な性能が得られることが発見された。

アップサンプル値はディジタル比較器（１９１）内でディジタル積分器（１９２）内の値と比較されて、“より高い”又は“より低い”の判定を生じる。これらは、ディジタル音節フィルタ（１９３）に送られて、ステップ大きさを発生し、これに伴ってディジタル積分器がその比較の符号に従って増分又は減分される。

このようにして、ディジタル積分器値は、一連のアップ／ダウンステップ内のアップサンプル入力値の順序に追従させられる。

同じステップ大きさ及び符号が、アナログ積分器（１９４）にもまた送られる。

これは、ディジタル積分器値の順序によって数値的に記述されたのと同じ波形をアナログ形式で再生する。３．４ｋＨ２の最高音声周波数より高いディジタル雑音成分を除去するフィルタ（１９５）内の低域通過フィルタ処理の後、アナログ音声波形が、例えば、電話受話器を駆動するために利用可能である。

本発明のエンコーダ部品の場合、アナログ積分器は比較器への帰還ループ内にあって、ドリフトを防止し、他方、ディジタル積分器は開ループ動作し、ドリフトを防止するめに漏れ成分を必要とした。デコーダの場合、ディジタル積分器はそのループ内で動作し、したがって、漏出性であることを必要としない、しかしながら、アナログ積分器は開ループ動作し、したがって、ドリフトを制御するために漏れを必要とする。漏出性アナログ積分器は、全く同じプログラマブル電流源及びパルス幅コントローラの使用によって形成される。相違は、漏れを導入するために、積分キャパシタが抵抗器で分流されることである。このことは、完全な積分器に比べて低周波数において利得を減少させるが、しかしＲＣコーナ周波数が３００Ｈｚ最低音声周波数、云わば、６０Ｈｚより充分下に選択されるならば、問題は生じない。

エンコーダの場合におけるように、もし電流源が一定出力電圧である仮想接地内へ動作するならば、これは簡単な設計のものであることができる。他方、電流源を接地キャパシタに供給させる代替配置を採用することもできる。

ＡＢＢＩＥチップは、ＬＯＧＰＯＬＡＲディジタル化法を実現するためにＲ３５Ｉ信号をディジタル化するような他のＡ−Ｄ機能、及び基地局から受信された周波数に整合するようにＴＣＸＯの周波数を調節するためにマイクロプロセッサの制御の下に電圧を生成するようなり−Ａ機能（自動周波数制御、ＡＦＣ）を含む。

ＡＢＢＩＥチップ上のＣＩＮＴと標識されたビンは、デルタ変調可聴コーデック用主積分キャパシタの接続用である。音声波形のアナログ電圧表示は、双方向電荷ポンプによってＣＩＮＴキャパシタの両端間に生成され、このポンプは、電圧を所望の音声信号に追従させるような具合に、電荷をポンプ注入又は抽出してこの電圧を増減する。この原理は、上に更に充分に説明されている。

ＡＢＢＩＥチップ上にＣＩＮＴと標識されたビンは、デルタ変調可聴コード用主積分キャパシタの接続用である。音声波形のアナログ電圧表示は、双方向電荷ポンプによってＣＩＮＴキャパシタの両端間に生成され、このポンプは、電圧が所望の音声信号に追従するような具合に、電荷をポンプ注入又は抽出してこの電圧を増減する。ＡＢＢｒチップは、直列制御区域を含み、この区域は、マイクロプロセッサ（１２０）に、ＫＡＴＩＥ／ＫＡＴＡＲＩＮＡチップ（１２２）を経由して、ＡＢＢＩＥチップ（１２４）にこの応用（すなわち、１９．４ＭＨｚ）に使用されるクロック周波数を告げさせ、Ａ−Ｄ変換器、マルチプレクサ、及び可聴路の内部計算状態をセットさせ、待機のような特定の時間に、あらゆる不使用部品を電源切り離し、Ｄ−Ａ変換器（ＤＡＣ）チャンネルｌ及び２内へ適当な値を置き、及びＤＡＣチャンネルによって使用されるべきディジタル値を転送させる。

ＡＢＢＩＥチップ（１２４）の音声コードは、音声信号の（少なくとも）１３ビット線形ＰＣＭ表示を出力し又は受理するように動作する。このチップは、また、送信路に対して、送受器／ハンドフリー（ｈａｎｄｓ　ｆ　ｒｅｅ）マイクロホンからの可聴信号を送信ディジタル信号プロセッサ（ｌ　４４）によって必要な１３ビットディジタルＰＣＭに変換し、及び受信路に対して、受信信号ディジタルプロセッサ（１４２）によって発生されたＰＣＭを送受器への可聴信号に変換する関連フィルタ及び増幅器を含む。入及び出ＰＣＭデータは、ＡＢＢＩＥチップとＫＡＴＩＥ／ＫＡＴＡＲＩＮＡチップとの間でビット直列形式で伝送される。

ＡＢＢＩチップ（１２４）は、５ポルト入対８ビット出Ａ−Ｄ変換器とこれに伴う８チヤンネルマルチプレクサを含み、ここでチャンネルＯはＲ５５Ｉ信号をディジタル化するのに使用される。Ｒ８５Ｔ信号は、最強に受信されるアナログ制御チャンネルををする基地局を位置検出するために電力投入時に周波数チャンネルを走査している間に、マイクロプロセッサによって処理される。次いで、情報はアナログ制御チャンネルから読み出されて、どれかの利用可能なディジタル制御チャンネルの周波数を与える。ディジタル化Ｒ５５Ｉ信号は、ディジタル化位相信号と共に使用されて、処理のために無線信号を表示する複素数を構成する。

チャンネル２は、電池電圧を測定するために使用される。チャンネル３は、温度補償のために無線機内の温度を測定する。チャンネル４は、電力増幅器（１１７）の電力を測定する。チャンネルｌ、及び５から７は、予備であって、＋５ボルトに接続される。Ａ−Ｄ変換器によって発生されたディジタル値は、ＫＡＴＩＥ／ＫＡＴＡＲＩＮＡチップ（＋２２）へ直列に伝送される。

ＡＢＢＩチップ（１２４）は、また、３つの８ビットイン対５ポルトアウトＤ− Ａ変換器を有し、その１つは送信機電力を制御するのに使用され、もうひとつは温度補償に使用され、また第３のものは１９．４４ＭＨｚのＴＣＶＣＸＯ（温度補償電圧制御結晶発振器）を制御する。チャンネル１及び２上に発生された電圧に対するディジタル値は、ＡＢＢＩチップ（１２４）に対して内部の４対のレジスタ（ＲｅｇＯ−Ｒｅｇ３）内に維持される。これらの値は、マイクロプロセッサ（１２０）によって、直列制御インタフェースを経由して、書き込まれる。

ビンの分離対が、４対のレジスタ値の信号をＤ−Ａ変換器チャンネル１及び２へ送るのに使用される。チャンネル３に対するディジタル値は、直列制御インタフェースを経由して送られる。分離ストローブは、ＡＢＢＩＥチップ（１２４）に、チャンネル３上で変換するディジタル値として直列制御上の最新の８ビツトを使用するように告げる。

ＡＢＢＩＥチップ（１２４）に関連して、いくつかの外部構成要素がある。これらは、送信送受器／ハンドフリースイッチに対しては、ハンドフリー増幅器、及び偽信号防止フィルタ、及び受信に対しては、偽信号防止フィルタである。これらは、送信及び受信コーデックに対する偽信号防止機能を遂行し、かつマイクロホン及び送受器における電圧レベルとＤＳＰ　（１４２）、（１４４）へ通過される／これから受信されるＰＣＭ値との間の適正な関係をセットする。

ＡＢＢＩＥの最近板においては、これらのフィルタは、内部にある。

先に説明した要素に加えて、３つピン／構成要素が特別の関心を引く価値がある。

ＲＣＰＯは、ＡＢＢＩＥチップ（１２４）上のビンであって、ここで受信可聴信号が生成される。このビンとアナログ接地との間に接続されたキャパシタ（図示されていない）は、ＡＢＢＩＥチップ（１２４）内受信コーデックによって生成された信号を積分する。この信号は、受信偽信号防止フィルタに直接通過させられる。

ＲＥＸＴは外部抵抗器であって、ＡＢＢＩＥチップ（１２４）内の全てのアナログ機能に対する内部バイアス電流をセットする。

ＭＩＤＥＦは、外部発生２．５ボルト参照電圧である。これは、送信コーディングに対する参照としてデュアルモード無線機内で使用される。

基地局への信号通知メツセージに対するＤＳＰ（１２４）、（１４４）のどちらかのいかなる制御、音量調節、アナログ又はディジタルモード、等も、ＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣ（１２２）のホストインタフェース（番号なし）を経由してマイクロプロセッサ（１２０）からこれらのＤＳＰに直接に送られる。

本発明に使用されるディジタルマイクロプロセッサ（１２０）は、好適には、Ｚ８０である。Ｚ８０は、その低電力消費、その標準ＡＳＩＣセル形式（将来の集積化のため）、及びオンチップメモリ配置電子回路の追加による最高メモリの１メガバイトをアドレスするその能力のゆえに選択された。代替品としてこのメモリ配置を既に含む２１８０がある。

２８０マイクロプロセツサ（１２０）は、移動局参照発振器のものを２で分周したタロツク速度すなわち９．７２ＭＨ２で動作する。もしハードウェアへのインタフェースがＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣ（１２２）を“通る”ならば、大抵そうである。マイクロプロセッサ（１２０）に直接接続された専用１１０機能は、メモリアクセス、データバッファ（１３０）及びＫＡＴＩＥレジスタを通しての移動局送受器（１３２）への直列接続である。

実時間動作システム（Ｏ３）がソフトウェア内に存在する。ＫＡＴＩＥＡＳＩＣ（＋２２）は、マイクロプロセッサ（１２０）の割込みビン上に毎１ｍｓにＯ８ “刻時”を発生する。

第４図に見られるように、マイクロプロセッサ（１２０）からのＫＡＴＩＥチップ（１２２）インタフェース（ホストインタフェース）は、両ＤＳＰ　（１４２）、　（１４４）への共通ＣＬＯＣＫ、５ＹＮＣ，及びＤＡＴＡを有する。これらのＤＳＰからのＤＡＴＡは分離しており、１つは送信用、他は受信用である。

ＣＬＯＣＫ及び５ＹＮＣパルスは、（ＤＳＰからの）受信方向には連続的に活性であり、ＣＬＯＣＫのみが７５．９３７５にビット／秒での送信方向１６ビツト語内において連続的に活性である。受信方向において、ＤＳＰ　（１４２）、（１４４）は、必要なときに、ＤＡＴＡを取り出す。ＤＳＰ　（１４２）、（１４４）のダウンロード中、このインタフェースは４．８６ＭＨｚで動作するように状態構成される。

ＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣ（１２４）の変調波形区域（９２）への送信ＤＳＰインタフェース（９１）は、データの伝送中のみ活性である。そのＣＬＯＣＫＳＳＹＮＣｌ及びＤＡＴＡ速度は、どのモードに無線機が入っているかに依存して変化すると云える。空きモード中（制御チャンネル）、（基地局への時たまのメツセージを除き）このインタフェース上で活性はない。アナログ音声モードに対しては、４．８６ＭＨｚのバーストビット速度において、２４０に語／秒で送られる連続１６ビツト語がある。ディジタル音声モードにおいては、このインタフェースは、１６ビツト語を１９４．４に語／秒の平均語速度で転送する。転送効率を向上するために、８つが利用可能になるまで語がＫＡＴＩＥチップ内のバッファ内に収集され、次いで、８つのブロックが４．８６ＭＨｚのバーストビット速度でビット直列に転送される。

ＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣ（１２４）の変調波形区域（９２）のＩ及びＱ出力は差動ＭＯ８出力であり、例えば、■＝″１″’　（ＶＣＣ又は５ポルト）ならば、■ ＝接地又は０ボルトとなる。これらのビット流は、９．７２ＭＨｚで出力され、平衡ＲＣフィルタを通って送信変調器（１１５）に印加される電圧を生成する。

直角変調器を駆動するために平衡フィルタを通して平衡デルタ−シグマ変調を利用することは新規である。

好適実施例においては、発明の平衡フィルタは、シリコン基板上の堆積導電薄膜の膜抵抗の特性、及び介在誘電層とオーバラップする薄膜間の単位面積当りキャパシタンスの特性を利用している。抵抗器はキャパシタ電極板を覆って分布しかつこれから絶縁されたものとして扱われ、したがって、単位長当り抵抗単位長当り、静電容量、及び長さによって記述される分布ＲＣ線路として扱われる。分布ＲＣ線路に関する構成及び回路記号は、第４図に示されている。

このようなＲＣ線路は、高い周波数を減衰するが、しかし遮断はむしろ緩やかである周波数応答の固有の低域通過型式を有する。鋭い遮断低域通過フィルタは、阻止域内のノツチを援用することで以て一般にそれらの特性を達成する。

周波数応答内のノツチがそのキャパシタ電極板端子を特定値の抵抗器を通して接地することによって分布ＲＣ線路を使用して形成されることは、知られている。

均−ＲＣ線路に対しては、ノツチは、接地回路への抵抗が全貫通抵抗の約０．０５６倍の値を持つときに完成され、かつノツチ周波数は約１１．２／ＲＣラジアン毎秒であり、ここにＲは全貫通抵抗であり、Ｃは全分布静電容量である。

いったん完全又は部分的ノツチが形成できると、帯域消去、又は帯域通過のような、他の周波数応答を合成することができ、帯域通過は増幅器の帰還ループにノツチデバイスを含むことによって合成される。

任意の変調無線周波数信号を合成する目的のために直角変調器に関連して提供される整合、平衡、低域通過フィルタは、第１５図に示されており、このフィルタはＩ及びＱ信号だけでなくこれらの補数信号を発生する新規なり−Ａ変換技術を使用する。

第１５図において、ＤＳＰ　（１４４）からの数値■及びＱ信号は、デルタ−シグマ変換器（２０１）に転送される。このデバイスは、既知の技術によって組み立てられ、数値入力値に比例する短期平均値を有する２進１１１Ｔ１又は“０” の高ビット伝送速度の流れを発生する。最大可能数値入力値で以て、生成されるビット流は１１１１１・・・（“ｌ”条件の電圧は選択電源電圧に等しい）、他方、最小数値人力値はビットパターンｏｏｏｏｏｏｏ・・・を発生するであろう。半サイクル数値入力はビット流１０１０１０１０１０・・・を生成し、これは電源電圧の半分に等しい平均電圧を有する。本発明の１態様によれば、エキストラインバータゲート（２０２）が各デルタ−シグマ変換器の出力に配設されて補数ビット流をまた発生する。これは、デルタ−シグマ変換器が１／３電源電圧である平均を有するピント流１００１００１００・・・を生成するとき、補数ビット流は２／３電源電圧である平均を有する０１１０１１０１１０１１・・・であるということを意味する。

これら２つの間の差は、電源電圧の１／３−２／３＝−１／３である。もしこの変換器が電源電圧の＋３／４である平均を有する１１１０１１１０１１１０・・・を生成するならば、補数信号０００１０００１０００１・・・は電源電圧の平気的ｌ／４を有し、したがって、差は３／４−１／４＝＋１／２電源電圧になる。■及びＱ信号を表示する変換器出力信号とその補数を使用することによって、表示される値は、たとえ単一正電源で以でも正又は負であることができ、参照電圧を発生する必要がない。したがって、平衡混合器（１１５Ａ）、（１１５Ｂ）は、単一終端入力ではなく２線入力を備え、これらの混合器はこれら２線上の差に応答しかつこれら２線上の絶対値又は共通モード電圧には応答しない。

高ビツト伝送速度デルタ−シグマ変調ビット流は、単に、極めて多数のビットにわたる運動平均電圧を形成することによって、これらのビット流が表示するアナログ電圧に簡単に変換される。このことは、そのビット伝送速度の小部分であるが、しかし全ての所望変調成分を充分に通過させるのになお充分である帯域幅を有する連続時間、低域通過フィルタを使用して行われることがある。本発明によって開発される平衡信号計算状態に対しては、平衡フィルタ（２０３）はデルタ −シグマ変換器（２０１）出力と■、Ｑ平衡変調器（１１５）との間に必要とされる。

平衡変調器（ｌ　ｌ　５）は、いわゆる、ギルバート混合器で構成されてもよい。

本発明による基本的フィルタ区域（２０３）は、２つの同等のＲＣ零位デバイスを含み、これらは周波数応答内のノツチを有し、平衡（プッシュプル）及び共通モード信号の両方に作用する低域通過フィルタ作用を提供する。このフィルタは、接地抵抗がないので、単位の直流又は低周波において共通モード減衰を有する。完全フィルタ設計は、このようなフィルタ区域の縦続で構成されると云える。

実際問題は、いかに大量生産において堆積薄膜の抵抗率を設計で想定した値に等しくなるように制御するかである。もし抵抗率が変動するならば、全周波数応答は比例して縮倍する。抵抗率を２倍にすることは遮断して零になる周波数を半分にするであろうし、他方、抵抗率を半分にすることは全周波数を２倍にするであろう。実際の生産裕度が周波数応答を所望の限度内に保持することを許すには広過ぎる場合には、本発明の他の態様が製造後に周波数応答を限度内にあるように調節するために適用されると云える。これは、線路長をステップ式に変動させるための発明の手段によって行われる。

ノツチ周波数の調節は、便利な、発明の計算状態を使用するステップ式調節可能線路長によって提供される。これは、整合ステップ式調節可能抵抗器と共に使用され調節可能ノツチデバイスを形成する。

調節可能ＲＣ線路の好適実施例は、第１６図に示されている。主、持久的、人回路線路区域（２１０）は、他の側上のスイッチ可掩区域と縦続接続されている。

左手側上の２つのスイッチ可能区域（２１１）、（２１２）は、主線路長しの第１部分ｄＬである線路長を有する。右の２つのスイッチ可能区域（２１３）、（２１４）は、部分長３ｄＬを有する。したがって、次の組合わせで、スイッチ可能区域を回路にスイッチイン又はスイッチアウトすることによって、種々の有効線路長を達成することができる：２１１　２１２　２１３　２１４　有効線路長アウト　アウト　アウト　アウト　Ｌアウト　イン　アウト　アウト　Ｌ＋ｄＬイン　イン　アウト　アウト　Ｌ＋２ｄＬアウト　アウト　イン　アウト　ｌ、＋３ｄＬアウト　イン　イン　アウト　ｌ＋４ｄＬイン　イン　イン　アウト　Ｌ＋５ｄＬアウト　アウト　イン　イン　Ｌ＋６ｄＬアウト　イン　イン　イン　ｌ＋７ｄＬイン　イン　イン　イン　ｌ、＋８ｄＬ上の配置によって達成される重要な特徴は、回路内ヘスイッチされる線路区域は常に連続している、すなわち、“イン　アウト　イブのような組合わせが使用されないということである。このことは、線路内のキャパシタ電極板のみがスイッチされる必要があるように、スイッチングの簡単化を可能にする。成る線路区域を主線路長に加えるようにスイッチするには、そのキャパシタ電極板を主線路のキャパシタ電極板に接続する。これは、いくっがのスイッチ（２１５−２２２）の１つによって（例えば、スイッチ（２１５）によって）行われる。主線路に加わる線路区域を保護するために、そのキャパシタ電極板を（例えば、他のスイッチ（２１９）によって）切り放したままにするか又は接地しておく。オプショナル抵抗器をスイッチ（２１５−２２２）と接地との間に加えてもよい。したがって、スイッチアウトしした区域は、分離、短絡ＲＣ線路又はデバイスと縦続接続にありかつ有効主線路には加わらない直列抵抗のように見える。

このようにして、主線路端子が第１７図の零位抵抗器を経由して接地されているとき、生成される周波数応答における零になる周波数はスイッチアウトした区域によって影響されない。

整合ステップ可変零調抵抗器を提供するために、第１７図の構成を使用することもできる。ここで、全有効抵抗の調節は、低値のスイッチ直列抵抗器でなく高値のスイッチ分流抵抗器によって完成される。第１７図の主抵抗器値Ｒは、部分ａＲと部分（ａ−１）Ｒとに分割される。第１部分ａＲと並列にスイッチ可能抵抗器（Ｒ１）及び（Ｒ２）が接続される。（Ｒ１）をスイッチインすることは有効値ａＲをａＲ−ｄＲに減少させ、他方、（Ｒ１）と（Ｒ２）の両方をスイッチインすることは有効値ａＲをａＲ−２ｄＲに減少する。同じように、スイッチ可能抵抗器（Ｒ３）及び（Ｒ４）は抵抗（ａ−１）Ｒを（ａ−１）Ｒ−３ｄＲ又は（ａ−１）Ｒ＋６ｄＲに減少させることができる。したがって、−ｄＲのステップでのＲからＲ−８ｄＲまでの全抵抗値を総抵抗について達成することができる。

Ｒの調節は下降方向であるので、スイッチ（２３０）から（２３３）は、第１６図のスイッチ（２１５）から（２１８）の制御信号の逆信号によって動作させられなければならない。部分“ａ”の値は、４つのスイッチ抵抗器（Ｒ１）、（Ｒ２）、（Ｒ３）、及び（Ｒ４）のうちの最小のものが直列スイッチ抵抗の影響を最少化するために可能な限り大きいように選択されることがある。もし“ａ”が小さ過ぎるならば、（Ｒ１）と（Ｒ２）は不必要に小さく、他方（Ｒ３）と（Ｒ４）は大きく、またもしａ”が大過ぎるとこの逆になる。したがって、計算によって発見することのでる最適が存在する。

ノツチフィルタ及び調節可能ノツチフィルタの構成並びにそれらの応用は、ここでは、シリコン集積回路上の集積が目的であるが、しかしこれが他の形式の製造及び応用にも容易に適合することができると云う仮定の下に説明されている。

６００ｋＨｚ被変調搬送波信号は、ＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣ（１２２）の受信サンプル“インタフェース（８０）部品への人力に常時現れている。動作モードに従って、受信サンプルインタフェース（８０）は、受信ＤＳＰインタフェース（番号なし）へ様々な出力を生成する。６００ｋＨｚ入力信号は、ピークツーピークで２００ｍＶのハードリミット信号である。それは、微分信号ＩＦ　ＩＮ及びＩＦ　ＩＮ＼である。

受信サンプルインタフェース（８０）内に使用される３つモードは、アナログ制御チャンネルモード、アナログ音声チャンネルモード、及びディジタル音声チャンネルモード用である。受信サンプルインタフェース（８０）は、大信号の位相、周波数、及び振幅のいくつかの組合わせを測定する能力を有する。アナログ制御チャンネルモードにおいては、位相サンプルは、８０に語／秒での１６ビツト語を使用して受信ＤＳＰ　（１４２）へ送られる。アナログ音声チャンネルモード中、位相及び周波数情報は、１６０に語／秒を与えながら交互に送られる。ディジタル音声モードに対しては、８ビット位相及び。８ビット振幅サンプルが１６ビツト語にパケットされて１９４．４に語／秒の速度で受信ＤＳＰ　（１４２）へ送られる。全てのバーストビット速度は、このインタフェース上では４．８６ＭＨｚである。

第５図に示されているように、ＫＡＴＩＥチップ（１２２）とＡＢＢＩ　Ｅコーデック（１２４）との間に２つの主要なインタフェースがある。これらの１つは、可聴データ（ＰＣＭ）をＡＢＢＩＥチップ（１，２４）コーデックへ送り及びこれから送るのに使用される。他は、ＡＢＢＩＥチップ（１２４）内のＤ−Ａ変換器値又はディジタル制御音量調節値のような、種々のモード及びパラメータをセットする直列接続通信チャンネルである。ＡＢＢＩＥチップ（１２４）のＰＣＭインタフェースは、８にサンプル７秒の速度で１６ビツト音声語を転送することができるように少なくとも１２８ｋＨｚのバーストビット速度を必要とする。

ＰＣＭインタフェースは６４８ｋＨｚのバーストビット速度を使用し、したがって、必要とされる最低ビット伝送速度の約５倍のマージンを有する。

直列制御インタフェース信号は、ＡＢＢＩＥ内のパラメータを変化しようとするときにのみ活性化される。そのビット伝送速度は６４８ｋＨｚであり、データ様式は８ビツトアドレス（パラメータレジスタ）及び８ビツト新値からなる。いくつかの成るアドレスは、待機モード中に電力を節約するために不使用区域の電力切放し用の制御ビットを参照する。

本発明による携帯電話においては、マイクロホン及び受話器がユニット内に組み込まれれる。これらの組込みトランスジューサが採用されるときは、外部送受器との通信は不要である。しかしながら、移動（自動車）電話においては、又は携帯ユニットが移動動作にそれを適合するために自動車アダプタに一時的にプラグインされるとき、マイクロプロセッサ（１２０）が汎用同期受信送信（ＵＡＲＴ）インタフェースを経由して外部送受器又はアダプタユニットにディジタル制御信号を通信する。可聴信号は、ＡＢＢＩＥ補助可聴入力及び出力ビンを使用して約１０１００−２Ｏ０ＲＭＳの中間レベルで外部との間に送受される。

移動局の電源及び制御論理区域（１，４０）は、電池、接地、点火センス、ホン警報出力、トランスバックモード検出送受器オン／オフボタン、及び移動局内部電力保持信号を含む。

電源のプール論理を使った簡単化ブロック線図が、第３図に示されている。基本的な動作は、もし送受器上で電源ボタンが押されると、マイクロプロセッサ（１２０）は動作させられ、点火センス入力をチェックする。もし点火センスがオンならば、移動局は使用者に対して“電力投入”する。もしそうでなければ、マイクロプロセッサは再び動作停止する。

電力保持信号を使用するシナリオは、使用者が会話モードにありかつ点火スイッチをターンオフすると云うことでもある。点火スイッチがオフであることをセンソングすると、マイクロプロセッサ（１２０）は、電力保持信号で以て移動局への電力を維持し、及び呼がその移動局のターンオフを終結させたときにのみ電力保持信号を開放する。もし呼が進行していなければ、点火センス電力の不在がこの移動局をターンオフするであろう。

第７図は、移動局の簡単化転送路を示す。可聴信号はマイクロホンから到来し、かつＡＢＢＩＥコーデック（１２４）によってＰＣＭディジタルデータに変換される。送信ＤＳＰ　（１４４）はこのデータを受信し、利得制御、フィルタ処理、ディジタル音声コーディング、誤り訂正コーディング、及びバースデータ様式化を遂行し、かつ結果を、変調器（１１５）による変調に対して正しい■及びＱ信号に形成されようにＫＡＴＩＥ　ＡＳＩＣゲートアレイ（ｉ２２）へ送る。アナログモードにおいて、８にサンプル／秒ＰＶＭ音声は音声コーディングによって減少されず、又は誤り訂正コーディングに付されない。代わりに、ＡＭＰＳ指定２：１ダイナミツクレンジ圧伸アルゴリズムのディジタル実現が採用される。

次いで、圧伸波形のサンプルが、周波数変調波形に変換され、これから位相サンプルに変換され、最終的にこれらの位相サンプルのそれぞれＣＯ８及びＳＩＮである、■、Ｑ波形に変換される。

ＬＱ倍信号、変調器（１１５）の一対の混合器に印加されると共に、これらの混合器に送信中間周波数で移動器（１１４）から同相及び９０°位相外れ信号が供給される。これは、混合器（ｌ　ｌ　６）内で加算されかつチャンネル周波数に混合“アップ”され、デュプレクサ（１００）を通して外部へ送信される。代替実施例においては、“アップ”混合器は非被変調搬送波周波数を生成し、これが次いでＬＱ波形で以てＬＱ変調される。

第８図は、簡単化受信路である。受信信号は、混合器（１０３）内で合成局部発振器信号を使用し−Ｃ選択チャンネル周波数から“第１”ＩＦ周波数に混合“ダウン”される。次いで、受信チップ（１０６）が、この信号を、合成器（１１０）及び参照発振器（１１２）を援用して、混合しかつフィルタ処理して“第２” ＩＦ周波数にダウンし、次いで、この第２１Ｆ信号はＫＡＴＩＥチップ（１２２）の受信サンプルインタフェース区域（８０）によってサンプルされる。

ＫＡＴＩＥチップ（１２２）は、第２１Ｆ信号を一連の位相アンプル及び一連の周波数サンプルに変換し、かつＡＢＢＩＥチップが同時にＲ３５Ｉ信号をそのＡ −Ｄ器を使用して一連の振幅値に変換する。位相、周波数、及び振幅サンプルは、処理のために受信ＤＳＰ　（１４２）へ送られる。受信ＤＳＰ（１，４２）は、復調、フィルタ処理、利得／減衰を遂行し、ディジタルモードにおいては、チャンネルデコーディング、音声圧縮解除を遂行する。２８０マイクロプロセツサ（＋２０）は、ホストインタフェースとして作用し、かつシステムの他の制御動作を提供する。

次いで、この変調音声データは、拡声器用ベースバンド可聴信号に変換されるためにＰＣＭサンプルとしてＡＢＢＩＥコーデック（１２４）へ送られる。

音声のディンタル送信は、ＡＢＢＩＥによって供給される１６ビツト語の８にサンプル７秒から音声ビット伝送速度をＶＳＥＬＰコーダの使用を通してまず低下させることによって、容易にされる。音声コーグは、音声の２０ｍセグメントを表示するいくつかのビットを提供する。ビットは、クラス１ビツト（最上位）とクラス２ビツト（最下位）に分類される。クラス１ビツトは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）によって誤り訂正たたみ込コーディング及び誤り訂正の最も厳密な形式に付される。これら２つの出力は、２６０ビツト出力を備える２タイムスロツトインタリーバに入る。このインタリーバの各２６０ビツト出力は、先行２０ｍ音声セグメントの１３０ビツトと現行セグメントの１３０ビツトとの和からなる。

このビット流は、直並列変換器（５１）（第９図）の入力へ供給される。第９図に示されるように、第１ビツトはＸ″路をたどり、他方、第２ビツトはＹ＠路をたどる、等々である。

第２段、差動位相エンコーダ（５２）は、これらのビットを対（記号）にグループ化し、かつ各対を４つの信号相対位相変化の１つに翻訳する。例えば、記号対ＯＯは、４５°位相変化を表示し、記号対Ｏ１は１３５°変化を表示し、ｌＯは一４５°変化を表示し、１１は一１３５°変化を表示する。第９図は。倍周段（５６）と（５７）との間の９０°移相器（５５）ばかりでなく、ベースバンドフィルタ（５３）及び（５４）を含む。移相はＱ信号に印加される。したがって、 ■及びＱ信号値は、成る点の２つの直交軸上の座標を表示し、■及びＱ値の適当な選択によって、いかなる点にも“到達”できるようにする。

各記号対するＩ、Ｑ値の順序は、ルートレイズドコサイン（ＲｏｏｔＲａｉｓｅｄ　Ｃｏ５１ｎｅ）フィルタに印加されて点間の遷移を平滑化する。

第１θ図は、オーバレイされた多くの記号対に対する典型的信号軌跡を示す。

ＴＤＭＡ標準及びて両立性に関する更に詳細情報については、Ｉ　Ｓ−５４を参照されたい。

受信機における復調は、信号路内の反響の裕度を提供するチャンネル適合等化器によって完遂される。適当な等化器は、参考資料としてここに編入された、ヨーロッパ特許出願０　４２５　４５８　Ａｌに開示されている原理に基づいていると云える。

動作本発明の動作を一層良く理解するために、パルス列の構成　及びトラフィック概念について論じる。トラフィックチャンネルは、移動局から基地局、及び基地局から移動局へ伝送されるディジタル情報の部分であり、第１１図に示されるように、使用者及び信号通知情報を含む。ＦＡＣＣＨ（Ｆａｓ　ｔＡｓｓｏｃｉａｔｅｄ　Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｃｈａｎｎｅｌ）及び使用者情報を同時に送ることはできない。受信機は、参考資料としてここに編入された米国特許第５．２３０，００３号に開示された技術に従ってＦＡＣＣＨと使用者情報との間を判別することがある。各ＤＴＭＡフレームは、下に例証される６スロツトかフレーム全体は１９４４ビツト（９７２記号）を含み、かつ伝送に４０ｍ５かかる。これは、３２４ビツト毎スロツト又は１６２記号に等しい。全てのスロットは長さが等しい。

２ビット＝１記号毎ＴＤＭＡ内利用変調スキームであって、これは更に下に詳細に説明される。

各スロットは、次の情報を含む。

移動局から基地局への様式基地局から移動局への様式通常トラフィックチャンネルは、２タイムスロツトを占有する。グループ化するのは、スロットｌと４、スロット２と５、及びスロット３と６である。ｌタイムスロットしか占有しない半速度トラフィックが将来に対して準備されている。

全速と半速のトラフィックは、同じチャンネル上で混合される。

上に掲げられたスロット様式において使用される記号の説明においては、次が適用される。

Ｇ　−ガード（Ｇｕａｒｄ）タイムＲ−ランプ（Ｒａｍｐ）タイム５ＡＣＣＨ＝　Ｓｌｏｗ　Ａｓ５ｏｃｉａｔｅｄＣｏｎｔｒｏｌ　ＣｈａｎｎｅｌＳＹＮＣ−同期化及びタイミングＤａｔａ　＝　使用者情報又はＦＡＣＣＨＣＤＶＣＣ＝　コード化ディジタル検証カラーコード　Ｒ３ＶＤ　＝　予備平均正味データ伝送速度は、通常ディジタルトラフィックチャンネルの場合１３にビット／秒である。

移動局ＲＦ比出力、ガードタイム中搬送波オフモードにある。ランプタイムは、基地局によってオーダされた電力レベル（Ｐ　Ｌ）に達するために３記号持続時間を移動局に与える。移動局は、第２記号の終結までに指定ＰＬの３ｄＢ内になければならない。搬送波オフモードへ命令されたとき、移動局出力は３記号期間内に一６０ｄＢより下へ落ちる。例えば、われわれの移動局はトラフィックチャンネル“ｌ”上にあり、スロットｌと４上で送信している。他のスロット区間２．３．５、及び６中にこの移動局はオフでなければならない。なぜなら他の移動局がこれらの他のスロット上で又はＴＸ周波数カリ基地局の同じ受信機バックを使用するような全てのトラフィック上で送信するからである。順方向及び逆方向タイミングは、オフセットである。

順方向において、１４記号同期フィールドが、スロット識別、等化器訓練、及び同期のために使用される。

時分割（ｔ　ｉｍｅ−ｍｕ　ｌ　ｔ　ｉ　ｐ　１　ｅｘｅｄ）ディジタル音声又はデータ信号のＴ−１システムは、各チャンネルが“ラウントロピン（ｒｏａｎｄｒｏｂｉｎ）”様式に全時間の部分が割り当てられる限り、本システムに類似している。基地局は、３つの移動局の各々に代わる代わるに情報のバーストを送信し、次いで、次の情報のバーストを再び第１移動局に送信する、等々を続ける。

同期語及びＣＤＶＣＣは、移動局にそれがどのバーストを受けるべきかを識別させる。

逆方向において、３つの移動局の各々は、その順番に同じ基地局受信機に送信し、そのバーストに含まれている同期語及びＣＤＶＣＣ記号は基地局にそのノ＜− ストがどの移動局から到来するかを識別させる。送信の２つ方向の間の相違は、基地局が連続的に送信するのに反して、各移動局がその時間の１／３だけしか送信せず、それゆえその送信が開始カリ停止するということである。移動局送信ノく−ストの開始及び終結における“ラミング（ｒａｍｍｉｎｇ）”記号の機能は、信号の近傍チャンネルへの不要なスペクトル拡張を回避するように、平滑な開始及び終結を果たさせることである。

これらのディジタルトラフィックチャンネル上で送信又は受信可能な唯一のものはディジタルデータ、　“ｌ”及び“θ″であるということが、確立されている。

電話は、全ての使用者情報をこの様式、すなわち、π／４ＤＱＰＳＫ変調プロセスに変換する方法を必要とする。

音声コーディングは、ベクトル和励起線形予測コーディング（Ｖ　Ｓ　Ｅ　Ｌ　Ｐ）によって行われ、これの詳細は上に触れたｌ５−５４システム標準仕様書に記されている。ＶＳＥＬＰコーディングは、ＤＳＰ内に実現されるボコーダによって遂行され、そのエンコーデング部分はＤＳＰ　（１４４）内で実現され、デゴーイング部分はＤＳＰ　（１４２）内で実現される。コーディングのこの方法の根拠は、音声及び可聴波形パターンの繰返しに起因して、全波形を送信する必要はないということである。キー成分、再構成ビットを抽出し、誤り訂正（ＣＲＣ）を遂行し、カリなお低下ビット伝送速度で動作することが可能である。受信終結の際に、信号は電話及びセルサイトのコードブックに記憶された情報を利用して再構成される。事実、それは、“穴埋め（ｆｉｌｌｓ−ｉｎ−ｔｈｅ　ｂｌａｎｋｓ）”する。データの小さなドロツアウトが使用者によって検出されないのは、この繰返し及びインクリーピングに起因している。

音声コーグは、８に語毎秒を８にビット／秒に圧縮するためにベクトル和励起線形予測（ＶＳＥＬＰ）を使用する。その原理は、音声を表示するダイナミック変動係数を持つ式を構成するのに音声の繰返し性質に関する知識を使用することである。これらのＬＰＧ係数は、８にビット／秒の部分として送信される。８にビット／秒の残りは、いわゆる“残留”であり、式を用いる予測と実際の音声波形との誤差に関する情報を送信するのに使用される。更に、この残留を表示すのに必要なビット数は、その波形の５ｍＳ区域を“コードブック”内の予記憶波形とリンクし、その全波形の代わりにこのコードブックの記述子番号のみを送信することによって、減少させられる。入可聴信号は、まず３つのプロセスを通過してＡ−Ｄ変換させる。これらのプロセスはレベル調節、バイパスフィルタ処理、アナログ−ディジタル変換である（１３ビット分解脳）。

可聴サンプリング速度は、この場合もＴ−１線路のように、８ｋＨｚである。

呼処理次は、ディジタル呼処理の詳細な説明である。アナログ呼処理は、ディジタル呼処理と非常に類似しており、次は、適当な箇所で挙げられた種々の相違と共に両者の説明として役立つであろう。

動作電力が印加されると、電話はその初期化及び自己試験ルーチンに入る。移動局はそれ自身のプログラミングからシステムＡ又はＢ専用制御チャンネルを走査するかどうかを決定する。移動局が全部で２１の第１制御チヤンネルを走査するに従って、この移動局はまた信号長を検査する。ディジタル能力基地局は、アナログ移動局と共に、前と同じように依然同じアナログ制御チャンネルを使用する。デュアルモード電話は、この時点で依然としてアナログモードにある。

移動局は、例えば、３秒以内にシステムパラメータオーバヘッドメツセージを正しくデコードするために最強専用制御チャンネルにいま同調し、ページングチャンネルの数、第１ページングチヤンネル、最終ページングチャンネルを更新し、（もし移動局に能力があれば）自動登録に対する増分をセットし、かつプロトコル能ノＪインジケータ（Ｐ　Ｉ　Ｃ）をその個々のフィールドからの読出し値にセットする。

最後に述べたステップは、アナログ電話とディジタル電話とが異なり始める所である。ＰＣＩは、基地局がディジタル能力があるかどうかを表示するシステムパラメータオーバヘッドメツセージの第１語内の第１　ビットフィールドである。

もしＰｃｔがアナログ専用であると指示するならば、この移動局は専用制御チャンネルタスクの走査第２集合に入るであろう。これは、ディジタル能力基地局を位置検出する企図と考えることができる。この手順は、基本的に第１走査と同じである。もしＰＣＩがディジタル能力を指示するならば、移動局は第１ペーツジングチヤンネル選択に入る。

もし移動局が第１又は第２のどちらかのプロセスを完了できないならば、移動局はそのシステム（Ａ／Ｂ）に復帰し、もしそれが使用可能ならばそれを変えて、このプロセスを繰り返す。“サービスなしくＮｏ　５ＥＲＶＩＣＥ）”は、移動局が成功裡にこのプロセスを完了するまで、結果として指示される。

次いで、ディジタル基地局又はセルサイトのサービスエリヤ内のディジタル移動局は、ページングチャンネル内の信号強度を検査しかつ検証オーバヘッド情報タスクに入る。移動局は、オーバヘッド待機メツセージビット（Ｗａｉｔ−Ｆｃｒ −Ｏｖｅｒｈｅａｄ−Ｍｅｓｓａｇｅ　Ｂｉｔ）（ＷＦＯＭ）を零にセットする。もう一度、移動局は３秒をつかって最強ページングチャンネルに同調し、オーバヘッドメセージ列を受信し、ＳＩＤシステム識別、Ｒｏａｍ状態（記憶ＳｒＤとの内部比較）、及び局部制御状態（使用可能／使用禁止）を更新する。

もし移動局がこのタスクを完遂することができないならば、移動局はこれを第２最強ページングチャンネルに対して試行する。もしこれを失敗するならば、移動局はサービスを施す試行中に再びＡ／Ｂ選択をチェックする。もし全てが失敗するならば、移動局は専用制御チャンネルの第１集合の走査に復帰する。

もし移動システムが成功するならば、移動システムはオーバヘッド情報タスクに対する応答で空き（アイドル）に入る。“空き”タスク中、移動局は、少なくとも毎４６．３ミリ秒に４つの次のタスクを実行する：・オーバーヘッド情報への応答−３ＩＤ比較、ページングチャンネルの数のようなオーバヘッド情報に応答して、制御フイラビットを読み出し、ＤＴＸビ・ットを読み出し、ｒｏａｍ状態、アクセスチャンネルの数をセットし、制御チャンネル境界を決定する。この列上にもＣＰＡビットがある。もしこれが零にセットするならば、アクセス及びページングチャンネルタスクは、幾分、ロールを逆転する。これは、両モードに適用する。

・ページ整合−順方向制御ページメッセージＭＩＮが移動局ＭＩＮに等しいとき、ページ整合が起こる。整合が存在するとき、移動局はページ応答指示を使ってシステムアクセスタスクを実行する。

・オーダー移動局はオーダに対する制御メツセージを監視しカリそのオーダに作用するようにＭＩＮを整合させなければならない。

・発呼−移動局は呼を指示し、生起要求と共にシステムアクセスに入る。

システムアクセスは、好適実施例においては、最長１２秒の生起、最長６秒のページ応答、最長６秒のオーダ応答、及び最長６秒の登録のような時間制約を有する。

次いで、移動局は、アクセスチャンネルの各々上の信号強度を検査し、最強のチャンネルに同調し、及び検索アクセスパラメータタスクに入る。次に、移動局は、通話中発生及び捕捉試行（最長１０回）をセットし、かつそれらの計数器を零に初期化する。読出し制御フィルタビット（ＲＣＦ）が読み出される。もしこれが零に等しいならば、移動局はＤＣＣＳＷＦＯＨＳＳＤＣＣＩ、５ＤＣＣ２を受信値にセットし、ＰＬをそのメツセージのＣＭＡＣ内の値及び局電力クラスにセットする。ＷＦＯＭ　（オーバヘッドメツセージ待機）ビットを経由して、移動局はそのオーバヘッド情報を更新するか又は逆制御チャンネルを起動するかのどちらかを指令される。

ＲＣＣ（逆制御チャンネル）を起動するに当たって、移動局は、まず、通話中・空きビットを読み出す。これが空きであると仮定すると、移動局はその送信機を適当な周波数に同調させ、いったん特定ＰＬの３ｄＢ内にあるならば、移動局はそのメツセージを基地局に送る。メツセージの詳細は、後はど説明される。この時点で失敗すると、捕捉失敗計数器を増分させる。もしＦＣＣ（順方向制御チャンネル）上の通話中／空きビットが移動局メツセージ列の第５６ビツトと第１０４ビツトとの間で話中に変化すると、移動局はそのサービス要求送り、ＲＣＣページ応答、生起、オーダ確認、及びオーダメセージに関して送られる４つの型式のメツセージは（５語のうちの１つ以上から）なる。

Ａ２　簡略アドレス語（常時送られる）。

Ｂ、拡張アレドレス語−ディジタル要求、オーダ確認、登録、ＲＣＦ−１，２− 一語ページ（Ｄ＆Ｅ）　、又はＲＯＡＭ状態の変化用。

Ｃ１直列番号語。

Ｄ、被呼アドレスの第１語（生起）。

Ｅ、被呼アドレスの第２語８（生起）。

完全なメツセージを送った後、移動局は被変調搬送波を約２５ｍ５にわたり送って次いでここれをターンオフする。オーダ確認に対しては、移動局はどちらが自己注釈的であるかのサービシングシステム判定に入る。他の要求に対しては、移動局はメソセージ待機（Ａｗａｉｔ　Ｍｅｓｓａｇｅ）タスクを遂行する５秒を有する。ディジタル能力電話に対しては、これは、開始トラフィックチャンネル（Ｉｎｉｔｉａｌ　ｔｒａｆｆｉｃ　Ｃｈａｎｅｌ）指定メツセージであって、そのパラメータを更新し、通常、自動登録更新を遂行し、“成功”指示を供給する。移動局にとっての次のステップは、確認開始トラフィックチャンネル要求（Ｃｏｎｆｉｒｍ　Ｉｎ１ｔｉａｌ　Ｔｒａｆｆｉｃ　ＣｈａｎｎｅｌＲｅｑｕｅｓｔ）である。たとえ使用者がこの時点で終端することを選択したとしても、その呼は終端するために音声又はディジタルチャンネルヘスイッチする。

ディジタルへ行くためには、開始トラフィックチャンネル指定の受理の１００ｍ５以内に、移動局は指定チャンネルに同調し、ＤＶＣＣを受信値にセットし、ＴＸ及びＲＸをメツセージフィールド型式によって受信された速度にセットし、タイムスロットを指示されたようにセットし、時間正規化オフセットを参照値にセットし、かついったん同期すると、送信機を、トラフィックチャンネル指定メツセージのＶＭＡＶＣフィールドによって指定された線路電力レベルにおけるＤＴＸ高状態でターンオンする。移動局は、時間正規化を伴う物理層制御オーダが受信されるまで、短縮化バーストをそのチャンネル上に送信する。

ページ応答に対しては、ＤＴＸ高状態に依然としである間に、オーダ待機（Ｗａｉｔ　Ｆｏｒ　０ｒｄｅｒ）タスクに入る。もし５秒オーダタイマが時間切れになるならば、移動局は送信機をターンオフし、システムサービング判定に復帰する。もし移動局がＤＴＸ低状態にあり、かつ順方向メツセージが受信されるならば、移動局は、高速関連制御チャンネル（ＦＡＣＣＨ）に応答する。

Ｆ　Ａ　ＣＣＨ又は５ＡＣＣＨ（低速）のｌ　００ｍ５以内に、移動局は、次の命令に従って応答する：情報（Ｉｎｆｏ）を伴う警報−移動局肯定応答を送り、応答待機タスクを開始し、オーダを測定せよ−１２まで、ＲＦチャンネル品質（ＣＱＭ）を測定せよ、測定停止−測定を終端せよ、物理層制御−トラフイックチャンネル電力、時間正　焼化、及びＤＴＸメツセージを含む、復旧−呼終端オーダ、保守−移動局肯定応答、及び応答待機タスク、オーダィットー移動局肯定応答、オーダを待機せよ、局部制御−もし使用可能ならば、移動局は取る動作を終端するハンドオフ−Ａ−Ｄ又はＤ−Ａ、状態要求−状態メツセージを送り力りオーダを待機せよ。

応答待機中は、ＤＴＸ動作は１．　５秒間禁止され、警報タイマは６５秒にセットされる。次の事柄が起こることがある：６５秒の後、タイマは時間切れとなり、送信機は遮断される。

もし使用者が応答すならば、接続メツセージが送られ、基地局は肯定応答するはずであり、ユニットは会話モードへ移行する。接続メツセージは６５秒時間切れに先立ち３回まで基地局に送られる。

移動局は、また、ＦＡＣＣＨ又は５ＡＣＣＨ上の次のメツセージのどらかを受信する。

どの移動局がＡＣＫ　（肯定応答）に応答するかの情報を伴う警報は、応答モード待機にとどまりかつタイマをリセットする。

他のオーダは上に列挙されたオーダ待機とほとんど同等である。

次のステップは、会話モードに入ることである。もしこれが成る応答−一数ステップ前に取られた径路−一でなくて生起アクセスであったとしたならば、移動局は対話タスクに直行してしまっているであろう。

会話モードにおいて、もう一度、ＤＴＸ送信が１．　５秒間禁止され、カリ移動局は高状態にとどまる。サービス要求によっては、次の事柄が起こることがある：復旧−使用者は呼を終端し、情報でフラッシュされ、ＤＴＭＦを送り、好適サービスを変更し、メツセージ−前のように−これはハンドオフ又は情報測定オーダ、オーダィット、等を含むことがある。

ディジタルチャンネルトラフィックチャンネルに対しては、ハンドオフは、移動局ＡＣＫを送ること、送信機をターンオフすること、ＰＬを調節すること、新ＲＦチャンネルに同調すること、ＤＶＣＣを受信値にセットすること、ＴＸ及びＶＲＸディジタルモードをセットすること、タイムスロットを受信値にセットすること、音声コーデックを図形化（ｆｉｇｕｒｉｎｇ）すること、時間規格化集合をセットすること同期化の際に送信機をターンオンすること、時間切れタイマをリセットすること、１．　５秒間ＤＴＸを禁止すること、及び応答待機状態にとどまること、に係わる。これは、移動局がチャンネル品質測定（“ＣＱＭ″）を遂行するので、移動局助成ハンドオフ（ＭＡＨＯ）と考えられ、ＣＱＭは受信信号強度指示（“Ｒ３５Ｉ”）及び現行トラフィックチャンネルを含むシステムによって指定されたチャンネル（最大１２）のビット誤り率（ＢＥＲ″）を含む。

次いで、移動局は、この情報をハンドオフの評価のために基地局に送信する。

アナログ音声チャンネルに対しては、ハンドオフは、移動局ＡＣＫを送ること、送信機をターンオフすること、ＣＱＭを終端すること、電力レベルを調節すること、新チャンネルを調節すること、新ＳＡＴに同調すること、ＳＳＣを受信値にセットすること、送信機をターンオンすること、ＳＴをターンオンすること、時間切れタイマをリセットすること、次いで、アナログチャンネル上で応答を待機するごと、に係わる。

復旧の際、移動局は、ＤＴＸ高状態に復帰するか又はこれにとどまる。使用者終端は復旧メツセージを発生し、かつ移動局はＦＡＣＣＨ上に基地ＡＣｋ−送信機ターンオフ又は警報メソセージを受信することがある。

もし基地局肯定応答又は警報が、復旧を送って後、５００ｍ５以内に受信されないならば、これが３回まで再送信される。それでもなお肯定応答がないならば、移動局はその送信機をターンオフする。もし基地局ＡＣＫが受信されるならば、移動局はその送信機をターンオフするに先立って肯定応答する。

移動局は、更に、ＦＡＣＣＨ又は５ＡＣＣＨ上に情報メツセージを送ることがある。移動局上のいくつかの成るメツセージは、セルサイトの肯定応答を要求する。もし確認の前に時間れになるならば、移動局は、同じ制御チャンネル上にそのメツセージを再送信する。特定数の企図の後、移動局はメツセージの送信を打ち切る。

移動局メツセージがセルサイトからの肯定応答を要求するとき、移動局は異なるメツセージを終結させる前にそのメツセージの確認を待機する。チャンネル品質測定は、この規則外である。

監視は、ＳＡＴではな（ＣＤＶＣＣを使ってディンタルトラフイックチャンネル上に完遂される。それは、２５５の可能な組合わせて以て各順方向及び逆方向スロット内に含まれる。ＤＴＸ高状態においては、ＣＤＶＣＣは全て時間に送信される。ＤＴＸ低状態においては、ＣＤＶＣＣはＦＡＣＣＨメツセージで以て送られる。時間切れ区間は通常ＦＡＣＣＨの場合は２００ｍ５．及び通常５ＡＣＣＨの場合１２００ｍｓである。全ての予備ビット（Ｒ３ＶＤ）は、”ｏ”にセットされる。

ディジタルＲＦ発射要件にっては、ディジタルモード中、移動局は対応する基地局の送信周波数より低い４５ＭＨｚ周波数値の±２００Ｈｚ内を追跡しなければならない。移動局は、電力出力を禁止することなくチャンネル切換えする間は１　ｋ　Ｈｚより大きなオフ−の周波数であってはならない。

送信アンテナ接続器出力は搬送波オフ状態において一６０ｄＢを超えてはならない。搬送波オン状態に行（ように指令されたとき、移動局はＺｍｓ以内に周波数仕様内かつ指定出力電力の３ｄＢ内になければならない。搬送波オフ状態に行くように指令されたとき、送信電力はＺｍｓ以内に一６０ｄＢを超えてはならない。

どちらの隣接チャンネル内の総発射電力も平均出力電力の下２６ｄＢレベルを超えてはならない。う回チャンネル発射は平均出力電力の下２５ｄＢを超えず、他方、中心から±９０ｋＨｚに配置されたチャンネルは平均出力の下６０ｄＢ下又は−４３ｄＢ、どちらか高い方を超えない。

クラスＩＶは、デュアルモード電話に利用可能である。これは、移動局を基地局からの物理層制御メツセージを経由して電力レベルを“８”すなわち−２６ｄＢ、“９″すなわち一３０ｄＢ、及び“ＩＯ”すなわち−３４ｄＢへ低下させることを可能とする。

ディジタル音声及びデータ信号は、π／４移相、微分コード化直角移相キーイング（π／４ＤＱＰＳＫ）を使用する。

結論すると、本発明は、最終使用者に合理的なコストでデュアルモードＴＤＭＡ励行セルラー電話を提供する。ディジタル搬送波機器との関連におけるこれらの電話の実現は、ふくそうシステムに必要な救援をもたらし、放送時間の収益を増大し、建設資本費用を減少させる。

特定の実施例についての上の説明から、人々は、本発明の精神と範囲に反することなく、このような特定の実施例を容易に変更し及び／又は種々の応用に適合させることが容易にできる。したがって、このような適合及び修正は、開示の実施例の等価の意味と使用の内に包含されるはずでありかつ包含されことを意図している。いうまでもなく、ここに採用された説明及び技術は、説明目的のためであり、限定目的のためではない。

浄書（内容に変更なし）Ｆｔ’ｇ、　／Ｂ＋４８　１４４Ｆｉｇ、　２ＢＦ／’ｑ、７　＞＝ｔ、ｙ　ｌｔｊ線ｎ補正書の写しく翻訳文）提出帯（曲法第１８４条の７制帽）　請求の範囲：４、請求の範囲第３項記載の装置において、前記ＡＳＩＣは音声Ａ−Ｄ及びＤ− Ａ変換器を含む、装置。

５、請求の範囲第４項記載の装置において、前記送信ディジタルプロセッサと、前記受信ディジタルプロセッサと、前記ＡＳＩＣとはアナログ通信モードとディジタル通信モードとにおいて前記受信信号と前記送信信号とを処理する、装置。

６、請求の範囲第５項記載の装置において、前記通信モードがスイッチされるとき前記スイッチング手段は前記送信ディジタルプロセッサと前記受信ディジタルプロセッサと内へのダウンローディングプログラミング情報を含む、装置。

７、ディジタル音声モード又はアナログ通信モードにおいて送信する能力のある多モードセルラー無線を麩であって、ＰＣＭサンプルの流れを発生するために送信用音声信号をディジタル化する手段と、Ｉ信号とＱ信号とを得るためにディジタル音声送信モード又はアナログＦＭ音声送信モードのどちらかに対して前記ＰＣＭサンプルを処理する能力のある処理手段と、。

被変調無線周波数を得るために１信号とＱ信号とを処理する直角変調手段とを含む多モードセルラー無線電話。

８、請求の範囲第７項記載の多モードセルラー無線電話において、前記処理手段はセルラーネットワークから受信されたモート′制御信号蚤こ従って前記ディジタルモード処理又は前記アナログモード処理を遂行する指令で以てダイナミックに再ブログマブルなプログラム記憶手段を含むプログラマブル信号プロセッサを含む、多モードセルラー無線を話。

９、ディジタル音声信号又はアナログ音声信号を受信する能力のある多モードセルラー無線電話であって、受信信号を中間信号に変換するダウン変換手段と、前記中間信号を位相情報と振幅情報とを保存する複素数の流れに変換するベクトルアナログ−ディジタル変換手段と、音声サンプルを得るためにディジタル音声受信モードとアナログ音声受信モードとのうちの１つにおいて前記複素数の流れを処理する能力のある数値処理手段と、スピーカを駆動するために前記音声サンプルをアナログ信号へ処理するＤ−Δ変換手段とを含む多モードセルラー無線電話。

１０、請求の範囲第９項記載の多モードセルラー無線電話において、前記数値処理手段はセルラーネットワークから受信された制御信号に従って前記ディジタルモード又は前記アナログモードのどちらかに相当するプログラムで以てダイナミックに再ロードされることのできるプログラム記憶手段を含むプログラマブル信号プロセッサを含む、多モードセルラー無線電話。

比　ディジタルモード又はアナログモードにおいて送信する能力のある多モードセルラー無線電話であって、ＰＣＭサンプルの流れを発生するために送信用音声信号をディジタル化する手段と、少なくとも１つの制御信号を得るためにディジタル音声送信モード又はアナログ音声送信モードのどちらかに対して前記ＰＣＭサンプルを処理する能力のある処理手段と、被変調無線周波数を得るために前記少なくとも１つの制御信号を処理する変調手段とを含む多モードセルラー無線電話。

１２、　請求の範囲第７項記載の多モードセルラー無線電話において、前記処理手段はセルラーネットワークから受信されたモード制御信号に従って前記ディジタルモード処理又は前記アナログモード処理を遂行する指令で以てダイナミ・ツクに再ブログマブルなプログラム記憶手段を含むプログラマブル信号ブロセ・フサを含む、多モードセルラー無線電話。

手続補正書（方式）２、発明の名称多モード信号処理３、補正をする者事件との間係　特許出願人５、補正命令の日付　平成７年１月３１日６、補正により増加する請求項の数７、補正の対象８　補正の内容　別紙のとおり

Claims

【特許請求の範囲】

１．多モード無線通信装置であって：伝送信号を受信しかつ前記信号を周波数信号に変換する受信手段と、信号を変調しかつ送信する送信回路と、前記周波数信号と送信されるべき前記信号とを処理する信号処理電子回路であって、前記処理はアナログ通信モードとディジタル通信モードとの間においてスイッチ可能である、前記信号処理電子回路と、アナログ通信モードとディジタル通信モードとの間でスイッチングするスイッチング手段とを含み、アナログモードとディジタルモードとにおいて実質的に同じ電子回路が信号を処理する、多モード無線通信装置。
２．請求の範囲第１項記載の装置において、前記信号処理電子回路は送信ディジタルプロセッサと受信ディジタルプロセッサとを含む、装置。
３．請求の範囲第２項記載の装置において、前記信号処理電子回路はマイクロプロセッサと特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）とを含む、装置。
４．請求の範囲第２項記載の装置において、前記ＡＳＩＣは音声Ａ−Ｄ及びＤ− Ａ変換器を含む、装置。
５．請求の範囲第４項記載の装置において、前記送信ディジタルプロセッサと、前記受信ディジタルプロセッサと、前記ＡＳＩＣとはアナログ通信モードとディジタル通信モードとにおいて前記信号を処理する、装置。
６．請求の範囲第５項記載の装置において、前記通信モードがスイッチされるとき前記スイッチング手段は前記送信ディジタルプロセッサと前記受信ディジタルプロセッサと内へのダウンローディングプログラミング情報を含む、装置。
７．ディジタル音声モード又はアナログＡＦモードにおいて送信する応力のある多モードセルラー無線電話であって、ＰＣＭサンプルの流れを発生するために送信用音声信号をディジタル化する手段と、１信号とＱ信号とを得るためにディジタル音声送信モード又はアナログＦＭ音声送信モードのどちらかに対して前記ＰＣＭサンプルを処理する能力のある処理手段と、被変調無線周波数を得るために１信号とＱ信号とを処理する直角変調手段とを含む多モードセルラー無線電話。
８．請求の範囲第７項記載の多モードセルラー無線電話において、前記処理手段はセルラーネットワークから受信されたモード制御信号に従って前記ディジタルモード処理又は前記アナログモード処理を遂行する指令で以てダイナミックに再プログマブルなプログラム記憶手段を含むプログラマブル信号プロセッサを含む、多モードセルラー無線電話。
９．ディジタル音声信号又はアナログ音声信号を受信する応力のある多モードセルラー無線電話であって、受信信号を適当な周波数信号に変換するダウン変換手段と、前記周波数信号を位相情報と振幅情報とを保存する複素数の流れに変換するベクトルアナログーディジタル変換手段と、音声サンプルを得るためにディジタル音声受信モードとアナログ音声受信モードとのうちの１つにおいて前記複素数の流れを処理する能力のある数値処理手段と、スピーカを駆動するために前記音声サンプルをアナログ信号へ処理するＤ−Ａ変換手段とを含む多モードセルラー無線電話。
１０．請求の範囲第９項記載の多モードセルラー無線電話において、前記数値処理手段はセルラーネットワークから受信された制御信号に従って前記ディジタルモード又は前記アナログモードのどちらかに相当するプログラムで以てダイナミックに再ロードされることのできるプログラム記憶手段を含むプログラマブル信号プロセッサを含む、多モードセルラー無線電話。
１１．ディジタルモード又はアナログモードにおいて送信する応力のある多モードセルラー無線電話であって、ＰＣＭサンプルの流れを発生するために送信用音声信号をディジタル化する手段と、少なくとも１つの制御信号を得るためにディジタル音声送信モード又はアナログ音声送信モードのどちらかに対して前記ＰＣＭサンプルを処理する能力のある処理手段と、被変調無線周波数を得るために前記少なくとも１つの制御信号を処理する変調手段とを含む多モードセルラー無線電話。
１２．請求の範囲第７項記載の多モードセルラー無線電話において、前記処理手段はセルラーネットワークから受信されたモード制御信号に従って前記ディジタルモード処理又は前記アナログモード処理を遂行する指令で以てダイナミックに再プログマブルなプログラム記憶手段を含むプログラマブル信号プロセッサを含む、多モードセルラー無線電話。