RU2128886C1 - Многорежимное устройство радиосвязи и многорежимный сотовый радиотелефон - Google Patents

Многорежимное устройство радиосвязи и многорежимный сотовый радиотелефон Download PDF

Info

Publication number
RU2128886C1
RU2128886C1 RU94032144A RU94032144A RU2128886C1 RU 2128886 C1 RU2128886 C1 RU 2128886C1 RU 94032144 A RU94032144 A RU 94032144A RU 94032144 A RU94032144 A RU 94032144A RU 2128886 C1 RU2128886 C1 RU 2128886C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
digital
signal
analog
mode
signals
Prior art date
Application number
RU94032144A
Other languages
English (en)
Other versions
RU94032144A (ru
Inventor
В.Дент Поль
О.П.Экелунд Бьерн
Original Assignee
Эриксон джи-и мобил коммьюникейшнз Инк.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Эриксон джи-и мобил коммьюникейшнз Инк. filed Critical Эриксон джи-и мобил коммьюникейшнз Инк.
Publication of RU94032144A publication Critical patent/RU94032144A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2128886C1 publication Critical patent/RU2128886C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
    • H04B1/0014—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage using DSP [Digital Signal Processor] quadrature modulation and demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C1/00—Amplitude modulation
    • H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
    • H03C1/54—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type
    • H03C1/542—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H03H1/02—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network of RC networks, e.g. integrated networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
    • H03M3/022—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM]
    • H03M3/024—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM] using syllabic companding, e.g. continuously variable slope delta modulation [CVSD]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
    • H04B1/0021—Decimation, i.e. data rate reduction techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0028—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage
    • H04B1/0039—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage using DSP [Digital Signal Processor] quadrature modulation and demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
    • H04L25/03834—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using pulse shaping
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
    • H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
    • H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
    • H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
    • H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
    • H04L27/2064—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers using microwave technology
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Television Systems (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)

Abstract

Цифровая система предназначена для аналоговой связи, что позволяет исключить необходимость в отдельных субсистемах, каждая из которых выделена либо для аналоговой, либо для цифровой связи. Система имеет приемник для преобразования принимаемых сигналов в промежуточную частоту, передатчик для модуляции и передачи сигналов и сигнальные процессоры для обработки сигналов промежуточной частоты и сигналов, которые необходимо передать 1, при этом сигналы могут быть преобразованы в цифровой или аналоговый формат с использованием, по существу, одних и тех же схем. Достигаемый технический результат заключается в увеличении пропускной способности. 5 с. и 7 з.п. ф-лы, 19 ил., 3 табл.

Description

Настоящее изобретение относится к многорежимной системе радиосвязи, совместимой с цифровой и аналоговой системами связи, а более конкретно к двухрежимной цифровой сотовой радиотелефонной системе связи с многостанционным доступом с временным уплотнением (TDMA).
Так как интенсивность обмена при двусторонней радиосвязи увеличивается, возрастают требования к обслуживанию еще большего числа радиотелефонов в данном географическом районе. Это требование усиливается, поскольку ограниченное число частот этой географической зоны распределяется для указанных целей использования.
Эксплуатируемая в США сотовая система стандарта AMPS (аналоговая система) использует аналоговую ЧМ для передачи речевого сигнала. Из-за этого стандарта при сильном увеличении пропускной способности в пределах одного и того же диапазона частот, используемого в настоящее время в аналоговых системах, при малых эксплуатационных затратах подвижной радиотелефонной связи, например из-за возможности получить экономию в потреблении энергоресурсов, в сотовых радиотелефонных системах осуществляется переход от аналоговых к цифровым средствам радиосвязи.
Многостанционный доступ с временным уплотнением (МДВУ) - цифровой стандарт, выбранный для нового поколения сотовых радиотелефонов.
Цифровой МДВУ обладает некоторыми очень важными преимуществами перед системой с аналоговой ЧМ стандарта AMPS. Среди этих преимуществ имеются соотношение вызовов к числу каналов (3:1), лучшее подавление помех и очень высокая степень скрытности разговоров. Очевидно, что коэффициент вызовов 3:1 представляет наибольший интерес для фирм, занимающихся эксплуатацией систем в городской зоне обслуживания (MSA), которые сталкиваются с проблемами информационной перегрузки (занятости системы).
Сотовая радиотелефонная система связи, в которой применяются телефонные стандарты аналоговой и цифровой сотовой радиосвязи, была рассмотрена. Американские Ассоциация электронной промышленности (EIA) и Ассоциация производителей средств связи (TIA), которые подготавливают исходное содержание стандартов для эксплуатации воздушных авиалиний и телефонных линий общего пользования, выпустили рабочий стандарт, описанный в общий чертах, для телефонных систем сотовой радиосвязи, работающих как двухрежимная система с аналоговыми сигналами и сигналами с МДВУ, согласно международному стандарту IS-54 организацией EIA/TIA. Двухрежимная система должна помочь заполнить время перехода с аналоговых на цифровые системы, а также допускает эксплуатацию еще некоторое время чисто аналоговых систем, установленных, например в сельских зонах обслуживания (PSAs).
В американском патенте N 5119397 (заявители Дахлин и др.), раскрывается объединенная аналоговая и цифровая сотовая радиотелефонная система, которая допускает универсальную возможность установления связи с аналоговыми, цифровыми и гибридными, аналого-цифровыми подвижными станциями. В патенте описывается параллельное введение отдельной цифровой системы при сохранении станционной аналоговой системы без изменения. Добавляют несколько дополнительных управляющих каналов таким образом, что в регионах, где отсутствуют подвижные станции, работающие в цифровом режиме, подвижные цифровые радиостанции будут сканировать и считывать дополнительный набор управляющих каналов. Если отдельной станции нет, то подвижные станции, работающие в сдвоенном аналого-цифровом режиме, вернутся к сканированию исходного количества управляющих каналов, которые используются при радиосвязи с аналоговыми средствами. Этот патент фактически не дает подробного описания двухрежимного аналого-цифрового радиотелефона сотовой радиосвязи.
В американском патенте N 4857915 (авторы Андрос и др.) патентуется система поискового вызова, которая совместима с выборами аналогового и цифрового передатчиков поискового вызова при приеме коротких цифровых и аналоговых сообщений. В то время как в патенте Андроса и др. описываются передатчики для передачи либо аналоговых, либо цифровых сигналов поискового вызова, в нем нет описания сотовой радиотелефонной системы, в которой подвижная радиостанция может выйти либо на цифровой, либо на аналоговый управляющий канал.
Настоящее изобретение также использует схему обработки цифровых сигналов подвижной телефонной радиостанции, избегая таким образом необходимости дублирования большого числа деталей. Подвижная радиостанция отличается компактностью, как и обычный телефон сотовой радиосвязи, а также высокой технологичностью. К тому же радиотелефон сотовой связи со сдвоенным режимом работы позволяет абоненту выйти либо на аналоговую сотовую базовую радиостанцию, либо на цифровую сотовую базовую радиостанцию, что в конечном счете позволяет абоненту отдать предпочтение двухрежимной базовой радиостанции сотовой связи.
Из-за потребности использовать ограниченный диапазон частот более эффективным способом цифровые каналы будут использоваться в первую очередь в том случае, когда обслуживания требуют подвижные радиостанции, приспособленные к цифровой связи. В местах, где система "занята" постоянно, радиотелефоны со сдвоенным режимом работу будут иметь самый высокий показатель вероятности завершения операции вызова.
Эти особенности и преимущества подкрепляются системой обработки сигнала для сдвоенного режима работы, включающей схему приема радиосигналов для преобразования аналогового или модулированного цифровым способом принимаемых сигналов в промежуточную цифровую форму для обработки, схему передачи для преобразования аналогового или цифрового сигналов в промежуточную цифровую форму и последующей модуляции передаваемым сигналом и процессоры сигналов для обработки промежуточных цифровых сигналов, которые должны быть переданы. В этой системе обработки сигналы могут быть преобразованы в цифровую или аналоговую форму (формат), используя по существу те же самые схемы, исключая таким образом потребность в дублировании большого числа деталей.
В дальнейшем настоящее изобретение поясняется описанием примеров его выполнения со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых:
фиг. 1 (А и В) изображает структурную блок-схему ВЧ схем в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 2 (А и В) - структурную блок-схему цифровых схем в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 3 - логическую (Булева алгебра) схему управления мощностью в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 4 - функциональную блок-схему первой заказной или специализированной ИС (СпИС) с кодовым обозначением KATIE;
фиг. 5 - схему интерфейсов микросхемы типа KATIE;
фиг. 6 - схему второй ИС, известной под кодовым названием ABBIE, и соответствующих низкочастотных трактов;
фиг. 7 - функциональную блок-схему канала передатчика настоящего изобретения;
фиг. 8 - функциональную блок-схему канала приемника настоящего изобретения;
фиг. 9 - функциональную блок-схему устройства чередования;
фиг. 10 - диаграмму, иллюстрирующую относительные фазовые изменения;
фиг. 11 - составление информационного канала;
фиг. 12 - схему кодирования речевого сигнала, используемого в предложенном примере реализации настоящего изобретения;
фиг. 13 - схему цифроаналогового преобразователя, используемого в предложенном примере реализации настоящего изобретения;
фиг. 14 - конструкцию и схематическое изображение распределенной RC-линии;
фиг. 15 - компоновку квадратурного модулятора;
фиг. 16 - предложенную компоновку регулируемых коммутаций переключателей RC-компонентов устройства обнуления частотной характеристики;
фиг. 17 - пример реализации регулируемого ступенчато обнуляющего резистора для использования вместе с прибором, приведенным на фиг. 16.
Настоящее изобретение реализовано в виде цифровых сотовых радиотелефонов, совместимых с аналоговыми системами связи, т.е. радиотелефон работает в двух режимах. Аналоговая часть функционирует аналогично известным моделям аналоговых радиотелефонов, хотя он поворотно использует компоненты, разработанные для цифровой части. Это позволяет выпускать приемопередатчик, работающий в двух режимах, с такими же габаритами, что и ранее известные модели лишь аналогового типа. Таким образом абонент, который уже имеет встроенную, но только аналоговую модель, может модернизировать с добавлением цифровых функций за несколько минут без затрат на установку новых радиодеталей.
При попытке минимизировать затраты и потребляемую мощность используется как можно больше аппаратурной части радиотелефона для работы в двух режимах. Изменение программной части и некоторой части режима эксплуатации аппаратурной части - это все, что необходимо для перехода от аналогового к цифровому режиму и назад в предложенном примере реализации.
Главные отличия двух режимов заключаются в быстродействии, с которым устанавливаются связи для приема и передачи, и зависят от типа программного обеспечения, прогоняемого в цифровых процессорах сигналов (ЦПСов).
Каждый раз, когда требуется смена режима работы, микропроцессор отдает команду аппаратным интерфейсам изменить скорости обмена данными и загрузить другой комплект программных средств в ЦПС. Один ЦПС 144 (см. фиг.2) выполняет все функции передачи, а другой ЦПС 142 выполняет все функции приема.
В этом отношении имеется пять различных комплектов программных средств, записанных в постоянное запоминающее устройство 136 (ПЗУ) типа FIASH (сверхоперативная память). Один комплект для микропроцессора и четыре комплекта для ЦПСов (передача аналогового радиосигнала, прием аналогового сигнала, передача цифрового сигнала и прием цифрового сигнала). ЦПСов, реализованные в первом случае на базе ЗУ с произвольной выборкой (ЗУПВ), естественно хранят все их выполняемые программы в ЗУПВ. Четыре комплекта программных средств ЦПС извлекаются из быстродействующих СППЗУ (стираемое программируемое ПЗУ) 136 и загружаются в каждый ЦПС, если необходимо. Программные средства аналогового режима целиком находятся в каждом ЗУПВ, расположенном на схемном кристалле ЦПС. В зависимости от объема используемого ЗУПВ возможно потребуется использовать дополнительные, внешние схемные кристаллы ЗУПВ 148 и 150, для размещения программ, используемых в цифровом режиме. В другом примере реализации настоящего изобретения ЦПСов, созданных на базе ПЗУ, которые можно запрограммировать на все время программными средствами, которые могут содержать программы для выполнения аналогового и цифрового режимов без использования дополнительного внешнего ЗУ.
В аналоговом режиме подвижная радиостанция занимает две частоты - одна для передачи, а другая - для приема. В цифровом режиме для этого обычно не требовалось две частоты, поскольку подвижная радиостанция могла бы принимать в другое время, отличное от появления временного окна для передачи. Однако, так как подвижная радиостанция согласно настоящему изобретению должна быть совместимой с современными аналоговыми средствами связи, то она на самом деле работает на отдельной частоте для цифрового приема и передачи. Система, называемая "временным дуплексором", используется так, что она не передает радиосигнал в момент приема. Порядок выполнения временного дуплекса заключается в исполнении последовательности Передача-Прием-Сканирвоание-Передача-Прием-Сканирование, занимающая 6 временных окон, описанных ниже. Так как точно такая же операция выполняется в паре временных окон (1 и 4, 2 и 5 или 3 и 6), то подвижная радиостанция имеет дело с кадром, который занимает лишь 3 временных окна (20 мс). Кадр выполняется дважды, чтобы получить 6 временных окон (40 мс), которые описаны в порядке, который позволяет перспективным подвижным радиостанциям передавать лишь во время появления первого временного окна, а принимать - во вреья появления второго временного окна, сжимая к тому же определенную часть информации, необходимую для представления речевого сигнала, добиваясь тем самым еще одного преимущества.
Согласно фиг. 1 фильтр дуплексора 100 обеспечивает выполнение полной дуплексной операции в аналоговом режиме с разделением сигнальных каналов передачи и приема. Общая антенна подсоединяется к розеточной части соединителя J2, расположенного со стороны радиостанции. Этот соединитель J2 проходит сквозь алюминиевый корпус и подсоединяется напрямую к печатной плате со схемой. Высокочастотный вход к дуплексору 100 идет от усилителя мощности передатчика 117. ВЧ выход от дуплексора 100 выходит к первому ВЧ усилителю 101 схемы приемника.
Схема передачи включает умножитель 113, модулятор I/Q 115, смеситель 116, канальный синтезатор 110, схему регулирования мощности (не показана) и усилитель мощности 117. В данном примере реализации такая схема работает в пределах частотного диапазона от 824,04 до 848,97 МГц. Модуляция осуществляется в модуляторе I/Q 115, несущая частота для которого поступает с выхода, т. е. умножителя 113 с частотой 116,64 МГц. Частота передачи генерируется в результате смешения частот на выходе канального синтезатора 110, которая изменяется буферным усилителем 111 и выходным сигналом модулятора I/Q 115. Модулированный сигнал затем усиливается, проходя сквозь каскад с регулируемым коэффициентом усиления 117а, и отфильтровываются фильтром ТХ перед подачей в линейный усилитель мощности 117с.
Промежуточная частота передатчика ТХ IF номиналом 116,61 МГц генерируется в результате перемножения на коэффициент с помощью умножителя 113 опорного сигнала от генератора опорного или задающего генератора 112.
Схемой управления мощностью передачи (на рисунке нет) можно воспользоваться как схемой регулирования ВЧ мощности с замкнутой цепью обратной связи. Эта схема включает направленный соединитель 118, диодный детектор мощности 119 с диодом температурной компенсации и микроконтроллер 120 вместе со схемами аналого-цифрового преобразования (АЦП), включенными в СпИС 124.
Направленный соединитель 118 производит выборку входного сигнала ВЧ усилителя мощности 117с, поступающего в диодный детектор мощности 119. Выход постоянной составляющей этого детектора 119 компенсируется диодом с температурной зависимостью. Выходом детекторной схемы является напряжение постоянного тока, связанное с уровнем мощности несущей, не зависимое от температуры окружающей среды.
Напряжение постоянного тока от направленного ответвителя 118 поступает в схему АЦП, расположенную в СпИС 124, которая оцифровывает аналоговое напряжение и отсылает его в микроконтроллер 120, где оно может быть усреднено цифровым способом перед компрессией до одного из нескольких желательных опорных уровней, и регулируемое выходное напряжение усилителя мощности 117c приводит напряжение направленного ответвителя 118 к выбранному среднему уровню.
Мощность несущей может быть отрегулирована переменным управляющим напряжением, приложенным к усилителю с АРУ (автоматическим регулированием усиления) 117a, через схему АЦП, расположенную в СпИС 124. Это позволяет уровень ВЧ входного напряжения возбуждения изменять в пределах необходимого диапазона регулирования мощности в линейном усилителе мощности 117c, сохраняя одновременно работу каскадной цепочки передатчика в линейном режиме. Выходной сигнал ВЧ мощности линейного усилителя приблизительно равен 5,5 ватт, соответствующий 3 ваттам в антенном соединителе J2. В случае реализации ручного портативного радиотелефона с двумя режимами работы уровень выходной мощности находится где-то на уровне ниже 0,6 ватт.
Схема приема работает в частотном диапазоне от 869,04 до 893,97 МГц и может быть супергетеродинным приемником с двойным преобразованием с первой промежуточной частотой (ПЧ) 71,04 МГц и второй ПЧ 600 кГц. Канальный синтезатор частот 110 обеспечивает регулировку частоты сигнала первого гетеродина, расположенного с правой стороны схемы приема. Канальный синтезатор частот 110 перестраивается в диапазоне от 940,68 до 965,61 МГц с 30-кГц приращениями.
Схема приемника включает ВЧ усилитель 101, ВЧ полосовой фильтр 102, первый смеситель 103, 71,04-МГц кварцевый фильтр 104, второе сочетание схем задающего генератора, усилителя, смесителя 106 и два вторых ПЧ-фильтров 107, 108.
ВЧ входной сигнал от антенны поступает в приемник через дуплексор (антенный переключатель) 100. Этот сигнал попадает в ВЧ усилитель 101, где он усиливается приблизительно на 16 дБ. Затем сигнал подается на вход фильтра 102 приемника. Дуплексор 100 и фильтр 102 образуют первую схему подавления помех от зеркального канала, которая ограничивает проход частоты канального синтезатора в антенный вход и защищает приемник от перегрузки передаваемым передатчиком сигналом.
Выходной сигнал фильтра приемника 102 поступает в первый смеситель 103, где он смешивается с сигналом от канального генератора 110, поступающим через буферный усилитель 111 и фильтр 105. Выходной сигнал смесителя направляется в первый ПЧ-фильтр 104. Выходной сигнал фильтра появляется в схеме 106, составленной из задающего генератора, усилителя и смесителя, где он преобразуется с понижением частоты в блоке 106 до 600 кГц. После понижающего преобразования сигнал фильтруется двумя фильтрами 107 и 108 и усиливается многокаскадными усилителями 106c и 106d. 600-кГц сигнал имеет фазу и амплитуду, изменяющиеся во времени. Фактически любой радиосигнал вообще может быть представлен с фазой, изменяющейся во времени.
И наоборот, радиосигнал можно рассматривать как сложный вектор, действительная и мнимая составляющие которого изменяются во времени. Для того, чтобы выполнить дискретизацию 600-кГц сигнала ПЧ для последующей цифровой обработки, можно либо разделить его на действительную и мнимую составляющие, которые затем в отдельности преобразуются в цифровую форму (так называемый способ преобразования I, Q), либо можно преобразовать сигнал, связанный с амплитудой, и сигнал, содержащий фазовую информацию (так называемый способ преобразования LOG POLAR). Последний способ используется в предложенном примере реализации настоящего изобретения. Таким образом каскады ПЧ-усилителя 106c, 106d генерируют сигнал, пропорциональный логарифму амплитуды, называемый RSSI (индикация напряженности радиосигнала), и жестко ограниченный 600-кГц сигнал ПЧ, содержащий фазовую информацию, причем оба сигнала поступают в удобной форме для аналого-цифровых преобразователей (АЦП) для цифрового преобразования.
Способ извлечения значений составляющих сложного вектора из радиосигнала LOG POLAR описывается в американском патенте N 5048059, который включен в данную заявку как ссылочный материал. Способу LOG POLAR требуется значение оцифрованного фазового угла радиосигнала (ВЧ). Предложенный способ раскрывается в американском патенте N 5220275. Другим пригодным в данном случае способом является способ, который описывается в американском патенте N 5084669 и оба указанных ранее патента приведены в данной заявке в списке ссылочного материала.
Три типа ЗУ можно использовать в радиостанциях, работающих в двух режимах настоящего изобретения, которые приведены на фиг. 2. Программируемое сверхоперативное ПЗУ 136 объемом 256к x 8 (256 килобит) используется для хранения микропроцессорного кода операции и четырех комплексов кодов операции, которые нужно отыскать и загрузить в ЦПСов 142, 144 в соответствующее время. Существует также электрически стираемое программируемое ПЗУ объемом 8к x 8 (ЭСППЗУ) 134, которое предназначено для параметров, которые может обновить абонент и сохранить во время отключения источника питания, например уровень громкости, наименование и порядковый номер записи и т.д. И наконец статическое ЗУПВ объемом 8к x 8 требуется микропроцессору для использования в качестве сверхоперативной памяти для хранения содержимого после прерывания и т.д.
Резервная часть объема и быстродействующей памяти 136 и памяти ЭСППЗУ предусмотрена для кода "самозагрузки". Этот код будет использован, если и когда радиостанция должна быть загружена совсем новыми программами.
В радиостанции, работающей в двух режимах, имеется два ЦПСов (цифровых процессора сигналов). Один ЦПС 144 выполняет все функции передачи, а другой ЦПС 142 выполняет все функции приема. Каждый ЦПС обеспечивается отдельной специальной тактовой частотой от интерфейса ЦПС типа KATIE 122. Каждый из тактовых сигналов имеет частоту 19,44 МГц. ЦПСов 142, 144 за один цикл внешнего тактового сигнала выполняет одну команду, поэтому они могут работать на частоте 19,44 МГц. Тактовая частота, выбранная с возможностью максимального объединения количества деталей, используемых в аналоговом и цифровом режимах, должна быть производной умножения частот 8,30 и 48,6 кГц. Наименьшая общая частота равна 9,72 МГц, потому что оптимальные тактовые частоты для настоящего изобретения обычно являются производной частоты 9,72 МГц. Частота 19,44 равна выбранному коэффициенту умножения, принятому в предложенном примере реализации настоящего изобретения.
Каждый ЦПС 142, 144 имеет два последовательных порта (многоразрядный вход и выход). Один двусторонний порт в каждом ЦПС используется интерфейсом (микропроцессором 120). Передающий ЦПС 144 разделяет второй порт между данными ИКМ-сигнала микрофона (PCM DSPMIC) и данными передачи ВЧ сигнала (DSPC RXDATAI), а принимающий ЦПС 142 разделяет свой второй порт между данными ИКМ-сигнала громкоговорителя (PCM DSPEAR) и данными приема ВЧ сигнала.
Каждый ЦПС 142, 144 обеспечен ЗУПВ с ПЗУ с программами самозагрузки объемом 2K слова. Оба ЦПС 142, 144 загружаются при включении питания программным обеспечением для обработки аналоговых сигналов при работе по управляющему каналу, что будет раскрыто более подробно далее. Если назначается канал аналоговой речевой связи, то код уже находится в ЦПС 142, 144 для исполнения работы. Если назначается цифровой канал, то оба ЦПС 142, 144 загружаются новым программным обеспечением для работы в режиме цифрового радиосигнала из ЗУПВ 148, 150, которые управляются управляющим ЗУПВ ЦПС 146. В момент окончания цифрового вызова или автоматического переключения на аналоговую сотовую ячейку ЦПС 142, 144 снова загружаются программными средствами работы в режиме аналоговой радиосвязи. Загрузки программных средств в ЦПС идут через главный интерфейс и на высоких скоростях (4,86 МГц).
Главной частью подвижной радиостанции является схемный кристалл СпИС 122 с кодовым наименованием "KATIE" (фиг. 2), который сохраняет всю сложную временную синхронизацию, необходимую для цифрового режима работы. Синхронизация обеспечивается 20-мсек кадром. Определенные события встречаются во время действия каждого из этих кадров, например включение передатчика, включение приемника и т. д. Эти события синхронизируются, т.е. синхронизация включения и выключения управляется генератором тактовых импульсов, включенным в состав микросхемы KATIE, создающего строб-импульсы для различных частей аппаратурных средств.
Вся информация о синхронизации и частоте извлекается из передаваемого базовой радиостанцией сигнала хорошо известным способом. Приемный ЦПС 142 определяет временные и частотные сбои для поступающего сигнала и сообщает о них в микропроцессор 120. Микропроцессор 120 затем перестраивает генератор стробирования и изменяет опорную частоту генератора TCXO (задающий генератор с кварцевой стабилизацией) на соответствующую величину, формируя контур управления частотой второго порядка, реализованного цифровым способом.
Почти все функции радиостанции проходят через или некоторым образом управляются СпИС 122 типа KATIE. Одной из важнейших функций микросхемы 122 типа KATIE является прием выходного опорного потенциального сигнала задающего генератора и формирование тактового сигнала прямоугольной формы, совместимого со схемами транзисторно-транзисторной логики, и нескольких тактовых сигналов, полученных методом деления, для распределения между другими цифровыми устройствами.
Имеется документация (N 10262-RCP 101 637/C) со спецификацией, детально раскрывающей каждый функциональный блок СпИС 122 типа KATIE.
Второй вариант исполнения СпИС типа KATIE микросхема KATARINA включает микропроцессор Z80 и блок управления памятью для расширения адресуемой памяти за пределы 64 Кбайт, а также схемы с пониженным потреблением мощности в резервном состоянии для продления срока службы аккумуляторов. Микросхема KATIE или KATARINA обладает функциями, которые требуются в первую очередь в ручном портативном радиотелефоне, а также функциями, используемыми подвижной (автомобильной) радиостанцией. Эти функции включают управление интерфейсом сканирования состояния малой клавишной панели, формирователем сигналов для индикатора, передаваемых по шине I2C (предназначенной для передачи данных по протоколу обмена между схемами, расположенными на кристалле микросхемы), генератором предупредительного сигнала тональной частоты и некоторыми вспомогательными функциями ввода-вывода данных.
На фиг. 4 представлена функциональная блок-схема СпИС типа KATIE, воспроизводящая главные типы интерфейса сигналов, появляющегося во время различных режимов работы. На фиг. 6 - схематичное изображение микросхемы "ABBIE" и низкочастотных каналов.
Речевой кодек (кодер-декодер) микросхемы ABBIE преобразуют аналоговые речевые сигналы в цифровые сигналы, и наоборот. Согласно настоящему изобретению цифровые речевые сигналы используются даже для реализации режима приема-передачи аналоговых ЧМ сигналов, совместимых со стандартом AMPS (аналоговой радиотелефонной сотовой радиосвязи). Речевой кодек в предложенном примере реализации собран главным образом для использования кодирования дельта-модуляцией с компандированием при дискретизации аналогового сигнала речи. Дельта-модуляция с компандированием использует не ограничение шума, а компандирование (компрессия уровня громкости в одном месте и восстановление его при расширении в другом месте).
Наиболее широко известный принцип компандированной дельта-модуляции называется дельта-модуляцией с плавно изменяемой крутизной или CVSD-модуляцией и был использован в тех практических случаях, где дельта-модуляция с низкой скоростью передачи двоичных символов была конечной формой кодирования, в которой речи была необходима для передачи или хранения. Принято считать, что использование CVSD-модуляции как основы для двоичного АЦП, дискретизирующего с избытком, требующего прореживания входной последовательности импульсов и дискретизации с пониженной частотой отсчетов, должно быть осложнено нелинейностью, присущей процессу компандирования. Так как это невозможно подобно некомпандированной дельта-модуляции, двоичный поток просто фильтруется. Эта проблема разрешается в настоящем изобретении использованием цифрового силлабического слогового фильтра и использованием цифровой величины, полученной в процессе прореживания входной последовательности импульсов.
Кодер речевого сигнала будет описан со ссылкой на фиг. 12. Согласно фиг. 12 входной речевой сигнал фильтруется фильтром нижних частот 180 только с тем, что требуется исключить наложение спектров с тактовой частотой дельта-модуляции. В предложенном примере реализации тактовая частота дельта-модуляции равна либо 200 Кбит/с, либо 240 Кбит/с, причем соответствующий коэффициент дискретизации с избытком равен 25 или 30.
Отфильтрованный речевой сигнал поступает на один из входов компаратора 181, сравнивающий с выходным сигналом главного интегратора 186, подаваемым на второй вход. В предложенном примере реализации главный интегратор составлен из конденсатора, включенного между выходом программируемого генератора тока 185 и заземлением. Программируемый источник тока 185 способен выдавать либо увеличивающееся значение тока, вытекающего из источника тока, изготовленного на базе транзисторов P-типа, либо спадающееся значение тока, вытекающего из источника тока, изготовленного на базе транзисторов N-типа, так, что напряжение на конденсаторе может увеличиваться дискретно или уменьшаться дискретно, которое отслеживает речевой сигнал. Полярность изменения, плюс или минус, определяется обычно компаратором, принимающим решение больше или меньше, которое зарегистрировано каждым тактовым импульсным сигналом времени в первом триггерном каскаде сдвигающего регистра 182. Такое управление выполняется в зависимости от того, получил ли разрешение генератор тока P-типа или N-типа.
Сдвигающий регистр 182 к тому же задерживает передачу решения больше или меньше за счет трех последующих каскадов так, что четвертое из последовательно принятых решений появляется в цифровом силлабическом фильтре 183. В зависимости от характера четырех решений силлабический фильтр либо наращивает 12-битовую величину на один бит или два бита, либо уменьшает это значение на один бит или два бита или оставляет без изменения. Полученное в результате 12-битовое значение представляется ступенчатообразным способом, который будет использован при наращивании или снижении напряжения главного интегратора. Это 12-битовое цифровое представление ступенчатообразной величины используется для программирования уровня тока генераторов тока 185 через 12-разрядный ЦАП 184. В предложенном примере реализации 12-разрядный ЦАП образуется расщеплением 12-разрядного слова на три 4-разрядных полубита, которые используются для регулирования величины тока в трех параллельно включенных генераторах тока, имеющих соотношения токовых величин 1:16:256. Ток от каждого изменяется соответствующим 4-разрядным управляющим полубайтом, который изменяет ширину токового импульса на одно из 16 значений. Главный интегратор таким образом вынужден следовать за речевым сигналом, реализованным в последовательностях, вовсе не равных наращиваемым или спадающим приращениям. Величина приращения задается 12-разрядным выходным сигналом из силлабического фильтра 183, в то время как полярность определяется вариантом принятого решения компаратором. Таким образом 13-разрядная комбинация составляет амплитудно-знаковое представление последовательностей ряда приращений, которые при цифровом интегрировании в прореживающем фильтре 187 будут составлять цифровой отпечаток аналогового напряжения, появляющегося на конденсаторе интегратора 186.
Прореживающий фильтр 187 начинает таким образом с накопления амплитудно-знакового ступенчатообразного представления в цифровом накопителе. Накопитель отслеживает 1/512-ую часть своего собственного значения, вычитаемого из самого себя при каждой итерации, чтобы иметь необходимую величину утечки интегратора, чтобы гарантировать, что эта величина не смещается к одному или другому максимуму. Одна 512-ая часть величины соответствует фильтру высоких частот, имеющему частоту сопряжения около 64 Гц.
Таким образом первая операция силлабического фильтра выражается математическим способом как
Ii = 1 - 1/512 • Ii - 1 + Di,
где Di - знаковое приращение.
Выравнивание коэффициента 1 - 1/512 с коэффициентом затухания по экспоненте в течение периода тактового хода T
EXP - wT = 1 - 1/512,
в результате wT = 1/512, поэтому для T = 1/20000w точно меньше, чем 400 радиан/с, соответствующих 64 Гц.
Второй каскад прореживающего фильтра выполняет вычисление суммы интегрированных значений в пределах величин. Эта сумма потом выводится каждый 8000-Гц период.
Можно показать, что частотная характеристика упомянутого выше прореживающего фильтра соответствует квадратичной функции sin x/x, где x = Pi • f/8000 = w/6000, а f является частотой, измеренной в Гц и w также в радиан/с. Это вызывает ослабление на 2,75 дБ на самой высокой частоте речевого сигнала 3,4 кГц. Для того, чтобы скомпенсировать это ослабление, накопитель последнего каскада не обнуляется до момента последующего добавления N значений, а только уменьшается на одну восьмую часть предыдущего результата. В конечном счете это проявляется в подчеркивании самых высоких частот речевого сигнала и поэтому компенсируется спад частотной характеристики sin x/x.
Декодер речевого сигнала является устройством противоположного действия в отношении кодера речевого сигнала. Его функции заключаются в примере потока выборок речевого сигнала, кодированного двоичным способом, со стандартной к примеру частотой следования 8000 выборок/с и в преобразовании их в соответствующую форму колебания аналогового речевого сигнала. Наряду с противоположным характером использования рабочих режимов, обеспечиваемых кодером, настоящее изобретение позволяет декодеру работать в соответствующих альтернативных режимах.
Известное в технике цифроаналоговое преобразование также, как и аналого-цифровое преобразование, использует два основных способа преобразования.
Обычный ЦАП создавался на базе прецизионной резисторной матрицы, например матрицы R-2R, или с использованием дельта- или дельта-сигма-модуляции с избыточным дискретизированием. Известен также третий способ преобразования, использующий широтно-импульсную модуляцию. При потребности 13-разрядной точности и более технология, необходимая для изготовления прецизионных резисторных матриц, может не подойти к созданию больших кремниевых схемных кристаллов микросхем из-за противоречивости требований к технологическому процессу изготовления. Способ компандированной дельта-модуляции с избыточной дискретизацией имеет недостаток в том, что прореживающие фильтры должны работать на высокой скорости вычисления, потребляя больше мощности питания. Поэтому в предложенном примере реализации настоящего изобретения используется компандированная дельта-модуляция, допускающая по существу снижение скорости передачи двоичной информации, в то же самое время сохраняя заданное качество воспроизведения речевого сигнала.
ЦАП, соответствующий настоящему изобретению, изображен на фиг. 13. Входные двоично-кодированные ИКМ-выборки речевого сигнала, поступающие со стандартной скоростью 8000 выборок/с вначале стробируются с повышенной частотой отсчетов, определяемой коэффициентом N, необходимой для быстродействия дельта-модуляции. Способ, используемый в устройстве 190 дискретизации с избыточной частотой отсчетов, является линейной интерполяцией последовательных выборок входного сигнала. Существует компромисс между сложностью реализации способа интерполяции, используемого для избыточной дискретизации, и сложностью аналогового фильтра 195, необходимого для сжатия составляющих, превышающих половину исходной скорости стробирования 8000 Гц. Избыточная дискретизация более высокого порядка должна иметь фильтр нижних частот 195 с более выраженным характером ослабления, однако в предложенном примере реализации, где форма колебания выходного речевого сигнала предназначается для возбуждения головного телефона, было обнаружено, что аналогичные параметры были достигнуты при использовании линейной интерполяции.
Значения, полученные в результате избыточной дискретизации, сравниваются в цифровом компараторе 191 с величиной, полученной в цифровом интеграторе 192, принимая решение на уровне "больше чем" или "меньше чем". Данные решения поступают в цифровой силлабический фильтр 193, генерирующий ступенчатую амплитуду, с помощью которой цифровой интегратор будет наращивать или иметь спад в соответствии со знаком сравнения.
Тем самым значение цифрового интегратора обязано следовать за последовательностью входных значений, полученных с избыточной дискретизацией, представленных в виде восходящих или спадающих приращений.
Аналогичное приращение амплитуды и изменения знака поступает также в аналоговый интегратор 194. Он воспроизводит в аналоговой форме форму колебания, аналогичную описанной цифровым способом последовательностью величин цифрового интегратора. После низкочастотной фильтрации в фильтре 195, который удаляет составляющие помехи, возникающие при дискретизации, превышающие максимальную частоту 3,4 кГц речевого сигнала, появляется речевой сигнал в аналоговой форме, например для возбуждения телефонных наушников.
В кодирующей части согласно настоящему изобретению аналоговый интегратор был включен в контур отрицательной обратной связи компаратора для предотвращения дрейфа, в то время как цифровой интегратор использовался в открытой петле обратной связи, требуя для предотвращения дрейфа компонент утечки. В декодере цифровой интегратор участвует в составе контура обратной связи так, что фактически не требуется утечки; однако аналоговый интегратор включен в открытый контур обратной связи так, что требуется утечка для регулирования дрейфа. Утечка аналогового интегратора появляется при использовании точно таких же программирующих генераторов тока и контроллера ширины импульса. Различие состоит в том, что для того, чтобы ввести утечку, конденсатор интегратора шунтируется резистором. Это приводит к понижению коэффициента усиления на нижних частотах относительно безупречного интегратора, поэтому что частота сопряжения цепочки RC выбирается намного ниже минимальной частоты 300 Гц речевого сигнала, скажем, получить 60 Гц можно без проблем.
Как и в случае кодера генераторы тока могут быть упрощенной конфигурации, если они нагружены на виртуальное заземление, которое находится в точке с постоянным выходным напряжением. С другой стороны, может быть использован возможный вариант лишь подсоединения генераторов тока между конденсатором и заземлением.
Микросхема типа "ABBIE" выполняет другие функции АЦП, подобные дискретизации сигнала RSSI, чтобы реализовать способ дискретизации LOG POLAR, и функции ЦАП, подобные формированию потенциала под микропроцессорным управлением при регулировании частоты кварцевого генератора с температурной стабилизацией частоты (TCXO), чтобы подобрать частоту, получаемую от базовой радиостанции (АРУ - автоматическое регулирование частоты).
Контактный выход, обозначенный как CINT, расположенный на микросхеме ABBIE, предназначается для подсоединения конденсатора главного интегратора для кодеков низкочастотного сигнала, использующей дельта-модуляцию. Аналоговое напряжение, представляющее форму колебания речевого сигнала, появляется на конденсаторе CINT посредством двунаправленной подкачки заряда, либо накачивающей заряд, либо откачивающей заряд, чтобы увеличить или уменьшить напряжение в том направлении, в котором следует реальный речевой сигнал. Это принцип более полно раскрыт ранее.
Контактный вывод, обозначенный как CINT, расположенный на микросхеме ABBIE, предназначается для подсоединения конденсатора главного интегратора для кодов низкочастотного сигнала, использующей дельта-модуляцию. Аналоговое напряжение, представляющее форму колебания речевого сигнала, появляется на конденсаторе CINT посредством двунаправленной подкачки заряда, либо накачивающий заряд, либо откачивающий заряд, чтобы увеличить или уменьшить напряжение в том направлении, в котором следует реальный речевой сигнал. В микросхеме ABBIE имеется секция последовательного управления, которая позволяет микропроцессору 120 через микросхему KATIE/KATARINA 122 подсказать микросхеме ABBIE 124 частоту тактового сигнала, используемого в этом случае применения, т.е. 19,44 МГц, выбрать внутреннюю конфигурацию (структуру) АЦП, мультиплексора и каналов низкочастотных (звукового) сигналов и снизить подачу электроэнергии любым неиспользуемым деталям, в конкретных случаях, например подобные резерву, заложить соответствующие значения в регистры ЦАП (DAR) для первого и второго каналов ЦАП (DAC) и переслать цифровое значение, которое должно быть использовано третьим каналом ЦАП.
Коды речевого сигнала микросхемы ABBIE 124 выдает или принимает 13-разрядное (не менее) линейное устройство ИКМ представления речевых сигналов. Микросхема также содержит фильтры и усилители, участвующие, например, в тракте передачи, преобразовании низкочастотного сигнала микрофона телефонной гарнитуры/дистанционного действия в 13-разрядные цифровые ИКМ данные, которые необходимы для цифрового процессора сигнала 144 передачи, и в тракте приема в преобразовании ИКМ данных, генерируемых приемным цифровым процессором сигнала 142, в звуковой сигнал микротелефонной трубки. Входные и выходные ИКМ данные передаются в поразрядном виде между микросхемой ABBIE и микросхемой KATIE/KATARINA.
Микросхема ABBIE 124 включает 5-вольтовый входной и 8-разрядный выходной АЦП с 8-канальным мультиплексором, в котором нулевой канал используется для дискретизации сигнала RSSI. Сигнал RSSI обрабатывается микропроцессором, в то время как на каналы сканирования частоты подается напряжение питания для того, чтобы выйти на базовую радиостанцию, аналоговый управляющий сигнал которой принимается как самый сильный сигнал. Затем информация может быть считана из аналогового управляющего канала, обеспечивающая частотами любой из рабочих цифровых управляющих каналов. Дискретизированный сигнал RSSI используется вместе с информацией о дискретизированном значении фазы для формирования сложных чисел, представляющих собой радиосигнал, предназначенный для обработки. Канал 2 используется для измерения напряжения аккумулятора. Канал 3 измеряет температуру в радиостанции на предмет температурной компенсации. Канал 4 измеряет передаваемую мощность РА усилителя мощности 117c. Каналы 1, 5, 6, 7 резервируются и подключаются к источнику питания +5 В. Цифровые данные, генерируемые АЦП, передаются последовательно в микросхему KATIE/KATARINA.
Кроме того, на микросхеме ABBIE размещаются три 8-разрядных входных и 5-вольтовых выходных ЦАПов, первый из которых используется для регулирования выходной мощности передатчика, второй необходим для температурой компенсации, а третий ЦАП контролирует кварцевый генератор с температурной стабилизацией частоты, управляемый напряжением (TCVCXO). Цифровые данные для напряжений, передаваемых по каналу 1 и 2, хранятся в парах регистров (Reg 0-Reg 3), расположенных в микросхеме ABBIE 124. Эти значения записываются микропроцессором 120 через последовательный управляющий интерфейс. Отдельная пара контактных выводов необходима для сигнала, который из четырех пар регистровых значений направляется в канал 1 и 2 ЦАП. Цифровое значение канала 3 передается через последовательный управляющий интерфейс. Отдельный строб-импульс подсказывает микросхеме ABBIE 124 воспользоваться последними 8 битами, появляющимися на последовательном управляющем интерфейсе как цифровая величина для преобразователя по каналу 3.
У микросхемы ABBIE 124 имеется несколько подсоединенных внешних компонентов. Среди этих компонентов есть схема выбора передачи в режиме работы с микротелефонной трубкой или эксплуатации без касания руками, усилитель сигнала работы в режиме с дистанционным управлением и фильтр НЧ составляющих дискретизированного сигнала и защитный фильтр для приема ложных НЧ-составляющих в спектре дискретизированного сигнала. Эти внешние компоненты выполняют функцию защиты от наложения спектров для кодеков передачи и приема и установления правильного соотношения между потенциальными уровнями в микрофоне и микротелефонной трубке и значениями ИКМ, переданных в и полученных от ЦПСов 142, 144. В последнем варианте исполнения микросхемы ABBIE указанные выше фильтры являются внутрисхемными компонентами.
В дополнение к ранее упомянутым компонентам особое внимание уделяется трем контактным выводам/компонентам.
RCPO - контактный вывод, расположенный на микросхеме ABBIE 124, на котором появляется принимаемый низкочастотный сигнал. Конденсатор (не приведен), включенный между этим контактный выводом и заземлением, интегрирует этот сигнал, создаваемый кодеком, включенным в состав микросхемы ABBIE 124. Этот сигнал проходит напрямую в приемный фильтр защиты от наложения спектров.
REXT - внешний резистор, который определяет значения токов внутреннего смещения для всех аналоговых функций в микросхеме ABBIE 124.
MIDREF - опорное напряжение 2,5 вольт, формируемое внутри микросхемы. Это напряжение в двухрежимной радиостанции используется как опорное напряжение для передаваемого кодека.
Любой управляющий сигнал любого ЦПС 142, 144 при передаче сообщений в базовую радиостанцию регулирования уровня громкости, выбора аналогового или цифрового режима и т.д. направляется прямо в ЦПС от микропроцессора 120 через главный интерфейс (непронумерованный) СпИС типа KATIE 122.
Цифровым микропроцессором 120, используемым в настоящем изобретении, обычно является микропроцессор Z80. Микросхема Z80 была выбрана из-за ее малого потребления энергии и ее стандартных конфигураций ячеек СпИС (для последующей интеграции) и ее способности расширения адресуемой памяти до 1 Мбайт с добавлением схем управления памятью, расположенных на схемном кристалле микросхемы. Вторым вариантом является использование микросхемы Z180, которая уже обеспечена таким управлением памятью.
Микропроцессор 120 типа Z80 работает с тактовой частотой задающего генератора подвижной радиостанции, поделенной в два раза или на частоте 9,72 МГц. Большая часть сигналов микропроцессора, если она сопрягается с аппаратурной частью, имеет "проход сквозь" СпИС 122 типа KATIE. Единственными функциями ввода-вывода, напрямую связанными микропроцессором 120, являются обращения к памяти, последовательное соединение с микротелефонной трубкой 132 подвижной радиостанции через буфер данных и с регистрами микросхемы KATIE.
Программные средства располагают операционной системой (OS), работающей в реальном масштабе времени. СпИС 122 типа KATIE генерирует в OS "импульс сигнала времени" через каждые 1 мсек на контактный вывод прерывания микропроцессора 120.
Как видно из фиг. 4, микросхема 122 типа KATIE распределяет от микропроцессора 120 (как главный интерфейс) в оба ЦПС 142, 144. Линия DATA после ЦПСов расходится на две, одна для передачи и одна для приема. Импульсы CLOCK и SYNC постоянно остаются активными в сторону приема (от ЦПСов), и только сигнал CLOCK постоянно является активным в сторону передачи 16-разрядных слов со скоростью 75,9375 Кбит/сек. В направлении приема ЦПС 142, 144 лишь выставляют выходной сигнал DATA, если это необходимо. Во время загрузки ЦПС 142, 144 этот интерфейс приобретает конфигурацию, которая работает со скоростью 4,86 МГц.
Интерфейс принимаемого ЦПС 91 в секции модуляции формы колебания 92 СпИС 124 типа KATIE имеет активное состояние лишь во время передачи данных. Скорости передачи его сигналов CLOCK, SYNC и DATA могут изменяться в зависимости от режима работы, который выполняет радиостанция. Во время режима простоя (использование управляющего канала) данный интерфейс не используется (за исключением передачи редких сообщений базовой радиостанции). При работе в режиме использования аналогового речевого сигнала постоянно появляются 16-разрядные слова, передаваемые со скоростью 240 Кслов/с. Для того, чтобы повысить эффективность передачи, слова накапливаются в буфере, расположенном в микросхеме KATIE, до тех пор, пока не набирается восемь слов, а затем блоками по восемь слов передаются поразрядно со скоростью передачи пакета 4,86 МГц.
Выходы I и Q секции модуляции формы колебания 92 СпИС 124 типа KATIE являются дифференциальными выходами комплементарных МОП-приборов, например если выход I соответствует логической "1" (VCC или 5 В), то выход I имеет потенциал заземления или 0 В. Эти битовые потоки появляются на выходе со скоростью 9,72 МГц и проходят через сбалансированный RC-фильтр, который формирует некоторое напряжение, которое поступает в передаваемый модулятор 115. Использование сбалансированной дельта-сигма модуляции посредством сбалансированных фильтров, которые управляют квадратурным модулятором, является новым.
В предложенном примере реализации изобретенный сбалансированный фильтр использует данные поверхностного удельного сопротивления слоя токопроводящих пленок, напыленных на кремниевые подложки и данные емкости, вычисленной в пересчете на единицу площади между пленками, перекрывающимися с лежащим между ними слоем диэлектрика. Резисторы рассматриваются как распределенные поверх и изолированные от конденсаторной пластины и тем самым как линия с распределенными RC-параметрами, которая может быть представлена сопротивлением на единицу длины, емкостью на единицу длины и протяженностью. Конструкция и схематичное символьное изображение для распределенной RC-линии приводится на фиг. 14.
Подобные RC-линии имеют характерную и типовую частотную низкочастотную характеристику, которые ослабляют высокие частоты, на частоты среза прежде всего изменяются плавно. Крутизна частоты среза фильтров нижних частот обычно обеспечивается их характеристиками с добавлениями режекций в полосу заграждения.
Известно, что режекция в частотной характеристике может быть получена с помощью линии с распределенными RC-параметрами, соединяя ее вывод конденсаторной обкладки с шиной заземления через резистор определенного номинала. Для однородных RC-линий режекция считается полной в том случае, когда резистор, подключенный к цепи заземления составляет приблизительно 0,056-кратное значение от суммарного проходного сопротивления, а частота режекции приблизительно равна 11,2/RC радиан/сек, где R - суммарное проходное сопротивление, а C - суммарное значение распределения емкости.
Как только можно получить полную или частичную режекцию, то можно синтезировать частотные характеристики других форм, подобные полосе заграждения или полосового фильтра, причем последний включает схему режекции полосы частот, расположенную в контуре обратной связи усилителя.
Согласованные, сбалансированные фильтры нижних частот, полученные в соответствии с квадратурным модулятором, для целей синтезирования произвольно модулированного сигнала радиочастоты приводятся на фиг. 15, используют новый способ аналого-цифрового преобразования, чтобы формировать сигналы I и Q, а также их дополнения.
На фиг. 15 цифровые сигналы I и Q, поступающие от ЦПС 144, передаются в дельта-сигма преобразователь 201. Это устройство изготавливается по известной уже технологии, которое выдает скоростной поток двоичных "логических единиц" и "логических нулей", имеющий кратковременное среднее значение, пропорциональное цифровому входному значению. При максимально возможном цифровом входном значении полученный битовый поток должен быть 11111... (напряжение состояния "1" равняется выбранному напряжению питания), в то время как минимальное цифровое входное значение будет генерировать битовую последовательность 0000000... На уровне половины шкалы цифрового входа будет создаваться битовый поток 101010101010..., имеющий среднее напряжение, равное половине напряжения питания. Согласно одному из аспектов настоящего изобретения дополнительные инвертирующие вентили 202 помогают на выходе каждого дельта-сигма преобразователя формировать также комплементарные битовые потоки. Это означает, что дельта-сигма преобразователь образует битовый поток 100100100100..., соответствующий величине 1/3 от напряжения питания, а комплементарный битовый поток будет равен 011011011011..., соответствующий величине 2/3 от напряжения питания. Разность между этими двумя величинами равна 1/3 - 2/3 = -1/3 напряжения питания. Если преобразователь производят 11101101110. .., соответствующее величине +3/4 напряжения питания, тогда как комплементарный сигнал 000100010001. . . будет иметь значение 1/4 так, что разность равна 3/4 - 1/4 = +1/2 напряжение питания. Воспользовавшись разностью между выходным сигналом преобразователя и его дополнением, чтобы представить сигнал I или Q, представленное значение может быть положительным или отрицательным даже при наличии отдельного источника питания положительной полярности и без необходимости генерирования опорного напряжения. Соответственно симметрированные смесители 115A, 115B подсоединены к двухпроводным входам, а не к несимметричным входам, которые отслеживают разность между сигналами, передаваемыми по двум проводам, и не реагируют на абсолютные или постоянные составляющие напряжения, передаваемые по двум проводам.
Высокоскоростные битовые потоки дельта-сигма модуляции просто преобразуются в аналоговое напряжение, которое им соответствует, формируя только напряжение со средним изменяющимся значением в пределах большого количества битов. Это можно достичь, используя продолжительно во времени фильтр нижних частот, имеющий полосу пропускания, которая составляет небольшую дробную часть скорости передачи данных в битах, но все еще достаточную, чтобы пропустить все рабочие составляющие модуляции. Для схемы сигнала симметричной формы, разработанной для настоящего изобретения, симметричные фильтры 203 обязательно устанавливаются между выходами дельта-сигма преобразователем 201 и сбалансированными модуляторами 115 сигналов I, Q.
Сбалансированные модуляторы 115 могут быть построены подобно смесителям Гильберта.
Главная часть фильтра 203 в соответствии с настоящим изобретением состоит из двух идентичных устройств установки нуля на RC-компонентах, которые выполняют операцию низкочастотной фильтрации по отношению к обоим симметрированным (двухтактным) сигналам и постоянной составляющей с провалом в частотном диапазоне. Этот фильтр обеспечивает подавление постоянной составляющей напряжения постоянного тока и низких частот блока, который не имеет заземленного сопротивления. Вся схема фильтра может включать каскад таких симметрированных секций.
На практике проблема состоит в том, как при массовом выпуске регулировать удельное сопротивление напыленных пленок, равное величине, вычисленной при конструировании. Если удельное сопротивление изменяется, то полная частотная характеристика изменяется по диапазону пропорционально. Удвоенная величина удельного сопротивления должна на половину уменьшить частоту среза и нулевые частоты, в то время как уменьшенная в два раза величина удельного сопротивления должна удвоить количество всех частот. В этом случае, когда на практике производственные допуски слишком большие, чтобы получить частотную характеристику внутри заданных пределов, другим аспектом настоящего изобретения становится возможность использовать подстройку частотной характеристики внутри пределов после изготовления. Это выполняется с помощью изобретенного средства для ступенчатообразного изменения протяженности линии.
Регулировка провала частот обеспечивается средством ступенчатообразной регулируемой протяженности линии, используя новую, изобретенную конфигурацию. Это реализуется при совместимости ступенчатообразного регулируемого резистора, чтобы получить подстраиваемое устройство провала частот.
На фиг. 16 изображается предложенный пример реализации регулируемой RC-линии. Главной постоянной внутрисхемной частью линии 210 являются каскадно включенные коммутируемые секции, расположенные с любой стороны. Две коммутируемые секции 211, 212, расположенные со стороны левой руки, имеют протяженности, которые являются первой долей dL основной длины линии L. Две коммутируемые секции, расположенные со стороны правой руки 213, 214, имеют долевые протяженности 3 dL. Таким образом, можно брать различные рабочие протяженности линии включением коммутируемых секций в следующих комбинациях (out - выключено, in - включено) (табл. 1).
Главным свойством, получаемым вышеприведенными сочетаниями, является то, что секции линии, коммутируемые в состав цепи, всегда сохраняют непрерывность линии, т.е. нет комбинаций, которые составляют сочетание, например "in out in". Это позволяет упростить коммутацию до такой степени, что для коммутации частей линии требуется только коммутация конденсаторными обкладками. Для того, чтобы включить секцию линии, чтобы добавить к главной длине линии, ее конденсаторная обкладка подсоединяется к конденсаторной обкладке главной части линии. Эта операция выполняется одним из многочисленных переключателей 215-222 (например, переключателем 215). Для того, чтобы пропустить эту часть линии, добавляемую к длине главной части линии, ее конденсаторная обкладка либо остается отключенной, либо замыкается на земление (например, вторым переключателем 219). Между переключателями 215 - 222 и заземлением могут быть добавлены дополнительные сопротивления. Отключенные секции таким образом становятся отдельными, закороченными RC-линиями последовательно включенными резисторами, которые имеют покаскадное включение с устройством установки нуля и не добавляется к рабочей главной части протяженности линии. Таким образом, когда контактный вывод главной части линии подсоединяется к заземлению через резистор обнуления, приведенного на фиг. 17, то частота нулевого значения в частотной характеристике так выбирается, что не изменяется отключаемыми секциями.
Для того, чтобы обеспечить согласование, регулируемое ступенчатым образом, резистор обнуления схемы, изображенный на фиг. 17, должен быть использован. В этой схеме регулировка общего рабочего сопротивления осуществляется коммутируемыми шунтирующими резисторами высокого номинала вместо коммутируемых последовательно включенных резисторов малого номинала. Основной номинал резистора R (фиг. 17) делится на часть aR и часть (a - 1)R. Параллельно первой части aR подсоединяются два коммутируемых резистора R1 и R2. Подключение R1 приведет к уменьшению действующего значения aR до aR - dR, в то время как подсоединение двух резисторов R1 и R2 уменьшит величину aR до aR - 2dR. Аналогично коммутируемые резисторы R3 и R4 позволяют уменьшить сопротивление (a - 1)R до значения (a - 1) - 3dR или (a - 1)R - 6dR. Таким образом все значения суммарной величины сопротивления от R и R - 8dR можно получить за счет приращения -dR. Так как регулировка R осуществляется в направлении понижения номинала, то переключатели (от 230 до 233) должны срабатывать под воздействием инвертированных управляющих сигналов по отношению к сигналам, подаваемым к переключателям (от 215 до 218), приведенных на фиг. 16. Величина доли "а" может быть выбрана так, что резистор наименьшего номинала из четырех коммутируемых резисторов R1, R2, R3 и R4 является по возможности наибольшим, чтобы минимизировать влияние последовательно переключаемого сопротивления. Если доля "a" слишком мала, то тогда R1 и R2 должны быть без необходимости небольшими, в то время как R3 и R3 имеют большой номинал и в противоположном случае, если доля "a" слишком большая. Таким образом существует оптимум, который можно найти расчетом.
Конструкция узкополосных режекторных фильтров и этих же фильтров с регулируемой полосой подавления и их практические случаи применения были описаны в заявке при допущении, что степень интеграции компонентов, расположенных на кремниевой ИС, позволяет не только реализовать ее, но и легко приспособить к другим способам производства и случаям применений.
Модулированный сигнал несущей 600 кГц всегда присутствует на выходе приемной схемы интерфейса стробирования 80, части СпИС 122 типа KATIE. В зависимости от режима работы приемный стробирующий интерфейс 80 выдает различные выходные сигналы в приемный интерфейс ЦПС (на схеме не пронумерован). Входной сигнал частотой 600 кГц является сигналом с жестко ограниченным почти до размаха сигнала 200 мВ. Этот сигнал является дифференциальным сигналом IFIN и IFIN\.
Три режима, которые используются в приемном стробирующем интерфейсе 80, являются режимом аналогового управляющего канала, режимом канала аналогового речевого сигнала и режимом канала цифрового речевого сигнала. Приемный стробирующий интерфейс 80 имеет возможность измерить несколько различных комбинаций фазы, частоты и амплитуды поступающего сигнала. В режиме аналогового управляющего канала отсчеты фазы направляются в приемный ЦПС 142, представленные 16-разрядными словами, передаваемыми со скоростью 80 К слов/с. Во время работы в режиме канала аналогового речевого сигнала фазовая и частотная информация отправляется поочередно со скоростью 160 К слов/с. При работе в режиме канала цифрового речевого сигнала 8-разрядная фазовая и 8-разрядная амплитудная выборка группируются в 16-разрядное слово и отправляются в приемный ЦПС 142 со скоростью 194,4 К слов/с. Скорости передачи к упомянутому интерфейсу всех битовых посылок равны 4,86 МГц.
Имеются два главных интерфейса между микросхемой 122 типа KATIE и кодеком 124 типа ABBIE, которые приведены на фиг. 5. Один из них используется для передачи данных низкочастотного сигнала (ИКМ) в и из кодека, реализованного на микросхеме 124 типа ABBIE. Второй интерфейс - последовательный канал связи, которым выбираются различные режимы работы и параметры, например данные ЦАП или данные регулировки громкости цифровым способом в микросхеме 124 типа ABBIE. Интерфейс ИКМ микросхемы 124 типа ABBIE принимает со скоростью передачи битовых посылок не менее 128 кГц, с которой можно передавать 16-разрядные слова речевого сигнала, стробированные со скоростью 8 К выбор/сек. Интерфейс ИКМ пропускает битовые посылки со скоростью 648 кГц, соответствующей таким образом 5-кратному пределу относительно требуемой минимальной скорости передачи битовых посылок.
Сигналы интерфейса последовательного управления становятся рабочими только в том случае, если нужно изменить параметр в микросхеме ABBIE. Скорость передачи бит равна 648 кГц, а информационный формат содержит 6-разрядный адрес (обозначение параметра) и 8-разрядное новое значение. Некоторые адреса относятся к управляющим битам для отключения напряжения питания неиспользуемых секций, чтобы сэкономить потребляемую мощность в резервном состоянии.
В ручном портативном радиотелефоне в соответствии с настоящим изобретением микрофон и головной телефон встраиваются в блок. Если используются эти встроенные низкочастотные датчики, то тогда не требуется связи с внешней микротелефонной трубкой. В подвижном (автомобильном) радиотелефоне или в том случае, когда ручной портативный блок временно вставляется в переходник автомобиля, чтобы приспособить его для работы в режиме подвижной радиостанции, микропроцессор 120 обеспечивает передачи цифровых управляющих сигналов к внешней микротелефонной трубке и блоку адаптера через интерфейс универсального асинхронного приемопередатчика (UART). Низкочастотные сигналы отправляются или принимаются из окружающего пространства с промежуточным уровнем с почти среднеквадратичным значением 100 - 200 мВ, используя дополнительные входные и выходные контактные выводы для низкочастотного сигнала микросхемы ABBIE.
Секция 140 источника питания и логической схемы управления подвижной радиостанции включает аккумуляторный источник питания, заземление, датчик зажигания, выходной каскад предупредительного сигнала для рупора, кнопку включения-выключенмя микротелефонной трубки при поиске режима короткой передачи и внутренний источник питания сохранения сигнала подвижной радиостанции.
Упрощенная структурная блок-схема с логикой Булевой алгебры управления источником питания приводится на фиг. 3. Принцип работы заключается в том, что, если нажата кнопка источника питания, расположенная на микротелефонной трубке, то микропроцессор 120 принудительно вводится в рабочее состояние и проверяется состояние входа датчика зажигания. Если датчик зажигания включен, то подвижная радиостанция будет "подключена к источнику питания" для абонента. Если не подключен, то микропроцессор будет шунтирован снова.
Возможен вариант использования сигнала сохранения питания, когда абонент разговаривает и отключает прерыватель зажигания. Датчик прерывания зажигания отключается, микропроцессор 120 сохраняет питание для подвижной станции с помощью сигнала сохранения напряжения питания и прерывает сохранение напряжения питания только в том случае, когда разговор был закончен с отключением подвижной радиостанции. Если разговор продолжается, то отсутствие напряжения питания датчика зажигания должно привести к отключению подвижной радиостанции.
На фиг. 7 воспроизводится упрощенная схема канала передачи подвижной радиостанции. Звуковые сигналы поступают от микрофона и преобразуются в цифровые данные ИКМ кодеком 124 типа ABBIE. Передающий ЦПС 144 принимает эту информацию, выполняет регулировку усиления, фильтрацию сигнала, кодирование цифрового речевого сигнала, кодирование коррекции сбоев и форматирование данных посылок и отправляет результат выполнения операций в секцию 70 передающего интерфейса вентильной матрицы 122 СпИС типа KATIE, чтобы преобразовывать в точные сигналы I и Q для модуляции модуляторами 115. В аналоговом режиме речевой сигнал, дискретизированный со скоростью 8 выбор/сек в режиме ИКМ, не исключается после кодирования речевого сигнала или не подвергается кодированию для коррекции ошибок. Вместо этого используется алгоритм компандирования динамического диапазона 2 : 1, заданного цифровой реализацией способа радиосвязи AMPS. Выборки компандированных форм колебаний затем преобразуются в форму частотной модуляции и из ЧМ в фазовые выборки и в конце в формы колебаний I и Q, будучи косинусом и синусом фазовых выборок соответственно.
Сигналы I и Q появляются в паре смесителей, расположенных в модуляторе 115, с синфазным и со сдвинутым по фазе на 90o сигналом, подведенным из фазовращателя 114 во время передачи промежуточной частоты. Эти сигналы суммируются и преобразуются "с повышением" до частоты выбранного канала в смесителе 116, которая должна быть передана в пространство через дуплексор 100. В другом варианте реализации "повышающий" смеситель формирует немодулированную частоту несущей, которая затем модулируется формами сигналов I, Q.
На фиг. 8 приведен упрощенный приемный канал. Принимаемый сигнал преобразуется "с понижением" от частоты выбранного канала в смесителе 103 до "первой" ПЧ частоты, используя синтезированный сигнал задающего генератора. Микросхема приемника 106 затем преобразует и отфильтровывает сигнал с понижением до "второй" ПЧ с помощью синтезатора 110 и задающего генератора опорной частоты 112, причем 2-й и ПЧ-сигнал затем стробируется приемной секцией 80 интерфейса дискретизации микросхемы 122 типа KATIE. Микросхема 122 типа KATIE преобразует 2-ой ПЧ сигнал в последовательность фазовых выборок и последовательность частотных выборок, а микросхема ABBIE одновременно преобразует сигнал RSSI в последовательность амплитудных величин, используя свой АЦП. Выборки фазы, частоты и амплитуды направляются прямо в приемный ЦПС 142 для обработки. Приемный ЦПС 142 выполняет демодуляцию, фильтрацию, усиление или ослабление и декомпрессию речевого сигнала. Микропроцессор 120 типа Z80 действует как главный интерфейс и обеспечивает остальными управляющими операциями системы.
Эти демодулированные данные речевого сигнала затем отправляются в кодек 124 микросхемы ABBIE как ИКМ выборки, которые должны быть преобразованы в полосу частот модулирующих сигналов низкой частоты для громкоговорителя.
Цифровая передача речевого сигнала облегчается первым снижением скорости передачи данных речевого сигнала с 8K выбор/сек. 16-разрядных слов, получаемых с помощью микросхемы ABBIE благодаря использованию кодера VSELP. Кодер речевого сигнала выдает последовательность битов, которая представляет 20-м сегменты речи. Биты классифицируются как биты первого класса (самые старшие разряды) или биты второго класса (самые младшие разряды). Биты первого класса подвергаются в самых жестких формах кодированию, свертыванию, коррекции сбоев и выявлению сбоев посредством контроля при помощи циклического избыточного кода (CRC). Эти два выходных сигнала вводятся устройством чередования 2 временных окон с выводом 260 бит. Каждый ввод 260 бит устройства чередования содержит 130 бит предыдущего сегмента 20-м речевого сигнала плюс 130 бит действующего сегмента.
Этот битовый поток подается на вход последовательно-параллельного преобразователя 51 (фиг. 9). Первый бит следует по каналу "X", в то время как второй бит следует в канал "Y" и т.д., как показано на фиг. 9.
Следующий каскад, дифференциальный фазовый кодер 52, группирует эти биты в пары (символы) и передает каждую пару в одно из четырех изменений фазы относительно сигнала. Например, пара символа 00 соответствует 45o фазовому измерению, а символ пары 01 - изменению на 135o, 10 - изменению на -45o и 11 - изменению на -135o. На фиг. 9 воспроизводится 90-градусный фазовый вращатель 55, включенный между каскадами 56 и 57 умножителей, а также фильтрами полосы частот модулирующих сигналов 53 и 54. Фазовый сдвиг имеет сигнал Q. Значения сигналов I и Q таким образом представляются координатами точки, расположенной на двух перпендикулярных осях, позволяя любой точке, которая должна "прибыть" с соответствующим выбором значений I и Q.
Последовательность значений I, Q для каждой пары-символа поступает в фильтр корня квадратного из косинуса, который генерирует плавные переходы между точками. На фиг. 10 воспроизводятся типовые траектории сигнала для многих перекрываемых пар-символов.
Более подробно информацию относительно стандартов по МДВУ и совместимости см. в международном стандарте IS-54.
Демодуляция в приемнике обеспечивается посредством выравнивателя, приспособленного к каналам, чтобы обеспечить допуск для эхо-сигналов, появляющихся в сигнальном тракте. Необходимый выравниватель частотной характеристики может быть получен на основании принципов, раскрытых в европейской заявке 0425458A1, которая включена в данный патент как ссылочный материал.
Формирование импульсной цепочки и принципы трафика будут описаны для того, чтобы лучше понять принцип настоящего изобретения, канал информационного обмена является частью цифровой информации, переданной от базовой к подвижной радиостанции и от подвижной к базовой радиостанции, и включает абонента и информацию о сигнализации, которые изображены на фиг. 11. Данные об ускорении, связанном с управляющим каналом (FACCH), и абонентская информация не могут быть переданы одновременно. Приемник может выбирать между FACCH и абонентской информацией согласно технологии, раскрытой в американском патенте N 5230003, который включен в данную заявку как ссылочный материал. Каждый кадр МДВУ содержит 6 временных окон.
Полный кадр содержит 1944 бит (972 символа) занимают 40 мс при передаче. Это равняется 324 битам на одно временное окно или 162 символа. Все окна одинаковы по протяженности. Два бита соответствуют одному символу для способа модуляции, используемому в МДВУ, который будет также описан далее.
Каждое окно включает следующую информацию (табл. 2 и 3).
Каждый канал полной скоростной нагрузки будет занимать 2 временных окна. Будут группироваться окна 1 и 4, окна 2 и 5 и окна 3 и 6. В будущем предусматриваются меры для каналов полускоростной нагрузки, которые должны занимать лишь одно временное окно. Полное и половинное быстродействия могут чередоваться в пределах одного канала.
Описание символов, использованных в форматах временных окно, следующее:
G - Защитный интервал
R - Время плавного изменения режима
SACCH - Замедление, связанное с управляющим каналом
SYNC - Синхронизация и тактирование
Data - Абонентская информация или FACCH (Ускорение), связанное с управляющим каналом
CDV CC - Кодированный цифровым способом код верификации цвета
RSVD - Зарезервировано
Скорость передачи данных в сети составляет 13 Кбит/сек при полной нагрузке канала передачи цифровой информации.
Выходной ВЧ сигнал подвижной радиостанции появляется в режиме подавления несущей во время действия защитного интервала. Время плавного изменения режима позволяет подвижной радиостанции в течение передачи 3 символов достичь уровня мощности (PL), предписанного базовой радиостанцией. Подвижная радиостанция должна быть в пределах 3 дБ на уровне RL, назначенного базовой радиостанцией, после окончания передачи второго символа. При заданном командой режиме подавления несущей выходная мощность подвижной радиостанции спадает ниже уровня -60 дБ, измеренного относительно мощности, излучаемой во время передачи 3 символов. Например, ваша радиостанция работает на информационном канале "I" и передает во время действия временных окон 1 и 4. Во время действия других временных окон 2, 3, 5 и 6 подвижная радиостанция должна быть отключена, потому что подвижные станции будут передавать во время действия этих временных окон или загрузки каналов, которые будут все работать на одной и той же частоте передатчика ТХ и один и тот же приемник будет обращаться к базовой радиостанции. Прямая и реверсная синхронизация смещаются.
В прямом направлении 12-символьное синхрополе используется для идентификации временного окна, подготовки к работе эквалайзера и синхронизации.
Система T-I передачи цифрового речевого сигнала с временным уплотнением или информационных сигналов аналогична этой системе, поскольку каждый информационный канал занимает некоторую часть общего времени в порядке "круговой очередности". Базовая станция передает пакет информации каждой из трех подвижных станций по очереди, а затем выдается следующая посылка информации снова для первой подвижной станции и т.д. Слова синхронизации и кода CDVCC идентифицируют подвижную радиостанцию, которая должна принять информацию.
В реверсном направлении каждая из трех подвижных радиостанций передает, в свою очередь, тому же самому приемнику базовой станции символы синхрослов и кода CDVCC, выключенные в пакет посылки, помогают базовой станции определить от какой подвижной радиостанции поступает информация. Различие между двумя направлениями передачи состоит в том, что, в то время как базовая станция работает постоянно в режиме передачи, каждая подвижная станция работает в режиме передачи только 1/3 часть времени, поэтому она начинает передачу и заканчивает передачу. Функцией символов "плавного выхода на режим работы", появляющихся в начале и конце передачи посылки информации подвижной радиостанции, является сглаживание начала и окончания передачи таким образом, что нежелательное спектральное расширение сигнала на частоты соседних каналов исключается.
В настоящее время установлено, что передаваемой и принимаемой по цифровым информационным каналам является лишь цифровая информация, т.е. логические "1" и "0". Для радиотелефона потребуется способ преобразования всей абонентской информации в этот формат, т. е. в процессе модуляции способом π /4DQPSK.
Кодирование речевого сигнала выполняется в процессе так называемого кодирования методом линейного предсказания, обусловленного суммированием векторов (VSELP), подробности которого можно найти в спецификации системного стандарта IS-54, упомянутого ранее. Кодирование способом VSELP выполняется вокодером, реализованным ЦПСов; кодирующая часть реализована в приемной ЦПС 144, а декодирующая часть - в передающем ЦПС 142. Предпосылкой использования этого способа кодирования является то, что благодаря повторению, речевые и низкочастотные структуры формы колебаний, нет необходимости передавать полностью форму колебания. Он помогает извлечь основные компоненты, биты для восстановления и выполнения коррекции ошибок (CRC) и спокойно работать на пониженных скоростях передачи битовой информации. На приемном конце сигнал восстанавливается, используя хранимую информацию в кодовых книгах радиотелефона и центрального пункта связи сотовой радиосвязи. На практике это "заполнение пустых мест в бланках". Благодаря этой повторяемости и битовому перекрытию небольшие пропуски данных абонент не может обнаружить.
Кодер речевого сигнала использует способ VSELP, чтобы сжать 8 К слов/с до почти 8 Кбит/с. Принцип действия заключается в использовании знания о повторном характере речи, чтобы получить формулу с динамически изменяющимися коэффициентами, которые соответствуют характеру речи. Коэффициенты LPC передаются как часть речевого сигнала продолжительностью 8 Кбит/с. Остальная часть 8 Кбит/с используется для передачи как так называемый "остаток" при наличии рассогласования между предсказуемым характером с помощью формулы и реальной формой колебания речевого сигнала. К тому же число бит, необходимое, чтобы представить оставшуюся часть, уменьшается сравнением 5-мс отрезков формы колебания с заранее записанными формами колебаний в "кодовой книге" и передачей лишь номеров кода в кодовую книгу вместо всей формы колебания. Поступающий в начале низкочастотный сигнал три раза обрабатывается способом аналого-цифрового преобразования, который является регулировкой уровня, полосовой фильтрацией и преобразованием из аналоговой в цифровую форму (13-разрядная разрешающая способность).
Скорость стробирования низкочастотного сигнала равна 8 кГц, что снова совместимо с линией T-I.
Далее подробно дается описание шага цифровой обработки вызова. Обработка аналогового вызова очень сильно схожа с обработкой цифрового вызова и поэтому последующее будет дано как объяснение обоих случаев обработки с различными отличиями, отмеченными в соответствующих местах.
При подаче напряжения питания радиотелефон будет заниматься режимом инициализации и запустит программы самотестирования. Подвижная радиостанция определяет с помощью своих программ сканировать ли выделенные управляющие каналы системы A и B. Как только подвижная станция просканирует все 21 первичный управляющий канал, то она также проконтролирует напряженность поля радиосигнала. Базовые радиостанции, приспособленные к обмену цифровыми сигналами, используют также аналогичные аналоговые управляющие каналы, как и раньше, наряду с подвижными станциями только аналогового типа. Двухрежимный радиотелефон в данном случае спокойно используется в аналоговом режиме.
Теперь подвижная радиостанция настраивается на выделенный управляющий канал, на который поступает радиосигнал с самой сильной напряженностью поля, чтобы точно декодировать, например, в течение 3 секунд вспомогательное сообщение о параметре системы и обновить нумерацию каналов поискового вызова, начиная с первого канала и кончая последним каналом, дать разрешение и выбрать приращение для автономной регистрации (если подвижная станция приспособлена) и присвоить индикатору протокольного мандата (PCI) определенное значение, считываемое из соответствующего поля.
Этот последний отмеченный шаг режима работы, с которого аналоговый и цифровой радиотелефон действуют различным образом. PCI - 1-битовое поле в первом слове вспомогательного сообщения о параметрах системы, которое указывает может ли базовая станция работать в цифровом режиме. Если содержание PCI указывает только на возможность работы в аналоговом режиме, то подвижная станция будет заниматься заданием сканирования вторичного набора выделенных управляющих каналов. Это можно было бы считать попыткой локализовать местоположение базовой радиостанции с цифровыми возможностями. Обычно эта процедура сканирования аналогична первичному сканированию. Если содержимое PCI указывает о возможности работы в цифровом режиме, то подвижная радиостанция выполняет задание первичного выбора канала поискового вызова.
Если подвижная радиостанция не может завершить этот процесс ни при первичном, ни при вторичном сканировании, то подвижная станция может обратиться снова к системам A/B со своей привилегией и изменить ее, если это разрешено, и повторить данный шаг. "Не обслуживается" - такая индикация впоследствии держится до тех пор, пока подвижная станция не выполнит успешно данное задание.
Цифровая подвижная радиостанция в зоне обслуживания цифровой базовой радиостанции или центрального пункта сотовой связи затем проверяет напряженность поля сигнала в каналах поискового вызова и устанавливает рабочее задание проверки вспомогательной информации. Подвижная станция выбирает нулевое значение двоичного разряда "ожидание при передаче вспомогательной информации" (WFOM). И снова подвижная станция располагает 3 секундами для настройки на канал с самым сильным полем напряженности радиосигнала поискового вызова, приема пакета импульсов вспомогательного сообщения и обновления идентификации системы SID, состояния поиска (внутреннее сравнение с хранимыми данными SID) и состояния локального управления (разрешено/запрещено).
Если подвижная радиостанция не может справиться с этим рабочим заданием, то она должна сделать попытку выйти на второй канал с самым большим значением напряженности поля радиосигнала. Если попытка заканчивается неудачей, то подвижная станция должна проверить снова выбор (A/B) с попыткой добиться обслуживания. Если и эта попытка неудачна, то подвижная станция возвращается снова к сканированию первичного набора выделенных управляющих каналов.
Если обращение к системе подвижной радиостанции завершается удачно, то теперь в ответ на рабочее задание, записанное во вспомогательной информации, рассматривается режим "резерва". Во время действия режима "резерв" подвижная станция решает следующие задачи с затратой не менее 46,3 мс на каждую задачу.
1. Среагировать на вспомогательную информацию - например, сравнить идентификацию системы SID, количество каналов поискового вызова, считать содержимое двоичного разряда дополнения к управляющей информации, считать содержимое двоичного разряда DTX, установить состояние поиска, номер доступного канала, определить границы сканирования управляющих каналов. В потоке двоичных разрядов имеется также бит CPA. Если он соответствует логическому нулю, то тогда задания для доступа и поискового вызова по каналу в некотором смысле меняются местами. Это применимо к любому режиму.
2. Согласовать поиск - выполняется в том случае, когда сообщение о прямом управляющем поиске по минимуму совпадает с минимумом данных о подвижной станции. Когда условия согласования выполняются, то подвижная станция выполняет рабочее задание выхода к системе с индикацией ответа на поиск.
3. Очередность - подвижная станция воспроизводит контрольные сообщения при приеме заказов и должна согласовать по минимуму, чтобы выполнить заказ.
4. Начать вызов - подвижная станция воспроизводит вызов, выход к системе происходит с помощью запроса вызова.
Процесс доступа к системе распадается на временные составляющие, в данном случае реализации настоящего изобретения, например 12 с (макс) на исходящий вызов, 6 с (макс) на ответ поискового вызова, 6 с (макс) на ответ при приеме заказа (очередности) и 6 с (макс) на регистрацию.
Затем подвижная радиостанция проверяет напряженность поля радиосигнала по каждому из доступных каналов, настраивается на канал, по которому передается радиосигнал с самой большой напряженностью поля и рассматривает задание просмотра параметров доступа. Далее она вводит ограничения на случаи занятости и попытки перекрытия временных интервалов (максимум 10) и запускает в рабочее состояние счетчик этих событий с нулевого значения. Считывается считываемый двоичный разряд дополнения к управляющей информации (RCF). Если его содержимое соответствует логическому нулю, то тогда подвижная станция должна выбрать принятые данные для DCC, WFOH, SDCC1, SDCC2 и установить уровень мощности PL, указанный в поле CMAC сообщения и соответствующий классификации станции по мощности. С помощью содержимого двоичного разряда WFOH (ожидание при приеме вспомогательной информации) подвижной станции будет указано либо обновить вспомогательную информацию, либо занять временной интервал реверсного управляющего канала.
При переходе к RCC (реверсный управляющий канал) подвижная радиостанция считывает содержимое двоичного разряда, соответствующее либо состоянию занято, либо состоянию свободно. Предполагая, что подвижная станция находится в состоянии резерва, подвижная станция включат передатчик, настроенный на соответствующую частоту, и как только передатчик войдет в пределы 3 дБ диапазона относительно заданного уровня мощности PL, станция отправляет сообщение базовой радиостанции. Содержание этого сообщения будет подробно рассмотрено далее. Сбой в работе в этом месте приведет к увеличению на единицу в показаниях счетчика отказов при рассмотрении временных интервалов. Если содержимое двоичного разряда состояния занято-резерв, передаваемое по FCC (прямому управляющему каналу) изменяется на потенциал, соответствующий состоянию "занято" между моментами появления 56-ого и 104-ого бита в импульсной последовательности передачи сообщения подвижной станцией, то подвижная станция отправляет запрос на обслуживание по одному из четырех режимов, передаваемого как ответ на поисковый вызов по прямому управляющему каналу, исходящий вызов, подтверждение включения в очередь, данные очередности, составленные из одного, но не более пяти слов.
A. Адресное слово, составленное из аббревиатуры (отправляется всегда).
B. Расширенное адресное слово - при запросе режима обмена цифровыми речевыми сигналами, подтверждения о включении в очередь, при регистрации, поиске слова RCF-1, 2 (D и E) или изменении состояния содержимого разряда ROAM.
C. Слово с данными очередности.
D. Первое слово адреса вызова (исходящего вызова).
E. Второе слово адреса вызова (исходящего вызова).
После отправки всего сообщения подвижная радиостанция излучает немодулированную несущую почти 25 мсек перед отключением. При подтверждении о включении в очередь подвижная станция занимается определением обслуживающей системы, которое выполняется самой системой. При других запросах у подвижной станции есть 5 секунд, чтобы выполнить задание ожидания сообщения. Для радиотелефонов, способных работать в режиме обмена цифровым радиосигналом, этим сообщением является сообщение о выборе исходного информационного канала, которое обновляет его параметры, обычно обновляет автономную регистрацию, выдавая индикацию об "успешном" исполнении задания. Следующим шагом для подвижной станции является запрос подтверждения об исходном информационном канале. Даже если абонент решает закончить в этот момент, то вызов будет переключен на речевой и цифровой информационный канал, чтобы завершить операцию.
Для того, чтобы перейти к цифровой радиостанции, в течение 10 мсек приема номера исходного информационного канала подвижная станция настраивается на указанный канал, устанавливает для DVCC принятое значение, устанавливает скорости передачи и приема по данным, принятым в типовой зоне сообщения, устанавливает, как указано, временное окно, устанавливает временную перестройку со смещением относительно опорной величины, и как только появляется синхронность, включается передатчик переводом на высокий уровень сигнала, соответствующего содержимому двоичного разряда DTX, достигая уровня линии питания, назначаемого содержимым зоны VMAC сообщения о выборе информационного канала. Подвижная станция передает укороченные посылки по этому каналу до тех пор, пока не будут приняты данные очередности управления физическим слоем системы с выбором временной коррекции.
При ответе на поисковый вызов, пока еще содержимое DTX соответствует высокому потенциалу, подвижная станция занимается решением задачи при включении в очередь. Если таймер очередности затрачивает 5 секунд, то подвижная станция отключает передатчик и снова возвращается к определению обслуживающей системы. Если у подвижной станции содержимое DTX соответствует низкому потенциалу и принимается прямое сообщение, то тогда подвижная станция переключается на режим ускорения, связанный с управляющим каналом (FACCH). В пределах 100 мсек действия кода FACCH или SACCH (замедления) подвижная станция будет реагировать на следующие команды:
предупреждение с подтверждением подвижной станции об отправленной информации, запуск процесса ожидания при выполнении задания относительно ответа, порядок измерения - измерение качества ВЧ-канала (CQM) и т.д. (всего 12 измерений),
приостановка измерений - завершение измерений,
управление физическим слоем системы - включает мощность информационного канала, временные подстройки и сообщения DTX цифровой режим передачи,
отбой - заказ на завершение вызова,
техническое обслуживание - подтверждение подвижной станции и задача ожидания при ответе,
ревизия - подтверждение подвижной станции, ожидание при включении в очередь,
локальное управление - если разрешено, подвижная станция проверяет действие, которое предпринято,
эксплуатация без касания рук - аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразование и
запрос состояния - отправление сообщения о состоянии и ожидание при включении в очередь.
В процессе ожидания при ответе режим работы DTX цифровой передачи блокируется на 1,5 с и таймер событий предупредительного характера устанавливается на отсчет 65 с. Затем может произойти следующее: через 65 с этот таймер переполняется и передатчик отключается.
Если абонент отвечает, то тогда отправляется сообщение о поддержании связи, базовая станция должна подтвердить, а подвижная станция переходит в режим разговора. Сообщение о поддержании связи будет отправляться в базовую станцию до трех раз, прежде чем истекут 65 с.
Подвижная станция также может принять любое из приведенных ниже сообщений с ускорением FACCH или с замедлением SACCH.
Изменить информацию, которую подвижная станция выдает для подтверждения, остаться в режиме ожидания при ответе и обнулить показания счетчика событий предупредительного характера.
Другие заказы почти идентичны ожиданию при включении в очередь, приведенные списком выше.
Следующим шагом является рассмотрение режима разговора. Если этот режим наступил как начало доступа, а не ответа (тракт связи занят на несколько шагов раньше), то подвижная станция может прямо перейти к выполнению задания относительно разговора.
В режиме разговора, как только снова передача TX прерывается на 1,5 с, подвижная станция остается в предыдущем состоянии. В зависимости от запросов на обслуживание может произойти следующее: отбой - абонент завершает разговор, мерцание информации на индикаторе, посылка двухтонального многочастотного сигнала, замена предложенного обслуживания, сообщение, как и прежде, может содержать заказы измерения информации или эксплуатации без касания рук, ревизия и т.п.
Эксплуатация в автоматическом режиме информационного канала, как цифровой канал, включает отправление подтверждений подвижной станции, отключение передатчика, регулировку уровня мощности PL, настройку на новый радиоканал, присвоение CDCC принятое значение, выбор цифрового режима передачи и приема, присвоение временному окну принятое значение, выбор конфигурации речевого кодека, выбор установленной регулировки времени, синхронное включение передатчика, обнуление таймера регулятора уровня сигнала, прерывание на 1,5 с режима DTX, сохранение ожидания в состоянии ответа. Все это рассматривается как режим эксплуатации без касания рук, прокомментированный подвижной станцией (MAHO), когда подвижная станция выполняет измерение для оценки качества канала (CQM), которое включает индикацию напряженности поля, создаваемого принимаемым радиосигналом (RSSI) и коэффициент ошибок по битам (BER) каналов (как максимум 12), заданные системой, включая рабочий информационный канал. Затем подвижная станция передает эту информацию обратно в базовую радиостанцию при оценках режима эксплуатации без касания рук.
В аналоговом речевом канале режим эксплуатации без касания рук включает отправление подтверждений подвижной станцией, отключение передатчика, завершение измерения качества связи по этому каналу, регулировку уровня мощности, настройка на частоту нового канала, измерение до нового значения SAT, переход к новому значению SCC, включение передатчика, настройка на ST и обнуление таймера регулятора уровня сигнала, затем ожидание пот ответе по аналоговому каналу.
При отбое подвижная станция возвращает или сохраняет для кода режима DTX высокий потенциал. При окончании связи абонент выдает сообщение об отбое, а подвижная станция может принимать подтверждение от базовой станции относительно отключения передатчика или предупредительные сообщения с ускорением FACCH.
Если подтверждение базовой станции или предупреждение не поступает в течение 500 мс после отправки отбоя, то они повторно передаются до трех раз. Без наличия подтверждения у подвижной станции будет отключен передатчик. Если поступает подтверждение от базовой станции, то подвижная станция должна подтвердить до отключения его передатчика.
Подвижная станция может передавать сообщения с дополнительной информацией с ускорением FACCH или замедлением SACCH. Некоторые сообщения от подвижной станции требуют подтверждения от центрального пункта системы сотовой связи. Если все время истекло до подтверждения, то подвижная станция повторяет передачу сообщения по тому же управляющему каналу. После выполнения заданного количества попыток подвижная станция должна прекратить передачу сообщения.
Когда сообщения подвижной станции требуют подтверждение от центрального пункта сотовой связи, то подвижная станция должна подождать для получения подтверждения о приеме этого сообщения перед завершением передачи другого сообщения. Измерения качества связи по каналу являются исключением из этого правила.
Дистанционное управление реализуется по цифровому информационному каналу с помощью кода окна CDVCC, а не окна SAT. Этот код имеется в каждом прямом и реверсном окне, составленный по одному из 256 возможных комбинаций. При высоком потенциале сигнала, соответствующего содержимому кода режима DTX, код CDVCC передается все время. При низком потенциале кода DTX код CDVCC отправляется вместе с сообщениями FACCH. Интервалы промежутков составляют 200 мс при полном быстродействии исполнения режима FACCH и 1200 мс при полном быстродействии исполнения режима SACCH. Содержимое всех зарезервированных двоичных разрядов RSVD должно быть "нулевым".
При запросах радиоизлучения цифрового речевого сигнала в цифровом режиме частота передачи подвижной станции должна отслеживаться в диапазоне ± 200 Гц относительно частоты, на 45 МГц меньшей чем частота передачи соответствующей базовой станции. Отклонение частоты не должно превышать 1 кГц во время коммутации каналов без прерывания излучения мощности.
Выходной сигнал разъема передающей антенны не должен превышать -60 дБ в состоянии подавленной несущей. Когда по команде выполняется переход в состояние включенной несущей, то подвижная станция должна удовлетворять частотным спецификациям и излучать в пределах 3 дБ диапазона относительно заданной выходной мощности через 2 мс. Когда по команде выполняется переход к режиму подавления несущей, то передаваемая мощность не должна превышать уровня -60 дБ через 2 мс.
Суммарная мощность излучения по любому соседнему каналу не должна превышать уровень, который на 26 дБ меньше среднего значения выходной мощности. Излучение по другому каналу должно быть на 45 дБ ниже среднего значения выходной мощности, в то время как для каналов, расположенных в диапазоне ± 90 кГц относительно центра, мощность не должна превышать на 60 дБ среднее значение выходной мощности или быть на уровне -43 дБВт, а в некоторых случаях даже больше.
Класс IV присвоен двухрежимным радиотелефонам. Это позволяет подвижной радиостанции при помощи сообщения об управлении физическим слоем, поступающего от базовой станции, снизить уровни выходной мощности до -26 дБ или "8", -30 дБ или "9" и "10" или -34 дБ.
Цифровые речевой информационный сигналы модулируются способом, известным как сдвинутая на π /4 дифференциальная фазоразностная модуляция, кодированная квадратурным способом (π /4 DQPSK).
В заключение необходимо отметить, что настоящее изобретение реализует двухрежимный с МДВУ составной сотовый радиотелефон по вполне приемлемой стоимости для конечного пользователя. Производство этих радиотелефонов вместе с оборудованием для цифровой несущей вносит нужный отпечаток на перегруженность систем, увеличение полезного эфирного времени и уменьшение капитальных затрат при производстве.
Исходя из вышеупомянутого описания специального примера реализации специалисты в данной области могут легко изменить и/или приспособить к различным случаям практического применения подобных специальных примеров реализации без отхода от сущности и объема настоящего изобретения.

Claims (12)

1. Многорежимное устройство радиосвязи, содержащее приемную схему для приема передаваемых сигналов и преобразования их в принимаемые сигналы, передающую схему для модуляции и передачи сигналов передачи, схему обработки сигнала для обработки принимаемых сигналов и сигналов передачи, отличающееся тем, что схема обработки сигнала выполнена с возможностью предложения в аналоговый или цифровой режим связи, причем большая часть приемной схемы, передающей схемы и схема обработки сигнала обрабатывают принимаемые сигналы и сигналы передачи в аналоговом и цифровом режимах связи без использования отдельных сигнальных трактов для принимаемых сигналов в аналоговом и цифровом режимах связи, при этом устройство дополнительно содержит средство коммутации, соединенное со схемой обработки сигнала, для переключения схемы обработки сигнала в аналоговый и цифровой режимы связи.
2. Многорежимное устройство радиосвязи, содержащее приемную схему для приема передаваемых сигналов и преобразования их в принимаемые сигналы, передающую схему для модуляции и передачи сигналов передачи, схему обработки сигнала для обработки принимаемых сигналов и сигналов передачи, отличающееся тем, что схема обработки сигнала выполнена с возможностью переключения в аналоговый или цифровой режим связи, при этом схема обработки сигнала включает цифровой процессор сигнала передачи и отдельный цифровой процессор принимаемого сигнала, причем большая часть приемной схемы, передающей схемы и схема обработки сигнала обрабатывают принимаемые сигналы и сигналы передачи в аналоговом и цифровом режимах связи без использования отдельных сигнальных трактов для принимаемых сигналов в аналоговом и цифровом режимах связи, при этом устройство дополнительно содержит средство коммутации, соединенное со схемой обработки сигнала, для переключения схемы обработки сигнала в аналоговый и цифровой режимы связи.
3. Устройство по п.2, отличающееся тем, что схема обработки сигнала дополнительно включает микропроцессор и интегральную схему.
4. Устройство по п.3, отличающееся тем, что интегральная схема включает аналого-цифровой и цифроаналоговый преобразователи речевого сигнала.
5. Устройство по п.4, отличающееся тем, что цифровой процессор сигнала передачи, цифровой процессор принимаемого сигнала и интегральная схема обрабатывают принимаемые сигналы и сигналы передачи в аналоговом и цифровом режимах связи.
6. Устройство по п.5, отличающееся тем, что средство коммутации включает загрузку программирующей информации в цифровой процессор сигнала передачи и цифровой процессор принимаемого сигнала при переключении упомянутых режимов связи.
7. Многорежимный сотовый радиотелефон, предназначенный для передачи аналогового речевого сигнала в режиме аналоговой частотной модуляции (ЧМ) или цифрового речевого сигнала в отведенном временном интервале повторяющегося периода кадра в системе многостанционного доступа с временным разделением каналов (МДВР), отличающийся тем, что содержит средство дискретизации речевого сигнала, вырабатывающее для передачи поток цифровых выборок, средство обработки, предназначенное для обработки цифровых выборок для получения I и Q-сигналов, которые в аналоговом режиме представляют векторные составляющие непрерывного частотно-модулированного радиосигнала, а в цифровом режиме представляют векторные составляющие пакетного сигнала с цифровой модуляцией в системе МДВР, и квадратурный модулятор для обработки I и Q-сигналов, обеспечивающий в аналоговом режиме получение непрерывного частотно-модулированного радиосигнала, а в цифровом режиме получение пакетного сигнала в системе МДВР в упомянутом отведенном временном интервале.
8. Радиотелефон по п.7, отличающийся тем, что средство обработки включает программируемый процессор сигнала, содержащий средство хранения программы, динамически перепрограммируемое командами для выполнения обработки в цифровом или аналоговом режиме в соответствии с сигналом управления режимом, полученным из сотовой сети.
9. Многорежимный сотовый радиотелефон, предназначенный для приема цифровых речевых сигналов или аналоговых речевых сигналов, отличающийся тем, что содержит средство преобразования с понижением частоты для преобразования принимаемого сигнала в промежуточный сигнал в цифровом речевом режиме приема и аналоговом речевом режиме приема, средство векторного аналого-цифрового преобразования для преобразования промежуточного сигнала в цифровом речевом режиме приема и аналоговом речевом режиме приема в поток комплексных чисел, сохраняющих информацию о фазе и амплитуде, средство цифровой обработки, предназначенное для обработки потока комплексных чисел в цифровом речевом режиме приема и в аналоговом речевом режиме приема для получения выборок речевого сигнала, и цифроаналоговый преобразователь для преобразования выборок речевого сигнала в колебательный аналоговый сигнал для возбуждения громкоговорителя.
10. Радиотелефон по п.9, отличающийся тем, что средство цифровой обработки включает программируемый процессор сигнала, содержащий средство хранения программы, выполненное с возможностью динамической перезагрузки с помощью программы, соответствующей либо цифровому режиму, либо аналоговому режиму в соответствии с сигналом управления, полученным из сотовой сети.
11. Многорежимный сотовый радиотелефон, предназначенный для передачи аналогового речевого сигнала в режиме аналоговой частотной модуляции (ЧМ) или цифрового речевого сигнала в отведенном временном интервале повторяющегося периода кадра в системе многостанционного доступа с временным разделением каналов (МДВР), отличающийся тем, что содержит средство дискретизации речевого сигнала, вырабатывающее для передачи поток цифровых выборок, средство обработки, предназначенное для обработки цифровых выборов для получения по меньшей мере одного сигнала передачи, представляющего в аналоговом режиме векторные составляющие непрерывного частотно-модулированного радиосигнала, а в цифровом режиме представляющего векторные составляющие пакетного сигнала с цифровой модуляцией в системе МДВР, и модулятор для модуляции по меньшей мере одного сигнала передачи, обеспечивающий получение в аналоговом режиме непрерывного частотно-модулированного радиосигнала, а в цифровом режиме получение пакетного сигнала в системе МДВР в упомянутом отведенном временном интервале.
12. Радиотелефон по п.11, отличающийся тем, что средство обработки включает программируемый процессор сигнала, содержащий средство хранения программы, динамически перепрограммируемое командами для выполнения обработки в цифровом или аналоговом режиме в соответствии с сигналом управления режимом, полученным из сотовой сети.
RU94032144A 1992-10-27 1993-10-27 Многорежимное устройство радиосвязи и многорежимный сотовый радиотелефон RU2128886C1 (ru)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/967,027 US5745523A (en) 1992-10-27 1992-10-27 Multi-mode signal processing
US07/967027 1992-10-27
US07/967,027 1992-10-27
PCT/US1993/010332 WO1994010779A1 (en) 1992-10-27 1993-10-27 Multi-mode signal processing

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU94032144A RU94032144A (ru) 1997-11-10
RU2128886C1 true RU2128886C1 (ru) 1999-04-10

Family

ID=25512204

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU94032144A RU2128886C1 (ru) 1992-10-27 1993-10-27 Многорежимное устройство радиосвязи и многорежимный сотовый радиотелефон

Country Status (13)

Country Link
US (1) US5745523A (ru)
EP (1) EP0595781A3 (ru)
JP (1) JPH07507670A (ru)
CN (1) CN1054488C (ru)
AU (1) AU674901B2 (ru)
CA (1) CA2126850C (ru)
FI (1) FI943058A (ru)
MX (1) MX9306616A (ru)
MY (1) MY117523A (ru)
RU (1) RU2128886C1 (ru)
SG (1) SG52879A1 (ru)
TW (1) TW233395B (ru)
WO (1) WO1994010779A1 (ru)

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7916715B2 (en) 2002-12-18 2011-03-29 Qualcomm Incorporated Hybrid protocol to support communications with multiple networks
US8116239B2 (en) 2007-03-02 2012-02-14 Qualcomm Incorporated Use of a filterbank in an adaptive on-channel repeater utilizing adaptive antenna arrays
RU2446568C1 (ru) * 2010-10-15 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема информации
RU2446565C1 (ru) * 2010-11-12 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Система передачи и приема информации
RU2446567C1 (ru) * 2010-10-15 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема информации
RU2446564C1 (ru) * 2010-11-12 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Система передачи и приема информации
US8306570B2 (en) 2005-03-03 2012-11-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for changing network interfaces in a multiaccess mobile terminal
RU2479117C2 (ru) * 2008-04-10 2013-04-10 Шарп Кабусики Кайся Устройство обработки звукового сигнала и способ обработки звукового сигнала
RU2479922C2 (ru) * 2007-06-25 2013-04-20 Кабусики Кайся Кенвуд Устройство беспроводной связи
RU2491739C2 (ru) * 2003-06-04 2013-08-27 Нокиа Корпорейшн Система и способ для переключения вызова из сети с коммутацией пакетов в сеть с коммутацией каналов
RU2495524C2 (ru) * 2008-10-20 2013-10-10 Эппл Инк. Способ и устройство цифрового преобразования и способ реконфигурации сигналов
RU2521496C2 (ru) * 2002-10-01 2014-06-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Определение местоположения мобильной станции
RU2534015C2 (ru) * 2009-07-06 2014-11-27 Эппл Инк Способ беспроводной связи (варианты), базовая и мобильная станции
RU2545505C2 (ru) * 2010-07-26 2015-04-10 ЗетТиИ Корпорейшн Способ и устройство обработки сигналов для стороны базовой станции стандарта долговременного развития (lte)
RU2568786C2 (ru) * 2014-02-26 2015-11-20 Открытое акционерное общество "Российская корпорация ракетно-космического приборостроения и информационных систем" (ОАО "Российские космические системы") Высокоскоростной бортовой модулятор
RU2575647C1 (ru) * 2014-09-04 2016-02-20 Открытое акционерное общество "Спутниковая система "Гонец" Способ оптимизации распределения абонентского трафика космическими аппаратами орбитальной группировки спутниковой системы связи
RU2602981C2 (ru) * 2013-11-08 2016-11-20 Индастриал Текнолоджи Рисерч Инститьют Способ обработки сбоя в линии радиосвязи
RU2661762C2 (ru) * 2013-11-27 2018-07-19 Телефонактиеболагет Л М Эрикссон (Пабл) Гибридный формат полезной нагрузки rtp

Families Citing this family (106)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6374311B1 (en) * 1991-10-01 2002-04-16 Intermec Ip Corp. Communication network having a plurality of bridging nodes which transmit a beacon to terminal nodes in power saving state that it has messages awaiting delivery
US7558557B1 (en) * 1991-11-12 2009-07-07 Broadcom Corporation Low-power messaging in a network supporting roaming terminals
US7415548B2 (en) 1991-05-13 2008-08-19 Broadcom Corporation Communication network having a plurality of bridging nodes which transmits a polling message with backward learning technique to determine communication pathway
AU664864B2 (en) * 1991-10-01 1995-12-07 Broadcom Corporation A radio frequency local area network
US5727023A (en) * 1992-10-27 1998-03-10 Ericsson Inc. Apparatus for and method of speech digitizing
US7917145B2 (en) * 1992-11-02 2011-03-29 Broadcom Corporation Radio frequency local area network
US7924783B1 (en) 1994-05-06 2011-04-12 Broadcom Corporation Hierarchical communications system
US6970434B1 (en) * 1995-06-07 2005-11-29 Broadcom Corporation Hierarchical communication system providing intelligent data, program and processing migration
US5351016A (en) * 1993-05-28 1994-09-27 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Adaptively self-correcting modulation system and method
US8509260B2 (en) 1993-08-31 2013-08-13 Broadcom Corporation Modular, portable data processing terminal for use in a communication network
US5761621A (en) 1993-12-15 1998-06-02 Spectrum Information Technologies, Inc. Apparatus and methods for networking omni-modal radio devices
USRE38787E1 (en) 1993-12-15 2005-08-30 Mlr, Llc Apparatus and methods for networking omni-modal radio devices
US6934558B1 (en) * 1993-12-15 2005-08-23 Mlr, Llc Adaptive omni-modal radio apparatus and methods
JPH09509549A (ja) 1994-09-14 1997-09-22 エリクソン インコーポレイテッド セルラ・ハンドセット衛星通信アダプタ
GB9422683D0 (en) * 1994-11-10 1995-01-04 At & T Wireless Communicat RF transmitter
US5751731A (en) * 1995-10-18 1998-05-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Simplifying decoding of codewords in a wireless communication system
US6046990A (en) * 1995-11-15 2000-04-04 Ericsson, Inc. High-penetration transmission method for a radiocommunication system
US5909460A (en) 1995-12-07 1999-06-01 Ericsson, Inc. Efficient apparatus for simultaneous modulation and digital beamforming for an antenna array
JP2998625B2 (ja) * 1996-01-12 2000-01-11 日本電気株式会社 デジタル／アナログ共用変調器
US6314081B1 (en) 1996-01-18 2001-11-06 Ericsson Inc. High power short message service using dedicated carrier frequency
GB2310342A (en) * 1996-02-16 1997-08-20 Northern Telecom Ltd Dual mode radio transceiver front end
US6765904B1 (en) 1999-08-10 2004-07-20 Texas Instruments Incorporated Packet networks
JP2822975B2 (ja) * 1996-04-09 1998-11-11 日本電気株式会社 受信機
JP3163254B2 (ja) * 1996-05-31 2001-05-08 松下電器産業株式会社 デジタル／アナログ共用携帯電話装置とその待ち受け方法
JP2002513515A (ja) 1996-06-10 2002-05-08 モーフィックス テクノロジー インコーポレイテッド 情報通信用の方法及び装置
US5745578A (en) * 1996-06-17 1998-04-28 Ericsson Inc. Apparatus and method for secure communication based on channel characteristics
US6546044B1 (en) * 1996-10-11 2003-04-08 Ericsson Inc. Dual-mode radiotelephone apparatus for digital or analog modulation
US6473602B1 (en) 1996-10-28 2002-10-29 Ericsson Inc. Mobile assisted handoff in radiocommunication systems
US5978676A (en) * 1996-11-15 1999-11-02 Telefonaktiebolaget L/M Ericsson (Publ) Inband signal converter, and associated method, for a digital communication system
US5913189A (en) * 1997-02-12 1999-06-15 Hughes Electronics Corporation Voice compression system having robust in-band tone signaling and related method
US5901352A (en) * 1997-02-20 1999-05-04 St-Pierre; Sylvain System for controlling multiple networks and associated services
US6115596A (en) * 1997-04-22 2000-09-05 Ericsson Inc. Systems and methods for handling emergency calls in hierarchical cell structures
CN1241332A (zh) * 1997-08-20 2000-01-12 摩托罗拉公司 自配置多模式通信终端
TW411690B (en) * 1998-02-20 2000-11-11 Koninkl Philips Electronics Nv A power consumption reduction method in a digital mobile radio system and a mobile radio station
US7123628B1 (en) * 1998-05-06 2006-10-17 Lg Electronics Inc. Communication system with improved medium access control sub-layer
US6321075B1 (en) 1998-07-30 2001-11-20 Qualcomm Incorporated Hardware-efficient transceiver with delta-sigma digital-to-analog converter
FI981835A (fi) * 1998-08-27 2000-02-28 Lk Products Oy Radiolaitteen antenni ja menetelmä sen valmistamiseksi sekä radiolaite
US6603750B1 (en) 1998-10-09 2003-08-05 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Rehash timer for packet data communications
US6519456B2 (en) * 1998-10-14 2003-02-11 Qualcomm Incorporated Softer handoff in a base station employing virtual channel elements
US6266514B1 (en) 1998-11-06 2001-07-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Poor network coverage mapping
US6597680B1 (en) 1998-11-16 2003-07-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Packet traffic channel reassignment
US6668159B1 (en) 1998-11-30 2003-12-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Terminal bitrate indicator
US6351642B1 (en) 1998-12-22 2002-02-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) CDMA soft hand-off
US6249686B1 (en) 1998-12-22 2001-06-19 Philips Electronics N.A. Corp. Internal circuit for adaptive mode selection of multi-mode RF integrated circuit
US6567475B1 (en) 1998-12-29 2003-05-20 Ericsson Inc. Method and system for the transmission, reception and processing of 4-level and 8-level signaling symbols
US6397276B1 (en) 1999-03-29 2002-05-28 Eugene Rzyski Data transmission by an alternating-frequency analog signal
FR2797125B1 (fr) * 1999-07-26 2001-10-05 Matra Nortel Communications Procede et dispositif de formation de trames de transport a partir de trames de signal code, et dispositif d'extraction des trames de signal code
US6744757B1 (en) 1999-08-10 2004-06-01 Texas Instruments Incorporated Private branch exchange systems for packet communications
US6801499B1 (en) 1999-08-10 2004-10-05 Texas Instruments Incorporated Diversity schemes for packet communications
US6757256B1 (en) 1999-08-10 2004-06-29 Texas Instruments Incorporated Process of sending packets of real-time information
US6678267B1 (en) 1999-08-10 2004-01-13 Texas Instruments Incorporated Wireless telephone with excitation reconstruction of lost packet
US6804244B1 (en) 1999-08-10 2004-10-12 Texas Instruments Incorporated Integrated circuits for packet communications
US6801532B1 (en) 1999-08-10 2004-10-05 Texas Instruments Incorporated Packet reconstruction processes for packet communications
US6782360B1 (en) * 1999-09-22 2004-08-24 Mindspeed Technologies, Inc. Gain quantization for a CELP speech coder
US6917789B1 (en) * 1999-10-21 2005-07-12 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with an antenna matching circuit
US6865276B1 (en) 1999-11-03 2005-03-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson System and method for noise suppression in a communication signal
US7574351B2 (en) * 1999-12-14 2009-08-11 Texas Instruments Incorporated Arranging CELP information of one frame in a second packet
US6374117B1 (en) 1999-12-22 2002-04-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Queue based power control scheduling
US6556630B1 (en) * 1999-12-29 2003-04-29 Ge Medical Systems Information Technologies Dual band telemetry system
US6961584B2 (en) 2000-03-22 2005-11-01 Mlr, Llc Tiered wireless, multi-modal access system and method
JP2001345731A (ja) 2000-06-06 2001-12-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチモード携帯電話端末
GB2370201B (en) * 2000-12-18 2004-07-21 Ubinetics Ltd Level allocation
US6950478B1 (en) * 2001-08-02 2005-09-27 Texas Instruments Incorporated Transmitter and method having a low sampling frequency for digital to analog conversion
US8812706B1 (en) 2001-09-06 2014-08-19 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for compensating for mismatched delays in signals of a mobile display interface (MDDI) system
WO2003064116A2 (en) * 2002-01-31 2003-08-07 Braintech Canada, Inc. Method and apparatus for single camera 3d vision guided robotics
KR100573766B1 (ko) * 2002-08-23 2006-04-25 삼성전자주식회사 데이터 무선송수신시스템 및 데이터 무선송수신 방법
JP4094918B2 (ja) * 2002-09-24 2008-06-04 アルプス電気株式会社 車載用電子機器
JPWO2004066524A1 (ja) * 2003-01-23 2006-05-18 松下電器産業株式会社 携帯電話機
US7546098B2 (en) * 2003-05-29 2009-06-09 Analog Devices, Inc. Control system with selective open-loop operation
TWI374635B (en) 2003-06-02 2012-10-11 Qualcomm Inc Generating and implementing a signal protocol and interface for higher data rates
KR100519666B1 (ko) * 2003-06-12 2005-10-07 에스케이 텔레콤주식회사 이동통신 시스템에서의 패킷데이터 서비스를 위한전력할당장치 및 방법
RU2369033C2 (ru) 2003-09-10 2009-09-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Интерфейс высокоскоростной передачи данных
CN102801595A (zh) 2003-10-15 2012-11-28 高通股份有限公司 高数据速率接口
US7787829B1 (en) * 2003-12-23 2010-08-31 Cypress Semiconductor Corporation Method and apparatus for tuning a radio receiver with a radio transmitter
BRPI0508582A (pt) 2004-03-10 2007-08-14 Qualcomm Inc equipamento e método de interface de alta taxa de dados
US8060050B2 (en) 2004-06-04 2011-11-15 Broadcom Corporation Method and system for analog and digital RF receiver interface
TWI239713B (en) * 2004-08-18 2005-09-11 Realtek Semiconductor Corp Mixer
US20060098761A1 (en) * 2004-11-10 2006-05-11 Motorola, Inc. Multi-mode transmitter
US8667363B2 (en) 2004-11-24 2014-03-04 Qualcomm Incorporated Systems and methods for implementing cyclic redundancy checks
US8692838B2 (en) 2004-11-24 2014-04-08 Qualcomm Incorporated Methods and systems for updating a buffer
US8873584B2 (en) 2004-11-24 2014-10-28 Qualcomm Incorporated Digital data interface device
ES2368716T3 (es) * 2004-11-30 2011-11-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Método para distribución de capacidad de smm.
US20060227899A1 (en) * 2005-04-08 2006-10-12 Yim Jae H Apparatus and method for storing/recovering spectrum
US7706851B2 (en) * 2005-07-21 2010-04-27 Radioshack Corporation Compander, and associated methodology, for a radio communication station operable pursuant to a coded squelch scheme
JP2009509779A (ja) * 2005-09-23 2009-03-12 ブレインテック カナダ インコーポレイテッド 視覚追跡のシステム及び方法
US8692839B2 (en) 2005-11-23 2014-04-08 Qualcomm Incorporated Methods and systems for updating a buffer
US7746922B2 (en) * 2005-12-07 2010-06-29 Cypress Semiconductor Corporation Apparatus and method for frequency calibration between two radios
US20070254714A1 (en) * 2006-05-01 2007-11-01 Martich Mark E Wireless access point
US8437535B2 (en) 2006-09-19 2013-05-07 Roboticvisiontech Llc System and method of determining object pose
US7564388B2 (en) * 2006-12-12 2009-07-21 Seagate Technology Llc Power efficient equalizer design
WO2008076942A1 (en) * 2006-12-15 2008-06-26 Braintech Canada, Inc. System and method of identifying objects
US7864882B2 (en) * 2006-12-30 2011-01-04 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for generating constant envelope modulation using a quadrature transmitter
ES2781469T3 (es) * 2007-02-05 2020-09-02 Nec Corp Sistema de comunicación inalámbrica, su estación de base y estación de telefonía móvil, método de gestión de la sincronización de la comunicación y su programa de control de temporizador
US8954083B1 (en) 2007-11-07 2015-02-10 Sprint Spectrum L.P. System and method for preventing or allowing occurrence of a base station function
KR20090055786A (ko) * 2007-11-29 2009-06-03 삼성전자주식회사 채널 특성을 적용하여 핸드오버를 수행하는 단말기 및 그제어방법
US7800534B1 (en) 2008-01-29 2010-09-21 Sprint Spectrum L.P. System and method for determining whether to allow a base station to perform a particular base station function
JP5217459B2 (ja) * 2008-01-29 2013-06-19 富士通株式会社 基地局装置、及び移動通信システム
TW200945865A (en) * 2008-04-23 2009-11-01 Mediatek Inc Method for handling the equipment identity requests and communication apparatus utilizing the same
US8559699B2 (en) * 2008-10-10 2013-10-15 Roboticvisiontech Llc Methods and apparatus to facilitate operations in image based systems
US9294165B2 (en) 2011-04-19 2016-03-22 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Signal generating method and signal generating device
US20140029770A1 (en) * 2012-07-25 2014-01-30 Conexant Systems, Inc. Hybrid analog/digital headset
CN103368227B (zh) * 2013-06-26 2016-04-06 上海华勤通讯技术有限公司 移动终端的无线充电装置
US9762274B2 (en) 2014-05-29 2017-09-12 Qualcomm Incorporated Feedback receive path with RF filter
CN105354419B (zh) * 2015-11-02 2018-01-30 中国电子科技集团公司第四十一研究所 一种应用于频谱分析仪中的轨迹处理方法
CN107193235B (zh) * 2017-06-26 2020-07-21 中国核动力研究设计院 一种用于核级屏蔽泵转速信号的处理方法
CN111272212B (zh) * 2018-12-05 2021-12-31 卓望数码技术（深圳）有限公司 一种i2c设备数据采集方法及其系统

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2967992A (en) * 1954-06-15 1961-01-10 Philips Corp Signal expansion device
DE1912218A1 (de) * 1968-05-17 1969-10-02 Ames Automobielbedrijf N V Schlafstelle fuer Automobile
US3906166A (en) * 1973-10-17 1975-09-16 Motorola Inc Radio telephone system
US3949299A (en) * 1974-11-05 1976-04-06 North Electric Company Signal coding for telephone communication system
JPS5648732A (en) * 1979-09-28 1981-05-02 Nec Corp Radio equipment
US4400585A (en) * 1979-11-30 1983-08-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for automatically attempting to seize a radio channel in a multichannel communication system
DE3008076C2 (de) * 1980-03-03 1982-05-06 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Einrichtung zur Empfängerabschaltung bei kleinem Signal-Geräusch-Abstand für ein digital moduliertes Funksystem mit Frequenzmodulation
JPS57146297A (en) * 1981-03-04 1982-09-09 Nippon Electric Co Voice processor
US4493091A (en) * 1982-05-05 1985-01-08 Dolby Laboratories Licensing Corporation Analog and digital signal apparatus
JPS6046139A (ja) * 1983-08-24 1985-03-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> コンパンダ回路
US4713808A (en) * 1985-11-27 1987-12-15 A T & E Corporation Watch pager system and communication protocol
DE3611301C2 (de) * 1986-04-04 1997-09-25 Philips Patentverwaltung Mobilfunksystem mit Nachrichtenübertragungskanal und Organisationskanal
JPS6333021A (ja) * 1986-07-26 1988-02-12 Nec Corp 携帯無線電話機
US4825448A (en) * 1986-08-07 1989-04-25 International Mobile Machines Corporation Subscriber unit for wireless digital telephone system
US4750198A (en) * 1986-12-12 1988-06-07 Astronet Corporation/Plessey U.K. Cellular radiotelephone system providing diverse separately-accessible groups of channels
CA1282837C (en) * 1987-03-20 1991-04-09 Tetsuya Hanawa Apparatus for selecting control channel in mobile communication system
US5029233A (en) * 1987-10-09 1991-07-02 Motorola, Inc. Radio arrangement having two radios sharing circuitry
US4857915A (en) * 1987-10-20 1989-08-15 Telefind Corp. Paging receiver with paging receiver identification code digits transmitted in order of increasing significance
US4835792A (en) * 1988-01-25 1989-05-30 California Institute Of Technology Universal FM receiver for mobile communications
GB8804811D0 (en) * 1988-03-01 1988-03-30 Shaye Communications Ltd Waveform encoder/decoder
FI85201C (fi) * 1988-08-16 1992-03-10 Nokia Mobira Oy En kombinerad analog/digital frekvensmodulator.
SE463540B (sv) * 1988-09-19 1990-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Saett foer att i ett radiokommunikationssystem digitalisera godtyckliga radiosignaler samt anordning foer utoevande av saettet
US4989230A (en) * 1988-09-23 1991-01-29 Motorola, Inc. Cellular cordless telephone
US5020093A (en) * 1989-06-23 1991-05-28 Motorola, Inc. Cellular telephone operable on different cellular telephone systems
US5008925A (en) * 1989-12-20 1991-04-16 Motorola, Inc. Cellular telephone responsive to service availability for operating on different cellular telephone systems
SE500157C2 (sv) * 1989-09-13 1994-04-25 Ericsson Telefon Ab L M Förfarande för att välja basstation, radiokanal och tidslucka vid en mobilstation
SE464902B (sv) * 1989-10-24 1991-06-24 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande att adaptera en viterbialgoritm till en kanal med skiftande oeverfoeringsegenskaper samt en anordning foer genomfoerande av foerfarandet
US5079550A (en) * 1989-10-27 1992-01-07 Crystal Semiconductor Corporation Combining continuous time and discrete time signal processing in a delta-sigma modulator
US5084669A (en) * 1990-03-08 1992-01-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Direct phase digitization
DE69127491T2 (de) * 1990-04-05 1998-01-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd Digitaler Requantifizierer unter Verwendung von mehrstufigen Rauschformern
US5119397A (en) * 1990-04-26 1992-06-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Combined analog and digital cellular telephone system having a secondary set of control channels
US5020076A (en) * 1990-05-21 1991-05-28 Motorola, Inc. Hybrid modulation apparatus
US5163159A (en) * 1990-07-30 1992-11-10 Motorola, Inc. Dual mode automatic frequency control
US5276914A (en) * 1990-10-18 1994-01-04 Sony Corporation Dual-mode transceiver that switches out a large insertion loss filter during transmission
JP2749456B2 (ja) * 1991-03-06 1998-05-13 三菱電機株式会社 無線通信機
US5220275A (en) * 1991-07-26 1993-06-15 Ericsson Ge Mobile Communication Holding, Inc. Accumulator phase digitizer
JP2727829B2 (ja) * 1991-10-30 1998-03-18 日本電気株式会社 直交変調回路
US5189593A (en) * 1991-11-04 1993-02-23 Motorola, Inc. Integrated distributed resistive-capacitive network
JP2728114B2 (ja) * 1994-07-11 1998-03-18 日本電気株式会社 Ｆｍ変調回路
US5610940A (en) * 1994-09-09 1997-03-11 Omnipoint Corporation Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal

Cited By (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2521496C2 (ru) * 2002-10-01 2014-06-27 Квэлкомм Инкорпорейтед Определение местоположения мобильной станции
US7916715B2 (en) 2002-12-18 2011-03-29 Qualcomm Incorporated Hybrid protocol to support communications with multiple networks
RU2491739C2 (ru) * 2003-06-04 2013-08-27 Нокиа Корпорейшн Система и способ для переключения вызова из сети с коммутацией пакетов в сеть с коммутацией каналов
US8306570B2 (en) 2005-03-03 2012-11-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for changing network interfaces in a multiaccess mobile terminal
US8121535B2 (en) 2007-03-02 2012-02-21 Qualcomm Incorporated Configuration of a repeater
US8619837B2 (en) 2007-03-02 2013-12-31 Qualcomm Incorporated Use of adaptive antenna array in conjunction with an on-channel repeater to improve signal quality
RU2463722C2 (ru) * 2007-03-02 2012-10-10 Квэлкомм Инкорпорейтед Применение набора фильтров в адаптивном канальном ретрансляторе, использующем адаптивные антенные решетки
RU2464707C2 (ru) * 2007-03-02 2012-10-20 Квэлкомм Инкорпорейтед Использование адаптивной антенной решетки вместе с канальным повторителем для повышения качества сигнала
US8599906B2 (en) 2007-03-02 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Closed form calculation of temporal equalizer weights used in a repeater transmitter leakage cancellation system
US8116239B2 (en) 2007-03-02 2012-02-14 Qualcomm Incorporated Use of a filterbank in an adaptive on-channel repeater utilizing adaptive antenna arrays
RU2479922C2 (ru) * 2007-06-25 2013-04-20 Кабусики Кайся Кенвуд Устройство беспроводной связи
RU2479117C2 (ru) * 2008-04-10 2013-04-10 Шарп Кабусики Кайся Устройство обработки звукового сигнала и способ обработки звукового сигнала
RU2495524C2 (ru) * 2008-10-20 2013-10-10 Эппл Инк. Способ и устройство цифрового преобразования и способ реконфигурации сигналов
RU2534015C2 (ru) * 2009-07-06 2014-11-27 Эппл Инк Способ беспроводной связи (варианты), базовая и мобильная станции
RU2545505C2 (ru) * 2010-07-26 2015-04-10 ЗетТиИ Корпорейшн Способ и устройство обработки сигналов для стороны базовой станции стандарта долговременного развития (lte)
RU2446567C1 (ru) * 2010-10-15 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема информации
RU2446568C1 (ru) * 2010-10-15 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Способ передачи и приема информации
RU2446564C1 (ru) * 2010-11-12 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Система передачи и приема информации
RU2446565C1 (ru) * 2010-11-12 2012-03-27 Владимир Петрович Панов Система передачи и приема информации
RU2602981C2 (ru) * 2013-11-08 2016-11-20 Индастриал Текнолоджи Рисерч Инститьют Способ обработки сбоя в линии радиосвязи
RU2661762C2 (ru) * 2013-11-27 2018-07-19 Телефонактиеболагет Л М Эрикссон (Пабл) Гибридный формат полезной нагрузки rtp
US10121483B2 (en) 2013-11-27 2018-11-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Hybrid RTP payload format
US10242686B2 (en) 2013-11-27 2019-03-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Hybrid RTP payload format
US10535359B2 (en) 2013-11-27 2020-01-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Hybrid RTP payload format
US10930294B2 (en) 2013-11-27 2021-02-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Hybrid RTP payload format
RU2568786C2 (ru) * 2014-02-26 2015-11-20 Открытое акционерное общество "Российская корпорация ракетно-космического приборостроения и информационных систем" (ОАО "Российские космические системы") Высокоскоростной бортовой модулятор
RU2575647C1 (ru) * 2014-09-04 2016-02-20 Открытое акционерное общество "Спутниковая система "Гонец" Способ оптимизации распределения абонентского трафика космическими аппаратами орбитальной группировки спутниковой системы связи

Also Published As

Publication number Publication date
CA2126850C (en) 2008-02-12
CN1088376A (zh) 1994-06-22
CA2126850A1 (en) 1994-05-11
EP0595781A3 (en) 1996-07-31
MX9306616A (es) 1994-04-29
FI943058A0 (fi) 1994-06-23
EP0595781A2 (en) 1994-05-04
FI943058A (fi) 1994-08-22
CN1054488C (zh) 2000-07-12
US5745523A (en) 1998-04-28
WO1994010779A1 (en) 1994-05-11
JPH07507670A (ja) 1995-08-24
SG52879A1 (en) 1998-09-28
AU674901B2 (en) 1997-01-16
TW233395B (ru) 1994-11-01
MY117523A (en) 2004-07-31
AU5454094A (en) 1994-05-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2128886C1 (ru) Многорежимное устройство радиосвязи и многорежимный сотовый радиотелефон
CA2248508C (en) Adaptive digital radio communication system
US6671500B2 (en) Frequency plan
US7603099B2 (en) Direct-conversion receiver system and method with quadrature balancing and DC offset removal
Vieira-Ribeiro Single-IF DECT receiver architecture using a quadrature sub-sampling band-pass Sigma-Delta modulator.
JPH07274256A (ja) 多重モード無線電話機
KR20010089742A (ko) 멀티 스탠다드 통신 단말기용 회로
EP0757446A2 (en) Analogue to digital and digital to analogue converters
EP1183841B1 (en) Compensation of mismatch in quadrature devices
US20060154625A1 (en) Direct conversion transmitter system and method with quadrature balancing and low lo feed through
EP1612951A2 (en) System and method for simplifying analog processing in a transmitter incorporating a randomization circuit
EP0799532B1 (en) Base station
US20090104946A1 (en) Systems and methods for providing intelligent mobile communication endpoints
US7031672B2 (en) Direct conversion transmitter system and method with quadrature balancing and low LO feed through
US6278722B1 (en) Architecture for a digital portable telephone
EP0666669A1 (en) Dual-mode baseband controller for cordless telephones
US6073009A (en) Radio signal controller radio communication device, radio communication system and methods of controlling a radio
JP3178997B2 (ja) 周波数変換回路およびこの周波数変換回路を備えた無線通信装置
KR100667151B1 (ko) 직접변환 방식을 이용한 디지털 초협대역 단말 시스템 및그의 다중대역 송수신 장치
JPH02108332A (ja) デイジタル移動無線装置
JP2890941B2 (ja) 無線電話装置及び無線電話システム
JP2001028555A (ja) 改良されたローカル発振器を備えた復調器回路を有する電話機
Kester DSP Applications
Robar An FM receiver architecture for dual-mode/multi-mode mobile receivers.
JP2000507410A (ja) 直交変調器用の平衡トランスバーサルｉ，ｑフィルタ