JPH07303638A - マルチチャネルデジタル受信方法および装置および超音波診断装置 - Google Patents
マルチチャネルデジタル受信方法および装置および超音波診断装置Info
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- JPH07303638A JPH07303638A JP6098274A JP9827494A JPH07303638A JP H07303638 A JPH07303638 A JP H07303638A JP 6098274 A JP6098274 A JP 6098274A JP 9827494 A JP9827494 A JP 9827494A JP H07303638 A JPH07303638 A JP H07303638A
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- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 複数の位相のサンプリング・クロックを必要
としないで複数のチャネルの整相加算を可能とする。一
定のサンプリングレートでも参照波の周波数の制限を少
なくする。 【構成】 超音波エコー信号を受信して複数のチャネル
からアナログ受信信号を出力するプローブ２と、Ａ／Ｄ
変換器３１〜３ｘと、所定の遅延時間だけ各デジタルデ
ータを遅延させる複数チャネルの遅延回路４１〜４ｘ
と、遅延した各デジタルデータをデジタル直交検波して
チャネル同相成分とチャネル直交成分とを取り出すデジ
タル直交検波回路６１〜６ｘと、各チャネル同相成分を
加算して合成同相成分Ｉを取得する加算回路７Ｉと、各
チャネル直交成分を加算して合成直交成分Ｑを取得する
加算回路７Ｑとを具備する。
としないで複数のチャネルの整相加算を可能とする。一
定のサンプリングレートでも参照波の周波数の制限を少
なくする。 【構成】 超音波エコー信号を受信して複数のチャネル
からアナログ受信信号を出力するプローブ２と、Ａ／Ｄ
変換器３１〜３ｘと、所定の遅延時間だけ各デジタルデ
ータを遅延させる複数チャネルの遅延回路４１〜４ｘ
と、遅延した各デジタルデータをデジタル直交検波して
チャネル同相成分とチャネル直交成分とを取り出すデジ
タル直交検波回路６１〜６ｘと、各チャネル同相成分を
加算して合成同相成分Ｉを取得する加算回路７Ｉと、各
チャネル直交成分を加算して合成直交成分Ｑを取得する
加算回路７Ｑとを具備する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、マルチチャネルデジ
タル受信方法および装置および超音波診断装置に関し、
さらに詳しくは、１つの信号源から異なる伝達経路を通
って複数のチャネルにそれぞれ到達した各アナログ受信
信号からデジタル処理により同相成分および直交成分を
取得するマルチチャネルデジタル受信方法および装置お
よび超音波診断装置に関する。
タル受信方法および装置および超音波診断装置に関し、
さらに詳しくは、１つの信号源から異なる伝達経路を通
って複数のチャネルにそれぞれ到達した各アナログ受信
信号からデジタル処理により同相成分および直交成分を
取得するマルチチャネルデジタル受信方法および装置お
よび超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は、従来の超音波診断装置の一例の
ブロック図である。この超音波診断装置１０１では、超
音波エコー信号を受信したプローブ２の各チャネルから
出力されるアナログ受信信号をＡ／Ｄ変換器３１〜３ｘ
によりデジタルデータＤ１〜Ｄｘに変換する。次に、各
デジタルデータＤ１〜Ｄｘを第１チャネル直交検波回路
１０６１〜１０６ｘにより直交検波してチャネル同相成
分Ｉ１’〜Ｉｘ’およびチャネル直交成分Ｑ１’〜Ｑ
ｘ’を取り出す。次に、各チャネルの超音波エコーの伝
播時間の差異を相殺するように遅延回路４１ｉ〜４ｘｑ
により遅延する。次に、遅延したチャネル同相成分Ｉ１
〜Ｉｘを加算回路７Ｉで加算して合成同相成分Ｉを取得
すると共に、遅延したチャネル直交成分Ｑ１〜Ｑｘを加
算回路７Ｑで加算して合成直交成分Ｑを取得する。そし
て、これら合成同相成分Ｉおよび合成直交成分ＱからＤ
ＳＣ（Digital Scan Converter）でドプラ画像やカラー
フローマッピング画像を生成し、表示装置９で表示して
いる。
ブロック図である。この超音波診断装置１０１では、超
音波エコー信号を受信したプローブ２の各チャネルから
出力されるアナログ受信信号をＡ／Ｄ変換器３１〜３ｘ
によりデジタルデータＤ１〜Ｄｘに変換する。次に、各
デジタルデータＤ１〜Ｄｘを第１チャネル直交検波回路
１０６１〜１０６ｘにより直交検波してチャネル同相成
分Ｉ１’〜Ｉｘ’およびチャネル直交成分Ｑ１’〜Ｑ
ｘ’を取り出す。次に、各チャネルの超音波エコーの伝
播時間の差異を相殺するように遅延回路４１ｉ〜４ｘｑ
により遅延する。次に、遅延したチャネル同相成分Ｉ１
〜Ｉｘを加算回路７Ｉで加算して合成同相成分Ｉを取得
すると共に、遅延したチャネル直交成分Ｑ１〜Ｑｘを加
算回路７Ｑで加算して合成直交成分Ｑを取得する。そし
て、これら合成同相成分Ｉおよび合成直交成分ＱからＤ
ＳＣ（Digital Scan Converter）でドプラ画像やカラー
フローマッピング画像を生成し、表示装置９で表示して
いる。
【０００３】なお、関連する従来技術として、特開平５
−１８４５６８号に記載の「デジタル位相装置」があ
る。但し、これには、直交検波に関係した技術の開示は
全くなされていない。
−１８４５６８号に記載の「デジタル位相装置」があ
る。但し、これには、直交検波に関係した技術の開示は
全くなされていない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図９は、プローブ２か
ら照射された超音波連続波が点Ｐで反射され、その反射
した超音波エコーがチャネルＸおよびチャネルＹで受信
される状態の説明図である。点Ｐにおける超音波エコー
が、 Rp(t)=A(t)・sin{2πf0t} …(１) で表されるとする。また、音速をｃとし、チャネルＸへ
の伝達距離をＤｘとし、チャネルＹへの伝達距離をＤｙ
とする。このとき、チャネルＸの受信信号は、 Rx(t)=A(t-Dx/c)・sin{2πf0t-Dx/c} …(２) である。また、チャネルＸの受信信号は、 Ry(t)=A(t-Dy/c)・sin{2πf0t-Dy/c} …(３) である。
ら照射された超音波連続波が点Ｐで反射され、その反射
した超音波エコーがチャネルＸおよびチャネルＹで受信
される状態の説明図である。点Ｐにおける超音波エコー
が、 Rp(t)=A(t)・sin{2πf0t} …(１) で表されるとする。また、音速をｃとし、チャネルＸへ
の伝達距離をＤｘとし、チャネルＹへの伝達距離をＤｙ
とする。このとき、チャネルＸの受信信号は、 Rx(t)=A(t-Dx/c)・sin{2πf0t-Dx/c} …(２) である。また、チャネルＸの受信信号は、 Ry(t)=A(t-Dy/c)・sin{2πf0t-Dy/c} …(３) である。
【０００５】これらを参照信号cos{2πf0t}，sin{2πf0
t}を用いて直交検波を行なうと、直交検波回路の出力
は、 Ix'(t)=-(1/2)・A(t-Dx/c)・sin{2πf0Dx/c} …(４) Qx'(t)=(1/2)・A(t-Dx/c)・cos{2πf0Dx/c} …(５) Iy'(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(６) Qy'(t)=(1/2)・A(t-Dy/c)・cos{2πf0Dy/c} …(７) となる。なお、デジタル直交検波では、後述するよう
に、所定のサンプリング点のデジタルデータを取り出す
ことにより上記同相成分Ix'(t)，Iy'(t)および直交成分
Qx'(t)，Qy'(t)を得ている。
t}を用いて直交検波を行なうと、直交検波回路の出力
は、 Ix'(t)=-(1/2)・A(t-Dx/c)・sin{2πf0Dx/c} …(４) Qx'(t)=(1/2)・A(t-Dx/c)・cos{2πf0Dx/c} …(５) Iy'(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(６) Qy'(t)=(1/2)・A(t-Dy/c)・cos{2πf0Dy/c} …(７) となる。なお、デジタル直交検波では、後述するよう
に、所定のサンプリング点のデジタルデータを取り出す
ことにより上記同相成分Ix'(t)，Iy'(t)および直交成分
Qx'(t)，Qy'(t)を得ている。
【０００６】遅延回路では、Ｐ−Ｘ間の伝播時間とＰ−
Ｙ間の伝播時間の差異を相殺するように遅延を行なうか
ら、 Ix(t)=-(1/2)・A(t-Dx/c-{Dy/c-Dx/c})・sin{2πf0Dx/c} =-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dx/c} …(８) Qx(t)=(1/2)・A(t-Dx/c-{Dy/c-Dx/c})・cos{2πf0Dx/c} =(1/2)・A(t-Dy/c})・cos{2πf0Dx/c} …(９) Iy(t)=Iy(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(10) Qy(t)=Qy(t)=(1/2)・A(t-Dy/c)・cos{2πf0Dy/c} …(11) となる。上記Ix(t)とIy(t)を比較すると、振幅項は同一
時相となっている。しかし、位相は合っていない。ま
た、上記Qx(t)とQy(t)を比較すると、振幅項は同一時相
となっているが、位相は合っていない。すなわち、参照
信号cos{2πf0t}，sin{2πf0t}を用いて直交検波を行な
ってから遅延させた場合、整相加算が行なわれない問題
点がある。
Ｙ間の伝播時間の差異を相殺するように遅延を行なうか
ら、 Ix(t)=-(1/2)・A(t-Dx/c-{Dy/c-Dx/c})・sin{2πf0Dx/c} =-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dx/c} …(８) Qx(t)=(1/2)・A(t-Dx/c-{Dy/c-Dx/c})・cos{2πf0Dx/c} =(1/2)・A(t-Dy/c})・cos{2πf0Dx/c} …(９) Iy(t)=Iy(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(10) Qy(t)=Qy(t)=(1/2)・A(t-Dy/c)・cos{2πf0Dy/c} …(11) となる。上記Ix(t)とIy(t)を比較すると、振幅項は同一
時相となっている。しかし、位相は合っていない。ま
た、上記Qx(t)とQy(t)を比較すると、振幅項は同一時相
となっているが、位相は合っていない。すなわち、参照
信号cos{2πf0t}，sin{2πf0t}を用いて直交検波を行な
ってから遅延させた場合、整相加算が行なわれない問題
点がある。
【０００７】これに対し、チャネルＸの直交検波時の参
照信号を、 rix=cos{2πf0(t-{Dy/c-Dx/c}) …(12) rqy=sin{2πf0(t-{Dy/c-Dx/c}) …(13) とすれば、 Ix"(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(14) Qx"(t)=(1/2)・A(t-Dy/c})・cos{2πf0Dy/c} …(15) となる。すなわち、デジタルデータを取り入れるサンプ
リング・クロックの位相をチャネル毎に変えるか、又
は、デジタル直交検波のサンプリング点をチャネル毎に
変えれば、同一位相となり、整相加算が可能となる。し
かし、この場合は、複数の位相のサンプリング・クロッ
クが必要となったり、デジタル直交検波部の構成が複雑
になる問題点がある。
照信号を、 rix=cos{2πf0(t-{Dy/c-Dx/c}) …(12) rqy=sin{2πf0(t-{Dy/c-Dx/c}) …(13) とすれば、 Ix"(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(14) Qx"(t)=(1/2)・A(t-Dy/c})・cos{2πf0Dy/c} …(15) となる。すなわち、デジタルデータを取り入れるサンプ
リング・クロックの位相をチャネル毎に変えるか、又
は、デジタル直交検波のサンプリング点をチャネル毎に
変えれば、同一位相となり、整相加算が可能となる。し
かし、この場合は、複数の位相のサンプリング・クロッ
クが必要となったり、デジタル直交検波部の構成が複雑
になる問題点がある。
【０００８】また、デジタル直交検波では、少なくとも
キャリア周波数の４倍のサンプリング点が必要であるた
め、一定のサンプリングレートｆs とすると、ｆs ／４
ｍ（ｍ＝１，２，３，…）で示されるキャリア周波数に
のみ制限される問題点がある。一方、キャリア周波数に
対応してサンプリングレートを可変にすれば上記制限は
なくなるが、その場合には、デジタル直交検波部の構成
が複雑になる問題点がある。
キャリア周波数の４倍のサンプリング点が必要であるた
め、一定のサンプリングレートｆs とすると、ｆs ／４
ｍ（ｍ＝１，２，３，…）で示されるキャリア周波数に
のみ制限される問題点がある。一方、キャリア周波数に
対応してサンプリングレートを可変にすれば上記制限は
なくなるが、その場合には、デジタル直交検波部の構成
が複雑になる問題点がある。
【０００９】そこで、この発明の第１の目的は、複数の
位相のサンプリング・クロックを必要としないで複数の
チャネルの整相加算を可能とするマルチチャネルデジタ
ル受信方法および装置および超音波診断装置を提供する
ことにある。また、この発明の第２の目的は、一定のサ
ンプリングレートでも上記制限を少なくすることが出来
るマルチチャネルデジタル受信方法および装置および超
音波診断装置を提供することにある。
位相のサンプリング・クロックを必要としないで複数の
チャネルの整相加算を可能とするマルチチャネルデジタ
ル受信方法および装置および超音波診断装置を提供する
ことにある。また、この発明の第２の目的は、一定のサ
ンプリングレートでも上記制限を少なくすることが出来
るマルチチャネルデジタル受信方法および装置および超
音波診断装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】第１の観点では、この発
明は、１つの信号源から異なる伝達経路を通って複数の
チャネルにそれぞれ到達した各アナログ受信信号をデジ
タルデータに変換し、チャネル間の伝播時間の差を相殺
するように各デジタルデータを遅延させ、各デジタルデ
ータをデジタル直交検波してチャネル同相成分とチャネ
ル直交成分とを取り出し、各チャネル同相成分を加算し
て合成同相成分を取得し、各チャネル直交成分を加算し
て合成直交成分を取得することを特徴とするマルチチャ
ネルデジタル受信方法を提供する。
明は、１つの信号源から異なる伝達経路を通って複数の
チャネルにそれぞれ到達した各アナログ受信信号をデジ
タルデータに変換し、チャネル間の伝播時間の差を相殺
するように各デジタルデータを遅延させ、各デジタルデ
ータをデジタル直交検波してチャネル同相成分とチャネ
ル直交成分とを取り出し、各チャネル同相成分を加算し
て合成同相成分を取得し、各チャネル直交成分を加算し
て合成直交成分を取得することを特徴とするマルチチャ
ネルデジタル受信方法を提供する。
【００１１】第２の観点では、この発明は、１つの信号
源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ
受信してアナログ受信信号を出力する複数チャネルの受
信手段と、前記各アナログ受信信号をデジタルデータに
変換する複数チャネルのＡ／Ｄ変換手段と、所定の遅延
時間だけ各デジタルデータを遅延させる複数チャネルの
遅延手段と、遅延した各デジタルデータをデジタル直交
検波してチャネル同相成分とチャネル直交成分とを取り
出すデジタル直交検波手段と、各チャネル同相成分を加
算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各
チャネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直
交成分加算手段とを具備したことを特徴とするマルチチ
ャネルデジタル受信装置を提供する。
源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ
受信してアナログ受信信号を出力する複数チャネルの受
信手段と、前記各アナログ受信信号をデジタルデータに
変換する複数チャネルのＡ／Ｄ変換手段と、所定の遅延
時間だけ各デジタルデータを遅延させる複数チャネルの
遅延手段と、遅延した各デジタルデータをデジタル直交
検波してチャネル同相成分とチャネル直交成分とを取り
出すデジタル直交検波手段と、各チャネル同相成分を加
算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各
チャネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直
交成分加算手段とを具備したことを特徴とするマルチチ
ャネルデジタル受信装置を提供する。
【００１２】第３の観点では、この発明は、１つの信号
源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ
受信してアナログ受信信号を出力する複数チャネルの受
信手段と、前記各アナログ受信信号をデジタルデータに
変換する複数チャネルのＡ／Ｄ変換手段と、デジタルデ
ータを記憶するメモリと、所定のサンプリング間隔ΔＴ
ごとにデジタルデータをサンプリングして前記メモリに
書き込む書込制御手段と、ある目的時刻ｔo から前記サ
ンプリング間隔ΔＴの整数倍の時間Ｔm だけずれた時刻
ｔm の近傍にサンプリング時刻を持つ２つ以上のデジタ
ルデータを前記メモリより読み出す読出制御手段と、前
記メモリより読み出した２つ以上のデジタルデータを用
いた補間演算により前記サンプリング間隔ΔＴより小さ
い時間τk だけ前記時刻ｔm からずれた時刻ｔk におけ
る補間デジタルデータを算出する補間演算手段と、前記
補間デジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、
目的時間ｔo に応じて前記補間デジタルデータまたは前
記符号を反転したデジタルデータまたは“０”を選択す
る切換選択手段と、ベースバンドのみを取り出してチャ
ネル同相成分またはチャネル直交成分として出力するロ
ーパスフィルタ手段と、各チャネル同相成分を加算して
合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チャネ
ル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分
加算手段とを具備したマルチチャネルデジタル受信装置
を提供する。
源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ
受信してアナログ受信信号を出力する複数チャネルの受
信手段と、前記各アナログ受信信号をデジタルデータに
変換する複数チャネルのＡ／Ｄ変換手段と、デジタルデ
ータを記憶するメモリと、所定のサンプリング間隔ΔＴ
ごとにデジタルデータをサンプリングして前記メモリに
書き込む書込制御手段と、ある目的時刻ｔo から前記サ
ンプリング間隔ΔＴの整数倍の時間Ｔm だけずれた時刻
ｔm の近傍にサンプリング時刻を持つ２つ以上のデジタ
ルデータを前記メモリより読み出す読出制御手段と、前
記メモリより読み出した２つ以上のデジタルデータを用
いた補間演算により前記サンプリング間隔ΔＴより小さ
い時間τk だけ前記時刻ｔm からずれた時刻ｔk におけ
る補間デジタルデータを算出する補間演算手段と、前記
補間デジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、
目的時間ｔo に応じて前記補間デジタルデータまたは前
記符号を反転したデジタルデータまたは“０”を選択す
る切換選択手段と、ベースバンドのみを取り出してチャ
ネル同相成分またはチャネル直交成分として出力するロ
ーパスフィルタ手段と、各チャネル同相成分を加算して
合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チャネ
ル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分
加算手段とを具備したマルチチャネルデジタル受信装置
を提供する。
【００１３】第４の観点では、この発明は、上記マルチ
チャネルデジタル受信装置をデジタルビームフォーマと
して具備した超音波診断装置を提供する。
チャネルデジタル受信装置をデジタルビームフォーマと
して具備した超音波診断装置を提供する。
【００１４】
【作用】上記第１の観点によるマルチチャネルデジタル
受信方法では、各チャネルで得たデジタルデータを、直
交検波を行なってから遅延させるのではなく、遅延させ
てから直交検波を行なうようにした。このため、各チャ
ネルの振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられる
ようになる。従って、複数の位相のサンプリング・クロ
ックを必要としないで、複数のチャネルの整相加算が可
能となる。
受信方法では、各チャネルで得たデジタルデータを、直
交検波を行なってから遅延させるのではなく、遅延させ
てから直交検波を行なうようにした。このため、各チャ
ネルの振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられる
ようになる。従って、複数の位相のサンプリング・クロ
ックを必要としないで、複数のチャネルの整相加算が可
能となる。
【００１５】上記第２の観点によるマルチチャネルデジ
タル受信装置では、遅延手段により各チャネルで得たデ
ジタルデータをそれぞれ遅延させ、遅延後の各デジタル
データをデジタル直交検波手段でデジタル直交検波し、
得られた各チャネルの同相成分と直交成分をそれぞれ同
相成分加算手段と直交成分加算手段で加算し、合成同相
成分と合成直交成分を取得する。このため、各チャネル
の振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられるよう
になる。従って、複数の位相のサンプリング・クロック
を必要としないで、複数のチャネルの整相加算が可能と
なる。なお、上記遅延手段を、デジタルデータを記憶す
るメモリと、所定のサンプリング間隔ΔＴごとにデジタ
ルデータをサンプリングして前記メモリに書き込む書込
制御手段と、ある目的時刻ｔo から前記サンプリング間
隔ΔＴの整数倍の時間Ｔm だけずれた時刻ｔm の近傍に
サンプリング時刻を持つ２つ以上のデジタルデータを前
記メモリより読み出す読出制御手段と、前記メモリより
読み出した２つ以上のデジタルデータを用いた補間演算
により前記サンプリング間隔ΔＴより小さい時間τk だ
け前記時刻ｔm からずれた時刻ｔk における補間デジタ
ルデータを算出する補間演算手段とにより構成するのが
好ましい。この場合、サンプリング間隔ΔＴが一定で
も、補間演算手段を用いることでサンプリング間隔ΔＴ
より小さい時間τk の遅延を実現できる。
タル受信装置では、遅延手段により各チャネルで得たデ
ジタルデータをそれぞれ遅延させ、遅延後の各デジタル
データをデジタル直交検波手段でデジタル直交検波し、
得られた各チャネルの同相成分と直交成分をそれぞれ同
相成分加算手段と直交成分加算手段で加算し、合成同相
成分と合成直交成分を取得する。このため、各チャネル
の振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられるよう
になる。従って、複数の位相のサンプリング・クロック
を必要としないで、複数のチャネルの整相加算が可能と
なる。なお、上記遅延手段を、デジタルデータを記憶す
るメモリと、所定のサンプリング間隔ΔＴごとにデジタ
ルデータをサンプリングして前記メモリに書き込む書込
制御手段と、ある目的時刻ｔo から前記サンプリング間
隔ΔＴの整数倍の時間Ｔm だけずれた時刻ｔm の近傍に
サンプリング時刻を持つ２つ以上のデジタルデータを前
記メモリより読み出す読出制御手段と、前記メモリより
読み出した２つ以上のデジタルデータを用いた補間演算
により前記サンプリング間隔ΔＴより小さい時間τk だ
け前記時刻ｔm からずれた時刻ｔk における補間デジタ
ルデータを算出する補間演算手段とにより構成するのが
好ましい。この場合、サンプリング間隔ΔＴが一定で
も、補間演算手段を用いることでサンプリング間隔ΔＴ
より小さい時間τk の遅延を実現できる。
【００１６】上記第３の観点によるマルチチャネルデジ
タル受信装置では、メモリと書込制御手段と読出制御手
段とによってサンプリング間隔ΔＴの整数倍の時間だけ
デジタルデータを遅延させ、補間演算手段によって前記
サンプリング間隔ΔＴより小さい時間だけ遅延させる補
間演算を行い、全体として遅延時間を（Ｔm ＋τk ）と
する構成とした。このため、サンプリング間隔ΔＴが一
定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺しうる遅延時
間を全体として得られるようになる。また、実際にサン
プリングしたデジタルデータとデジタルデータの間に、
デジタル直交検波に必要なデジタルデータが在った場合
には、そのデジタルデータを補間演算手段によって算出
する構成とした。すなわち、補間演算手段を遅延と補間
の両方に使用する構成とした。このため、一定のサンプ
リングレートでも、とりうる参照周波数の制限を少なく
することが出来る。
タル受信装置では、メモリと書込制御手段と読出制御手
段とによってサンプリング間隔ΔＴの整数倍の時間だけ
デジタルデータを遅延させ、補間演算手段によって前記
サンプリング間隔ΔＴより小さい時間だけ遅延させる補
間演算を行い、全体として遅延時間を（Ｔm ＋τk ）と
する構成とした。このため、サンプリング間隔ΔＴが一
定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺しうる遅延時
間を全体として得られるようになる。また、実際にサン
プリングしたデジタルデータとデジタルデータの間に、
デジタル直交検波に必要なデジタルデータが在った場合
には、そのデジタルデータを補間演算手段によって算出
する構成とした。すなわち、補間演算手段を遅延と補間
の両方に使用する構成とした。このため、一定のサンプ
リングレートでも、とりうる参照周波数の制限を少なく
することが出来る。
【００１７】上記第４の観点による超音波診断装置で
は、上記マルチチャネルデジタル受信装置をデジタルビ
ームフォーマとして具備したため、複数の位相のサンプ
リング・クロックを必要としないで複数のチャネルの整
相加算が可能となる。
は、上記マルチチャネルデジタル受信装置をデジタルビ
ームフォーマとして具備したため、複数の位相のサンプ
リング・クロックを必要としないで複数のチャネルの整
相加算が可能となる。
【００１８】
【実施例】以下、図に示す実施例によりこの発明をさら
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図１は、この発明の一実施例の超音
波診断装置１のブロック図である。この超音波診断装置
１では、超音波エコー信号を受信したプローブ２の各チ
ャネルから出力されるアナログ受信信号をＡ／Ｄ変換器
３１〜３ｘによりデジタルデータＤ１〜Ｄｘに変換す
る。次に、各デジタルデータＤ１〜Ｄｘを遅延回路４１
〜４ｘにより遅延し、デジタルデータｄ１〜ｄｘとす
る。次に、各デジタルデータｄ１〜ｄｘを直交検波回路
６１〜６ｘにより直交検波してチャネル同相成分Ｉ１〜
Ｉｘおよびチャネル直交成分Ｑ１〜Ｑｘを取り出す。次
に、チャネル同相成分Ｉ１〜Ｉｘを加算回路７Ｉで加算
して合成同相成分Ｉを取得すると共に、チャネル直交成
分Ｑ１〜Ｑｘを加算回路７Ｑで加算して合成直交成分Ｑ
を取得する。そして、これら合成同相成分Ｉおよび合成
直交成分ＱからＤＳＣでドプラ画像やカラーフローマッ
ピング画像を生成し、表示装置９で表示する。制御回路
５は、チャネル間の整相のための遅延とデジタル直交検
波の補間演算（後述）の両方を考慮して遅延時間（後
述）および補正係数（後述）を決定し、制御信号によ
り、前記遅延回路４１〜４ｘおよび直交検波回路６１〜
６ｘに設定する。
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図１は、この発明の一実施例の超音
波診断装置１のブロック図である。この超音波診断装置
１では、超音波エコー信号を受信したプローブ２の各チ
ャネルから出力されるアナログ受信信号をＡ／Ｄ変換器
３１〜３ｘによりデジタルデータＤ１〜Ｄｘに変換す
る。次に、各デジタルデータＤ１〜Ｄｘを遅延回路４１
〜４ｘにより遅延し、デジタルデータｄ１〜ｄｘとす
る。次に、各デジタルデータｄ１〜ｄｘを直交検波回路
６１〜６ｘにより直交検波してチャネル同相成分Ｉ１〜
Ｉｘおよびチャネル直交成分Ｑ１〜Ｑｘを取り出す。次
に、チャネル同相成分Ｉ１〜Ｉｘを加算回路７Ｉで加算
して合成同相成分Ｉを取得すると共に、チャネル直交成
分Ｑ１〜Ｑｘを加算回路７Ｑで加算して合成直交成分Ｑ
を取得する。そして、これら合成同相成分Ｉおよび合成
直交成分ＱからＤＳＣでドプラ画像やカラーフローマッ
ピング画像を生成し、表示装置９で表示する。制御回路
５は、チャネル間の整相のための遅延とデジタル直交検
波の補間演算（後述）の両方を考慮して遅延時間（後
述）および補正係数（後述）を決定し、制御信号によ
り、前記遅延回路４１〜４ｘおよび直交検波回路６１〜
６ｘに設定する。
【００１９】図２は、第１チャネル遅延回路４１のブロ
ック図である。メモリ１２は、サンプリング間隔ΔＴで
書込アドレスを書込制御手段１３から与えられ、第１チ
ャネルデジタルデータＤ１を記憶する。図４に、第１チ
ャネルデジタルデータＤ１を●で示す。二点鎖線は第１
チャネル受信信号である。サンプリング間隔ΔＴは例え
ば１００ｎｓである。
ック図である。メモリ１２は、サンプリング間隔ΔＴで
書込アドレスを書込制御手段１３から与えられ、第１チ
ャネルデジタルデータＤ１を記憶する。図４に、第１チ
ャネルデジタルデータＤ１を●で示す。二点鎖線は第１
チャネル受信信号である。サンプリング間隔ΔＴは例え
ば１００ｎｓである。
【００２０】サンプリング間隔ΔＴの整数倍の時間をＴ
m1とし、サンプリング間隔ΔＴより小さい時間をτk1と
し、全体の遅延時間を（Ｔm1＋τk1）としたい場合、読
出制御手段１４は、現サンプリング時刻よりも（Ｔm1−
ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻における第１チャネル
デジタルデータＤ１を読み出すような読出アドレスをメ
モリ１２に与える。従って、メモリ１２から読み出され
る第１チャネルデジタルデータｄ１は、現サンプリング
時刻よりも（Ｔm1−ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻に
おける第１チャネルデジタルデータである。他のチャネ
ルの遅延回路についても同様の構成である。
m1とし、サンプリング間隔ΔＴより小さい時間をτk1と
し、全体の遅延時間を（Ｔm1＋τk1）としたい場合、読
出制御手段１４は、現サンプリング時刻よりも（Ｔm1−
ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻における第１チャネル
デジタルデータＤ１を読み出すような読出アドレスをメ
モリ１２に与える。従って、メモリ１２から読み出され
る第１チャネルデジタルデータｄ１は、現サンプリング
時刻よりも（Ｔm1−ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻に
おける第１チャネルデジタルデータである。他のチャネ
ルの遅延回路についても同様の構成である。
【００２１】図３は、第１チャネル直交検波回路６１の
ブロック図である。データレジスタ１５は、第１チャネ
ルデジタルデータｄ１を保持するから、現サンプリング
時刻よりも（Ｔm1−ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻に
おけるデジタルデータを保持する。また、データレジス
タ１５は、新たなデジタルデータを保持する前に、それ
まで保持していたデジタルデータをデータレジスタ１６
にシフトする。そこで、データレジスタ１６は、現サン
プリング時刻よりも（Ｔm1）だけ前のサンプリング時刻
におけるデジタルデータを保持する。また、データレジ
スタ１６は、新たなデジタルデータを保持する前に、そ
れまで保持していたデジタルデータをデータレジスタ１
７にシフトする。そこで、データレジスタ１７は、現サ
ンプリング時刻よりも（Ｔm1＋ΔＴ）だけ前のサンプリ
ング時刻におけるデジタルデータを保持する。また、デ
ータレジスタ１７は、新たなデジタルデータを保持する
前に、それまで保持していたデジタルデータをデータレ
ジスタ１８にシフトする。そこで、データレジスタ１８
は、現サンプリング時刻よりも（Ｔm1＋２ΔＴ）だけ前
のサンプリング時刻におけるデジタルデータを保持す
る。
ブロック図である。データレジスタ１５は、第１チャネ
ルデジタルデータｄ１を保持するから、現サンプリング
時刻よりも（Ｔm1−ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻に
おけるデジタルデータを保持する。また、データレジス
タ１５は、新たなデジタルデータを保持する前に、それ
まで保持していたデジタルデータをデータレジスタ１６
にシフトする。そこで、データレジスタ１６は、現サン
プリング時刻よりも（Ｔm1）だけ前のサンプリング時刻
におけるデジタルデータを保持する。また、データレジ
スタ１６は、新たなデジタルデータを保持する前に、そ
れまで保持していたデジタルデータをデータレジスタ１
７にシフトする。そこで、データレジスタ１７は、現サ
ンプリング時刻よりも（Ｔm1＋ΔＴ）だけ前のサンプリ
ング時刻におけるデジタルデータを保持する。また、デ
ータレジスタ１７は、新たなデジタルデータを保持する
前に、それまで保持していたデジタルデータをデータレ
ジスタ１８にシフトする。そこで、データレジスタ１８
は、現サンプリング時刻よりも（Ｔm1＋２ΔＴ）だけ前
のサンプリング時刻におけるデジタルデータを保持す
る。
【００２２】係数レジスタ１９，２１，２３，２５に
は、混合スプライン補間の補間係数が制御信号により与
えられ保持されている。乗算器２０，２２，２４，２６
は、各データレジスタ１５，１６，１７，１８に保持し
たデジタルデータと係数レジスタ１９，２１，２３，２
５に保持した混合スプライン補間の補間係数とをそれぞ
れ乗算し、得られた積を加算器２７に出力する。加算器
２７は各積を加算するが、この和は、現サンプリング時
刻よりも（Ｔm1）だけ前のサンプリング時刻と（Ｔm1＋
ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻の間の仮想サンプリン
グ時刻における補間デジタルデータである。係数レジス
タ１９，２１，２３，２５に保持させる混合スプライン
補間の補間係数を適切に選択することにより、前記仮想
サンプリング時刻を、現サンプリング時刻よりも（Ｔm1
＋τk1）だけ前の時刻に設定できる。図５に、各データ
レジスタ１５，１６，１７，１８に保持した４つのデジ
タルデータ（●）から補間デジタルデータＥ１（□）を
算出する概念を示す。
は、混合スプライン補間の補間係数が制御信号により与
えられ保持されている。乗算器２０，２２，２４，２６
は、各データレジスタ１５，１６，１７，１８に保持し
たデジタルデータと係数レジスタ１９，２１，２３，２
５に保持した混合スプライン補間の補間係数とをそれぞ
れ乗算し、得られた積を加算器２７に出力する。加算器
２７は各積を加算するが、この和は、現サンプリング時
刻よりも（Ｔm1）だけ前のサンプリング時刻と（Ｔm1＋
ΔＴ）だけ前のサンプリング時刻の間の仮想サンプリン
グ時刻における補間デジタルデータである。係数レジス
タ１９，２１，２３，２５に保持させる混合スプライン
補間の補間係数を適切に選択することにより、前記仮想
サンプリング時刻を、現サンプリング時刻よりも（Ｔm1
＋τk1）だけ前の時刻に設定できる。図５に、各データ
レジスタ１５，１６，１７，１８に保持した４つのデジ
タルデータ（●）から補間デジタルデータＥ１（□）を
算出する概念を示す。
【００２３】前記補間デジタルデータＥ１は、乗算器５
１２およびマルチプレクサ５１３に入力される。前記乗
算器５１２は、補間デジタルデータＥ１に“−１”を乗
算し、符号を反転した補間デジタルデータ−Ｅ１をマル
チプレクサ５１３へ出力する。前記マルチプレクサ５１
３は、制御信号に基づいて、前記補間デジタルデータＥ
１または符号を反転した補間デジタルデータ−Ｅ１また
は“０”を選択し、マルチプレクサ５１５へ出力する。
前記マルチプレクサ５１５は、制御信号に基づいて、前
記マルチプレクサ５１３で選択された前記補間デジタル
データＥ１または符号を反転した補間デジタルデータ−
Ｅ１または“０”をローパスフィルタ５１６またはロー
パスフィルタ５１７の一方へ出力する。前記ローパスフ
ィルタ５１６は、ベースバンドを取り出して、第１チャ
ネル同相成分Ｉ１として出力する。また、前記ローパス
フィルタ５１７は、ベースバンドを取り出して、第１チ
ャネル直交成分Ｑ１として出力する。
１２およびマルチプレクサ５１３に入力される。前記乗
算器５１２は、補間デジタルデータＥ１に“−１”を乗
算し、符号を反転した補間デジタルデータ−Ｅ１をマル
チプレクサ５１３へ出力する。前記マルチプレクサ５１
３は、制御信号に基づいて、前記補間デジタルデータＥ
１または符号を反転した補間デジタルデータ−Ｅ１また
は“０”を選択し、マルチプレクサ５１５へ出力する。
前記マルチプレクサ５１５は、制御信号に基づいて、前
記マルチプレクサ５１３で選択された前記補間デジタル
データＥ１または符号を反転した補間デジタルデータ−
Ｅ１または“０”をローパスフィルタ５１６またはロー
パスフィルタ５１７の一方へ出力する。前記ローパスフ
ィルタ５１６は、ベースバンドを取り出して、第１チャ
ネル同相成分Ｉ１として出力する。また、前記ローパス
フィルタ５１７は、ベースバンドを取り出して、第１チ
ャネル直交成分Ｑ１として出力する。
【００２４】ここで、デジタル直交検波の原理を説明す
る。まず、アナログ直交検波を考える。受信信号R(t)が
次式で表わせるとする。 R(t)=A(t)・sin{2πf0t+φ(t)} …(16) この受信信号R(t)を参照信号cos{2πf0t}およびsin{2π
f0t}を用いて直交検波して同相成分I(t)と直交成分Q(t)
を求めると、 I(t)=A(t)・sin{2πf0t+φ(t)}・cos{2πf0t} =(1/2)・A(t)・[sin{2・2πf0t+φ(t)}+sin{φ(t)}] ローパスフィルタを通せば、 I(t)=(1/2)・A(t)・sin{φ(t)} …(17) 同様に、 Q(t)=(1/2)・A(t)・cos{φ(t)} …(18) となる。
る。まず、アナログ直交検波を考える。受信信号R(t)が
次式で表わせるとする。 R(t)=A(t)・sin{2πf0t+φ(t)} …(16) この受信信号R(t)を参照信号cos{2πf0t}およびsin{2π
f0t}を用いて直交検波して同相成分I(t)と直交成分Q(t)
を求めると、 I(t)=A(t)・sin{2πf0t+φ(t)}・cos{2πf0t} =(1/2)・A(t)・[sin{2・2πf0t+φ(t)}+sin{φ(t)}] ローパスフィルタを通せば、 I(t)=(1/2)・A(t)・sin{φ(t)} …(17) 同様に、 Q(t)=(1/2)・A(t)・cos{φ(t)} …(18) となる。
【００２５】次に、受信信号R(t)をサンプリングレート
fs＝４f0で量子化した場合、サンプリング番号をｎ（＝
０，１，２，…）として、量子化受信信号Rq(n/fs)は、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・sin{2πf0n/fs+φ(n/fs)} =A(n/fs)・sin{2πf0n/4f0+φ(n/fs)} =A(n/fs)・sin{2π(n/4)+φ(n/fs)} と表せる。ここで、(n/4)に着目すると、n/4=0,1,2,…
のとき、すなわち、ｎ=0,4,8,…のとき、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・sin{φ(n/fs)} …(19) となり、上記（17）式の同相成分I(t)を表わす。また、
n/4=1/2,3/2,5/2,…のとき、すなわち、ｎ=2,6,10,…の
とき、 Rq(n/fs)=-A(n/fs)・sin{φ(n/fs)} …(20) となり、符号を反転すれば、上記（17）式の同相成分I
(t)を表わす。さらに、n/4=1/4,5/4,9/4,…のとき、す
なわち、ｎ=1,5,9,…のとき、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・cos{φ(n/fs)} …(21) となり、上記（18）式の直交成分Q(t)を表わす。また、
n/4=3/4,7/4,11/4,…のとき、すなわち、ｎ=3,7,11,…
のとき、 Rq(n/fs)=-A(n/fs)・cos{φ(n/fs)} …(22) となり、符号を反転すれば、上記（18）式の直交成分Q
(t)を表わす。そして、受信信号R(t)の帯域幅に対して
サンプリングレートfsが十分大きいならば、 n/fs＝(n+1)/fs とみなせるから、図６に示すように、サンプリング番号
に応じてデジタルデータを振分ければ、同相成分Ｉと直
交成分Ｑを得られる。
fs＝４f0で量子化した場合、サンプリング番号をｎ（＝
０，１，２，…）として、量子化受信信号Rq(n/fs)は、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・sin{2πf0n/fs+φ(n/fs)} =A(n/fs)・sin{2πf0n/4f0+φ(n/fs)} =A(n/fs)・sin{2π(n/4)+φ(n/fs)} と表せる。ここで、(n/4)に着目すると、n/4=0,1,2,…
のとき、すなわち、ｎ=0,4,8,…のとき、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・sin{φ(n/fs)} …(19) となり、上記（17）式の同相成分I(t)を表わす。また、
n/4=1/2,3/2,5/2,…のとき、すなわち、ｎ=2,6,10,…の
とき、 Rq(n/fs)=-A(n/fs)・sin{φ(n/fs)} …(20) となり、符号を反転すれば、上記（17）式の同相成分I
(t)を表わす。さらに、n/4=1/4,5/4,9/4,…のとき、す
なわち、ｎ=1,5,9,…のとき、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・cos{φ(n/fs)} …(21) となり、上記（18）式の直交成分Q(t)を表わす。また、
n/4=3/4,7/4,11/4,…のとき、すなわち、ｎ=3,7,11,…
のとき、 Rq(n/fs)=-A(n/fs)・cos{φ(n/fs)} …(22) となり、符号を反転すれば、上記（18）式の直交成分Q
(t)を表わす。そして、受信信号R(t)の帯域幅に対して
サンプリングレートfsが十分大きいならば、 n/fs＝(n+1)/fs とみなせるから、図６に示すように、サンプリング番号
に応じてデジタルデータを振分ければ、同相成分Ｉと直
交成分Ｑを得られる。
【００２６】図７は、種々の参照波に対する同相成分Ｉ
と直交成分Ｑのサンプリング点の説明図である。サンプ
リングレートfsが一定でも、補間を行うことにより種々
の参照波周波数に対応できることが判る。
と直交成分Ｑのサンプリング点の説明図である。サンプ
リングレートfsが一定でも、補間を行うことにより種々
の参照波周波数に対応できることが判る。
【００２７】以上の超音波診断装置１によれば、各チャ
ネルで得たデジタルデータを遅延させてから直交検波を
行なうようにしたため、複数の位相のサンプリング・ク
ロックを必要とせずに、複数のチャネルの整相加算が可
能となる。また、補間演算によってサンプリング間隔Δ
Ｔより小さい時間だけ遅延させるから、サンプリング間
隔ΔＴが一定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺し
うる遅延時間を得られるようになる。従って、複数の位
相のサンプリング・クロックを必要とせず、制御が簡単
になる。また、安定性が高くなる。さらに、実際にサン
プリングしたデジタルデータとデジタルデータの間にデ
ジタル直交検波に必要なデジタルデータが在った場合に
は、そのデジタルデータを補間演算手段によって算出す
るため、一定のサンプリングレートでも、とりうる参照
波の周波数の制限が少なくなり、制御が簡単になる。ま
た、安定性が高くなる。
ネルで得たデジタルデータを遅延させてから直交検波を
行なうようにしたため、複数の位相のサンプリング・ク
ロックを必要とせずに、複数のチャネルの整相加算が可
能となる。また、補間演算によってサンプリング間隔Δ
Ｔより小さい時間だけ遅延させるから、サンプリング間
隔ΔＴが一定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺し
うる遅延時間を得られるようになる。従って、複数の位
相のサンプリング・クロックを必要とせず、制御が簡単
になる。また、安定性が高くなる。さらに、実際にサン
プリングしたデジタルデータとデジタルデータの間にデ
ジタル直交検波に必要なデジタルデータが在った場合に
は、そのデジタルデータを補間演算手段によって算出す
るため、一定のサンプリングレートでも、とりうる参照
波の周波数の制限が少なくなり、制御が簡単になる。ま
た、安定性が高くなる。
【００２８】なお、上記実施例のように混合スプライン
補間を用いれば、補間点の前後４点のデータのみで補間
が可能であるため、リアルタイムシステムとして好適で
ある。但し、Ｂスプライン補間や，雲型定規スプライン
補間等を用いてもよい。また、補間係数をローテーショ
ンさせることで、サンプリングした全てのデジタルデー
タを利用するようにしてもよい。
補間を用いれば、補間点の前後４点のデータのみで補間
が可能であるため、リアルタイムシステムとして好適で
ある。但し、Ｂスプライン補間や，雲型定規スプライン
補間等を用いてもよい。また、補間係数をローテーショ
ンさせることで、サンプリングした全てのデジタルデー
タを利用するようにしてもよい。
【００２９】
【発明の効果】この発明のマルチチャネルデジタル受信
方法および装置および超音波診断装置によれば、高周波
のままデジタル遅延し、その後でデジタル直交検波を行
うため、複数の位相のサンプリング・クロックを必要と
せず、制御が簡単になる。また、安定性が高くなる。ま
た、補間演算により直交検波信号を得ているので、一定
のサンプリングレートでも、とりうる参照波の周波数の
制限が少なくなり、制御が簡単になる。また、安定性が
高くなる。
方法および装置および超音波診断装置によれば、高周波
のままデジタル遅延し、その後でデジタル直交検波を行
うため、複数の位相のサンプリング・クロックを必要と
せず、制御が簡単になる。また、安定性が高くなる。ま
た、補間演算により直交検波信号を得ているので、一定
のサンプリングレートでも、とりうる参照波の周波数の
制限が少なくなり、制御が簡単になる。また、安定性が
高くなる。
【図１】この発明の一実施例の超音波診断装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図１の第１チャネル遅延回路の詳細ブロック図
である。
である。
【図３】図１の第１チャネル直交検波回路の詳細ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】デジタルデータのサンプリングの説明図であ
る。
る。
【図５】遅延と補間の説明図である。
【図６】デジタル直交検波の説明図である。
【図７】種々の参照波の周波数に対するデジタル直交検
波の説明図である。
波の説明図である。
【図８】従来の超音波診断装置の一例の説明図である。
【図９】従来の問題点の説明図である。
１ 超音波診断装置 ２ プローブ ３１〜３ｘ Ａ／Ｄコンバータ ４１ 第１チャネル遅延回路 ４ｘ 第ｘチャネル遅延回路 ５ 制御回路 ６１ 第１チャネル直交検波回路 ６ｘ 第ｘチャネル直交検波回路 ７Ｉ，７Ｑ 加算回路 ８ デジタルスキャンコンバータ ９ 表示装置 １２ メモリ １３ 書込制御手段 １４ 読出制御手段 １５〜１８ データレジスタ １９，２１，２３，２５ 係数レジスタ ２０，２２，２４，２６ 乗算器 ２７ 加算器 ５１２ 乗算器 ５１３，５１５ マルチプレクサ ５１６，５１７ ローパスフィルタ
Claims (4)
- 【請求項１】 １つの信号源から異なる伝達経路を通っ
て複数のチャネルにそれぞれ到達した各アナログ受信信
号をデジタルデータに変換し、チャネル間の伝播時間の
差を相殺するように各デジタルデータを遅延させ、各デ
ジタルデータをデジタル直交検波してチャネル同相成分
とチャネル直交成分とを取り出し、各チャネル同相成分
を加算して合成同相成分を取得し、各チャネル直交成分
を加算して合成直交成分を取得することを特徴とするマ
ルチチャネルデジタル受信方法。 - 【請求項２】 １つの信号源から異なる伝達経路を通っ
て到達した信号をそれぞれ受信してアナログ受信信号を
出力する複数チャネルの受信手段と、前記各アナログ受
信信号をデジタルデータに変換する複数チャネルのＡ／
Ｄ変換手段と、所定の遅延時間だけ各デジタルデータを
遅延させる複数チャネルの遅延手段と、遅延した各デジ
タルデータをデジタル直交検波してチャネル同相成分と
チャネル直交成分とを取り出すデジタル直交検波手段
と、各チャネル同相成分を加算して合成同相成分を取得
する同相成分加算手段と、各チャネル直交成分を加算し
て合成直交成分を取得する直交成分加算手段とを具備し
たことを特徴とするマルチチャネルデジタル受信装置。 - 【請求項３】 １つの信号源から異なる伝達経路を通っ
て到達した信号をそれぞれ受信してアナログ受信信号を
出力する複数チャネルの受信手段と、前記各アナログ受
信信号をデジタルデータに変換する複数チャネルのＡ／
Ｄ変換手段と、デジタルデータを記憶するメモリと、所
定のサンプリング間隔ΔＴごとにデジタルデータをサン
プリングして前記メモリに書き込む書込制御手段と、あ
る目的時刻ｔo から前記サンプリング間隔ΔＴの整数倍
の時間Ｔm だけずれた時刻ｔmの近傍にサンプリング時
刻を持つ２つ以上のデジタルデータを前記メモリより読
み出す読出制御手段と、前記メモリより読み出した２つ
以上のデジタルデータを用いた補間演算により前記サン
プリング間隔ΔＴより小さい時間τk だけ前記時刻ｔm
からずれた時刻ｔk における補間デジタルデータを算出
する補間演算手段と、前記補間デジタルデータの符号を
反転する符号反転手段と、目的時間ｔo に応じて前記補
間デジタルデータまたは前記符号を反転したデジタルデ
ータまたは“０”を選択する切換選択手段と、ベースバ
ンドのみを取り出してチャネル同相成分またはチャネル
直交成分として出力するローパスフィルタ手段と、各チ
ャネル同相成分を加算して合成同相成分を取得する同相
成分加算手段と、各チャネル直交成分を加算して合成直
交成分を取得する直交成分加算手段とを具備したことを
特徴とするマルチチャネルデジタル受信装置。 - 【請求項４】 請求項２または請求項３のマルチチャネ
ルデジタル受信装置をデジタルビームフォーマとして具
備したことを特徴とする超音波診断装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09827494A JP3329575B2 (ja) | 1994-05-12 | 1994-05-12 | マルチチャンネルデジタル受信装置および超音波診断装置 |
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