JPH047836B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はソーナー装置に関し、特に直交位相
（Quadrature）サンプリングによる移相整相と遅
延回路付CTDによる遅延整相とを利用してシリ
アル位相シフトビームホーマー形式による三次元
高速走査を高分解能で実施するソーナー装置に関
する。

〔従来の技術〕

高分解能を得るため、使用する音波の波長に比
して極めて長い開口長を有するハイドロホンを利
用して方位分解能を向上させ、また極めて短い送
信パルスによつて距離分解能を向上させつつ運用
されるソーナー装置は沈底物，埋設物探査その他
の各種高分解能ソーナーで利用されている。この
ような高度の方位，距離分解能が要求されるソー
ナー装置にあたつて、受信信号に対して
Quadratureサンプリングを実施してこれを実数
部と、この実数部とは90度位相の異る虚数部とに
分けたQua−dratureサンプリングデータに変換
して振幅情報はアナログ量のままでこれをデイジ
タル的に表現したうえ、整相処理はハイドロホン
エレメント相互間の配置条件等にもとづく重み係
数回路を備えた電荷転送素子（CTD）を利用し
て実施することによりアナログデータ処理とデイ
ジタルデータ処理のそれぞれの特徴を利用して高
分解，高速走査のソーナー装置を構成するものが
所要ハードウエアと処理時間を大幅に低減するも
のとして近時多用されつつあり、またその処理技
術も高分解，高速走査ソーナー装置を実現する有
力な基本的技術として定着しつつあり、多用され
つつある。

なお、上述したQuadratureサンプリングとは、
複素入力信号を実数部とこれに直交する虚数部
（実数部と90゜位相が異る）に直交変換したのち、
それぞれについてサンプリングし、両者を別別の
時系列、あるいは合体させて１つの時系列信号に
まとめるまでの処理をいう。

この処理技術は、Quadratureサンプリングに
よつて得られたｎ個のサンプルデータの実数部
｛X_o｝と虚数部｛jY_o｝とをアナログメモリとし
てのCTDの内蔵コンデンサにストアしつつクロ
ツクパルスによつて読出したあと、ハイドロホン
エレメントの水平面における幾何学的配置条件等
にもとづく重み付けを付与して加算したＸとjY
とし、その絶対値√²＋²を求めるという方法
で形成した受信ビームをハイドロホンの水平面に
わたつてエレメント１個ずつシフトしながら走査
するもので、この利用形態からシリアル位相シフ
トビームホーマー方式の名によつてもよく知ら
れ、たとえば電荷転送装置を用いたシリアル フ
エイズ シフト ビームフオーマー」，ジエイ．
ジエイ．ブラデイ，ジヤーナル オブ アカウス
テイツク ソサイアテイ オブ アメリカ 68
(2)，Aug.1980（“Ａ serial phase shift beam−
former using charge transfer devices”，J.J.
Brady，Journal of Acoustic Society of
America，68(2)，Aug.1980）その他に詳述され
ている。

この方式では水平面の各ハイドロホンエレメン
トから入力した狭帯域信号を互いに直交するQua
−drature成分，すなわちsin成分X_i（ｔ）とcos成
分Yi（ｔ）とに分けたあとハイドロホンエレメン
トの配置にもとづく到達時間差による影響をキヤ
ンセルするための位相シフトを行ない次の(1)，(2)
式で示されるQuadratureサンプル対X_oおよびY_o
を得る。

X_o＝cosθ_iX_i−sinθ_iY_i ……(1) Y_o＝cosθ_iY_i＋sinθ_iX_i ……(2) (1)および(2)式でθ_iは所望の位相シフト角であ
る。

指向性受信ビームを形成するためには位相シフ
ト後の各エレメントによる受信信号がコヒーレン
トに加算されるように整相することが必要であ
り、さらにこの指向性受信ビームのビーム幅を尖
鋭にしサイドロープを抑圧するためには実施すべ
きシエデイング（shading）に対応した重み係数
W_iをQuadrature信号に乗算して整相することが
必要である。エレメントがｎ個のときはこの整相
によつて加算される実数部信号Ｘ（ｔ）と虚数部
信号Ｙ（ｔ）はそれぞれ(3)および(4)式で示される。

Ｘ（ｔ）＝_o 〓ⁱ⁼¹ 〔W_icosθ_iX_i（ｔ）−W_isinθ_iY_i（ｔ）〕
……(3) Ｙ(t)＝_o 〓ⁱ⁼¹ 〔W_icosθ_iY_i(t)＋W_isinθ_iX_i(t)〕 ……(4) 従つてこれら実数部信号Ｘ｛ｔ）と虚数部信号
Ｙ（ｔ）の合成信号の振幅Ｚ（ｔ）は次の(5)式で示
される。

Ｚ(t)＝〔X²(t)＋Y²(t)〕^1/2 ……(5) このような指向性受信ビームをさらに効率的に
ハイドロホンアレイの水平面にわたつて次次に形
成し走査するに適した手法として次に述べるもの
がピツト（Pitt）ならびにグレイス（Grace）に
よつて提唱され公知の技術として利用されてい
る。

この手法は連続的なQuadratureサンプリング
を時間領域における相異る２群の時系列サンプル
ＸおよびＹで構成するものであり、これはサンプ
リングのタイミングシフト操作によつて容易に実
施しうる。すなわち、まず第１の時系列サンプル
Ｘはｍ／₀サンプリングレートでサンプリングす
る。ここに₀は受信した狭帯域信号Ｓ（ｔ）の中
心周波数であり、ｍはナイキストレートを勘案
し、帯域幅をＢとすると₀／Ｂの値に最も近い正
の整数値を選んで決定する。

次に、第２の時系列サンプルＹは第１の時系列
サンプルＸのサンプリングレートと同じで、ただ
そのタイミングを1/4₀だけシフトしてサンプリ
ングされる。こうして得られる時系列サンプルは
１／４₀シフトが90度の位相シフトに対応するが故
に狭帯域信号Ｓ（ｔ）の連続Quadratureサンプリ
ング成分X_i（ｔ）とY_i（ｔ）の変換サンプルと等価
であり、またこの場合ベースバンド成分はこれら
連続Quadratureサンプルのエンベロープ成分の
スペクトルに等しいものとして得られる。

前述したサンプリングレートｍ／₀は各受信入
力信号の最高周波数₀＋Ｂ／２を確保するナイキ
ストレートを満足するものであり、かくして中心
周波数₀の搬送波をQuadratureサンプリングす
ることによつて₀±Ｂ／２の高周波を±Ｂ／２の
ベースバンド領域に変換して処理することができ
る。

このような２次元サンプリング処理における実
数部データＸと虚数部データＹ，なびにビームの
エンベロープＺはそれぞれ次の(7)，(8)ならびに(9)
式で示される。

Ｘ＝_o 〓 〓ⁱ⁼¹ 〔X₁（ｍ／₀）cosθ_jW_i−Y_i（ｍ／₀＋１／4₀
）sinθ_iW_i〕……(7) Ｙ＝_o 〓 〓ⁱ⁼¹ 〔Y_i（₀／ｍ＋１／4₀）cosθ_iW_i＋X_i（ｍ／₀
）sinθ_iW_i〕……(8) Ｚ＝（X²＋Y²）^1/2 ……(9) このようにして形成されるQuadratureサンプ
ル型の位相シフトビームホーマーをハイドロホン
アレイのエレメントｎ個を利用して形成し、かつ
エレメントを１個づつシフトせしめつつ受波面を
走査するシリアル位相シフトビームホーミングを
行なうことによつて、高分解能を得るために使用
音波波長に比して極めて長い開口長を有するハイ
ドロホンアレイならびに極めて短いパルス幅を有
する送信パルスを要求されるソーナー装置に対し
てもかなり大きさのハイドロホンアレイならびに
短パルスまでのものを基本的に安定した高速整相
走査が行なえるようになつている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述した、CTDを利用したシリアル位相シフ
トビームホーマー方式を利用する従来のソーナー
装置には、しかしながら次の如き欠点がある。

すなわち、CTDを利用した従来のこの種の高
速走査ソーナーは上述した説明からも明らかな如
く、水平面の整相は各エレメントの受信信号相互
の位相をシフトして同一位相状態とする移相整相
のみである。ソーナー装置の運用目的に応じて方
位および距離分解能を高めるためにハイドロホン
アレイの開口長を使用音波の波長に比して極度に
長大化し、この条件と相俟つて距離分解能をでき
るだけ向上すべく送信パルス幅もできるかぎり短
くしたいような必要が発生したようなときには到
底移相整相だけでは処理できず、これに加えて時
間遅延分もカバーする遅延整相が必要となるがこ
れが適用できず、さらに垂直面のビーム走査は基
本的に考慮していないため垂直面の整相走査を実
施する必要がある場合にはこの方式を垂直面のエ
レメント数等に対応して多重化する等の必要性が
発生し極めて複雑な構成となり実用上殆んど適用
できないという欠点がある。本発明の目的も上述
した欠点を除去し可及的に送信パルス幅を短くし
またハイドロホンの開口長を長くしたい条件にお
いても、また垂直面の走査も容易に実施しうる簡
素な構成の三次元走査のソーナー装置を提供する
ことにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明の装置は、ハイドロホンアレイの各エレ
メントを介して入力した受信信号の直交位相サン
プリングを実施して得た実数部ならびに虚数部か
らなる直交位相サンプリングデータを電荷転送素
子の出力タツプを介して取出しつつ前記各エレメ
ント間の相対位置に対応した重みづけ係数を乗算
したうえ加算し整相する位相整相によつて形成し
た受信ビームを前記ハイドロホンアレイ受波面に
わたつてエレメントを１個ずつシフトしながら次
次に形成しつつ受信信号を処理するシリアル位相
シフトビームホーマー方式のソーナー装置におい
て、前記直交位相サンプリングによつて得られる
各エレメントごとの直交位相サンプリングデータ
に対しエレメント相互間の相対位置に対応する遅
延量のうちの位相回転成分を同一位相状態に移相
し整相する位相整相と出力タツプに遅延回路を付
与した電荷転送素子を介して遅延量のうちの時間
遅延成分を同一時間状態に整相する遅延整相との
組合せによつて前記ハイドロホンの水平面にわた
つて整相しつつ走査を実施する水平整相走査手段
と、前記ハイドロホンアレイの垂直面の各エレメ
ントによる受信信号を水平走査ステツプ単位で直
交位相サンプリングしかつこのサンプリングを同
一周期でタイミングのみを各エレメントごとにシ
フトした複数のサンプリング出力を、垂直面を上
下に２分する２群ののエレメントのそれぞれにつ
いて同相加算することによつてハイドロホンアレ
イの垂直面上下に一対の同一特性ビームから成る
垂直面スプリツトビームを少なくとも一対形成し
て垂直面走査を行ない、前記垂直面スプリツトビ
ームによる出力を前記水平整相走査手段に供給し
つつ前記ハイドロホン受波面の三次元走査を行な
わしめ前記水平整相走査手段の出力を介してソー
ナー目標の三次元位置情報を取得せしめる垂直整
相走査手段とを備えて構成される。

〔実施例〕

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明によるソーナー装置の一実施例の
構成を示すブロツク図であり、ハイドロホンアレ
イ１，垂直整相部２，水平整相部３，乗算回路
４，５および６，位相検出回路７，８および９，
検波回路１０，１１および１２，切替器１４，１
５等を備えて構成され、さらに水平整相部３は同
じ６個の水平整相回路３１，３２，３３，３４，
３５および３６を備えて構成される。

ハイドロホンアレイは本実施にあつては垂直面
が４段いわゆる４スタツク構成の円筒配列型のも
のを利用しているがこれは円筒配列型以外のライ
ンアレイその他如何なる形状のものであつても差
支えなく、またスタツクが何段であつても差支え
ない。

このハイドロホンアレイ１の出力は先ず方位単
位を構成する水平面の１ステツプいわゆるステー
ブ単位ごとに垂直整相部２によつて垂直面におけ
る整相を受け、垂直面のエレメント配列にもとづ
いて決定されるビーム幅と、垂直面内での垂直走
査に必要なビーム走査範囲との関係から垂直面内
を有効にカバーしうる数として決定する対数の、
上下一対ずつのビーム群によつて形成される垂直
面スプリツトビーム，本実施例にあつては３組の
スプリツトビーム出力，すなわち上スプリツトビ
ーム出力Ｓ１，水平スプリツトビーム出力Ｓ２お
よび下スプリツトビーム出力Ｓ３として水平整相
部３の水平整相回路３１〜３６にそれぞれ供給さ
れる。

第２図は垂直整相部２の部分の構成を詳細に示
すブロツク図であり、ハイドロホンアレイ１の１
部を併記して示す。

第２図に併記して示すハイドロホンアレイ１の
１部は４スタツク構成の円筒配列型ハイドロホン
アレイ１ステーブ分４個のハイドロホン１０１Ａ
〜１０１Ｄ，ならびにこれらハイドロホンのそれ
ぞれに対応する前置増幅器１０２Ａ〜１０２Ｄお
よびBPF（Band Pass Filter）１０３Ａ〜１０３
Ｄであり、ハイドロホン１０１Ａは最上層スタツ
クエレメントとしてまたハイドロホン１０１Ｄは
最下層スタツクエレメントとして構成される。ハ
イドロホンアレイ１はこのような４スタツク構成
のステーブを複数個円筒型に配列したものであり
前置増幅器とBPFとは受信ビームを形成すべき
全ステーブに含まれるハイドロホンに対応して内
蔵される。

さて垂直整相部２は同一機能の直交位相
（Quadrature）サンプリング回路２０１〜２１
２，それぞれがこのQuadratureサンプリング回
路のクロツクタイム周期もしくはその整数倍の遅
延回路２１３〜２１８ならびに２１９〜２２１，
加算回路２２２〜２２７等を備えて構成される。

この垂直整相部２はハイドロホンアレイ１の各
ステーブごとにスタツク素子としての垂直面ハイ
ドロホンによる受信信号を整相し、かつこと整相
をスプリツトビームに対応して実施することによ
つて垂直面の走査を行なつたうえこれらスプリツ
トビームごとの垂直面整相走査出力を水平整相部
３の内蔵各水平整相回路に供給するのがその基本
的動作であり、動作の詳細は次のとおりである。

１ステーブ分の垂直面配列ハイドロホン，第２
図の場合はハイドロホン１０１Ａ〜１０１Ｄの受
波出力はそれぞれ前置増幅器１０２Ａ〜１０２Ｄ
で増幅したあと使用周波数帯域を通過帯域とする
BPF１０３Ａ〜１０４Ｄを介してベースバンド
信号のみ抽出され、BPF１０３Ａの出力は第１
のQuadratureサンプリング回路群２０１〜２０
３に，BPF１０３Ｂの出力は第２のQuadrature
サンプリング回路群２０４〜２０６に，BPF１
０３Ｃの出力は第３のQuadratureサンプリング
回路群２０７〜２０９に，またBPF１０３Ｄの
出力は第４のQuadratureサンプリング回路群２
１０〜２１２にそれぞれ供給される。

上述した第１〜第４の各Quadratureサンプリ
ング回路群の各Quadratureサンプリング回路は
それぞれクロツクパルスＣ１〜Ｃ４のいずれかに
よつて入力をQuadratureサンプリングする。

第３図はQuadratureサンプリングにおけるク
ロツクパルスの基本的タイムシーケンス図であ
る。

第３図に示すI₁〜I_oは前述した第１の時系列サ
ンプルとしてサンプリングレートｍ／₀でサンプ
リングされた実数部サンプルであり、またQ₁〜
Q_oはこの第１の時系列サンプルと同一の周期で
タイミングだけがτ＝1/4₀シフトした状態でサ
ンプリングされた第２の時系列サンプルとしての
虚数サンプルである。Quadratureサンプリング
は時間軸ｔ上においてI₁，Q₁のペアから予め設定
する数ｎ個のペアI_o，Q_oまでのサンプリングを完
了し再びI₁，Q₁のサンプルを抽出するまでを１サ
ンプル周期として連続して継続される。

第２図に示すクロツクCLKは上述したτに相
当し従つて実数部サンプルI₁からI₂までの１週期
はCLK／２となる。

第２図において、クロツクCLKはそのままク
ロツクパルスＣ１として、また遅延回路２１９〜
２２１によつてそれぞれτずつ遅延され、1τ遅延
のものはクロツクパルスＣ２，2τ遅延のものはク
ロツクパルスＣ３，3τ遅延のものはクロツクパル
スＣ４として、指定された各Quadratureサンプ
リング回路のクロツクパルスとして利用される。

垂直整相部２における垂直整相の基本を要約す
れば、相隣れる上下のハイドロホンによる出力の
位相差が90度の場合極めてその処理が簡単となる
ることに着目しベースバンド信号のQuadrature
サンプリングのサンプリング周期は同じものとし
タイミングシフトだけを利用して整相を実現しよ
うとするものである。相隣れるエレメントによる
出力の位相差が90度の場合に整相処理が極めて簡
単になることは、たとえば(7)，(8)式で位相角θ_iが
90度であるとした場合を考えても容易に理解しう
ることである。

第４図は第１図の実施例における垂直整相の基
本的概念を説明するための垂直整相説明図であ
る。

アレイ間隔ｄで配置された１ステーブ分の垂直
面ハイドロホン１０１Ａ〜１０１Ｄに対し入射角
θで入射音波Ｓが到来したとする。この場合、垂
直方向の相隣れるハイドロホンによる出力の移相
量δはδ＝2π／λ(d)sinθで表わされる。ここでλは 音波の波長である。移相量δが90度，すなわち
2π／λ(d)sinθ＝π／２のとき整相が極めて容易，簡
単と なるがこの場合の入射角θをθ₀とするとθ₀は次の
(10)式で示される。

θ₀＝sin^-1λ／4d ……(10) ハイドロホン１０１Ａ〜１０１Ｄの出力は、１
０１Ｄの出力はそのまま、また１０１Ａの出力は
2π／λ（3d）sinθの移相量，１０２Ａの出力は2π／
λ （2d）sinθの移相量，１０３Ａの出力は2π／λ(d)sin
θ の移相量をそれぞれ移相器２００１〜２００３に
よつて与えられてコヒーレント状態で加算器２０
０４によつて加算，合成されすなわち垂直面整相
されて垂直ビーム出力となる。

この垂直面整相においては入射角θがθ₀である
場合に最大感度を有する。すなわち、この特徴を
利用し(10)式で示す＋θ₀度，−θ₀度の上下角方向に
複数のビームを形成するようにして受波すればよ
く、またこれらのビームを次次に切替えて受波す
れば垂直面の走査も可能となる。しかもこれはス
プリツトビーム方式で容易に実現しうるものであ
り、本実施例においてもスプリツトビーム方式に
よる位相差検出を利用して実現している。

次に垂直面のハイドロホンが第４図の場合と同
じく各スタツク１個の場合を例として本実施例に
おける垂直整相の内容を説明する。

さて、相隣れるハイドロホン出力の位相差が90
度であるということは、観点を変えてみるとベー
スバンド信号をQuadratureサンプリングデータ
とするとき、サンプリングをτだけタイムシフト
することと同じ内容であることは明らかである。
第２図において、Quadratureサンプリング回路
２０１はBPF１０３Ａの出力を受けてこれをク
ロツクパルスＣ１でサンプリングする。クロツク
パルスＣ１はCLKすなわち時間τである。この
サンプリングによつてBPF１０３Ａの出力であ
るアナログ量のベースバンド信号は第３図に示す
I₁，Q₁〜I_o，Q_oのＩ，Ｑサンプル系列に変換す
る。また、Quadratureサンプリング回路２０２
および２０３はそれぞれクロツクパルスＣ４で
BPF１０３Ａの出力をサンプリングする。クロ
ツクパルスＣ４はクロツクパルスＣ１よりも3τだ
けタイミングがシフトしている。

次にBPF１０３Ｂの出力を受けたQuadrature
サンプリング回路２０４，２０５および２０６は
それぞれクロツクパルスＣ２，Ｃ４およびＣ３で
サンプリングする。こうしたサンプリング状態で
Quadratureサンプリング回路２０１と２０４の
出力にそれぞれ遅延回路２１３と２１４によつて
遅延時間3τと2τを与えてコヒーレントな状態とし
たうえ加算回路２２２に供給しこれらを加算す
る。また、Quadratureサンプリング回路２０２
と２０５の出力はそのまま加算回路２２３に、さ
らにQuadratureサンプリング回路２０６の出力
は遅延回路２１５で遅延時間τだけ与えられたの
ちQuadratureサンプリング回路２０３の出力と
ともに加算回路２２４に供給し加算される。この
ようにして互いにπ／２の位相差を有する２組の Quadratureサンプリング回路の出力と位相差を
もたない１組のQuadratureサンプリング回路の
出力とが整相され３個の受波ビームを形成する。
これら３個の受波ビームのうち加算回路２２２は
＋θ₀度，また加算回路２２４は−θ₀度の、そうし
て加算回路２２３は角度零の上下角の受信ビーム
によるＩ，Ｑサンプル出力となる。本実施例にお
いては整相処理が比較的容易な零度の受信ビーム
も併用している。

全く同様な手段によつて、第３および第４の
Quadratureサンプリング回路群２０７〜２０９
および２１０〜２１２，遅延時間τの遅延回路２
１６，遅延時間2τの遅延回路２１７，遅延回路3τ
の遅延回路，加算回路２２５〜２２７によつてハ
イドロホン１０１Ｃ，１０１Ｄの出力に対する垂
直整相が行なわれ、これらは加算回路２２５の出
力としての＋θ₀度の、また加算回路２２７の出力
としての−θ₀度の、そうして加算回路２２６の出
力としての角度零の各上下角の受信ビームによる
Ｉ，Ｑサンプル出力を得る。ハイドロホン１０１
Ａおよび１０１Ｂの出力を利用して形成する受信
ビームを上ビーム，ハイドロホン１０１Ｃおよび
１０１Ｄの出力を利用して形成する受信ビームを
下ビームと呼ぶと、垂直整相部２の出力は同じ上
下角の３組の同指向特性の上下ビーム，すなわち
３組のスプリツトビームによる出力として得ら
れ、しかもこのスプリツトビームは垂直面ハイド
ロホンのハイドロホン１０１Ａ〜１０１Ｄの出力
をクロツクパルスＣ１〜Ｃ４で次次にサンプリン
グしたのみで得られるものであり、かくして
Quadratureサンプリングのタイミングをシフト
する整相を行なうのみでスプリツトビームによる
垂直面の高速度整相走査が容易に実施できる。

こうして垂直整相を実施して得られる３組のス
プリツトビーム出力，すなわち＋θ₀度上および下
ビームＩ，Ｑサンプル出力，および−θ₀度上およ
び下ビームＩ，Ｑサンプル出力，ならびに０度上
および下ビームＩ，Ｑサンプル出力はそれぞれ水
平整相部３に供給される。

上述した垂直整相は垂直面のハイドロホンが各
スタツクあたり１個の場合を例として説明した
が、一般的には後述するように水平方向ではスタ
ツク当りＡ個のハイドロホンが指向性合成に利用
され、これに対応して垂直方向Ｂスタツクも各ス
タツク当りＡ個のハイドロホンが配置されるがこ
の場合でもチヤネル数の増加のみで基本的には同
様にして処理できることは明らかである。

第５図は第１図の実施例における水平整相部３
の各水平整相回路の構成を詳細に示すブロツク図
であり、ハイドロホンアレイ１および垂直整相部
２を併記して示す。

ハイドロホンアレイ１はＡステーブ，Ｂスタツ
クすなわちＡ×Ｂ＝Ｐ個ずつを受波ビーム形成単
位としてステーブを１個ずつシフトさせながら
＃１から＃Ｍグループまで所要の水平走査範囲を
カバーするまで旋回走査す。本実施例では水平方
向はＡ個のハイドロホンの受波出力を整相してお
り、垂直面Ｂ個本実施例にあつては４個のハイド
ロホンによる出力がＡステーブにわたつて次次に
ハイドロホンアレイから垂直走査部２に供給さ
れ、さらに全体Ｐ個がステーブ１個ずつ水平方向
をシフトしながら＃１から＃Ｍグループまで所要
の水平範囲をカバーするまで走査している。これ
を受けた垂直整相部２はθ₀度上下，０度，−θ₀度
上下の各ビームによるＩ，Ｑサンプル出力を発生
し水平整相部３に供給する。

第６図は第１図の実施例における垂直ビーム群
の構成を示す垂直ビーム群構成図である。

水平方向に配列したステーブをＡ個ずつ、また
本実施例では４段スタツク，一般的にはＢ段スタ
ツクで合計Ａ×Ｂ＝Ｐ個のハイドロホンエレメン
トを利用しつつ旋回走査し、垂直ビームは上方の
２スタツク分上方ビーム，また下方の２スタツク
分で下ビームとしての３個の垂直ビーム，＋θ₀度，
０度および−θ₀度ビームを形成している。また水
平ビーム群を併記して示しているが走査方向に対
して次次にＡ個のハイドロホンによる狭ビームが
形成されることを示している。

ふたたび第５図に戻つて説明する。第５図は例
として＋θ₀度上ビーム出力が水平整相回路３１に
供給される場合を例として説明しているが、他の
ビームによる出力を処理する場合も全く同様であ
る。

ハイドロホンアレイの＃１グループのＰ個のハ
イドロホンのうち＋θ₀度上ビームを形成しかつ所
望の水平方向指向性を形成するために必要なＲ個
のハイドロホンの出力は垂直整相部２からＩサン
プル出力I_i，Ｑサンプル出力Q_iとしてとり出され
水平整相回路３１に供給される。ここにｉは１〜
Ｒである。

水平整相回路３１は、位相整相回路３１１およ
び遅延整相回路３２２を備えて構成され、さらに
位相整相回路３１１は遅延回路３１１１，sin移
相係数乗算回路３１１２および３１１３，cos移
相係数乗算回路３１１４および３１１５，加算回
路３１１６および３１１７を備えて構成される。
また遅延整相回路３１２は実数部遅延整相回路３
１２１，虚数部遅延整相回路３１２２および絶対
値演算回路３１２３を備えて構成される。

位相整相回路３１１および遅延整相回路３１２
はいずれもCLK／２の周期のクロツクパルスで
駆動され、実数データのＩサンプル出力I_iは遅延
回路３１１１で時間τの遅延を受けたのちsin移
相係数乗算器３１１２とcos移相係数乗算器３１
１４とに供給される。

第７図は第１図の実施例における水平整相の基
本原理を説明するための水平整相原理図である。

第７図の水平整相原理図は、水平整相において
必要とする最長遅延量を送信パルスすなわちエコ
ーパルスの整数倍以上となり移相整相のみでは処
理できないような場合の整相を対象としたもので
ある。

ハイドロホンアレイ１に対し矢印の方向から音
波が到来し、これを＃１グループから＃Ｍグルー
プのそれぞれＲ個ずつのハイドロホンによつて＋
θ₀度上ビームの水平方向ビームを形成しつつ水平
走査するものとする。この場合、各グループに与
えるべき遅延量の総合は総合遅延量として示す如
くで、最大遅延量はエコーパルスの整数倍程度の
大きな量とする。黒い丸はいずれも中心値を示
す。

いま、この総合遅延量を移相回転分と時間遅延
分とに分けこれらをそれぞれ移相量と遅延量で示
すと第７図のようになる。こうして総合遅延量を
２分解して第５図の位相整相回路３１１では移相
量の処理のみ行なつたうえ遅延整相回路３１２で
は時間遅延処理と絶対値演算によるエンベロープ
（振幅）の算出処理を行なつている。

sin移相係数乗算回路３１１２はsin移相係数を
予めストアしこれと入力との乗算を実施したあと
これを加算回路３１１７に供給し、またcos移相
係数乗算回路３１１４はcos移相係数を予めスト
アしこれと入力との乗算を実施したあとこれを加
算回路３１１６に供給する。

上述したsinおよびcos移相係数はそれぞれsinθ_i
およびcosθ_i（ｉ＝１〜Ｒ）である。ここにθ_iはハ
イドロホンの相対的位置に対応して予め決定され
る移相量であり第６図で示した移相量に対応する
ものである。Ｉサンプル出力I_iをτだけ遅延した
あとこのような移相係数による乗算を実施するこ
とにより、sin移相係数乗算回路３１１２はI_isinθ_i
を、またcos移相係数乗算回路３１１４はI_icosθ_i
をそれぞれ出力する。

sin移相係数乗算回路３１１３およびcos移相係
数乗算回路３１１５もそれぞれsin移相係数乗算
回路３１１２およびcos移相係数乗算回路３１１
４に等しい機能を備え全く同様にしてＱサンプル
出力Q_iを入力しQ_isinθ_iとQ_icosθ_iを出力する。ただ
しQ_isinθは負極性のデータとして出力する。

加算回路３１１６は、上述した移相係数乗算後
の出力のうちI_icosθ_iと−Q_isinθ_iを加算しI₁＝I_i
cosθ_i−Q_isinθ_iを得る。また加算回路はQ₁＝Q_i
cosθ_i＋I_isinθ_iを得る。これらI₁およびQ₁はハイド
ロホンアレイの＃１グループによる＋θ₀上ビーム
を対象として実施した水平位相整相でありこの水
平位相整相を＃１グループから＃Ｍグループまで
ハイドロホンを１個ずつシフトしながら走査する
ことによつてI₁〜I_MとQ₁〜Q_Mの出力を得る。こ
れらの内容は前述した(1)および(2)式で示すX_o，
Y_oにそれぞれ対応するものである。

位相整相回路３１１の出力I₁〜I_MとQ₁〜Q_Mと
はそれぞれ遅延整相回路３１２の実数部遅延整相
回路３１２１と虚数部遅延整相回路３１２２とに
共給され、それぞれ重み係数W_i（ｉ＝１〜Ｒ）を
乗算され、I_kおよびQ_k（ｋ＝１〜Ｍ）のＩビーム
出力およびＱビーム出力を出力する。重み係数
W_iは前述した如く所望のサイドローブ抑圧度に
対応してあらかじめ設定される。

実数部遅延整相回路３１２１および虚数部遅延
整相回路３１２２はそれぞれCCD（Charge
Coupled Device）の出力タツプのそれぞれに重
み係数W_iに対応する重み付け用の抵抗群等を配
置してアナログメモリかつシフトレジスタ的機能
を有するCCDのタツプ出力をCLK／２のクロツ
クのオン，オフ両サイクルにわたつて次次に読出
しつつI₁〜I_M，Q₁〜Q_Mにそれぞれ重み係数W_iを
乗じたうえその出力を加算，合成してそれぞれＩ
ビーム出力I_kおよびＱビーム出力Q_k（ｋ＝１〜Ｍ）
として出力する。

上述したCTDはCCDに限定する必要はなく、
他のCTDたとえばBBD（Bucket Brigade
Device）SCF（Switched Capacitor Filter）等
と置換しても一向に差支えない。

こうして得られるＩビーム出力I_kとＱビーム出
力Q_kとはそれぞれ次の(11)，(12)式で示されるがこ
れは(3)，(4)式で示すＸ（ｔ）およびＹ（ｔ）に対応
するものである。

I_k＝_R 〓ⁱ⁼¹ （W_iI_icosθ_i−W_iI_isinθ_i） ……(11) Q_k＝_R 〓ⁱ⁼¹ （W_icosθ_i＋W_iI_isinθ_i） ……(12) これらI_k，Q_kは次に絶対値演算回路３１２３に
供給され絶対値演算〔I^2/k＋Q^2/k〕１／２を実施
しその出力を水平整相ビーム出力H1として出力
し、これは１水平走査による出力のエンベロープ
情報を示す。

上記は＋θ₀度上ビームと水平整相回路３１とに
よつて形成される水平整相ビーム出力H1に関す
る処理内容であるが、＋θ₀度下ビーム，０度上お
よび下ビーム，−θ₀度上および下ビームと対象と
して水平整相回路３２〜３６によつて形成される
水平整相ビーム出力H2〜H6についても全く同様
にして処理される。

さて、水平整相ビーム出力H1とH2とはそれぞ
れ乗算回路４および位相検出回路７に供給され
る。これらは＋θ₀度上および下ビームによつて構
成されるスプリツトビームによる出力でもある。
乗算回路４は水平整相ビーム出力H1とH2とを乗
算して相互相関をとつたのち出力を検波回路１０
に供給する。

検波回路１０は相関積分回路等によつてコヒー
レンシイのある信号成分のみを累積して抽出する
という手段でエコーパルスを検波しこの検波出力
を最大値検出回路１３および切替器１５に供給す
る。

また、位相検出回路７は水平整相ビーム出力
H1とH2とを入力しその位相差を利用する公知の
手段によつてH1とH2間の位相差を検出しこれを
上下角情報として切替器１４に供給する。

乗算回路５および位相検出回路８はそれぞれ０
度上ビームと下ビームによるスプリツトビーム，
すなわち水平整相ビーム出力H3とH4とを受け、
また乗算回路６と位相検出回路９とはそれぞれ＋
θ₀度上ビームと下ビームによるスプリツトビー
ム，すなわち水平整相ビーム出力H₅とH₆とを受
け前者の場合は検波回路１１から検波出力が最大
値検出回路１３と切替器１５に供給されるととも
に位相差出力が切替器１４に供給され、また後者
の場合は検波回路１２から検波出力が最大値検出
回路１３と切替器１５に供給されるとともに位相
差出力が切替器１４に供給される。

最大値検出回路１３は、こうして入力した３個
の検波出力を比較しその最大値を決定したうえこ
れを水平表示CRTに輝度信号１３０１として送
出する。

切替器１４は、３組のスプリツトビームによる
３個の位相差信号を入力しこれを切替信号SWの
タイミングで次次に切替えて目標の上下角信号と
して出力する。

切替信号SWは、３個のスプリツトビームに対
応しそれぞれ＋θ₀度，０度，−θ₀度を中心上下角
とする３つの垂直表示セクターを切替えるための
信号であり３組のスプリツトビーム切替と同期し
３個の上下角情報を次次に切替え出力する。

切替器１５は３個の検波出力を切替信号SWで
切替えつつ輝度信号として出力する。かくして垂
直表示CRTはこの輝度信号と前述した上下角信
号によつて垂直方向におけるソーナーエコーの表
示情報を得て別途入力する垂直偏向信号とともに
これらを垂直表示CRTに供給し垂直表示を行な
う。

第８図は第１図の実施例における水平および垂
直走査表示の一例を示す走査表示図である。

水平走査表示は予め設定した水平走査角範囲に
検波出力を最大値とともに表示される。第８図の
場合はその最大値をエコーと判定し自動的もしく
はマニユアルでカーソルによる表示を行なつたも
ので水平走査表示は水平走査範囲の、また、垂直
走査範囲は中心表示角度方向をそれぞれ＋θ₀度，
０度，−θ₀度とする３つの表示セクターごとに次
次に切替えつつ表示され水平走査表示のソーナー
エコーが垂直走査表示によつても表示される。な
お、これら水平および垂直走査表示におけるラジ
アル方向の長さは距離レンジに対応して設定され
る。

なお上述した実施例においては円筒配列型のハ
イドロホンアレイを利用しているがこれらは他の
形状のアレイとしてもよく、またCCDは他の
CTDと置換しても同様に実施しうることは明ら
かであり、さらにスプリツトビームの個数もハイ
ドロホンアレイのスタツク数等に対応して任意に
設定しうることは明らかで、以上はいずれも本発
明の主旨を損なうことなく容易に実施しうるもの
である。

〔発明の効果〕

以上説明した如く本発明によれば、CCDを利
用したシリアル位相シフトビームホーマー方式の
ソーナー装置において、ハイドロホンアレイの水
平面ではQuadratureサンプリングデータの実数
部データと虚数部データそれぞれに施す移相整相
とCTDによる遅延整相との組合せによるキメ細
かな水平整相とその走査とをリアルタイムで実現
する手段と、垂直面では相隣れるハイドロホンの
位相差が90度の場合に整相処理が極めて簡単にな
る特性を利用しサンプリングシフトのみによる整
相をスプリツトビーム方式で実現する手段とを備
えて三次元走査することによつて、パルス幅を可
及的短くまたハイドロホンアレイ長を可及的大と
すべき運用条件のもとでも高分解能の三次元走査
が極めて簡素な構成でリアルタイムで実施できる
ソーナー装置が実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるソーナー装置の一実施例
の構成を示すブロツク図、第２図は第１図に示す
実施例における垂直整相部２の部分の構成を詳細
に示すブロツク図、第３図はQuadratureサンプ
リングにおけるクロツクパルスの基本的タイムシ
ーケンス図、第４図は第１図の実施例における垂
直整相の基本的概念を説明するための垂直整相説
明図、第５図は第１図の実施例における水平整相
部３の各水平整相回路の構成を詳細に示すブロツ
ク図、第６図は第１図の実施例における垂直ビー
ム群の構成を示す垂直ビーム群構成図、第７図は
第１図の実施例における水平整相の原理を説明す
るための水平整相原理図、第８図は第１図の実施
例における水平および垂直走査表示の一例を示す
走査表示図である。 １……ハイドロホンアレイ、２……垂直整相
部、３……水平整相部、４〜６……乗算回路、７
〜９……位相検出回路、１０〜１２……検波回
路、１３……最大値検出回路、１４，１５……切
替器、３１〜３６……水平整相回路、１０１Ａ〜
１０１Ｄ……ハイドロホン、１０２Ａ〜１０２Ｄ
……前置増幅器、１０３Ａ〜１０３Ｄ……BPF、
２０１〜２１２……直交位相サンプリング回路、
２１３〜２２１……遅延回路、２２２〜２２７…
…加算回路、３１１……位相整相回路、３１２…
…遅延整相回路、２００１〜２００３……移相
器、２００４……加算器、３１１１……遅延回
路、３１１２〜３１１３……sin移相係数乗算器、
３１１４〜３１１５……cos移相係数乗算器、３
１１６〜３１１７……加算回路、３１２１……実
数部遅延整相回路、３１２２……虚数部遅延整相
回路、３１２３……絶対値演算回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ハイドロホンアレイの各エレメントを介して
   入力した受信信号の直交位相サンプリングを実施
   して得た実数部ならびに虚数部からなる直交位相
   サンプリグデータを電荷転送素子の出力タツプを
   介して取出しつつ前記各エレメント間の相対位置
   に対応した重みづけ係数を乗算したうえ加算し整
   相する位相整相によつて形成した受信ビームを前
   記ハイドロホンアレイ受波面にわたつてエレメン
   トを１個ずつシフトしながら次々に形成しつつ受
   信信号を処理するシリアル位相シフトビームホー
   マ一方式のソーナー装置において、前記直交位相
   サンプリングによつて得られる各エレメントごと
   の直交位相サンプリングデータに対しエレメント
   相互間の相対位置に対応する遅延量のうち位相回
   転成分を同一位相状態に移相し整相する位相整相
   と出力タツプに遅延回路を付与した電荷転送素子
   を介して遅延量のうちの時間遅延成分を同一時間
   状態に整相する遅延整相との組合せによつて前記
   ハイドロホンの水平面にわたつて整相しつつ走査
   を実施する水平整相走査手段と、前記ハイドロホ
   ンアレイの垂直面の各エレメントによる受信信号
   を水平走査ステツプ単位で直交位相サプリングし
   かつこのサンプリングを同一周期でタイミングの
   みを各エレメントごとにシフトした複数のサンプ
   リング出力を、垂直面を上下に２分する２群のエ
   レメントのそれぞれについて同相加算することに
   よつてハイドロホンアレイの垂直面上下に一対の
   同一特性ビームから成る垂直面スプリツトビーム
   を少なくとも一対形成して垂直面走査を行ない、
   前記垂直面スプリツトビームによる出力を前記水
   平整相走査手段に供給しつつ前記ハイドロホン受
   波面の三次元走査を行なわしめ前記水平整相走査
   手段の出力を介してソーナー目標の三次元位置情
   報を取得せしめる垂直整相走査手段とを備えてソ
   ーナー目標の三次元走査を行なうことを特徴とす
   るソーナー装置。