JPH10293171A - 超音波ビーム形成装置 - Google Patents
超音波ビーム形成装置Info
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- JPH10293171A JPH10293171A JP9358812A JP35881297A JPH10293171A JP H10293171 A JPH10293171 A JP H10293171A JP 9358812 A JP9358812 A JP 9358812A JP 35881297 A JP35881297 A JP 35881297A JP H10293171 A JPH10293171 A JP H10293171A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/065—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/0664—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is lower than the input sampling frequency, i.e. decimation
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
- G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
- G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
- G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
- G10K11/341—Circuits therefor
- G10K11/346—Circuits therefor using phase variation
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N2291/00—Indexing codes associated with group G01N29/00
- G01N2291/04—Wave modes and trajectories
- G01N2291/044—Internal reflections (echoes), e.g. on walls or defects
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- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Transducers For Ultrasonic Waves (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】エコー信号の時間遅延および加算により超音波
ビームを形成する超音波イメージング・システムに関
し、受信超音波エコーデータをフィルタリングしデシメ
ーションする手段。 【解決手段】各々のビーム形成チャネルは、３段の複素
ＦＩＲフィルタ１００を有し、第１段は、実数サンプル
しか持たず、他の段は、同相（実数）および直角位相
（虚数）サンプルより成る複素入力を持ち、各々のレジ
スタ・パイプラインは、直列接続の多数のレジスタで構
成し、同期してクロック作動し、エコーデータ・サンプ
ルを記憶し、各々のレジスタは、対応ＦＩＲフィルタの
タップに出力を持つ。第２及び第３段では、ＦＩＲフィ
ルタ上のタップは、Ｉパイプラインからの実数データ・
サンプルおよび／またはＱパイプラインからの虚数デー
タ・サンプルから成るデータ・サンプルを受取り、該複
素データ・サンプルは複素フィルタ係数と乗算・加算
し、データ・サンプル出力を形成する。
ビームを形成する超音波イメージング・システムに関
し、受信超音波エコーデータをフィルタリングしデシメ
ーションする手段。 【解決手段】各々のビーム形成チャネルは、３段の複素
ＦＩＲフィルタ１００を有し、第１段は、実数サンプル
しか持たず、他の段は、同相（実数）および直角位相
（虚数）サンプルより成る複素入力を持ち、各々のレジ
スタ・パイプラインは、直列接続の多数のレジスタで構
成し、同期してクロック作動し、エコーデータ・サンプ
ルを記憶し、各々のレジスタは、対応ＦＩＲフィルタの
タップに出力を持つ。第２及び第３段では、ＦＩＲフィ
ルタ上のタップは、Ｉパイプラインからの実数データ・
サンプルおよび／またはＱパイプラインからの虚数デー
タ・サンプルから成るデータ・サンプルを受取り、該複
素データ・サンプルは複素フィルタ係数と乗算・加算
し、データ・サンプル出力を形成する。
Description
【０００１】
【発明の分野】本発明は一般に多数の並列チャネルでの
エコー信号の時間遅延および加算によって超音波ビーム
を形成する超音波イメージング・システムに関するもの
である。特に、本発明は受信した超音波エコーデータを
フィルタリングしデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏ
ｎ）するための手段に関するものである。
エコー信号の時間遅延および加算によって超音波ビーム
を形成する超音波イメージング・システムに関するもの
である。特に、本発明は受信した超音波エコーデータを
フィルタリングしデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏ
ｎ）するための手段に関するものである。
【０００２】
【発明の背景】従来の超音波イメージング・システム
は、超音波ビームを送信し且つ被検体からの反射ビーム
を受信するために使用される超音波トランスジューサの
アレイを有する。超音波イメージングのために、該アレ
イは典型的には一列に配列され且つ別々の電圧で駆動さ
れる多数のトランスジューサを有する。印加される電圧
の時間遅延（または位相）および振幅を選択することに
よって、個々のトランスジューサは、これらのトランス
ジューサが発生する超音波が組み合わさって、好ましい
ベクトル方向に沿って進行し且つビームに沿った選ばれ
た点に焦点合わせされ正味の超音波を形成するように制
御することが出来る。同じ解剖学的情報を表すデータを
取得するために多数回のファイアリング（ｆｉｒｉｎ
ｇ）が使用される。各々のファイアリングにおけるビー
ム形成パラメータを変えることにより、最大焦点を変更
し、さもなければ例えば各々のビームの焦点を前のビー
ムの焦点に対してシフトさせながら同じ走査線に沿って
相次いでビームを送信することによって、各ファイアリ
ングでの受信データの内容を変更することができる。印
加電圧の時間遅延および振幅を変えることによって、被
検体を走査するために一平面内でビームをその焦点と共
に動かすことが出来る。
は、超音波ビームを送信し且つ被検体からの反射ビーム
を受信するために使用される超音波トランスジューサの
アレイを有する。超音波イメージングのために、該アレ
イは典型的には一列に配列され且つ別々の電圧で駆動さ
れる多数のトランスジューサを有する。印加される電圧
の時間遅延（または位相）および振幅を選択することに
よって、個々のトランスジューサは、これらのトランス
ジューサが発生する超音波が組み合わさって、好ましい
ベクトル方向に沿って進行し且つビームに沿った選ばれ
た点に焦点合わせされ正味の超音波を形成するように制
御することが出来る。同じ解剖学的情報を表すデータを
取得するために多数回のファイアリング（ｆｉｒｉｎ
ｇ）が使用される。各々のファイアリングにおけるビー
ム形成パラメータを変えることにより、最大焦点を変更
し、さもなければ例えば各々のビームの焦点を前のビー
ムの焦点に対してシフトさせながら同じ走査線に沿って
相次いでビームを送信することによって、各ファイアリ
ングでの受信データの内容を変更することができる。印
加電圧の時間遅延および振幅を変えることによって、被
検体を走査するために一平面内でビームをその焦点と共
に動かすことが出来る。
【０００３】この同じ原理は、トランスジューサが反射
された音波を受信するために用いられるとき（受信モー
ド）にも適用される。受信用トランスジューサで発生さ
れた電圧は、正味の信号が被検体内の１つの焦点から反
射された超音波を表すように加算される。送信モードの
場合と同様に、超音波エネルギのこの焦点合わせされた
受信は、各々の受信用トランスジューサからの信号に対
して別々の時間遅延（および／または位相）と利得を与
えることによって達成される。
された音波を受信するために用いられるとき（受信モー
ド）にも適用される。受信用トランスジューサで発生さ
れた電圧は、正味の信号が被検体内の１つの焦点から反
射された超音波を表すように加算される。送信モードの
場合と同様に、超音波エネルギのこの焦点合わせされた
受信は、各々の受信用トランスジューサからの信号に対
して別々の時間遅延（および／または位相）と利得を与
えることによって達成される。
【０００４】このような走査は、ステアリング（ｓｔｅ
ｅｒｉｎｇ）された超音波を送信し、反射された超音波
を受信して記憶する一連の測定で構成される。典型的に
は、送信および受信は各々の測定の際に同じ方向にステ
アリングされて、音響ビームすなわち走査線に沿った一
連の点からのデータが取得される。受信器は、反射され
た超音波を受信するとき、走査線に沿った相次ぐ距離
（ｒａｎｎｇｅ）に動的に焦点合わせされる。
ｅｒｉｎｇ）された超音波を送信し、反射された超音波
を受信して記憶する一連の測定で構成される。典型的に
は、送信および受信は各々の測定の際に同じ方向にステ
アリングされて、音響ビームすなわち走査線に沿った一
連の点からのデータが取得される。受信器は、反射され
た超音波を受信するとき、走査線に沿った相次ぐ距離
（ｒａｎｎｇｅ）に動的に焦点合わせされる。
【０００５】超音波イメージングは多数のイメージ走査
線で構成される。１つの走査線（または小さな局部の走
査線群）は、収束された超音波エネルギを関心のある領
域内の一点に送信し、次いで反射されたエネルギを時間
につれて受信することによって取得される。収束された
送信エネルギは「送信ビーム」と呼ばれる。送信後の時
間に、受信ビーム形成装置が、位相回転または遅延を動
的に変えることによって、各々のチャネルで受信したエ
ネルギをコヒーレントに加算して、所望の走査線に沿っ
たピーク感度を経過時間に比例する距離の所に生じさせ
る。この結果の収束された感度パターンは「受信ビー
ム」と呼ばれる。走査線の分解能は、関連する送信およ
び受信ビーム対の指向性の結果である。
線で構成される。１つの走査線（または小さな局部の走
査線群）は、収束された超音波エネルギを関心のある領
域内の一点に送信し、次いで反射されたエネルギを時間
につれて受信することによって取得される。収束された
送信エネルギは「送信ビーム」と呼ばれる。送信後の時
間に、受信ビーム形成装置が、位相回転または遅延を動
的に変えることによって、各々のチャネルで受信したエ
ネルギをコヒーレントに加算して、所望の走査線に沿っ
たピーク感度を経過時間に比例する距離の所に生じさせ
る。この結果の収束された感度パターンは「受信ビー
ム」と呼ばれる。走査線の分解能は、関連する送信およ
び受信ビーム対の指向性の結果である。
【０００６】走査線はそれらの位置および角度によって
規定される。ビームとトランスジューサの面との交点は
「位相中心」と呼ばれる。垂直線に対する走査線の角度
が「ステアリング角度」と呼ばれる。図１を参照して説
明すると、通常の超音波イメージング・システムは、複
数の別々に駆動されるトランスジューサ素子１２より成
るトランスジューサ・アレイ１０を含む。各々のトラン
スジューサ素子は、送信器２２によって発生されたパル
ス波により付勢されたとき、超音波エネルギのバースト
を発生する。被検体から反射されてトランスジューサ・
アレイ１０へ戻る超音波エネルギは、各々の受信用のト
ランスジューサ素子１２によって電気信号に変換され
て、１組の送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ２６を介して
別々に受信器２４に印加される。Ｔ／Ｒスイッチ２６
は、典型的には、送信電子回路によって発生された高電
圧から受信電子回路を保護するダイオードである。送信
信号により、ダイオードが受信器への受信器への信号を
遮断または制限する。送信器２２および受信器２４は、
操作員からの指令に応答する走査制御器２８の制御の下
に作動される。完全な走査は、送信器２２を一時的にオ
ンにゲート駆動することによって一連のエコーを取得
し、その後に各々のトランスジューサ素子１２によって
発生されたエコー信号を受信器２４に印加することによ
り、実行される。チャネルは、別のチャネルがまだ送信
を行っている間に受信を開始し得る。受信器２４は各々
のトランスジューサ素子からの別々のエコー信号を組み
合わせて、単一のエコー信号を発生する。この単一のエ
コー信号は、表示モニタ３０上の画像中の１本の線を作
成する。
規定される。ビームとトランスジューサの面との交点は
「位相中心」と呼ばれる。垂直線に対する走査線の角度
が「ステアリング角度」と呼ばれる。図１を参照して説
明すると、通常の超音波イメージング・システムは、複
数の別々に駆動されるトランスジューサ素子１２より成
るトランスジューサ・アレイ１０を含む。各々のトラン
スジューサ素子は、送信器２２によって発生されたパル
ス波により付勢されたとき、超音波エネルギのバースト
を発生する。被検体から反射されてトランスジューサ・
アレイ１０へ戻る超音波エネルギは、各々の受信用のト
ランスジューサ素子１２によって電気信号に変換され
て、１組の送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ２６を介して
別々に受信器２４に印加される。Ｔ／Ｒスイッチ２６
は、典型的には、送信電子回路によって発生された高電
圧から受信電子回路を保護するダイオードである。送信
信号により、ダイオードが受信器への受信器への信号を
遮断または制限する。送信器２２および受信器２４は、
操作員からの指令に応答する走査制御器２８の制御の下
に作動される。完全な走査は、送信器２２を一時的にオ
ンにゲート駆動することによって一連のエコーを取得
し、その後に各々のトランスジューサ素子１２によって
発生されたエコー信号を受信器２４に印加することによ
り、実行される。チャネルは、別のチャネルがまだ送信
を行っている間に受信を開始し得る。受信器２４は各々
のトランスジューサ素子からの別々のエコー信号を組み
合わせて、単一のエコー信号を発生する。この単一のエ
コー信号は、表示モニタ３０上の画像中の１本の線を作
成する。
【０００７】送信器２２は、発生される超音波エネルギ
がビームとして方向付けられ、すなわちステアリングさ
れるように、トランスジューサ・アレイ１０を駆動す
る。これを達成するために、送信器２２は、それぞれの
ビーム形成チャネルを介して相次ぐトランスジューサ素
子１２に印加されるそれぞれのパルス波形Ｗに時間遅延
を与える。各々のチャネルにはそれぞれパルス発生器が
設けられている。パルスの時間遅延を通常のやり方で適
切に調節することによって、超音波ビームは軸３６から
角度θだけ離れた向きに方向付けし、また固定の距離Ｒ
の所に収束させることが出来る。相次ぐ励起において時
間遅延を漸進的に変えることにより、セクタ走査が実行
される。従って、角度θが増分的に変えられて、送信ビ
ームが相次いで異なる方向にステアリングされる。
がビームとして方向付けられ、すなわちステアリングさ
れるように、トランスジューサ・アレイ１０を駆動す
る。これを達成するために、送信器２２は、それぞれの
ビーム形成チャネルを介して相次ぐトランスジューサ素
子１２に印加されるそれぞれのパルス波形Ｗに時間遅延
を与える。各々のチャネルにはそれぞれパルス発生器が
設けられている。パルスの時間遅延を通常のやり方で適
切に調節することによって、超音波ビームは軸３６から
角度θだけ離れた向きに方向付けし、また固定の距離Ｒ
の所に収束させることが出来る。相次ぐ励起において時
間遅延を漸進的に変えることにより、セクタ走査が実行
される。従って、角度θが増分的に変えられて、送信ビ
ームが相次いで異なる方向にステアリングされる。
【０００８】各々の超音波エネルギのバースによって作
成されたエコー信号は、超音波ビームに沿って位置する
被検体から反射される。エコー信号は各々のトランスジ
ューサ素子１２によって別々に検知され、特定の時点で
のエコー信号の大きさは特定の距離で生じた反射量を表
す。しかし、反射点Ｐと各々のトランスジューサ素子１
２との間の伝搬路の差により、これらのエコー信号は同
時に検出されず、またそれらの振幅は等しくない。受信
器２４は別々のエコー信号を増幅し、各々の信号に適切
な時間遅延を与え、そしてそれらの信号を加算すること
により、角度θを向いた超音波ビームに沿った距離Ｒに
位置する点Ｐから反射された全超音波エネルギを正確に
表す単一のエコー信号を作成する。
成されたエコー信号は、超音波ビームに沿って位置する
被検体から反射される。エコー信号は各々のトランスジ
ューサ素子１２によって別々に検知され、特定の時点で
のエコー信号の大きさは特定の距離で生じた反射量を表
す。しかし、反射点Ｐと各々のトランスジューサ素子１
２との間の伝搬路の差により、これらのエコー信号は同
時に検出されず、またそれらの振幅は等しくない。受信
器２４は別々のエコー信号を増幅し、各々の信号に適切
な時間遅延を与え、そしてそれらの信号を加算すること
により、角度θを向いた超音波ビームに沿った距離Ｒに
位置する点Ｐから反射された全超音波エネルギを正確に
表す単一のエコー信号を作成する。
【０００９】各々のトランスジューサ素子１２に当たっ
たエコーによって発生された電気信号を同時に加算する
ために、受信器２４の各々の別々のビーム形成チャネル
に時間遅延が導入される。受信のためのビームの時間遅
延はエコーの受信の際に連続的に変えられて、エコー信
号が出てくる距離Ｒの所に受信ビームを動的収束させ
る。
たエコーによって発生された電気信号を同時に加算する
ために、受信器２４の各々の別々のビーム形成チャネル
に時間遅延が導入される。受信のためのビームの時間遅
延はエコーの受信の際に連続的に変えられて、エコー信
号が出てくる距離Ｒの所に受信ビームを動的収束させ
る。
【００１０】走査制御器２８の指令の下に、受信器２４
は走査の際に遅延を与えて、受信器２４のステアリング
が送信器２２によってステアリングされたビームの方向
θを追従し、且つビームに沿った点Ｐに動的に収束する
ための適切な遅延および位相シフトを行うようにする。
従って、超音波パルス波形の送信毎に、超音波ビームに
沿って位置する解剖学的構造からの反射された音波の量
を表す大きさを持つ信号が取得される。
は走査の際に遅延を与えて、受信器２４のステアリング
が送信器２２によってステアリングされたビームの方向
θを追従し、且つビームに沿った点Ｐに動的に収束する
ための適切な遅延および位相シフトを行うようにする。
従って、超音波パルス波形の送信毎に、超音波ビームに
沿って位置する解剖学的構造からの反射された音波の量
を表す大きさを持つ信号が取得される。
【００１１】検出器２５が受信信号を表示データに変換
する。Ｂモード（グレイ・スケール）において、このデ
ータは信号の包絡線であり、エッジ強調および対数圧縮
のような付加的な処理が行われる。走査変換器／補間器
３２が検出器２５から表示データを受け取って、該デー
タを表示のための所望の画像に変換する。具体的に述べ
ると、走査変換器は、極座標（Ｒ−θ）セクタ形式また
はデカルト座標線形アレイからの音響画像データを、適
切に拡大／縮尺したデカルト座標表示画素データへ、ビ
デオ速度で変換する。この走査変換された音響データ
は、表示モニタ３０で表示するために出力される。表示
モニタ３０は、信号の包絡線の時間につれて変化する振
幅をグレイ・スケールとして画像にする。
する。Ｂモード（グレイ・スケール）において、このデ
ータは信号の包絡線であり、エッジ強調および対数圧縮
のような付加的な処理が行われる。走査変換器／補間器
３２が検出器２５から表示データを受け取って、該デー
タを表示のための所望の画像に変換する。具体的に述べ
ると、走査変換器は、極座標（Ｒ−θ）セクタ形式また
はデカルト座標線形アレイからの音響画像データを、適
切に拡大／縮尺したデカルト座標表示画素データへ、ビ
デオ速度で変換する。この走査変換された音響データ
は、表示モニタ３０で表示するために出力される。表示
モニタ３０は、信号の包絡線の時間につれて変化する振
幅をグレイ・スケールとして画像にする。
【００１２】図２を参照して説明すると、受信器は受信
ビーム形成部分３４および信号処理装置３８を有する。
受信器２４の受信ビーム形成部分３４は別々のビーム形
成チャネル３５を含んでいる。各々のビーム形成チャネ
ル３５は、それぞれのトランスジューサ素子からアナロ
グ・エコー信号を受信する。ビーム形成制御器５０が走
査線数および送信焦点数をチャネル制御器記憶装置（図
示していない）に対するアドレスに変換する。走査制御
器２８（図２）およびビーム形成制御器５０（図５）
は、表示フォーマットの変更や異なる超音波プローブの
接続のような使用者の操作に応答して、システム・ホス
トＣＰＵによりロード（ｌｏａｄ）される。
ビーム形成部分３４および信号処理装置３８を有する。
受信器２４の受信ビーム形成部分３４は別々のビーム形
成チャネル３５を含んでいる。各々のビーム形成チャネ
ル３５は、それぞれのトランスジューサ素子からアナロ
グ・エコー信号を受信する。ビーム形成制御器５０が走
査線数および送信焦点数をチャネル制御器記憶装置（図
示していない）に対するアドレスに変換する。走査制御
器２８（図２）およびビーム形成制御器５０（図５）
は、表示フォーマットの変更や異なる超音波プローブの
接続のような使用者の操作に応答して、システム・ホス
トＣＰＵによりロード（ｌｏａｄ）される。
【００１３】図５に示されているように、各々のビーム
形成チャネル３５が受信チャネルおよび送信チャネルを
有し、各々のチャネルは遅延手段４０および４２をそれ
ぞれ含んでいる。遅延手段４０および４２は、それぞ
れ、受信制御論理装置４４および送信制御論理装置４６
によって必要なビーム形成遅延を与えるように制御され
る。送信は、典型的には、送信パルスの発生を遅延させ
るための計数器を使用することによって行われる。また
システムによっては、受信のための遅延に加えて、或い
は遅延の代わりに相対位相回転が用いられる。受信チャ
ネルはまた、受信パルスのアポダイゼイション（ａｐｏ
ｄｉｚａｔｉｏｎ）およびフィルタリングのための回路
４８を有する。
形成チャネル３５が受信チャネルおよび送信チャネルを
有し、各々のチャネルは遅延手段４０および４２をそれ
ぞれ含んでいる。遅延手段４０および４２は、それぞ
れ、受信制御論理装置４４および送信制御論理装置４６
によって必要なビーム形成遅延を与えるように制御され
る。送信は、典型的には、送信パルスの発生を遅延させ
るための計数器を使用することによって行われる。また
システムによっては、受信のための遅延に加えて、或い
は遅延の代わりに相対位相回転が用いられる。受信チャ
ネルはまた、受信パルスのアポダイゼイション（ａｐｏ
ｄｉｚａｔｉｏｎ）およびフィルタリングのための回路
４８を有する。
【００１４】加算器３６（図２参照）に入る信号は、そ
れらが他のビーム形成チャネル３５の各々からの遅延さ
れた信号と加算されたとき、その結果の和信号が、ステ
アリングされたビーム（θ）に沿って位置する解剖学的
構造から反射されたエコー信号の大きさおよび位相を表
すように遅延される。信号処理装置３８が加算器３６か
らビーム・サンプルを受けて、走査変換器３２に対する
出力を発生する（図２参照）。
れらが他のビーム形成チャネル３５の各々からの遅延さ
れた信号と加算されたとき、その結果の和信号が、ステ
アリングされたビーム（θ）に沿って位置する解剖学的
構造から反射されたエコー信号の大きさおよび位相を表
すように遅延される。信号処理装置３８が加算器３６か
らビーム・サンプルを受けて、走査変換器３２に対する
出力を発生する（図２参照）。
【００１５】図３に示されているように、通常の超音波
イメージング・システムはビーム形成装置を有し、その
処理チャネル３５がグループ分けされて、それぞれのチ
ャネル群が別々のボード、例えばビーム形成装置（Ｂ
Ｆ）ボード１−４上に設けられている。各々のボード上
の処理チャネルからの信号は、同じボード上に配置され
たそれぞれの加算器で加算される。次いで、４つの加算
器（その内の３つが図３に示されている）の出力が加算
器３７によって加算されて、信号処理装置へ出力され
る。
イメージング・システムはビーム形成装置を有し、その
処理チャネル３５がグループ分けされて、それぞれのチ
ャネル群が別々のボード、例えばビーム形成装置（Ｂ
Ｆ）ボード１−４上に設けられている。各々のボード上
の処理チャネルからの信号は、同じボード上に配置され
たそれぞれの加算器で加算される。次いで、４つの加算
器（その内の３つが図３に示されている）の出力が加算
器３７によって加算されて、信号処理装置へ出力され
る。
【００１６】通常の超音波イメージング装置は、１５Ｍ
Ｈｚまでのスペクトル成分を持つエコーを受信すること
が出来る。受信した信号を直接に、すなわち何らかのア
ナログ復調またはフィルタリングの前にサンプリングす
るためには、ほぼ４０ＭＨｚのサンプル速度が必要とさ
れる。しかし、カードケージのバックプレーンを介して
４０ＭＨｚのサンプル速度でディジタル・データを伝搬
させるのは困難である。そこで、アナログ−ディジタル
変換器を含む受信ボードを出る前にデータをダウンサン
プリングすることが好ましい。
Ｈｚまでのスペクトル成分を持つエコーを受信すること
が出来る。受信した信号を直接に、すなわち何らかのア
ナログ復調またはフィルタリングの前にサンプリングす
るためには、ほぼ４０ＭＨｚのサンプル速度が必要とさ
れる。しかし、カードケージのバックプレーンを介して
４０ＭＨｚのサンプル速度でディジタル・データを伝搬
させるのは困難である。そこで、アナログ−ディジタル
変換器を含む受信ボードを出る前にデータをダウンサン
プリングすることが好ましい。
【００１７】従来の幾つかのディジタル・ビーム形成装
置はアナログまたはディジタル複素復調器を用いて、信
号をベースバンドへ混合変換する。その複素ベースバン
ド・データは実数値の係数（複素数ではない）を持つ低
域通過フィルタに通され、次いでバックプレーンを介し
ての伝搬のために一層低いデータ速度へデシメーション
（サブサンプリング）される。
置はアナログまたはディジタル複素復調器を用いて、信
号をベースバンドへ混合変換する。その複素ベースバン
ド・データは実数値の係数（複素数ではない）を持つ低
域通過フィルタに通され、次いでバックプレーンを介し
ての伝搬のために一層低いデータ速度へデシメーション
（サブサンプリング）される。
【００１８】図３に示されているように、通常の受信器
のビーム形成部分は、トランスジューサ１１の各々の素
子１２に対して１チャネルずつ設けられた１組の信号処
理チャネル３５を有する。図６に示されるように、各々
の信号チャネルは、ディジタル走査制御器２８（図１参
照）からの「スタート」指令、４０ＭＨｚのマスタ・ク
ロックおよびビーム角度信号（φ）に応答して、ディジ
タル・ビーム形成機能を実行する。これらの機能には、
アナログ−ディジタル変換器２００でアナログ信号をサ
ンプリングする機能；このサンプリングされた信号を復
調器２０１で復調して同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）
ベースバンド信号を形成する機能；復調器２０１によっ
て発生された高周波和信号を低域通過フィルタ２０２で
フィルタリングする機能；デシメータ２０３でデータ速
度を低減する機能；並びに得られたディジタル・データ
流を遅延ＦＩＦＯＳ（すなわち、ファーストイン／ファ
ーストアウト・メモリ）２０４および位相回転器２０５
でそれぞれ時間遅延させ且つ位相調節する機能が含まれ
る。これらの要素の全てが受信チャネル制御器２０６に
よって制御される。受信チャネル制御器２０６は、走査
制御器２８（図１参照）からの指令に応答して、必要な
クロックおよび制御信号を発生する。
のビーム形成部分は、トランスジューサ１１の各々の素
子１２に対して１チャネルずつ設けられた１組の信号処
理チャネル３５を有する。図６に示されるように、各々
の信号チャネルは、ディジタル走査制御器２８（図１参
照）からの「スタート」指令、４０ＭＨｚのマスタ・ク
ロックおよびビーム角度信号（φ）に応答して、ディジ
タル・ビーム形成機能を実行する。これらの機能には、
アナログ−ディジタル変換器２００でアナログ信号をサ
ンプリングする機能；このサンプリングされた信号を復
調器２０１で復調して同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）
ベースバンド信号を形成する機能；復調器２０１によっ
て発生された高周波和信号を低域通過フィルタ２０２で
フィルタリングする機能；デシメータ２０３でデータ速
度を低減する機能；並びに得られたディジタル・データ
流を遅延ＦＩＦＯＳ（すなわち、ファーストイン／ファ
ーストアウト・メモリ）２０４および位相回転器２０５
でそれぞれ時間遅延させ且つ位相調節する機能が含まれ
る。これらの要素の全てが受信チャネル制御器２０６に
よって制御される。受信チャネル制御器２０６は、走査
制御器２８（図１参照）からの指令に応答して、必要な
クロックおよび制御信号を発生する。
【００１９】引き続き図６を参照して説明すると、アナ
ログ−ディジタル変換器２００は、受信チャネル制御器
２０６からのサンプル・クロック信号の前縁によって決
定される規則的な間隔でアナログ信号をサンプリングす
る。１つの通常のイメージング・システムでは、サンプ
ル・クロック信号は４０ＭＨｚのクロックである。これ
により、ナイキストのサンプリング基準を損なうこと無
く、２０ＭＨｚまでの超音波周波数を使用することが可
能になる。例えば、５ＭＨｚの超音波搬送波周波数が用
いられるとき、搬送波の１サイクル当たり８回サンプリ
ングが行われて、アナログ−ディジタル変換器２００の
出力に１０ビットのディジタル・サンプルが４０ＭＨｚ
の速度で発生される。これらのサンプルは復調器２０６
に供給される。復調器２０６は、各々のサンプルを、送
信された超音波搬送波と同相の基準信号と、並びに送信
された超音波搬送波と直角位相の基準信号と混合する。
復調器への基準信号は、それぞれのＲＯＭから記憶され
ている「正弦」テーブルおよび「余弦」テーブルを、受
信チャネル制御器２０６からの４０ＭＨＺの基準クロッ
ク信号によって読み出すことによって作成される。余弦
値はサンプリングされた入力信号とディジタル的に乗算
されることにより、復調された同相値（Ｉ）信号を生
じ、この信号は低域通過フィルタ２０２に供給される。
正弦値は同じサンプリングされた入力信号とディジタル
的に乗算されることにより、復調された直角位相値
（Ｑ）信号を生じ、この信号は別の低域通過フィルタ２
０２に供給される。低域通過フィルタ２０２は、復調器
２０１に供給された差周波数を通すが、一層高い和周波
数を阻止するように調整された有限インパルス応答フィ
ルタである。各々の低域通過フィルタの出力信号は、エ
コー信号のＩまたはＱ成分の大きさを表す４０ＭＨｚの
ディジタル値のデータ流である。
ログ−ディジタル変換器２００は、受信チャネル制御器
２０６からのサンプル・クロック信号の前縁によって決
定される規則的な間隔でアナログ信号をサンプリングす
る。１つの通常のイメージング・システムでは、サンプ
ル・クロック信号は４０ＭＨｚのクロックである。これ
により、ナイキストのサンプリング基準を損なうこと無
く、２０ＭＨｚまでの超音波周波数を使用することが可
能になる。例えば、５ＭＨｚの超音波搬送波周波数が用
いられるとき、搬送波の１サイクル当たり８回サンプリ
ングが行われて、アナログ−ディジタル変換器２００の
出力に１０ビットのディジタル・サンプルが４０ＭＨｚ
の速度で発生される。これらのサンプルは復調器２０６
に供給される。復調器２０６は、各々のサンプルを、送
信された超音波搬送波と同相の基準信号と、並びに送信
された超音波搬送波と直角位相の基準信号と混合する。
復調器への基準信号は、それぞれのＲＯＭから記憶され
ている「正弦」テーブルおよび「余弦」テーブルを、受
信チャネル制御器２０６からの４０ＭＨＺの基準クロッ
ク信号によって読み出すことによって作成される。余弦
値はサンプリングされた入力信号とディジタル的に乗算
されることにより、復調された同相値（Ｉ）信号を生
じ、この信号は低域通過フィルタ２０２に供給される。
正弦値は同じサンプリングされた入力信号とディジタル
的に乗算されることにより、復調された直角位相値
（Ｑ）信号を生じ、この信号は別の低域通過フィルタ２
０２に供給される。低域通過フィルタ２０２は、復調器
２０１に供給された差周波数を通すが、一層高い和周波
数を阻止するように調整された有限インパルス応答フィ
ルタである。各々の低域通過フィルタの出力信号は、エ
コー信号のＩまたはＱ成分の大きさを表す４０ＭＨｚの
ディジタル値のデータ流である。
【００２０】引き続き図６を参照して説明すると、エコ
ー信号の復調されたＩおよびＱ成分がサンプリングされ
る速度が、デシメータ２０３によって低減される。通常
のシステムでは、ディジタル・サンプルが４０ＭＨｚの
速度でデシメータ２０３に供給されており、この４０Ｍ
Ｈｚの速度は精度の観点から不必要に高く且つシステム
全体を通じて維持するのが困難なデータ速度である。従
って、デシメータ２０３は８番目毎のディジタル・サン
プルを選択して、データ速度を５ＭＨｚに低減する。こ
れは、受信チャネル制御器２０６によって発生され且つ
受信チャネル内の残りの要素を動作させるために用いら
れるベースバンド・クロック信号の周波数に対応する。
従って、デシメータ２０３のＩおよびＱ出力信号はエコ
ー信号包絡線のディジタル化されたサンプルである。デ
シメーション比およびベースバンド・クロック周波数は
８：１および５ＭＨｚ以外の値に変更することが出来
る。
ー信号の復調されたＩおよびＱ成分がサンプリングされ
る速度が、デシメータ２０３によって低減される。通常
のシステムでは、ディジタル・サンプルが４０ＭＨｚの
速度でデシメータ２０３に供給されており、この４０Ｍ
Ｈｚの速度は精度の観点から不必要に高く且つシステム
全体を通じて維持するのが困難なデータ速度である。従
って、デシメータ２０３は８番目毎のディジタル・サン
プルを選択して、データ速度を５ＭＨｚに低減する。こ
れは、受信チャネル制御器２０６によって発生され且つ
受信チャネル内の残りの要素を動作させるために用いら
れるベースバンド・クロック信号の周波数に対応する。
従って、デシメータ２０３のＩおよびＱ出力信号はエコ
ー信号包絡線のディジタル化されたサンプルである。デ
シメーション比およびベースバンド・クロック周波数は
８：１および５ＭＨｚ以外の値に変更することが出来
る。
【００２１】復調されデシメーションされたディジタル
・サンプルによって表されたエコー信号包絡線は、次い
で遅延ＦＩＦＯＳ２０４によって遅延され且つ位相回転
器２０５によって位相シフトされて、所望のビーム・ス
テアリングおよびビーム収束を行う。位相回転器２０５
のＩおよびＱ出力は一対の乗算器（図示していない）の
入力に供給される。各々の乗算器の他方の入力は受信チ
ャネル制御器２０６から０乃至１．０の範囲の値を持つ
ウインドウ重み係数を受ける。乗算器のＩおよびＱ出力
は重み付けした受信チャネル出力信号を構成し、これら
の信号は加算されて受信ビームを形成する。
・サンプルによって表されたエコー信号包絡線は、次い
で遅延ＦＩＦＯＳ２０４によって遅延され且つ位相回転
器２０５によって位相シフトされて、所望のビーム・ス
テアリングおよびビーム収束を行う。位相回転器２０５
のＩおよびＱ出力は一対の乗算器（図示していない）の
入力に供給される。各々の乗算器の他方の入力は受信チ
ャネル制御器２０６から０乃至１．０の範囲の値を持つ
ウインドウ重み係数を受ける。乗算器のＩおよびＱ出力
は重み付けした受信チャネル出力信号を構成し、これら
の信号は加算されて受信ビームを形成する。
【００２２】他の従来のディジタル・ビーム形成装置は
単に、４０ＭＨｚの転送速度を与えるのに必要とされる
厳密な許容差を満足させようとするものか、或いは２ま
たは４本のデータ母線によりデータを並列化して、各々
の母線での速度を２０または１０ＭＨｚに低減しようと
するものに過ぎない。
単に、４０ＭＨｚの転送速度を与えるのに必要とされる
厳密な許容差を満足させようとするものか、或いは２ま
たは４本のデータ母線によりデータを並列化して、各々
の母線での速度を２０または１０ＭＨｚに低減しようと
するものに過ぎない。
【００２３】
【発明の概要】本発明は、情報の損失なく、超音波イメ
ージング・システムのバックプレーンを介しての必要な
データ転送を低減するための方法および装置である。具
体的に述べると、本発明は、最小限のハードウエアで超
音波エコーデータの複素帯域通過フィルタリングおよび
デシメーションを行うための方法および装置である。好
ましい実施態様では、少数のビット・シフトおよび加算
を用いることにより、ハードウエアの量を最小にする。
ージング・システムのバックプレーンを介しての必要な
データ転送を低減するための方法および装置である。具
体的に述べると、本発明は、最小限のハードウエアで超
音波エコーデータの複素帯域通過フィルタリングおよび
デシメーションを行うための方法および装置である。好
ましい実施態様では、少数のビット・シフトおよび加算
を用いることにより、ハードウエアの量を最小にする。
【００２４】本発明によれば、複素帯域通過フィルタ
は、ずっと低い速度にデシメーションされた実数入力の
片側通過帯域のみを通す。従って、関心のある周波数帯
域は、局部発振器を要求せずに、最少量の複素データに
よって完全に表される。好ましい実施態様の複素フィル
タは乗算器なしに実現される。比較的少数のビット・シ
フトおよび加算が実行される。好ましい実施態様では、
「ウォーレス・ツリー（Ｗａｌｌａｃｅ ｔｒｅｅ）」
加算器を使用して、入力をビット・シフトしたものが累
算される。加算の数は、等価な係数を表すのに必要とさ
れるビットの数よりも少ない。これは、係数におけるビ
ットの数に等しくするシフトおよび加算を持つ乗算器を
設けた通常の装置と比べてハードウエアを低減する。
は、ずっと低い速度にデシメーションされた実数入力の
片側通過帯域のみを通す。従って、関心のある周波数帯
域は、局部発振器を要求せずに、最少量の複素データに
よって完全に表される。好ましい実施態様の複素フィル
タは乗算器なしに実現される。比較的少数のビット・シ
フトおよび加算が実行される。好ましい実施態様では、
「ウォーレス・ツリー（Ｗａｌｌａｃｅ ｔｒｅｅ）」
加算器を使用して、入力をビット・シフトしたものが累
算される。加算の数は、等価な係数を表すのに必要とさ
れるビットの数よりも少ない。これは、係数におけるビ
ットの数に等しくするシフトおよび加算を持つ乗算器を
設けた通常の装置と比べてハードウエアを低減する。
【００２５】本発明の好ましい実施態様によれば、各々
のビーム形成装置ボードは、処理チャネル加算器の後に
３段の複素ＦＩＲフィルタ回路を有する。各々のフィル
タ回路段は、レジスタ・パイプライン、同相ＦＩＲフィ
ルタおよび直角位相ＦＩＲフィルタを有する。第１の段
は実数サンプルのみを持ち、従ってＦＩＲフィルタに対
して単一のパイプライン入力がある。他の段は、各々に
パイプラインを必要とする同相（実数）および直角位相
（虚数）サンプルより成る複素入力を持つ。各々のレジ
スタ・パイプラインは、直列に接続された複数のレジス
タで構成される。所与のパイプライン内のレジスタの数
は、そのレジスタ・パイプラインの直ぐ後のＦＩＲフィ
ルタ上に使用されているタップの数に等しくなければな
らない。レジスタは同期してクロック作動されて、各々
のビーム形成装置ボードに対する相次ぐ加算されたエコ
ーデータを記憶する。パイプラインにの各々のレジスタ
は、対応するＦＩＲフィルタのそれぞれのタップに接続
された出力を持つ。
のビーム形成装置ボードは、処理チャネル加算器の後に
３段の複素ＦＩＲフィルタ回路を有する。各々のフィル
タ回路段は、レジスタ・パイプライン、同相ＦＩＲフィ
ルタおよび直角位相ＦＩＲフィルタを有する。第１の段
は実数サンプルのみを持ち、従ってＦＩＲフィルタに対
して単一のパイプライン入力がある。他の段は、各々に
パイプラインを必要とする同相（実数）および直角位相
（虚数）サンプルより成る複素入力を持つ。各々のレジ
スタ・パイプラインは、直列に接続された複数のレジス
タで構成される。所与のパイプライン内のレジスタの数
は、そのレジスタ・パイプラインの直ぐ後のＦＩＲフィ
ルタ上に使用されているタップの数に等しくなければな
らない。レジスタは同期してクロック作動されて、各々
のビーム形成装置ボードに対する相次ぐ加算されたエコ
ーデータを記憶する。パイプラインにの各々のレジスタ
は、対応するＦＩＲフィルタのそれぞれのタップに接続
された出力を持つ。
【００２６】第１段では、ＦＩＲフィルタのタップが第
１の段のレジスタ・パイプラインから実数データ・サン
プルを受け取る。これらの実数データ・サンプルは第１
組の複素フィルタ係数からの実数値または虚数値と乗算
され、そしてそれらの積は加算されて、第１のサンプリ
ング速度を持つ第１の段の同相および直角位相フィルタ
リング済みデータ・サンプル流を形成する。第２の段で
は、ＦＩＲフィルタのタップが第１の段からの同相およ
び直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を受
け取る。これらのデータ・サンプルは第２組の複素フィ
ルタ係数からの実数値または虚数値と乗算され、そして
それらの積は加算されて、第１のサンプリング速度より
低い第２のサンプリング速度を持つ第２の段の同相およ
び直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を形
成する。第３の段では、ＦＩＲフィルタのタップが第２
の段からの同相および直角位相フィルタリング済みデー
タ・サンプル流を受け取る。これらのデータ・サンプル
は第３組の複素フィルタ係数からの実数値または虚数値
と乗算され、そしてそれらの積は加算されて、第２のサ
ンプリング速度より低い第３のサンプリング速度を持つ
第３の段の同相および直角位相フィルタリング済みデー
タ・サンプル流を形成する。本発明によれば、データ・
サンプルの係数との乗算は、ビット・シフトおよび／ま
たは反転によって行われる。
１の段のレジスタ・パイプラインから実数データ・サン
プルを受け取る。これらの実数データ・サンプルは第１
組の複素フィルタ係数からの実数値または虚数値と乗算
され、そしてそれらの積は加算されて、第１のサンプリ
ング速度を持つ第１の段の同相および直角位相フィルタ
リング済みデータ・サンプル流を形成する。第２の段で
は、ＦＩＲフィルタのタップが第１の段からの同相およ
び直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を受
け取る。これらのデータ・サンプルは第２組の複素フィ
ルタ係数からの実数値または虚数値と乗算され、そして
それらの積は加算されて、第１のサンプリング速度より
低い第２のサンプリング速度を持つ第２の段の同相およ
び直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を形
成する。第３の段では、ＦＩＲフィルタのタップが第２
の段からの同相および直角位相フィルタリング済みデー
タ・サンプル流を受け取る。これらのデータ・サンプル
は第３組の複素フィルタ係数からの実数値または虚数値
と乗算され、そしてそれらの積は加算されて、第２のサ
ンプリング速度より低い第３のサンプリング速度を持つ
第３の段の同相および直角位相フィルタリング済みデー
タ・サンプル流を形成する。本発明によれば、データ・
サンプルの係数との乗算は、ビット・シフトおよび／ま
たは反転によって行われる。
【００２７】
【好ましい実施態様の詳しい説明】図４に大まかに示さ
れている本発明によれば、各々のビーム形成装置ボード
は、トランスジューサ・アレイ１０のそれぞれの素子に
接続された入力を持つと共に、加算器３６の対応する複
数の入力に接続された出力を持つ複数の処理チャネル３
４を有する。各々の加算器３６の出力はそれぞれの複素
ＦＩＲフィルタ回路１００の入力に接続されている。複
素帯域通過フィルタリングの後、４つのビーム形成装置
ボードからのフィルタリング済み信号は加算器３７によ
って加算され、その加算されたフィルタリング済み信号
は次いで信号検出器（図４に示されていない）に入力さ
れる。
れている本発明によれば、各々のビーム形成装置ボード
は、トランスジューサ・アレイ１０のそれぞれの素子に
接続された入力を持つと共に、加算器３６の対応する複
数の入力に接続された出力を持つ複数の処理チャネル３
４を有する。各々の加算器３６の出力はそれぞれの複素
ＦＩＲフィルタ回路１００の入力に接続されている。複
素帯域通過フィルタリングの後、４つのビーム形成装置
ボードからのフィルタリング済み信号は加算器３７によ
って加算され、その加算されたフィルタリング済み信号
は次いで信号検出器（図４に示されていない）に入力さ
れる。
【００２８】本発明の好ましい実施態様によれば、各々
の複素ＦＩＲフィルタ回路１００は図７に示される構成
を有する。この複素帯域通過フィルタは、入力の４０Ｍ
Ｈｚのデータ速度から５または１０ＭＨｚのデータ流へ
の非破壊的サンプル速度変換を行う。複素帯域通過フィ
ルタ回路１００は３つの段１０２、１０４および１０６
を有する。２つの構成が提供される。１０ＭＨｚの構成
は、第２の段から１０ＭＨｚのサンプリングされた複素
データを出力して、第３の段を側路する。５ＭＨｚの構
成は、第３の段から５ＭＨｚのサンプリングされた複素
データを出力する。
の複素ＦＩＲフィルタ回路１００は図７に示される構成
を有する。この複素帯域通過フィルタは、入力の４０Ｍ
Ｈｚのデータ速度から５または１０ＭＨｚのデータ流へ
の非破壊的サンプル速度変換を行う。複素帯域通過フィ
ルタ回路１００は３つの段１０２、１０４および１０６
を有する。２つの構成が提供される。１０ＭＨｚの構成
は、第２の段から１０ＭＨｚのサンプリングされた複素
データを出力して、第３の段を側路する。５ＭＨｚの構
成は、第３の段から５ＭＨｚのサンプリングされた複素
データを出力する。
【００２９】図７に示されている３段の複素帯域通過フ
ィルタは、望ましくない側波帯と共にノイズおよび干渉
を除き、また破壊的なエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎ
ｇ）を生じることなくサブサンプリングを行うことがで
きる。周波数に応じて、３つの全ての段を使用して５Ｍ
Ｈｚの出力サンプル速度を生じることができ、或いは最
初の２つの段のみを使用して１０ＭＨｚの出力速度を生
じることができる。本発明の好ましい実施態様によるフ
ィルタは、Ｂモードのイメージングのために７０％以上
の部分帯域幅にわたって振幅変動を１ｄｂ未満にするよ
うに設計される。これらのフィルタは、負の周波数をこ
の帯域幅にわたって４５ｄｂ以上、また３０％帯域幅に
わたって６０ｄｂ減衰させる。これらのフィルタは、５
０ｄｂの典型的な阻止帯域を有し、最悪の場合の帯域外
減衰が２０ｄｂよりも良好である。
ィルタは、望ましくない側波帯と共にノイズおよび干渉
を除き、また破壊的なエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎ
ｇ）を生じることなくサブサンプリングを行うことがで
きる。周波数に応じて、３つの全ての段を使用して５Ｍ
Ｈｚの出力サンプル速度を生じることができ、或いは最
初の２つの段のみを使用して１０ＭＨｚの出力速度を生
じることができる。本発明の好ましい実施態様によるフ
ィルタは、Ｂモードのイメージングのために７０％以上
の部分帯域幅にわたって振幅変動を１ｄｂ未満にするよ
うに設計される。これらのフィルタは、負の周波数をこ
の帯域幅にわたって４５ｄｂ以上、また３０％帯域幅に
わたって６０ｄｂ減衰させる。これらのフィルタは、５
０ｄｂの典型的な阻止帯域を有し、最悪の場合の帯域外
減衰が２０ｄｂよりも良好である。
【００３０】フィルタ段１０２、１０４および１０６の
各々は、１１個のタップを持つＦＩＲフィルタであり、
その内の幾つかが使用される。７つ未満の非ゼロの係数
がある。これらの係数は２つの２のべき数の和または差
に制限される。第１の段１０２に対するフィルタ係数が
表１に示され、第２の段１０４に対するフィルタ係数が
表２に示され、第３の段１０６に対するフィルタ係数が
表３に示されている。
各々は、１１個のタップを持つＦＩＲフィルタであり、
その内の幾つかが使用される。７つ未満の非ゼロの係数
がある。これらの係数は２つの２のべき数の和または差
に制限される。第１の段１０２に対するフィルタ係数が
表１に示され、第２の段１０４に対するフィルタ係数が
表２に示され、第３の段１０６に対するフィルタ係数が
表３に示されている。
【００３１】
【表１】
【００３２】
【表２】
【００３３】
【表３】
【００３４】各々の段の出力は選択的にそれらの複素共
役が求められて、付加的なフィルタリング帯域を提供す
る。複素共役は単にＱデータの符号を反転したものであ
る。複素ＦＩＲフィルタの前後の複素共役は、ナイキス
ト周波数（入力サンプル速度の１／２）を中心としてＦ
ＩＲ周波数応答を反転させる。例えば、入力サンプル速
度が２０ＭＨｚで、通過帯域の中心周波数が７．５ＭＨ
ｚである第２の段の複素帯域通過ＦＩＲフィルタは、１
０ＭＨｚを中心として反転して、中心周波数が１２．５
ＭＨｚの通過帯域を提供することが出来る。同様に、
３．７５ＭＨｚの第３の段の係数を使用して、第２およ
び第３の段の出力の複素共役を求めることにより、中心
周波数が３．７５ＭＨｚの帯域を提供することが出来
る。
役が求められて、付加的なフィルタリング帯域を提供す
る。複素共役は単にＱデータの符号を反転したものであ
る。複素ＦＩＲフィルタの前後の複素共役は、ナイキス
ト周波数（入力サンプル速度の１／２）を中心としてＦ
ＩＲ周波数応答を反転させる。例えば、入力サンプル速
度が２０ＭＨｚで、通過帯域の中心周波数が７．５ＭＨ
ｚである第２の段の複素帯域通過ＦＩＲフィルタは、１
０ＭＨｚを中心として反転して、中心周波数が１２．５
ＭＨｚの通過帯域を提供することが出来る。同様に、
３．７５ＭＨｚの第３の段の係数を使用して、第２およ
び第３の段の出力の複素共役を求めることにより、中心
周波数が３．７５ＭＨｚの帯域を提供することが出来
る。
【００３５】複素帯域通過フィルタの制御は、３つの２
ビット・フィルタ選択フィールド、３つの１ビット複素
共役選択、および１つの１ビット構成制御によって与え
られる。３つの段の各々に対する２ビット・フィールド
は、利用可能な４つのフィルタの内の１つを選択する。
１ビット構成制御は、１０ＭＨｚ左側のみモードまたは
５ＭＨｚ左側／右側モードのいずれかを選択する。
ビット・フィルタ選択フィールド、３つの１ビット複素
共役選択、および１つの１ビット構成制御によって与え
られる。３つの段の各々に対する２ビット・フィールド
は、利用可能な４つのフィルタの内の１つを選択する。
１ビット構成制御は、１０ＭＨｚ左側のみモードまたは
５ＭＨｚ左側／右側モードのいずれかを選択する。
【００３６】図８は、３段の複素ＦＩＲフィルタを示
す。図８に示されている本発明の好ましい実施態様によ
れば、フィルタ回路段１０２、１０４および１０６の各
々は、レジスタ・パイプライン（図９により詳しく示
す）、同相ＦＩＲフィルタおよび直角位相ＦＩＲフィル
タを有する。第１の段は、実数サンプルのみしか持た
ず、従って単一のパイプラインしかない。他の段は、同
相（実数）および直角位相（虚数）サンプルより成る複
素入力を持ち、各々のサンプルに対してパイプラインを
必要とする。図９に示されているように、各々のレジス
タ・パイプラインは、直列に接続された多数のレジスタ
１３０を有する。図９において、「Ｚ-1」は単一のサン
プルの時間遅延を意味する。所与のパイプライン内のレ
ジスタの数は、そのレジスタ・パイプラインの直ぐ後の
ＦＩＲフィルタで使用されるタップの数に等しくなけれ
ばならない。レジスタ１３０は同期してクロック作動さ
れて、相次ぐエコーデータ・サンプルを記憶する。パイ
プライン内の各々のレジスタ１３０は、対応するＦＩＲ
フィルタのそれぞれのタップに接続された出力を持つ。
第２および第３の段では、ＦＩＲフィルタ１１８、１２
０、１２６および１２８上のタップは、ＩおよびＱパイ
プラインから複素データ・サンプルを受け取る。各々の
複素データ・サンプルは、Ｉパイプラインからの実数デ
ータ・サンプルとＱパイプラインからの虚数データ・サ
ンプルとから成る。後でより詳しく説明するが、第２お
よび第３の段のＦＩＲフィルタでは、各々のフィルタ・
タップへの複素データ・サンプル入力はそれぞれのフィ
ルタ係数と乗算され、次いでそれらの積が加算されてフ
ィルタリング済みデータ・サンプルを形成する。
す。図８に示されている本発明の好ましい実施態様によ
れば、フィルタ回路段１０２、１０４および１０６の各
々は、レジスタ・パイプライン（図９により詳しく示
す）、同相ＦＩＲフィルタおよび直角位相ＦＩＲフィル
タを有する。第１の段は、実数サンプルのみしか持た
ず、従って単一のパイプラインしかない。他の段は、同
相（実数）および直角位相（虚数）サンプルより成る複
素入力を持ち、各々のサンプルに対してパイプラインを
必要とする。図９に示されているように、各々のレジス
タ・パイプラインは、直列に接続された多数のレジスタ
１３０を有する。図９において、「Ｚ-1」は単一のサン
プルの時間遅延を意味する。所与のパイプライン内のレ
ジスタの数は、そのレジスタ・パイプラインの直ぐ後の
ＦＩＲフィルタで使用されるタップの数に等しくなけれ
ばならない。レジスタ１３０は同期してクロック作動さ
れて、相次ぐエコーデータ・サンプルを記憶する。パイ
プライン内の各々のレジスタ１３０は、対応するＦＩＲ
フィルタのそれぞれのタップに接続された出力を持つ。
第２および第３の段では、ＦＩＲフィルタ１１８、１２
０、１２６および１２８上のタップは、ＩおよびＱパイ
プラインから複素データ・サンプルを受け取る。各々の
複素データ・サンプルは、Ｉパイプラインからの実数デ
ータ・サンプルとＱパイプラインからの虚数データ・サ
ンプルとから成る。後でより詳しく説明するが、第２お
よび第３の段のＦＩＲフィルタでは、各々のフィルタ・
タップへの複素データ・サンプル入力はそれぞれのフィ
ルタ係数と乗算され、次いでそれらの積が加算されてフ
ィルタリング済みデータ・サンプルを形成する。
【００３７】具体的に述べると、フィルタ回路段１０２
は、１つの入力および多数の出力を持つレジスタ・パイ
プライン１０８、このレジスタ・パイプライン１０８の
多数の出力にそれぞれ接続された多数のタップを持つ同
相ＦＩＲフィルタ１１０、並びにレジスタ・パイプライ
ン１０８の多数の出力にそれぞれ接続された多数のタッ
プを持つ直角位相ＦＩＲフィルタ１１２を有する。レジ
スタ・パイプライン１０８は４０ＭＨｚの速度でクロッ
ク作動される。同相ＦＩＲフィルタ１１０は同相（Ｉ）
信号を出力し、直角位相ＦＩＲフィルタ１１２は直角位
相（Ｑ）信号を出力する。帯域幅の低減により、第１の
段の出力サンプル速度は２０ＭＨｚへ半分に低減し得
る。
は、１つの入力および多数の出力を持つレジスタ・パイ
プライン１０８、このレジスタ・パイプライン１０８の
多数の出力にそれぞれ接続された多数のタップを持つ同
相ＦＩＲフィルタ１１０、並びにレジスタ・パイプライ
ン１０８の多数の出力にそれぞれ接続された多数のタッ
プを持つ直角位相ＦＩＲフィルタ１１２を有する。レジ
スタ・パイプライン１０８は４０ＭＨｚの速度でクロッ
ク作動される。同相ＦＩＲフィルタ１１０は同相（Ｉ）
信号を出力し、直角位相ＦＩＲフィルタ１１２は直角位
相（Ｑ）信号を出力する。帯域幅の低減により、第１の
段の出力サンプル速度は２０ＭＨｚへ半分に低減し得
る。
【００３８】引き続き図８を参照して説明すると、同相
ＦＩＲフィルタ１１０の出力はレジスタ・パイプライン
１１４の入力に接続され、直角位相ＦＩＲフィルタ１１
２の出力はレジスタ・パイプライン１１６の入力に接続
される。レジスタ・パイプライン１１４および１１６の
各々は、多数の出力を持つものであり、レジスタ・パイ
プライン１０８と同様であってよい。Ｉデータ・サンプ
ルのレジスタ・パイプライン１１４の多数の出力は、同
相ＦＩＲフィルタ１１８の多数のタップおよび直角位相
ＦＩＲフィルタ１２０の多数のタップにそれぞれ接続さ
れる。同様に、Ｑデータ・サンプルのレジスタ・パイプ
ライン１１６の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１１
８の多数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２０
の多数のタップにそれぞれ接続される。各々のレジスタ
・パイプライン１１４および１１６は２０ＭＨｚの速度
でクロック作動される。同相ＦＩＲフィルタ１１８は同
相（Ｉ）信号を出力し、直角位相ＦＩＲフィルタ１２０
は直角位相（Ｑ）信号を出力する。帯域幅の低減によ
り、第２の段の出力サンプル速度は１０ＭＨｚへ半分に
低減し得る。
ＦＩＲフィルタ１１０の出力はレジスタ・パイプライン
１１４の入力に接続され、直角位相ＦＩＲフィルタ１１
２の出力はレジスタ・パイプライン１１６の入力に接続
される。レジスタ・パイプライン１１４および１１６の
各々は、多数の出力を持つものであり、レジスタ・パイ
プライン１０８と同様であってよい。Ｉデータ・サンプ
ルのレジスタ・パイプライン１１４の多数の出力は、同
相ＦＩＲフィルタ１１８の多数のタップおよび直角位相
ＦＩＲフィルタ１２０の多数のタップにそれぞれ接続さ
れる。同様に、Ｑデータ・サンプルのレジスタ・パイプ
ライン１１６の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１１
８の多数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２０
の多数のタップにそれぞれ接続される。各々のレジスタ
・パイプライン１１４および１１６は２０ＭＨｚの速度
でクロック作動される。同相ＦＩＲフィルタ１１８は同
相（Ｉ）信号を出力し、直角位相ＦＩＲフィルタ１２０
は直角位相（Ｑ）信号を出力する。帯域幅の低減によ
り、第２の段の出力サンプル速度は１０ＭＨｚへ半分に
低減し得る。
【００３９】次いで、同相ＦＩＲフィルタ１１８の出力
はレジスタ・パイプライン１２２の入力に接続され、直
角位相ＦＩＲフィルタ１２０の出力はレジスタ・パイプ
ライン１２４の入力に接続される。レジスタ・パイプラ
イン１２０および１２４の各々は、多数の出力を持つも
のであり、レジスタ・パイプライン１０８と同様であっ
てよい。Ｉデータ・サンプルのレジスタ・パイプライン
１２２の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１２６の多
数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２８の多数
のタップにそれぞれ接続される。同様に、Ｑデータ・サ
ンプルのレジスタ・パイプライン１２４の多数の出力
は、同相ＦＩＲフィルタ１２６の多数のタップおよび直
角位相ＦＩＲフィルタ１２８の多数のタップにそれぞれ
接続される。各々のレジスタ・パイプライン１２２およ
び１２４は１０ＭＨｚの速度でクロック作動される。同
相ＦＩＲフィルタ１２６は同相（Ｉ）信号を出力し、直
角位相ＦＩＲフィルタ１２８は直角位相（Ｑ）信号を出
力する。
はレジスタ・パイプライン１２２の入力に接続され、直
角位相ＦＩＲフィルタ１２０の出力はレジスタ・パイプ
ライン１２４の入力に接続される。レジスタ・パイプラ
イン１２０および１２４の各々は、多数の出力を持つも
のであり、レジスタ・パイプライン１０８と同様であっ
てよい。Ｉデータ・サンプルのレジスタ・パイプライン
１２２の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１２６の多
数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２８の多数
のタップにそれぞれ接続される。同様に、Ｑデータ・サ
ンプルのレジスタ・パイプライン１２４の多数の出力
は、同相ＦＩＲフィルタ１２６の多数のタップおよび直
角位相ＦＩＲフィルタ１２８の多数のタップにそれぞれ
接続される。各々のレジスタ・パイプライン１２２およ
び１２４は１０ＭＨｚの速度でクロック作動される。同
相ＦＩＲフィルタ１２６は同相（Ｉ）信号を出力し、直
角位相ＦＩＲフィルタ１２８は直角位相（Ｑ）信号を出
力する。
【００４０】本発明の好ましい実施態様によれば、第１
の段の入力は４０ＭＨｚのサンプル・クロック速度であ
る。各々の段の出力は、その入力のサンプル速度の半分
の速度である。２段または３段のいずれかを使用して、
１０ＭＨｚまたは５ＭＨｚのいずれかの複素出力を生じ
ることが出来る。好ましい実施態様によるフィルタ係数
は、サンプル速度に等しい６ｄｂ帯域幅を生じる。
の段の入力は４０ＭＨｚのサンプル・クロック速度であ
る。各々の段の出力は、その入力のサンプル速度の半分
の速度である。２段または３段のいずれかを使用して、
１０ＭＨｚまたは５ＭＨｚのいずれかの複素出力を生じ
ることが出来る。好ましい実施態様によるフィルタ係数
は、サンプル速度に等しい６ｄｂ帯域幅を生じる。
【００４１】図８に示された同相および直角位相ＦＩＲ
フィルタに対する係数は、３つの段に対する表１乃至３
にそれぞれ与えられている。各々の段は取り得る３組ま
たは４組の係数を持つ。これらの係数は２つの２のべき
数の全ての組合せである。従って、４組（３組）の係数
は、所与のＦＩＲフィルタに対して４つ（３つ）のビッ
ト・シフト及び加算回路で具現される。例えば、図１０
に示されるように、第１の段の同相ＦＩＲフィルタは、
表１の４組の係数に従ってビットをシフトおよび／また
は反転するようにそれぞれ配線された第１乃至第４のビ
ット・シフト及び加算回路１３２Ａ乃至１３２Ｄを有す
る。各々のシフト及び加算回路は、フィルタ・タップに
入力されたデータ・サンプルを受けるように接続されて
いて、ビット・シフトおよび加算によって該データ・サ
ンプルにそれぞれのフィルタ係数を乗算する。−１の乗
算はビットを反転して１を加算することによって行われ
る。４から１へのマルチプレクサ１３４が４つのビット
・シフト及び加算回路１３２Ａ乃至１３２Ｄの内の１つ
からの出力を選択する。好ましい実施態様によるフィル
タ係数は、表４に示される分解値を持つ。
フィルタに対する係数は、３つの段に対する表１乃至３
にそれぞれ与えられている。各々の段は取り得る３組ま
たは４組の係数を持つ。これらの係数は２つの２のべき
数の全ての組合せである。従って、４組（３組）の係数
は、所与のＦＩＲフィルタに対して４つ（３つ）のビッ
ト・シフト及び加算回路で具現される。例えば、図１０
に示されるように、第１の段の同相ＦＩＲフィルタは、
表１の４組の係数に従ってビットをシフトおよび／また
は反転するようにそれぞれ配線された第１乃至第４のビ
ット・シフト及び加算回路１３２Ａ乃至１３２Ｄを有す
る。各々のシフト及び加算回路は、フィルタ・タップに
入力されたデータ・サンプルを受けるように接続されて
いて、ビット・シフトおよび加算によって該データ・サ
ンプルにそれぞれのフィルタ係数を乗算する。−１の乗
算はビットを反転して１を加算することによって行われ
る。４から１へのマルチプレクサ１３４が４つのビット
・シフト及び加算回路１３２Ａ乃至１３２Ｄの内の１つ
からの出力を選択する。好ましい実施態様によるフィル
タ係数は、表４に示される分解値を持つ。
【００４２】 融通性をより良くするために、各々の直角位相ＦＩＲフ
ィルタの出力を反転することが出来る。例えば、図１１
に示されるように、第１の段の直角位相ＦＩＲフィルタ
は、表１の４組の係数に従ってビットをシフトおよび／
または反転するようにそれぞれ配線された第１乃至第４
のビット・シフト及び加算回路１３２Ｅ乃至１３２Ｈを
有する。４から１へのマルチプレクサ１３６が４つのビ
ット・シフト及び加算回路１３２Ｅ乃至１３２Ｈの内の
１つからの出力を選択する。マルチプレクサ１３６の出
力はインバータ１３８によって反転されて、２から１へ
のマルチプレクサ１４０の一方の入力に供給される。こ
の反転は複素共役と等価である。マルチプレクサ１４０
の他方の入力は、マルチプレクサ１３６の反転されてい
ない出力を受け取る。
ィルタの出力を反転することが出来る。例えば、図１１
に示されるように、第１の段の直角位相ＦＩＲフィルタ
は、表１の４組の係数に従ってビットをシフトおよび／
または反転するようにそれぞれ配線された第１乃至第４
のビット・シフト及び加算回路１３２Ｅ乃至１３２Ｈを
有する。４から１へのマルチプレクサ１３６が４つのビ
ット・シフト及び加算回路１３２Ｅ乃至１３２Ｈの内の
１つからの出力を選択する。マルチプレクサ１３６の出
力はインバータ１３８によって反転されて、２から１へ
のマルチプレクサ１４０の一方の入力に供給される。こ
の反転は複素共役と等価である。マルチプレクサ１４０
の他方の入力は、マルチプレクサ１３６の反転されてい
ない出力を受け取る。
【００４３】表１乃至３に示した複素係数は実数係数と
虚数係数とに分解され、これらは同相および直角位相Ｆ
ＩＲフィルタにそれぞれ別々に印加される。例えば、直
角位相係数（表１乃至３においてｉを付した係数）は、
直角位相ＦＩＲフィルタの「Ｉ」入力に印加されると共
に、同相ＦＩＲフィルタの「Ｑ」入力に（符号を反転し
て）印加される。同相係数（ｉを付してないもの）は、
直角位相ＦＩＲフィルタの「Ｑ」入力に印加されると共
に、同相ＦＩＲフィルタの「Ｉ」入力に印加される。
［ここで、第１の段のＦＩＲフィルタは「Ｑ」入力を有
していないことに注意されたい］。これらの係数の各々
は、表１乃至３中の縦列に対応するレジスタ・パイプラ
イン出力に印加される。各々の係数は、図１２に大まか
に示されているように、２つの配線型のビット・シフト
およびオプションの反転のより具現できる。図１２で、
各々のビット・シフト／反転ブロック１４２は、同じ入
力を受ける２つの別個のシフト／反転ブロックを表す。
非ゼロの係数毎の２つのシフト／反転された値はウォー
レス・ツリー（Ｗａｌｌａｃｅ ｔｒｅｅ）加算器１４
４に供給される。
虚数係数とに分解され、これらは同相および直角位相Ｆ
ＩＲフィルタにそれぞれ別々に印加される。例えば、直
角位相係数（表１乃至３においてｉを付した係数）は、
直角位相ＦＩＲフィルタの「Ｉ」入力に印加されると共
に、同相ＦＩＲフィルタの「Ｑ」入力に（符号を反転し
て）印加される。同相係数（ｉを付してないもの）は、
直角位相ＦＩＲフィルタの「Ｑ」入力に印加されると共
に、同相ＦＩＲフィルタの「Ｉ」入力に印加される。
［ここで、第１の段のＦＩＲフィルタは「Ｑ」入力を有
していないことに注意されたい］。これらの係数の各々
は、表１乃至３中の縦列に対応するレジスタ・パイプラ
イン出力に印加される。各々の係数は、図１２に大まか
に示されているように、２つの配線型のビット・シフト
およびオプションの反転のより具現できる。図１２で、
各々のビット・シフト／反転ブロック１４２は、同じ入
力を受ける２つの別個のシフト／反転ブロックを表す。
非ゼロの係数毎の２つのシフト／反転された値はウォー
レス・ツリー（Ｗａｌｌａｃｅ ｔｒｅｅ）加算器１４
４に供給される。
【００４４】上記の方法の利点は、乗算器が何ら必要と
されないことであり、シフト及び加算ブロック毎にシフ
ト、反転およびウォーレス・ツリー加算器が必要なだけ
である。ビット・シフト回路は何ら制御または作動回路
を必要とせず、シフトを行うには単にビット接続をシフ
トさせればよい。本発明による帯域通過フィルタの全体
の感度関数および通過帯域が図１３および１４に示され
ている。図１３および１４は、それぞれ５ＭＨｚおよび
１０ＭＨｚでサンプリングした、５．０ＭＨｚの中心周
波数を持つ場合の入力周波数に対する相対的な出力の大
きさを示す。
されないことであり、シフト及び加算ブロック毎にシフ
ト、反転およびウォーレス・ツリー加算器が必要なだけ
である。ビット・シフト回路は何ら制御または作動回路
を必要とせず、シフトを行うには単にビット接続をシフ
トさせればよい。本発明による帯域通過フィルタの全体
の感度関数および通過帯域が図１３および１４に示され
ている。図１３および１４は、それぞれ５ＭＨｚおよび
１０ＭＨｚでサンプリングした、５．０ＭＨｚの中心周
波数を持つ場合の入力周波数に対する相対的な出力の大
きさを示す。
【００４５】上記の好ましい実施態様は例示のために開
示された。超音波イメージング用のビーム形成の分野の
当業者には種々の変更および変形を容易になし得よう。
例えば、前に述べたように加算器の後ではなく、加算器
の前の各々のビーム形成チャネルに別々の複素ＦＩＲフ
ィルタを設けることが出来ることは明らかである。又、
デシメーションはレジスタ・パイプラインにおけるより
はむしろＦＩＲフィルタにおいて行うことが出来る。例
えば、１／２のデシメーションの場合、ＦＩＲフィルタ
は１つ置きのサンプリング期間の間だけ作動することが
出来る。このような全ての変更および変形は特許請求の
範囲に包含されるものである。
示された。超音波イメージング用のビーム形成の分野の
当業者には種々の変更および変形を容易になし得よう。
例えば、前に述べたように加算器の後ではなく、加算器
の前の各々のビーム形成チャネルに別々の複素ＦＩＲフ
ィルタを設けることが出来ることは明らかである。又、
デシメーションはレジスタ・パイプラインにおけるより
はむしろＦＩＲフィルタにおいて行うことが出来る。例
えば、１／２のデシメーションの場合、ＦＩＲフィルタ
は１つ置きのサンプリング期間の間だけ作動することが
出来る。このような全ての変更および変形は特許請求の
範囲に包含されるものである。
【図１】通常の実時間超音波イメージング・システム内
の主要な機能のサブシステムを示すブロック図である。
の主要な機能のサブシステムを示すブロック図である。
【図２】図２に示されたシステムのための典型的な１２
８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
【図３】図２に示されたシステムのための４つのボード
上に配置された典型的な１２８チャネルのビーム形成装
置のブロック図である。
上に配置された典型的な１２８チャネルのビーム形成装
置のブロック図である。
【図４】本発明に従った超音波イメージング・システム
のための４つのボード上に配置された典型的な１２８チ
ャネルのビーム形成装置のブロック図である。
のための４つのボード上に配置された典型的な１２８チ
ャネルのビーム形成装置のブロック図である。
【図５】図２に示された通常のビーム形成装置における
チャネル処理のブロック図である。
チャネル処理のブロック図である。
【図６】図５に示された各々のチャネル処理の機能的構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図７】本発明に従った３段複素帯域通過デシメーショ
ン・フィルタ回路のブロック図である。
ン・フィルタ回路のブロック図である。
【図８】本発明の好ましい実施態様に従った３段複素Ｆ
ＩＲフィルタ回路のブロック図である。
ＩＲフィルタ回路のブロック図である。
【図９】図８に示された複素ＦＩＲフィルタ回路の各々
の段に設けられているたレジスタ・パイプラインのブロ
ック図である。
の段に設けられているたレジスタ・パイプラインのブロ
ック図である。
【図１０】図８に示された複素ＦＩＲフィルタ回路の各
々の段に設けられている同相ＦＩＲフィルタのブロック
図である。
々の段に設けられている同相ＦＩＲフィルタのブロック
図である。
【図１１】図８に示された複素ＦＩＲフィルタ回路の各
々の段に設けられている直角位相ＦＩＲフィルタのブロ
ック図である。
々の段に設けられている直角位相ＦＩＲフィルタのブロ
ック図である。
【図１２】図１０および１１に示されたフィルタに設け
られている代表的なシフト及び加算を詳しく示すブロッ
ク図である。
られている代表的なシフト及び加算を詳しく示すブロッ
ク図である。
【図１３】５ＭＨｚでサンプリングした、５．０ＭＨｚ
の中心周波数を持つ本発明による帯域通過フィルタの入
力周波数に対する出力の大きさ（実線）を示すグラフで
ある。
の中心周波数を持つ本発明による帯域通過フィルタの入
力周波数に対する出力の大きさ（実線）を示すグラフで
ある。
【図１４】１０ＭＨｚでサンプリングした、５．０ＭＨ
ｚの中心周波数を持つ本発明による帯域通過フィルタの
入力周波数に対する出力の大きさ（実線）を示すグラフ
である。
ｚの中心周波数を持つ本発明による帯域通過フィルタの
入力周波数に対する出力の大きさ（実線）を示すグラフ
である。
フロントページの続き (72)発明者 グレゴリイ・エー・リレガード アメリカ合衆国，ウィスコンシン州，グリ ンフィールド，サウス・フォーティサー ド・ストリート・ナンバー５，4068番 (72)発明者 ダニエル・シー・ミロン アメリカ合衆国，ウィスコンシン州，ミル ウォーキー，ノース・プロスペクト・アベ ニュー・ナンバー309，1671番
Claims (8)
- 【請求項１】 多数のビーム形成チャネル（３５）およ
び該多数のビーム形成チャネルにそれぞれ結合された多
数の入力を持つ加算器（３６）を有するビーム形成装置
において、前記加算器の出力に接続された入力を持つ複
素ＦＩＲフィルタ回路を含むことを特徴とし、該複素Ｆ
ＩＲフィルタ回路段が、 第１のサンプリング速度でクロック作動され、各々のサ
ンプリング期間に、入力のディジタル・サンプル流から
導き出したそれぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプ
ルを出力する複数の出力を持つ第１のレジスタ・パイプ
ライン（１０８）、 少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第１の
レジスタ・パイプラインから出力された前記複数の相次
ぐディジタル・サンプルに第１組の複素フィルタ係数を
適用することによって導き出した同相フィルタリング済
みディジタル・サンプルおよび直角位相フィルタリング
済みディジタル・サンプルを出力する第１のフィルタリ
ング手段（１１０，１１２）、 前記第１のサンプリング速度よりも低い第２サンプリン
グ速度でクロック作動され、各々のサンプリング期間
に、前記第１のフィルタリング手段から出力された前記
同相フィルタリング済みディジタル・サンプルから導き
出したそれぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルを
出力する複数の出力を持つ第２のレジスタ・パイプライ
ン（１１４）、 前記第２サンプリング速度でクロック作動され、各々の
サンプリング期間に、前記第１のフィルタリング手段か
ら出力された前記直角位相フィルタリング済みディジタ
ル・サンプルから導き出したそれぞれの複数の相次ぐデ
ィジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第３の
レジスタ・パイプライン（１１６）、並びに少なくとも
１つ置きのサンプリング期間に、前記第２のレジスタ・
パイプラインから出力された前記複数の相次ぐディジタ
ル・サンプルと前記第３のレジスタ・パイプラインから
出力された前記複数の相次ぐディジタル・サンプルとに
第２組の複素フィルタ係数を適用することによって導き
出した同相フィルタリング済みディジタル・サンプルお
よび直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプル
を出力する第２のフィルタリング手段（１１８，１２
０）を有している、ビーム形成装置。 - 【請求項２】 前記第１のフィルタリング手段が、 前記第１組の複素フィルタ係数から導き出した第１組の
ビット・シフトおよび／または反転値に従って、前記第
１のレジスタ・パイプラインから出力された前記複数の
相次ぐディジタル・サンプルをビット・シフトおよび／
または反転する第１のシフト／反転手段（１４２）、並
びに前記第１のシフト／反転手段から出力された前記シ
フト／反転されたディジタル・サンプルを加算する第１
の加算手段（１４４）を有すること、を特徴とする請求
項１記載のビーム形成装置。 - 【請求項３】 前記第１のフィルタリング手段が、更
に、 前記第１組の複素フィルタ係数から導き出した第２組の
ビット・シフトおよび／または反転値に従って、前記第
１のレジスタ・パイプラインから出力された前記複数の
相次ぐディジタル・サンプルをビット・シフトおよび／
または反転する第２のシフト／反転手段（１４２）、 前記第２のシフト／反転手段から出力された前記シフト
／反転されたディジタル・サンプルを加算する第２の加
算手段（１４４）、並びに前記第１および第２の加算手
段からの出力をそれぞれ受け取るように結合された第１
および第２の入力を持つマルチプレクサ（１３４）を有
すること、を特徴とする請求項２記載のビーム形成装
置。 - 【請求項４】 前記第２のフィルタリング手段が、 前記第２組の複素フィルタ係数から導き出した第２およ
び第３組のビット・シフトおよび／または反転値に従っ
て、前記第２および第３のレジスタ・パイプラインから
出力された前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サ
ンプルをビット・シフトおよび／または反転する第２の
シフト／反転手段（１４２）、並びに前記第２のシフト
／反転手段から出力された前記シフト／反転されたディ
ジタル・サンプルを加算する第２の加算手段（１４４）
を有すること、を特徴とする請求項２記載のビーム形成
装置。 - 【請求項５】 更に、前記第２のサンプリング速度より
も低い第３サンプリング速度でクロック作動され、各々
のサンプリング期間に、前記第２のフィルタリング手段
から出力された前記同相フィルタリング済みディジタル
・サンプルから導き出したそれぞれの複数の相次ぐディ
ジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第４のレ
ジスタ・パイプライン（１２２）、 前記第３サンプリング速度でクロック作動され、各々の
サンプリング期間に、前記第２のフィルタリング手段か
ら出力された前記直角位相フィルタリング済みディジタ
ル・サンプルから導き出したそれぞれの複数の相次ぐデ
ィジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第５の
レジスタ・パイプライン（１２４）、並びに少なくとも
１つ置きのサンプリング期間に、前記第４のレジスタ・
パイプラインから出力された前記それぞれの複数の相次
ぐディジタル・サンプルと前記第５のレジスタ・パイプ
ラインから出力された前記それぞれの複数の相次ぐディ
ジタル・サンプルとに第３組の複素フィルタ係数を適用
することによって導き出したそれぞれの同相フィルタリ
ング済みディジタル・サンプルおよびそれぞれの直角位
相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する
第３のフィルタリング手段（１２６，１２８）を有して
いることを特徴とする請求項１記載のビーム形成装置。 - 【請求項６】 前記第１のフィルタリング手段が、 少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第１組
の複素フィルタ係数から導き出した第１組のビット・シ
フトおよび／または反転値に従ったビット・シフトおよ
び／または反転によって、前記第１のレジスタ・パイプ
ラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル
・サンプルから導き出したそれぞれの同相フィルタリン
グ済みディジタル・サンプルを出力する第１の同相ＦＩ
Ｒフィルタ（１１０）、並びに少なくとも１つ置きのサ
ンプリング期間に、前記第１組の複素フィルタ係数から
導き出した第２組のビット・シフトおよび／または反転
値に従ったビット・シフトおよび／または反転によっ
て、前記第１のレジスタ・パイプラインの出力の前記そ
れぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルから導き出
したそれぞれの直角位相フィルタリング済みディジタル
・サンプルを出力する第１の直角位相ＦＩＲフィルタ
（１１２）を有すること、を特徴とする請求項１記載の
ビーム形成装置。 - 【請求項７】 前記第２のフィルタリング手段が、 少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第２組
の複素フィルタ係数から導き出した第３組のビット・シ
フトおよび／または反転値に従ったビット・シフトおよ
び／または反転によって、前記第２のレジスタ・パイプ
ラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル
・サンプルおよび前記第３のレジスタ・パイプラインの
出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプ
ルから導き出したそれぞれの同相フィルタリング済みデ
ィジタル・サンプルを出力する第２の同相ＦＩＲフィル
タ（１１８）、並びに少なくとも１つ置きのサンプリン
グ期間に、前記第２組の複素フィルタ係数から導き出し
た第４組のビット・シフトおよび／または反転値に従っ
たビット・シフトおよび／または反転によって、前記第
２のレジスタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複
数の相次ぐディジタル・サンプルおよび前記第３のレジ
スタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複数の相次
ぐディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの直角
位相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力す
る第２の直角位相ＦＩＲフィルタ（１２０）を有するこ
と、を特徴とする請求項６記載のビーム形成装置。 - 【請求項８】 前記加算器がウォーレス・ツリー加算器
で構成されていることを特徴とする請求項２記載のビー
ム形成装置。
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