JPH0429032B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はパルス状超音波により物体の断面構造
を観察する装置特に物体の運動までを観察する高
速超音波断層撮像装置の受信音波ビーム合成方式
に関する。

〔発明の背景〕

反射音波信号と参照用正弦波信号との位相比較
を行ない、この参照用信号の遅延を行なうことに
より音波走査を行なう受信ビーム合成方式が考え
られる。これは受信信号の飽絡線情報に着目する
ため、遅延部の時間精度が大幅に低下し、それに
おいて装置構成を非常に簡単にすることができる
ようにする方式である。

以下本方式の構成を図面により詳細に説明す
る。第１図に示す送信音波ａ（ｔ）を目標へ放
射する。

ここでａ（ｔ）＝Ａ（ｔ）sin ω ｔ ……(1)_A(t) ＝１（０≦ｔ≦τ₀） ＝０（その他） である。目標物体に対応して上記ω（＝2πf_c：f_cは
周波数）、τ₀は設定される。例えばソーナーにお
いては、f_c≒100kHz，τ₀≒100μs程度であり、医
用応用ではそれぞれ5MHz2μs程度となり種々変化
する。この送信音波は物体により反射され第１図
に示すように配列受波素子群d₀〜d_o-1に入射す
る。このため第１図にされるように物体の存在
する方向に対応した時間差τ₂を有する素子出力a₀
〜a_o-1が得られる。ここでτ₁は物体までの往復音
波伝播時間である。

第１図に現在広く行なわれている受信ビーム
合成方式の構成を示す。ここでDL_pが受信信号a_p
を遅延させるアナログ遅延回路であり、それぞれ
D_pの信号遅延を行なう。ここで D_p＝（ｎ−ｐ）・τ₄ でありこの基本遅延時間τ₄を変化させることによ
り受信ビーム方を変化させる。この遅延回路DL_p
の出力b_pは受信信号a_pが a_p＝ａ（ｔ−τ₁−Pτ₂） であるため b_p＝ａ（ｔ−τ₁−Pτ₂−D_p） ＝ａ｛ｔ−τ₁＋Ｐ（τ₄−τ₂）−nτ₄｝ となり、音波入射方向と受信方向が一致した場合
（τ₂＝τ₄）には第１図に示すように b_p＝ａ（ｔ−τ₁−nτ₄） となり全出力が同一の波形となる。このような遅
延時間整合ののち加算器Ｓにより着目方向受信信
路Ｃを得る。この目的方位信号Ｃは Ｃ＝_o-1 〓^p=0 b_p＝na（ｔ−τ₁−τ₄） となり大出力として得られる。以上は目的方向か
ら到着した信号についてであるが、希望しない方
向からの信号（τ₄−τ₂＝Δ）については b_p＝ａ｛ｔ−τ₁＋PΔ−nτ₄｝ であるため加算器出力Ｃは第１図に示すように
各信号が打消し合い、抑圧された出力となる。

以上の基本動作の説明から理解されるように従
来の方式の場合には遅延回路DLの遅延時間精度
が搬送波の周期（τ₃）の精度で必要となりτ₃／２
程度の精度では目的方位信号も低下してしまい通
常τ₃／４程度の遅延時間精度が必要となり構成が
非常に困難となる。

これを改良したのが第２図の構成である。受信
信号a_pと参照用信号e_sp，e_cpとの乗算を平衡変調
器により構成される乗算器M_sp，M_cpにより行な
う。この乗算器M_sp，M_cpの内部構成は同一であ
り説明の便のため別記号とする。この参照信号は
遅延した正弦波であり、後述する収束受波等によ
り種々変化するが、説明の簡単のため中心周波数
をωとし、第１図のような斜め方向からの平面波
に対応した指向性を得る場合を説明すると、これ
ら参照信号は e_sp＝sin｛ω（ｔ−P〓₄）｝ ……(2) e_cp＝cos｛ω（ｔ−P〓₄）｝ ……(3) なる互に90゜移相した遅延信号である。すなわち
隣りあう素子チヤネル間で基本遅延時間τ₄づつ位
相差を有する。このような遅延時間分布をもつ各
チヤネルの参照信号は、アナログ遅延線を用いる
ことなく作成できる。その構成を第３図に示す。
図中に波形を記した周期τ₃（τ₃＝2π／ω）なる矩
形波ごシフトレジスタSHRのデータとし印加し、
SHRの内容をτ₄なる周期のクロツクにより移動
する。このような構成によりシフトレジスタの第
Ｐピツト目からはPτ₄だけ遅延され、同期がτ₃の
波形f_pが得られる。またこのf_pをτ₃／４だけの遅
延時間を有する単安定マルチバイブレータによる
デイジタル遅延回路DD_pにより遅延させることに
より図中に示したようにf_pと90゜位相差をもつg_pな
る信号が得られる。このf_p，g_pを中心周波数ωな
る共振フイルターF_sp，F_cpにより整形することに
よりe_sp，e_cpが得られる。シフトレジスタSHRの
各ビツトの出力f₀，f₁……についてそれぞれデイ
ジタル遅延回路DD₀，DD₁，……共振フイルター
F_S0，F_S1，……及びF_C0，F_C1……が設けられ、も
つて隣接チヤネル間でτづつ位相差を有する参照
用信号e_S0，e_S1……及びe_C1，e_C1……が得られる。

乗算器M_sp，M_cpの出力h_sp，h_cpはそれぞれ h_sp＝a_p・e_sp＝Ａ（τ）sin（ωτ）・sin｛ω（tP〓₄
）｝ ＝Ａ（τ）／２〔cos｛ω（τ₄−τ₂）−τ₁） −cos｛ω（2t−τ₁−Ｐ（τ₂＋τ₄）｝〕 ＝Ａ（τ）／２｛cosψ_p−cos（2ωt−_p′）｝……
(4) および h_cp＝a_p・e_p＝Ａ（τ）sin（ωτ）・cos｛ω（tP〓₄）
｝ ＝Ａ（τ）／２〔sin_p＋sin（2ωt−ψ_p′）｝……
(5) ここで _p＝ω｛Ｐ（τ₄−τ₂）−τ₁｝ _p′＝ω｛Ｐ（τ₄−τ₂）＋τ₁｝ τ＝ｔ−τ₁−P
τ₂
＝τ_(t) である。このh_cp，h_spにおいてA_(t)が受信波形の
包絡線成分でありsin（2ωt），cos（2ωt）に比較し
て充分低い周波数成分を有する。このため2ω周
波数成分を低下させる低域濾波器L_sp，L_cpにより
A₍〓₎の周波数成分のみを分離抽出可能である。こ
のような濾波器出力isp（ｔ），icp（ｔ）はそれぞ
れh_sp，h_cpの右辺第１項のみとなり i_sp（ｔ）＝Ａ（τ）／２cos_p ……(6) i_cp（ｔ）＝Ａ（τ）／２sin_p ……(7) となる。このような波形をアナログ遅延回路
DS_p，DC_pにより遅延させる。このDS_p，DC_pは
互に同一の構成であり可変遅延時間（ｎ−ｐ）τ₅
を与える遅延線である。ここで、τ₅はアナログ信
号用の遅延部DS_p，DC_pの遅延時間設定値に関係
した値であり、各チヤンネルの遅延時間設定値は
実施例において簡単のために使用した無限遠から
の平面波を受信する場合には、各素子に対する遅
延時間設定値は素子番号ｐに対応して（ｎ−ｐ）
τ₅と与えられる。ここで、τ₅は設定値であり、実
際の動作においてはΔpなる誤差が生ずる。この
ためDS_P，DC_pの出力j_sp，j_cpは j_sp＝Ａ（τ_p′）／２cos_p ……(8) j_cp＝Ａ（τ_p′）／２sin_p ……(9) τ_p′＝τ｛ｔ−（ｎ−ｐ）τ₅｝ ＝ｔ−τ₁＋Ｐ（τ₅−τ₂）−τ₅ となる。このような信号j_sp，j_cpをそれぞれｎ個
についての総和を得る加算器S_s，S_cにより加算す
る。この加算器出力k_s，k_cはそれぞれ k_s＝_o-1 〓^p=0 j_sp＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（τ_p′）cos_p ……(10) k_c＝_o-1 〓^p=0 j_cp＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（τ_p′）sin_p ……(11) である。ここで目標方向から音波が入射する場合
を考えるとτ₂＝τ₄＝τ₅であるため k_s＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２cos（−ωτ₁）……(12
) k_c＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２sin（−ωτ₁）……(13
) なる信号となり、大きな出力となる。この信号を
２乗器T_s，T_cにより２乗し、S_Bにより加算し、
開平器Ｒにより開平することにより出力信号Ｃを
得る。この構成より、目標方向信号に対する出力
Ｃは Ｃ＝√² _s＋² _c＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２……(14
) となり、目標物体までの距離に無関係（τ₁に無関
係）に最大出力が得られることになる。一方目標
以外の方向からの音波に関してはτ₄−τ₂＝Δτ₅−
τ₂＝Δ′とすると k_s＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋ｐ△′−nτ₅｝ ・cos｛ω（ｐ△−τ₁）｝ k_c＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋ｐ△′−nτ₅｝ ・sin｛ω（ｐ△−τ₁）｝ となり、（ｎ−１）ω△が2π以上となると、k_s，
k_cは小さな値となり抑圧された出力となる。この
ことをk_sについて説明する。なおk_cについても同
様である。

k_s＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（ｔ−τ₁＋pΔ′−nτ₅｝・cos｛ω（ｐ・Δ−τ₁
）｝ であり、ここで（ｎ−１）ωΔ＞2πとすると、ｐ
の０からｎ−１までの変化に対応して、ωp・Δ
が０から2πまで変化る。このためcos｛ω（ｐ・Δ
−τ₁）｝の値がこのωp・Δの変化に対応して１周
期分変化し、れらの全てを加算した結果であるk_s
は正負の値が平均化され小さな値となる。ここ
で、Ａ（ｔ−τ₁＋pΔ′−nτ₅）は通常Δ＝Δ′である
ことから、pΔ′pΔ＜nΔ2π／ω＝τ₃≪τ₀であり
、 反射信号の得られるｔ＝τ₁なる時刻近傍において
は、ほとんど変化しない。この（ｎ−１）ω△＝
2πに対応する方向が指向特性の第１零点となり
従来の方式と同一の指向特性が実現されている。

即ち、これまで述べたように、Δ，Δ′の変化
に対して、Ａ（ｔ−τ₁＋PΔ′nτ_s）は、反射波の中
央付近では変化しない。このため、この値をＢと
すると、 k_s１／２_o-1 〓^p=0 Bcos｛ω（pΔ−τ₁）｝ となる。このようなk_sのΔに対する変化は、良く
知られたsinx／ｘの形式となり、Δ＝2π／nωにて０ となる。このΔに対応する方向が第１零点とな
る。一方、従来方式においても、第４頁第４行の
b_pの式を使用すると _o-1 〓^p=0 b_p＝_o-1 〓^p=0 ａ｛ｔ−τ₁＋pΔ−nτ₄｝＝_o-1 〓 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋pΔ−nτ₅｝sin｛ω（ｔ−τ₁＋pΔ−
nτ₄）｝ _o-1 〓^p=0 Bsin｛ω（ｔ−τ₁−nτ₄）＋ωpΔ｝ となり、Δに対する変化は第２図のものと同一に
なる。このため、方位解能も全く同一となる。

次に、遅延回路の遅延時間精度の影響を述べ
る。参照信号の処理はデジタル処理が可能であ
り、簡単に所要の遅延時間が得られ、τ₄〜τ₂＝０
と設定可能である。一方、受信信号成分を遅延さ
せる部分（第２図に示すDS_p，DC_p）は、振幅情
報を有することから構成が複雑になり、時間精度
を高めることは困難である。そこで、このDS_p，
DC_pの遅延時間誤差が問題となる。この遅延時間
設定誤差をΔ_pとすると、設定遅延時間pτ₅に対す
るDS_p，DC_pの実際の遅延時間DE_pは、 DE_p＝（ｎ−ｐ）τ₅−Δp となる。このため式(8)，(9)に対応する遅延手段か
らの出力j_sp，j_cpは、 j_sp＝Ａ（τ_p′）／２cos_p j_cp＝Ａ（τ_p′）／２sin_p となる。ここでは、目標方向から入射する音波に
対する受信信号強度についての検討であるから、
設定遅延量τ₅は、τ₅−τ₂（＝Δ′）＝０となつてい
る。このためτ_p′＝ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅であり、こ
れらを加算した加算出力k_s，k_cは式(10)，(11)から、 k_s＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝cosφ_p k_c＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ（ｔ−τ₁＋pΔ−nτ₅）sinφ_p となる。ここで、位相差_pは、 _p＝ω｛ｐ（τ₄−τ₂）−τ₁｝ であり、目標方向の物体であることから同様にτ₄
−τ₂（＝０）＝０であり、 _p＝ωτ₁ となる。以上の式より k_s＝１／２cos（−ωτ₁）_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝ k_c＝１／２sin（−ωτ₁）_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝ である。このような遅延時間誤差Δpが存在する
場合における目的方向についての受信出力Ｃ（ｔ）
は、 Ｃ（ｔ）²√^2/5＋^2/c＝１／２_o-1 〓^p=0 Ａ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝ である。ここでＡ｛ｔ−τ₁＋Δp−nτ₅｝は、受信
開始時刻がτ₁＋Δp＋nτ₅であり、これは時間長τ₀
なる矩形パルスである。このため、受信素子ｐに
対応して誤差Δpが変化するので、それぞれ受信
時刻が変動し、それらの総和であるＣ（ｔ）がτ₀
より長くなり、第４図のようになる。すなわち、
ｎが大きく△ｐが一様分布と仮定すると _o-1 〓^p=0 Ａ{t-τ₁+△p-nτ₅}は△_pの最大値△_pn に対応して第４図のように変化する。この図より
理解されるように△_pn≦τ₀／２に遅延回路DC_pを構 成することにより最大値の低下なしに目的信号の
抽出が可能である。

一方、従来の場合には、Ａ(1)sin（ωt）の直接遅
延の加算であり、△ｐの誤差により加算出力は、 _o-1 〓^p=0 Ａ（ｔ）sin（ω△ｐ） となる。このため、加算出力が低下しないために
は、 ω△ｐ≪π が必要であり、 △ｐ≪π／３＝１／２τ₃ である。ここで、通常このτ₀は前出τ₃に比し大幅
に長いためDS_p，DC_pの遅延時間精度は従来方式
における遅延回路DL_pに比較して大幅に楽にな
る。

このようにして、特定の位置からの信号を得る
ことが可能となり、この信号によりブラウン管を
輝度変調し、物体形状を知るあるいは反射波形の
分析により特定位置に存在する物体の性質を知る
ことが可能となる。

以上は忠実に装置を構成する場合の動作である
が、本方式の包絡線情報に着目する特徴を利用す
ることによりさらに種々の簡略化が可能である。

第２図における片側の加算器S_sの出力k_sに着目
する。目的方向物体からの受信出力は第12式に示
したように k_s＝nA（ｔ−τ₁−nτ₄）／２cos（−ωτ₁） であり、これは第14式にcos（−ωτ₁）を乗した形
式になつている。このことはτ₁の変化（距離の変
化）に従い出力振幅が変化する（感度が変化す
る）ことに対応する。この様子を第５図に示す。
このようにωτ₆＝πなる関係にある音波伝播時間
τ₆を周期とする感度の変動が生ずる。しかしこの
τ₆に相当する距離間隔△ｒは伝播媒質中の音速を
C_s、音波波長を入とすると △ｒ＝C_sτ₆／２＝C_sπ／2ω＝C_s／4f＝λ／４ であり、水中において2MHz音波を使用すると △ｒ＝0.19（mm）（C_s：1500m／ｓ） となり、多数の射点より構成される有限の大きさ
を有する物体の場合にはこのような微細な感度変
化は全く問題とならない。

すなわち、反射点が１点のみであり、かつ第５
図に示す｜k_s｜の零点に位置が固定している合
（τ₁が固定）には反射信号を見失うことになる。
しかし、通常は生体の観測あるいは水中観測のよ
うに対象物が運動しあるいは観測点が移動し、相
対位置が変動する。このため、音波伝搬時間τ₁が
変化し、反射信号が瞬間的に消減しても、すぐに
再び出現する。特に、有限の大きさを有する物体
の場合には、多数の反射点を有することから、た
とえ物体が固定しているとしても、どこかの反射
点が必ず観測されることになり、片側の出力のみ
によつても反射体を見失うことは全くない。

以上のことにより第２図に示した方式の変形と
して参照信号としてe_spあるいはe_cpの一方のみを
使用する受信ビーム構成法も可能であり、この場
合には第２図の構成がほぼ半分となり大幅に装置
が簡単となる。

また本方式によるとDS_pの遅延時間精度は第４
図に示したように包絡線の長さの精度である。こ
のためτ₄がτ₀に比較して小さい場合には第６図に
示すようにi_sp（又はi_cp）を複数の群にまとめてか
ら遅延させることが可能である。このようにS_a，
S_b，S_cなる加算器により加算された信号l_a，l_b，l_c
はそれぞれ第６図のようになり、振幅の低下は全
く表われない。このl_a，l_b，l_cをそれぞれDS_a，
DS_b，DS_cにより12τ₂，8τ₂，4τ₂遅延させること
により第７図q_a，q_b，q_cが得られこの３信号を加
算器SSにより加算することにより目的信号出力
ｕを最大振幅の低下なしに求めることが可能とな
る。以上は説明の簡単のために４信号（i_s0〜i_s3
等）を１群（l_a等）とし３群にてシステムを構成
して説明したがこの構成に限られるものではなく
Ｕの最大振幅が低下しない制限の下に任意の分割
が可能であることは明白である。このような構成
にすると第６図より明らかなように遅延回路の個
数が大幅に減少し（第６図の構成では１／４）装
置構成が楽になる。

以上に示した受信音波ビーム合成方式では、受
波信号と参照信号とを乗算することにより得る低
周波数成分を遅延させることにより遅延回路の精
度に関する要求が緩和される。しかし、第２図、
第６図に示した例では遅延回路としてアナログ遅
延線を用いているため、なお要求される精度を満
足し、かつ大きな遅延を得るための遅延回路は大
型でかつ高価なものになることはまぬがれ得な
い。また、第２図、第６図の説明にて省略したが
実際にはこれらの遅延回路の遅延量は固定ではな
く、反射音波の位置により遅延量を切替える必要
があるので、中間タツプ付きの遅延線を用い、タ
ツプの切替え手段を付随させる必要がある。

〔発明の目的〕

そこで本発明の目的は、より装置構成を小型化
できる受信音波ビームの合成方式を提供するにあ
る。

〔発明の概要〕

本発明では、それぞれ異なる遅延量にて遅延さ
せて受信音波ビームを合成するための複数の信号
の異なる時刻の値を選択する手段と、選択された
値を加算する手段と加算された値の最終値のみを
選択送出する手段とを有する受波装置に特徴を有
する。

この構成よれば、信号の値を選択する時刻の制
御、すなわちデイジタルクロツクの制御により遅
延量が制御でき、装置構成は小型かつ安価とな
る。

〔発明の実施例〕

第９図に本発明の実施例の構成を示す。本実施
例は第６図に示したアナログ遅延数DS_a，DS_b，
DS_c及び加算器SSよりなる部分に替えて、加算器
S_a，S_b，S_cの出力に接続されるものである。ただ
しS_a，S_b，S_cの出力l_a，l_b，l_cについて位置合せす
るのでなく、第２図のi_sp，i_scについて位置合せす
る場合も同様な構成を取ることが可能である。

第８図を参照しながら第９図について説明す
る。

第８図に示されたように信号l_a，l_b，l_c（i_sp，i_cp
について位置合せをする構成も同様に考えられる
が省略）が得られたと仮定する。これらの信号の
同一部分（時刻はそれぞれ異なる）l_a1，l_b1，l_c1
をマルチプレクサーMX_a,b,cにより選択して同一
の加算器MA、に印加する。同様にl_a2，l_b2，l_c2を
MA₂に印加し順次それぞれの加算器により信号
の特定部分をMA₇まで印加する。次のl_a8，l_b8，
l_c8を再度MA₁に印加しこの操作をくり返す。こ
のような処理を行なう加算器MA₁〜MA₇の出力
はそれぞれv₁〜v₇となり、信号の同一部分が分離
抽出されている。このような加算器出力v₁〜v₇を
有限時間τ₈（l_a，l_b，l_cが得られる時間）だけ積分
器IT_1〜7により積分する。この積分器はl_c成分が
ｌに出力した直後にそれぞれリセツト可能となつ
ている。

このような積分器出力はそれぞれω₁〜ω₇とな
り積分の最後値はそれぞれl_a，l_b，l_cを時間合せ
した後加算した振幅とほんん同一となる。このよ
うな積分結果をリセツト直前に出力用マルチプレ
クサーMPXにより順次読み出すと第８図のｘに
示すように第７図ｕとほぼ同一の波形が得られ、
等価的に包絡線の遅延回路が実現されたことにな
る。このようにマルチプレクサースイツチ、加算
器、積分器により構成すると時間合せが全てデイ
ジタルクロツクにより可能となり、装置の安定度
が大幅に向上する。ここに述べた信号選択、積分
リセツトを制御する制御信号を第９図に示すCX
及びCYによりそれぞれ作成する。

以上の説明では、第６図に示した受波装置、す
なわち、所定の参照信号と受波信号の乗算により
得られる低周波成分を遅延するのに本発明を適用
したものについて述べたが、本発明はこれに限ら
ず、受信音波ビーム合成に必要な遅延を実質的に
実現するものとして広く適用可能である。

以上の説明は目標物体が充分遠方にあり、反射
信号が第１図のように平面波で入射した場合に
ついて述べたが、本実施例のように参照信号との
位相比較を行なう方式の場合には簡単な付加回路
により近距離物体からの球面波も受波することが
可能となる。このためには第９図の遅延回路の遅
延の分布をその球面波に対応したある曲率をもつ
たものとすると同時に、各チヤネルの受信信号に
乗算する参照信号にも同様な遅延の分布を持たせ
ねばならない。これを実現するには第３図の参照
信号発生回路を改変した第１０図の回路を用い
る。第１０図に示すようにシフトレジスタSHR
から得る等位相差の信号f₀，f₁，……をそれぞれ
を単安定マルチバイブレータによるデイジタル遅
延回路DV₀，DV₁，……にそれぞれ印加する。
DV₀，DV₁，……は球面波に対応した２次の遅延
時間分布に従う遅延時間が設定されている。これ
らを介した信号を第３図と同様な共振フイルタ
（第１０図では図示せず）のにそれぞれ印加して
各チヤネル用の参照信号が得られ、またこれと
90゜位相差を有する参照信号もDD₀，DD₁を介し
た後に共振フイルタに印加して得ることができ
る。このような参照信号を各チヤネルの受信信号
に乗算することにより近距離物体からの曲率を有
する波面も位相を一致させ加算させることが可能
となる。一方、アコーステイク・ホログラフイ、
ボリユーム５（Acoustic Holography，voluem
５）第249〜に掲載されたア・ニユー・ウルト
ラ・サウンド・イメージング・テクニツク・エム
プロイング・ツー・デイメンシヨナル・エレクト
ロニツク・ビーム・ステアリングと題される文献
には送波時刻からの時間経過中で当初は近距離の
反射点からの反射容液が、また次第に遠方からの
反射音波が受波素子に到達するのに対応し、受波
素子の整相のための遅延時間分布の曲率を順次時
間に逆比例するように変更してどの距離からの反
射信号も位相を一致させる技術が述べられてい
る。本発明のこの手法を適用するならば、第６
図、第９図などの遅延回路のチヤネル間の遅延時
間分布を上記のように時間に逆比例する曲率に順
次変更するとともに、各チヤネルの位相処理に用
いる参照信号の遅延時間の分布も同様に順次変更
する必要がある。このためには、第１０図に示し
た曲率をもつた遅延時間分布を得るための遅延回
路DV₁，DV₂，……，DV_p，……，を遅延時間の
制御が可能なものとすれば良い。このようなDV_p
の構成は電圧により出力パルス幅が変化可能な通
常の単安定マルチバイプレータを使用することに
より容易に実現される。さらに参照信号e_sp，e_cp
が正弦波であることを考えるとこのような２次の
曲率を有する参照信号が単一周波数のみについて
構成する簡単な移相器により代用されることも明
らかである。また第３図におけるSHRの構成を
一方向にのみ内容がシフトするように示している
がこれも両方向にシフトするシフトレジスターを
使用し、さらにシフト方向に対応する包絡線遅延
を行なうことにより簡単に左右両方向からの反射
信号が受信されることも明白である。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明により遅延部分の構成を
小型化することが可能な受波装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図，は送信波形と受信器出力の時間関
係を示す説明図であり、，，は従来方式の
動作説明図、第２図は本発明の前提となる方式の
構成図、第３図は第２図の方式に用いる参照信号
発生部の構成例図、第４図は遅延回路部の誤差が
出力波形に与える影響を示す図、第５図は１種類
の参照信号により構成した場合の距離に対する感
度変化を示す図、第６図は遅延回路部を簡単化す
る構成の説明図、第７図は第６図の構成による出
力を示す図、第８図は遅延回路部を第９図により
構成するときの時間関係を示す図、第９図は本発
明の実施例の回路図、第１０図が近距離において
焦点を保有させるための付加回路を示す図であ
る。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 配列受波素子群から得られる複数の受信信号
   から所望の方向もしくは位置からの反射音波に一
   致させた受信音波ビームを示す単一の信号を合成
   する受波装置において、前記所望の方向もしくは
   位置からの反射音波の波面の各受波素子への到達
   時刻の差に応じた抽出時刻の差をもつて前記複数
   の受信信号の値をそれぞれ抽出し、もつて前記所
   望の方向もしくは位置からの反射音波の受信信号
   の互いに同一位相部分の値をそれぞれ抽出する第
   １手段と、抽出された値をそれぞれ保存して複数
   受信信号分を加算する第２手段と、上記抽出およ
   び加算の動作を繰返し遂行させる制御を行なう第
   ３手段を有し、繰返しにより得る加算結果の推移
   を前記受信音波ビームを示す信号とすることを特
   徴とする受波装置。