JPH0381683A - 受波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス状超音波により物体の断面構造をＷＡ察
する装置特に物体の運動までをａ察する高速超音波断層
撮像装置の受信音波ビーム合成方式〔従来の技術〕 高速に超音波断連像を得るため、固定された指向性の探
触子を機械的に走査するのに代え、配列する超音波素子
の信号にある分布に従う遅延時間を与え、素子選択の変
更、もしくは遅延時間分布の変更により指向性が変更で
きる構成がとられる。

その例は、特開昭４９−４３７８０号などに記載されて
いる。

以下遅延時間分布により所望の指向性を得る構成を図面
により詳細に説明する。第１図（ｉ）に示す送信音波ａ
　（ｔ）を目標へ放射する。

ここで ａ　　（ｔ　９＝Ａ　　（ｔ）　５ｉｎｃ、＋　ｔ　　
　　　・”　　（１）である、目標物体に対応して上記
ω（＝２πｆｃ：ｆｃは周波数）、τ。は設定される０
例えばソーナーにおいては、ｆｃ−’；１００ｋＨｚ、
ｔｏ４１００μｓ程度であり、医用応用ではそれぞれ５
　Ｍ　Ｈｚ２μｓ程度となり種々変化する。この送信音
波は物体により反射され第１図（ｉｉ）に示すように配
列受波素子群ｄ０〜ｄ　ｎ−１に入射する。このため第
１図（ｉ）に示されるように物体の存在する方向に対応
した時間差τ２を有する素子出力ａ０〜ａｎ−。

が得られる。ここでτ１は物体までの往復音波伝播時間
である。

第１図（団）に現在広く行なわれている受信ビーム合成
方式の構成を示す、ここでＤＬｐが受信信号ａｐを遅延
させるアナログ遅延回路であり、それぞれＤｐの信号遅
延を行なう。ここでＤｐ−（ｎ　−ｐ　）　　・　τ。

でありこの基本遅延時間τ、を変化させることにより受
信ビーム方向を変化させる。この遅延回路ＤＬｐの出力
ｂｐは受信信号ａｐが ａｐ＝ａ （を−τ、−Ｐτ２） であるため ｂｐ：ａ　　（ｔ−ｔｌ−Ｐτ、−Ｄｐ）＝ａ　　（ｔ
　　　ｔ、＋Ｐ　　（τ＊−？ｚ）　　−ｎ　ｆｓ）と
なり、音波入射方向と受信方向が一致した場合（τ２＝
τ４）には第１図（ｔｖ）に示すようにｂｐ＝ａ　　（
ｔ−ｆｌ−ｎ？４） となり全出力が同一の波形となる。このような遅延時間
整合ののち加算器Ｓにより着目方向受信信号Ｃを得る。

この目的方位信号Ｃは ｐ＝Ｑ ＝ｎａ　　（を−で、−ｎτ４） となり大出力として得られる０以上は目的方向から到着
した信号についてであるが、希望しない方向からの信号
（τ、−で３＝Δ）についてはｂＰ＝　（ｔ−τ１＋Ｐ
＋ＰΔ−ｎｔ＊）であるため加算器出力Ｃは第１図 （Ｖ） に示すよ うに各信号が打消し合い、抑圧された出力となる。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上の基本動作の説明から理解されるように従来の方式
の場合には遅延回路ＤＬの遅延時間精度が搬送波の周期
（τ、）の精度で必要となる。より正確に言えばて、７
２程度の精度では目的方位信号も低下してしまい通常τ
、／４程度の遅延時間精度が必要となり構成が非常に困
難となる。つまり、受波素子配列の各素子ごとに遅延時
間を正確に設定でき、さらに受信信号波形そのものを変
形なく遅延する構成が必要であるため、各素子チャネル
ごとに独立に大型かつ高価なＬＣ分布遅延線を用意して
いた。さらに指向性の移動のためにはそれら遅延線は多
数の中間タップを設ける必要があった。

そこで、本発明の目的は遅延回路部分の装置規模及び装
置コストを大幅に低減しながら所望の指向性での受波ビ
ームが形成できる受波装置を提供するにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、配列する複数の受波素子からの受信信号その
ものを遅延するのではなく、受信信号にそれぞれ位相処
理を加えて前記配列素子のうちの隣接する素子群からの
所望の方位もしくは位置からの反射波の受信信号がほぼ
同位相となるようにする位相処理回路を用い、これらの
群ごとに位相処理された受信信号を加算し、加算された
受信信号にそれぞれ遅延を加えてこれらを再度加算する
点に特徴がある。さらに、それらの遅延を実現するのに
、群ごとに加算された受信信号をそれぞれ標本化して保
持する標本化遅延回路を用いる点に別の特徴である。

〔作用〕

上記の構成によれば、隣接する素子群の中の各素子の位
相はほぼ同位相にされるため、これを加算して群ごとに
遅延量を設定しても所望の方位もしく位置からの反射波
の受信信号を使用する全素子について同位相とすること
ができ、その方位もしくは位置に一致させた指向性の受
信ビームを得ることができる。さらに、限られた標本化
周波数により離散化した信号を遅延する標本化遅延回路
を用いても正しく位相合せができ、所望の方位もしくは
位置に一致させて指向性を得ることができる。

〔実施例〕

第２図を用いて、本発明の前提となる各チャネル受信信
号の位相処理についてまず説明する。受波素子の各チャ
ネルごとに受信信号ａｐと参照用信号ｅｓｐ、８ＣＰと
の乗算を平衡変調器により構成される乗算器Ｍ　ｓ　ｐ
　、　Ｍ　ｃ　ｐにより行なう、この乗算器Ｍ、、、Ｍ
ｃ、の内部構成は同一であり説明の便のため別記号とす
る。この参照信号は中心周波数ωの遅延した正弦波であ
り、どのような指向性の受波を行なうか、つまり、後述
する収束受波等によりチャネル間の遅延時間の分布は種
々変化する。

まず第１図のような斜め方向からの平面波に対応した指
向性を得る場合を説明すると、これらの参照信号は ｅｘｐ＝ｓｉｎ　（（１）　　（ｔ−Ｐ　τ４））　　
　　−（２）ｅｃＰ＝ＣＯ８（ω　（ｔ−Ｐτ４））・
・・　（３）なる互に９０”移相した遅延信号である。

すなわち、隣りあう素子チャネル間で基本遅延時間τ。

づつ位相差を有する。このような遅延分布をもつ各チャ
ネルの参照信号は、アナログ遅延線を用いることなく作
成できる。その構成を第３図８ａ）に示す。第３図（ｂ
）に示す周期τ３（τ、＝２π／ω）なる矩形波をシフ
トレジスタＳＨＲのデータとし印加し、ＳＨＨの内容を
τ、なる周期のクロックにより移動する。このような構
成によりシフトレジスタのＰビット目からはＰτ、だけ
遅延され、周期かで、の波形ｆｐが得られる。またこの
ｆｐをτ、／４だけの遅延時間を有する単安定マルチバ
イブレータによるディジタル遅延回路Ｄ　Ｄ　ｐにより
遅延させることにより第３＠のようにｆｐと９０”位相
差をもつｇｐなる信号が得られる。

このｆｐｙｇｐを中心周波数ωなる共振フィルタＦ　ｓ
ｐ　、　Ｆ　ｃｐにより整形することによりｅＳＰ＊ｅ
ｃｐが得られる。シフトレジスタＳＨＨの各ビットの出
力ｆＯ＃ｆＬ？・・・・・・についてそれぞれ同様にデ
ィジタル遅延回路ＤＤ、、ＤＤ１．・・・・・・、共振
フィルータｐｌｏｔ　ｐｃｌｔ・・・・・・が設けられ
、もって隣接チャネル間でτ、づつ位相差を有する参照
信号ｅ、。ｔｅｓｔ、・・・・・・及びｅ　ｃｏ　ｔ　
ｅ　Ｃｚ　？・・・・・・が得られる。

乗算器Ｍｓｐ２Ｍｃｐの出力ｈｓｐ＋　ｈｃｐはそれぞ
れｈｓｐ＝ａｐ０ｅｌＡＦ ＝Ａ（τ）ｓｉｎ（ωｃ　）　・５ｉｎ（ω（ｔ　−Ｐ
　τ、））−ｃｏｓ（ｃ、＋（２ｔ−ｃ、−Ｐ（ｔｔ＋
ｖ４））］・・・（４） および ｈｃｐ＝ａｐ０ｅｐ ＝Ａ（ｔ　）ｓｉｎ（ωτ）　ＮＣｏｇ（（１１（ｔ　
−Ｐ　τ４））・・・（５） ここで φＰ ＝ω（Ｐ（τ４−で２） 一τ１） φＰ′＝ω（Ｐ（τ４−で２）十τよ）τ　＝ｔ−τ、
−Ｐτ２＝τ＜１＞ である。このｈ　ｃｐ　、　ｈ　ｓｐにおいてＡ（。が
受信波形の包絡線成分であり５ｉｎ（２ωｔ　）、　ｃ
ｏｓ（２（１）　ｔ　）に比較して充分低い周波数成分
を有する。このため２ω周波数成分を低下させる低域濾
波器Ｌ　ｓ　ｐ　ＨＬｃｐによりＡ（τ）の周波数成分
のみを分離抽出可能である。このような濾波器出力１ｓ
ｐ（ｔＬｉｓｐ（ｔ）はそれぞれｈ　ｓｐ　＊　ｈ　ｃ
ｐの右辺第１項のみとなり となる。つまり、目的方位からの音波が入射する場合１
．＝？、であるため、（６）、（７）式のｃｏｓφＰ。

ｓｉｎφＰは受波チャネル間で変化しない定数となり、
よって乗算および濾波によって各チャネルの受波信号は
位相τ＝を一τ１−Ｐτ２なる包絡線成分となる。音波
継続時間τ。に対してτ２は小さいので、素子番号Ｐの
値が近いチャネル同志、つまり隣接する素子チャネル同
志ではほぼ同位相の信号波形が得られる。このような波
形をアナログ遅延回路ＤＳｐ、ＤＣｐにより遅延させる
。このＤＳｐ。

Ｄ　Ｃｐは互いに同一の構成であり可変遅延時間（ｎ−
ｐ）τ、を与える遅延線である。ここで、τ。

はアナログ信号用の遅延部ＤＳｐ、ＤＣｐの遅延時間設
定値に関係した値であり、各チャンネルの遅延時間設定
値は実施例において簡単のために使用した無限遠からの
平面波を受信する場合には、各素子に対する遅延時間設
定値は素子番号ｐに対応して（ｎ−ｐ）で５と与えられ
る。ここで、τ、は設定値であり、実際の動作において
はΔｐなる誤差が生ずる。このためＤ　Ｓ　、Ｄ　Ｃｐ
の出力ｊ　ｓｐ。

ｊ　ｃｐは となる。このような信号ｊｓｐ、ｊｃｐをそれぞれｎ個
についての総和を得る加算器Ｓｓ、Ｓｃにより加算する
。この加算器出力ｋｓ、ｋｃはそれぞれｎ＝１ ｐ＝Ｑ である。

ここで目標方向から音波が入射する場合を考えるとτ２
＝τ、＝τ５であるためなる信号となり、 大きな出力となる。

この信号を ２乗器Ｔ　ｓ　ｇ Ｔｃにより２乗し、 Ｓｓにより加算し、 開平器Ｒにより開平することにより出力信号Ｃを得る。

この構成より、目標方向信号に対する出力Ｃは Ｃ＝ｆ１７７ツＷ となり、目標物体までの距離に無■係（τ１に無関係）
に最大出力が得られることになる。一方目標以外の方向
からの音波に関してはτ、−τ２＝Δτ、−τ、＝Δ′
とすると となり、（ｎ−１）ωΔが２π以上となるとｋｓ。

ｋｃは小さな値となり抑圧された出力となる。このこと
をｋｓについて説明する。なおｋｃについても同様であ
る。

２　ｐ＝Ｑ ・ｃｏｓ　（ω（ｐ・Δ−τ１）） であり、ここで（ｎ−１）ωΔ〉２πとすると、ｐの０
からｎ−１までの変化に対応して、ωｐ・ΔがＯから２
πまで変化する。このためｃｏｓ（ω（ｐ・Δ−τ□）
）の値がこのωｐ・Δの変化に対応して１周期分変化し
、これらの全てを加算した結果であるｋｓは正負の値が
平均化され小さな値となる。ここで、Ａ（を−τｘ＋Ｐ
Δ′−ｎτ５）は通常Δ＝Δ′であることから、ｐΔ′
ｚｐΔくｎΔ夕２　”　”　ｆ　３　（Ｔ　６であり、
反射信号の得られω るｔ＝τ□なる時刻近傍においては、はとんど変化しな
い、この（ｎ−１）ωΔ＝２πに対応する方向が指向特
性の第１零点となり従来の方式と同一の指向特性が実現
されている。

即ち、これまで述べたように、Δ、Δ′の変化に対して
、Ａ（を−τｚ＋ＰΔ／　　ｎτＳ）は、反射波の中央
付近では変化しない、このため、この値をＢとすると、 ｐ＝Ｑ となる。

このようなｋｓのΔに対する変化は、 良 にてＯとなる。このΔに対応する方向が第１零点となる
。一方、従来方式においても、第４頁第４行のｂＰの式
を使用すると ド０ ｐ＝Ｑ ｐ＝Ｑ （ω（を−τｌ＋ＰΔ−ｎτ、）） となり、Δに対する変化は第２図のものと同一になる。

このため、方位分解能も全く同一となる。

次に、遅延回路の遅延時間精度の影響を述べる。

参照信号の処理はディジタル処理が可能であり。

簡単に所要の遅延時間が得られ、τ４〜で２＝Ｏと設定
可能である。一方、受信信号成分を遅延させる部分（第
２図に示すＤ　Ｓ　ｐ　、　Ｄ　Ｃｐ　）は、振幅情報
を有することから構成が複雑になり、時間精度を高める
ことは困難である。そこで、このＤ　Ｓ　ｐ　。

Ｄ　Ｃｐの遅延時間誤差をΔｐとすると、設定遅延時間
ｐτ、に対するＤＳｐ＝ＤＣｐの実際の遅延時間Ｄ　Ｅ
　ｐは、 Ｄ　Ｅ　ｐ　＝　　（ｎ　−ｐ　）τ、−Δｐとなる。

このため式（８）、（９）に対応する遅延手段からの出
力ｊｘｐｔＪｃｐは、 Ａ（τＰ′ ） Ｊｓｐ＝ ＣＯＳφＰ ２ となる。ここでは、目標方向から入射する音波に対する
受信信号強度についての検討であるから。

設定遅延量τ５は、τ、−τ２（＝Δ′）＝Ｏとなって
いる。このためて２′＝を一τ、＋Δｐ−ｎτ５であり
、これらを加算した加算出力ｋｓ、ｋｃは式％式％） 位相差φＰは、 φＰ＝ω（ｐ（τ４−τ２）−τｌ） であり、目標方向の物体であることから同様にで４−τ
２＝　（＝Ｏ）＝Ｑであり、 φデ＝−ωτ、 となる。

以上の式より である。このような遅延時間誤差Δｐが存在する場合に
おける目的方向についての受信出力ｃ（ｔ）は、 である、ここでＡ（を−τ、十Δｐ−ｎτ、）は、受信
開始時刻がτ１＋Δｐ−ｎτ、であり、これは時間長τ
。なる矩形パルスである。このため、受信素子ｐに対応
して誤差Δｐが変化するので、それぞれ受信時刻が変動
し、それらの総和であるＣ（１）がτ。より長くなり、
第４図のようになる。

すなわち、ｎが大きくΔｐが一様分布と仮定するＰ２Ｏ ΔＰ、に対応して第４図のように変化する。この図より
理解されるようにΔＰ、≦＋に遅延回路Ｄ　Ｃｐを構成
することにより最大値の低下なしに目的信号の抽出が可
能である。

このようにＤＳｐの遅延時間精度は包絡線の長さの精度
でよい。

そこで第６図に示すような実施例の構成が可能になる。

すなわち、第２図のように乗数、及び濾波により位相処
理された各チャネルの信号ｉｓ’ｐ（又は１ｃｐ）を隣
接する素子チャネルの複数の群ごとにまとめて加算して
から遅延される。Ｓ　１ｌｌＳｂ、Ｓｃなる加算器によ
り加算された信号Ｑａｐｆｌｂ、　＋２ｃはそれぞれ第
６図のようになり、振幅の低下は全く表われない。この
１２ａ、Ｑｂ−ＱｃをそれぞれＤ　Ｓａ、Ｄ　Ｓｂ、Ｄ
　Ｓｃにより１２　τｚ＋　８　τｚ＋４τ２だけ遅延
させることにより第７図ｑａ＊　ｑｂ＋ｑｃが得られこ
の３信号を加算器ＳＳにより加算することにより目的信
号出力Ｕを最大振幅の低下なしに求めることが可能とな
る。以上は説明の簡単のために４信号（ｉｓ０〜ｉｓ３
等）を工部０１等）とし３群にてシステムを構成して説
明したがこの構成の限られるものではなくＵの最大振幅
が低下しない制限の下に任意の分割が可能であることは
明白である。このような構成にすると第６図より明らか
なように遅延回路の個数が大幅に減少しく第６図の構成
では１／４）装置構成が楽になる。

なお、第６図の説明では第２図の各素子チャネルの２つ
の信号１ｓｐＨｉｃｐのうちのｉｓｐのみを用いて遅延
することを説明したが、他方のｉｃｐについて同様に遅
延を行なうことは省略できる。これについて以下に説明
する。

第２図における片方の加算器Ｓｓの出力ｋｓに着目する
。目的方向物体からの受信出力は第１２式％式％ ） ） であり、これは第１４式にｃｏｓ　（−ωτ１）を乗し
た形式になっている。このことはτ、の変化（距離の変
化）に従い出力振幅が変化する（感度が変化する）こと
に対応する。この様子を第５図に示す。このようにωτ
６＝πなる関係にある音波伝播時間τ６を周期とする感
度の変動が生ずる。しかしこので６に相当する距離間隔
Δｒは伝播媒質中の音速をＣｓ、音波波長をλとすると
であり、水中において２　Ｍ　Ｈｚ音波を使用するとΔ
、　〜０．１９（ｗ＋＋）　　（Ｃｓ：１５００ｍ／ｓ
）となり、多数の反射点より構成される有限の大きさを
有する物体の場合にはこのような微細な感度変化は全く
問題とならない。

すなわち、反射点が１点のみであり、かつ第５図に示す
１ｋｓｌの零点に位置が固定している場合（τ１が固定
）には反射信号を見失うことになる。

しかし１通常は生体の観測あるいは水中観測のように対
象物が運動しあるいは観測点が移動し、相対位置が変動
する。このため、音波伝搬時間τ１が変化し反射信号が
瞬間的に消滅しても、すぐに再び出現する。特に、有限
の大きさを有する物体の場合には、多数の反射点を有す
ることから、たとえ物体が固定しているとしてもどこか
の反射点が必ず観測されることになり、片側の出力のみ
によっても反射体を見失うことは全くない。

さて、第２図のように各々の素子チャネルの受信信号ご
とに位相処理として隣接するチャネルどうしではほぼ位
相が等しい包絡線とした信号を遅延により位置合せして
整相するには、第６図の実施例のようにアナログ遅延数
を用いなくても良い。

以下に第８図、第９図を用いて標本化により離散信号を
保持することにより遅延を行なう標本化遅延手段を用い
た実施例を述べる。

第８図に示されたように信号１２ａ、Ｑｂ、　ｎｃ（ｉ
ｓｐ、　ｉｃｐについて位置合せをする構成も同様に考
えられるが省略）が得られたと仮定する。これらの信号
の同一部分（時刻はそれぞれ異なる）Ｑ　ａｌ＋　Ｑ　
ｂｘｙ　Ｑ　ｃｍをマルチプレクサ−Ｍ　Ｘ　ａ　＋　
ｂ　ｓ　Ｃにより選択して同一の加算器ＭＡ、に印加す
る。同様に氾＆ｌ、Ｑｂ□ｌ’２ｃ２をＭＡ２に印加し
順次それぞれの加算器により信号の特定部分をＭＡ７ま
で印加する。次のＱ。、ｎｂ＠、Ｄ。を再度ＭＡ１に印
加しこの操作をくり返す。このような処理を行なうと加
算器ＭＡ工〜ＭＡ、の出力はそれぞれｖ１〜ｖ７となり
、信号の同一部分が分離油出されている。

このような加算器出力Ｖ□〜ｖ７を有限時間τ。

（ｆｌａ、Ｑｂ、Ｑｃが得られる時間）だけ積分器ＩＴ
よ〜７により積分する。この積分器はＱｃ酸成分悲に出
力した直後にそれぞれリセット可能となっている。

このように積分器出力はそれぞれω１〜ω７となり積分
の最後値はそれぞれ１２ａ、Ｑｂ、Ｑｃを時間合せした
後加算した振幅とほぼ同一となる。このような積分結果
をリセット直前に出力用マルチプレクサ−ＭＰＸにより
順次読み出すと第８図のＸに示すように第７図Ｕとほぼ
同一の波形が得られ、等価的に包絡線の遅延回路が実現
されたことになる。このようにマルチプレクサ−スイッ
チ、加算器、積分器により構成すると時間合せが全てデ
ィジタルクロックにより可能となり、装置の安定度が大
幅に向上する。ここに述べた信号選択、積分リセットを
制御する制御信号を第９図に示すＣＸｃｙにより作成す
る。

以上の説明は目標物体が充分遠方にあり、反射信号が第
１図（ｉｔ）のように平面波で入射した場合について述
べたが、本発明のように参照信号との混合による位相処
理を行なう方式の場合には簡単な付加回路により距離物
体からの球面波も受波することが可能となる。このため
には、第６図あるいは第９図の遅延回路の遅延の分布を
その球面波に対応したある曲率をもったものとすると同
時に、各チャネルの受信信号の位相処理を用いる参照波
も同様な分布をもたせねばらならない。これを実現する
には第３図の参照波発生回路を改変した第１０図の回路
を用いる。第１０図に示すようにシフトレジスタＳＨＲ
から得る等位相差の信号ｆｏｌｆ１９・・・をそれぞれ
単安定マルチバイブレータによるディジタル遅延回路Ｄ
Ｖ、、ＤＶ１．・・・にそれぞれ印加する。ＤＶ、、Ｄ
Ｖ工、・・・は球面波に対応した２次の遅延時間分布に
従う遅延時間が設定されている。これらを介した信号を
第３図と同様な共振フィルタ（第１０図では図示せず）
にそれぞれ印加して各チャネル用の参照信号が得られ、
またこれらと９０”位相差を有する参照信号もＤＤ、、
ＤＤ工、・・・を介した後に共振フィルタに印加して得
ることができる。このような参照信号を各チャネルの受
信信号に乗算することにより近距離物体からの曲率を有
する波面も位相を一致させ加算させることが可能となる
。一方、アコ−ステイク・ホログラフィ、ボリューム５
　（ＡｃｏｕｓｔｉｃＨｏｌ。

ｇｒａｐｈｙ＋　ｖｏｌｕｓｍ５）第２４９〜に掲載さ
れたア・ニュー・ウルトラ・サウンド・イメージング・
テクニック・エムブロイング・ツー・ディメンショナル
・エレクトロニック・ビーム・ステアリングと題される
文献には送波時刻からの時間経過中で当初は近距離の反
射点からの反射音波が、また次第に遠方からの反射音波
が受波素子に到達するのに対応し、受波信号の整相のた
めの遅延時間分布の曲率を順次時間に逆比例するように
変化してどの距離からの反射信号も位相を一致させる技
術が述べられている０本発明のこの手法を適用するなら
ば、第６図、第９図などの遅延回路のチャネル間の遅延
時間分布を上記のように時間に逆比例する曲率で順次変
更するとともに、各チャネルの位相処理に用いる参照信
号の遅延時間の分布も同様に順次変更する必要がある。

このためには、第１０図に示した曲率をもった遅延時間
分布を得るための遅延回路ＤＶｉ、ＤＶ、、・・・、Ｄ
Ｖｐ、・・・を遅延時間の制御が可能なものとすれば良
い。このようなり　Ｖ　ｐの構成は電圧により出力パル
ス幅が変化可能な通常の単安定マルチバイブレータを使
用することにより容易に実現される。

さらに参照信号ｅｓｐ、　ｅｃｐが正弦波であることを
考えるとこのような２次の曲率を有する参照信号が単一
周波数のみについて構成する簡単な移相器により代用さ
れることも明らかである。また第３図におけるＳＨＲの
構成を一方向にのみ内容がシフトするように示している
がこれも両方向にシフトするシフトレジスターを使用し
、さらにそのシフト方向に対応する包絡線遅延を行なう
ことにより簡単に左右両方向からの反射信号が受信され
ることも明白である。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明によれば１位相処理された受信信
号を隣接する素子チャネル群ごとに加算してそれぞれ遅
延を与えるため、遅延回路の個数を少なくできる。さら
に標本化遅延手段の採用により遅延部分の構成を、より
小型化した受波装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図（ｉ）、　（ｉｆ）は送信波形と受信器出力の時
間関係を示す説明図であり、（ｉｉｉ）、　（ｔｖ）、
　（ｖ）は従来方式の動作説明図、第２図は本発明の前
提となる方式の構成図、第３図は第２図の方式に用いる
参照信号発生部の構成側図、第４図は遅延回路部の誤差
が出力波形に与える影響を示す図、第５図は１種類の参
照信号により構成した場合の距離に対する感度変化を示
す図、第６図は本発明の一実施例の説明図、第７図は第
６図の構成による出力を示す図、第８図は遅延回路部を
第９図により構成するときの時間関係を示す図、第９図
は本発明の他の実施例の回路図、第１０図が近距離にお
いて焦点を保有させるための付加回路を示す図である。 第 ２ 圀 第 図 第 ２ρ 臼 第 侶 −ａ−Ｚ忰 第 図 ｃ 第 ７ 目 第 と 巴 第 ヲ 呂 ＠７ぶ← □？７

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、配列する複数の受波素子から得る複数チャネルの受
   波信号に遅延を与えて加算し、もって所定の方向もしく
   は位置からの反射波に一致させた受信音波ビームを合成
   する受波装置において、前記複数チャネルの受信信号の
   位相をそれぞれ変化させる位相処理回路と、位相が変化
   された受信信号のうち隣接する受波素子群からの受信信
   号を群ごとに加算する複数の第１の加算手段と、該第１
   の加算手段の加算出力にそれぞれ所望の遅延を与える遅
   延手段と、遅延手段の出力を加算して上記受信音波ビー
   ムを示す信号を得る第２の加算手段とを有することを特
   徴とする受波装置。 ２、前記位相処理回路、及び前記遅延手段は、それぞれ
   時間に逆比例する曲率の遅延時間分布の位相処理、及び
   遅延を行なうことを特徴とする特許請求の範囲第１項に
   記載の受波装置。 ３、配列する複数の受波素子から得る複数チャネルの受
   信信号に遅延を与えて加算し、もって所定の方向もしく
   は位置からの反射音波に一致させた受信音波ビームを合
   成する受波装置において、前記複数チャネルの受信信号
   の位相をそれぞれ変化させる位相処理回路と、位相が変
   化された受信信号のうち隣接する素子群からの受信信号
   を群ごとに加算する第１の加算手段と、該第１の加算手
   段の加算出力のそれぞれ標本化した離散的値を保持する
   ことによりそれぞれ所望の遅延を与える標本化遅延手段
   と、保持された値を加算する第２の加算手段とを有する
   ことを特徴とする受波装置。