JPH07130869A - 半導体集積回路装置 - Google Patents
半導体集積回路装置Info
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- JPH07130869A JPH07130869A JP5273343A JP27334393A JPH07130869A JP H07130869 A JPH07130869 A JP H07130869A JP 5273343 A JP5273343 A JP 5273343A JP 27334393 A JP27334393 A JP 27334393A JP H07130869 A JPH07130869 A JP H07130869A
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- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
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Abstract
(57)【要約】
【目的】バックゲート効果による特性低下を改善する。
【構成】半導体基板1にp型層30およびn型層40を
形成する。p型層30内にN型トランジスタQ1のn型
ソース領域32とチャネル領域33とを形成し、n型層
40内にP型トランジスタのp型ソース領域42とチャ
ネル領域43とを形成する。そして、p型層30、n型
ソース領域32、n型層40およびp型ソース領域42
を出力節点OUTに共通接続する。
形成する。p型層30内にN型トランジスタQ1のn型
ソース領域32とチャネル領域33とを形成し、n型層
40内にP型トランジスタのp型ソース領域42とチャ
ネル領域43とを形成する。そして、p型層30、n型
ソース領域32、n型層40およびp型ソース領域42
を出力節点OUTに共通接続する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は半導体集積回路装置に係
わり、特にNチャネル型絶縁ゲート電界効果トランジス
タ(以下、N型トランジスタ、と称す)とPチャネル型
絶縁ゲート電界効果トランジスタ(以下、P型トランジ
スタ、と称す)とからなるCMOS構成を有する半導体
集積回路装置に関する。
わり、特にNチャネル型絶縁ゲート電界効果トランジス
タ(以下、N型トランジスタ、と称す)とPチャネル型
絶縁ゲート電界効果トランジスタ(以下、P型トランジ
スタ、と称す)とからなるCMOS構成を有する半導体
集積回路装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来から半導体集積回路装置における出
力回路として、能動負荷を有するインバータ回路または
ソースホロワ回路などが用いられている。しかしながら
このような回路では、定常的に回路電流が流れるために
消費電力が増大する。さらに能動負荷を流れる電流を制
限しているために駆動能力が低くなる。
力回路として、能動負荷を有するインバータ回路または
ソースホロワ回路などが用いられている。しかしながら
このような回路では、定常的に回路電流が流れるために
消費電力が増大する。さらに能動負荷を流れる電流を制
限しているために駆動能力が低くなる。
【0003】このためにCMOS構成のソースホロワ回
路が、駆動能力を高くし消費電力を低くすることができ
るので、近年さかんに用いられてきた。CMOS構成の
ソースホロワ回路を有する従来技術の半導体集積回路装
置の断面図を図8に、等価回路を図9に示す。
路が、駆動能力を高くし消費電力を低くすることができ
るので、近年さかんに用いられてきた。CMOS構成の
ソースホロワ回路を有する従来技術の半導体集積回路装
置の断面図を図8に、等価回路を図9に示す。
【0004】n型ウェル領域2が形成されたp型シリコ
ン基板1の主面に選択的にフィールド酸化膜3が形成さ
れて、N型トランジスタQ1を形成する領域およびP型
トランジスタQ2を形成する領域を区画する。
ン基板1の主面に選択的にフィールド酸化膜3が形成さ
れて、N型トランジスタQ1を形成する領域およびP型
トランジスタQ2を形成する領域を区画する。
【0005】N型トランジスタQ1は、n型拡散層4と
n+ 型拡散層5とからなるオフセット型のn型ドレイン
領域(D1)11、n型拡散層4とn+ 型拡散層5とか
らなるオフセット型のn型ソース領域(S1)12、ド
レイン領域11とソース領域12との間のチャネル領域
13、チャネル領域13上のゲート酸化膜14、ゲート
酸化膜14上のポリシリコンゲート電極(G1)15お
よびp+ 型コンタクト領域16を有して構成されてい
る。
n+ 型拡散層5とからなるオフセット型のn型ドレイン
領域(D1)11、n型拡散層4とn+ 型拡散層5とか
らなるオフセット型のn型ソース領域(S1)12、ド
レイン領域11とソース領域12との間のチャネル領域
13、チャネル領域13上のゲート酸化膜14、ゲート
酸化膜14上のポリシリコンゲート電極(G1)15お
よびp+ 型コンタクト領域16を有して構成されてい
る。
【0006】P型トランジスタQ2はn型ウエル2内お
よびその上に形成され、p型拡散層6とp+ 型拡散層7
とからなるオフセット型のp型ドレイン領域(D2)2
1、p+ 型拡散層7とからなるp型ソース領域(S2)
22、ドレイン領域21とソース領域22との間のチャ
ネル領域23、チャネル領域23上のゲート酸化膜2
4、ゲート酸化膜24上のポリシリコンゲート電極(G
2)25およびn+ 型コンタクト領域26を有して構成
されている。
よびその上に形成され、p型拡散層6とp+ 型拡散層7
とからなるオフセット型のp型ドレイン領域(D2)2
1、p+ 型拡散層7とからなるp型ソース領域(S2)
22、ドレイン領域21とソース領域22との間のチャ
ネル領域23、チャネル領域23上のゲート酸化膜2
4、ゲート酸化膜24上のポリシリコンゲート電極(G
2)25およびn+ 型コンタクト領域26を有して構成
されている。
【0007】層間絶縁膜27に各領域にそれぞれ達する
複数のコンタクト孔28が形成され、アルミ配線電極2
9がコンタクト孔28を通してそれぞれの領域に接続さ
れている。N型トランジスタQ1のn型ドレイン領域
(D1)11に接続された配線電極は高電位電源ライン
である正電位ラインVDDに接続されている。N型トラ
ンジスタQ1のn型ソース領域(S1)12に接続され
た配線電極は、P型トランジスタQ2のp型ソース領域
22とP型トランジスタQ2の基板電位供給用のn+ 型
コンタクト領域26とに接続された配線電極とともに出
力節点OUTに接続されている。さらに、P型トランジ
スタQ2のp型ドレイン領域(D2)21に接続された
配線電極はN型トランジスタQ1の基板電位供給用p+
型コンタクト領域16に接続された配線電極とともに低
電位電源ラインである負電位ラインVSSに接続されて
いる。
複数のコンタクト孔28が形成され、アルミ配線電極2
9がコンタクト孔28を通してそれぞれの領域に接続さ
れている。N型トランジスタQ1のn型ドレイン領域
(D1)11に接続された配線電極は高電位電源ライン
である正電位ラインVDDに接続されている。N型トラ
ンジスタQ1のn型ソース領域(S1)12に接続され
た配線電極は、P型トランジスタQ2のp型ソース領域
22とP型トランジスタQ2の基板電位供給用のn+ 型
コンタクト領域26とに接続された配線電極とともに出
力節点OUTに接続されている。さらに、P型トランジ
スタQ2のp型ドレイン領域(D2)21に接続された
配線電極はN型トランジスタQ1の基板電位供給用p+
型コンタクト領域16に接続された配線電極とともに低
電位電源ラインである負電位ラインVSSに接続されて
いる。
【0008】また、図9の等価回路図に示すように、N
型トランジスタQ1のポリシリコンゲート電極(G1)
15およびP型トランジスタQ2のポリシリコンゲート
電極(G2)25は共通に入力節点INに接続され、出
力節点OUTと接地GNDとの間に負荷RL が接続され
た回路となる。
型トランジスタQ1のポリシリコンゲート電極(G1)
15およびP型トランジスタQ2のポリシリコンゲート
電極(G2)25は共通に入力節点INに接続され、出
力節点OUTと接地GNDとの間に負荷RL が接続され
た回路となる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、負
電位ラインVSSからp+ 型コンタクト領域16を通し
て負の基板電位(例えば、−10V)が印加されるp型
シリコン基板の部分にN型トランジスタQ1が形成され
るから、N型トランジスタQ1の基板電位は負のVSS
に固定されて、しきい値電圧VTNは大きくなり、さらに
出力OUTが高電位となるにしたがい基板電位VSSか
らみたソース電位ますます大きくなるから、バックゲー
ト効果によりしきい値電圧VTNがだんだん大きな入力ー
出力特性で出力スロープがなだらかな特性となってしま
う。
電位ラインVSSからp+ 型コンタクト領域16を通し
て負の基板電位(例えば、−10V)が印加されるp型
シリコン基板の部分にN型トランジスタQ1が形成され
るから、N型トランジスタQ1の基板電位は負のVSS
に固定されて、しきい値電圧VTNは大きくなり、さらに
出力OUTが高電位となるにしたがい基板電位VSSか
らみたソース電位ますます大きくなるから、バックゲー
ト効果によりしきい値電圧VTNがだんだん大きな入力ー
出力特性で出力スロープがなだらかな特性となってしま
う。
【0010】すなわち図10において、P型トランジス
タQ2の動作により決定される範囲である、入力、出力
が負の範囲のしきい値電圧VTPを有する入力ー出力特性
200は問題ないが、N型トランジスタQ1の動作によ
り決定される範囲である、入力、出力が正の範囲の入力
ー出力特性100では、上記バックゲート効果により正
の電圧が出力しはじめる入力電圧であるしきい値電圧V
TNが、例えば+4.3Vと大きく、正側の出力範囲が狭
くなり、利得(出力電圧/入力電圧)が低下してしま
う。また入力電圧VINがVTP〜VTNの範囲で出力電圧が
OFF状態となるから、従来技術では入力電圧VINが、
例えば−1.0V〜+4.3Vの広範囲において出力電
圧がOFF状態となり歪が大となる。
タQ2の動作により決定される範囲である、入力、出力
が負の範囲のしきい値電圧VTPを有する入力ー出力特性
200は問題ないが、N型トランジスタQ1の動作によ
り決定される範囲である、入力、出力が正の範囲の入力
ー出力特性100では、上記バックゲート効果により正
の電圧が出力しはじめる入力電圧であるしきい値電圧V
TNが、例えば+4.3Vと大きく、正側の出力範囲が狭
くなり、利得(出力電圧/入力電圧)が低下してしま
う。また入力電圧VINがVTP〜VTNの範囲で出力電圧が
OFF状態となるから、従来技術では入力電圧VINが、
例えば−1.0V〜+4.3Vの広範囲において出力電
圧がOFF状態となり歪が大となる。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、半導体
基板に形成されたp型層およびn型層と、前記p型層内
に形成されたN型トランジスタのn型ソース領域と、前
記p型層内に位置する前記N型トランジスタのチャネル
領域と、前記n型層内に形成されたP型トランジスタの
p型ソース領域と、前記n型層内に位置する前記P型ト
ランジスタのチャネル領域とを有し、前記p型層、前記
n型ソース領域、前記n型層および前記p型ソース領域
を共通接続手段により共通接続されている半導体集積回
路装置にある。ここで、前記N型トランジスタのゲート
電極および前記P型トランジスタのゲート電極は共通に
入力節点に接続され、前記共通接続手段は出力節点に接
続され、前記N型トランジスタのn型ドレイン領域が高
電源電位ラインに接続され、前記P型トランジスタのp
型ドレイン領域が低電位電源ラインに接続されることが
好ましい。また、前記N型トランジスタのゲート電極は
第1および第2のP型トランジスタを有する第1の前段
バッファ回路を介して前記入力節点に接続され、前記P
型トランジスタのゲート電極は第1および第2のN型ト
ランジスタを有する第2の前段バッファ回路を介して前
記入力節点に接続されることができる。
基板に形成されたp型層およびn型層と、前記p型層内
に形成されたN型トランジスタのn型ソース領域と、前
記p型層内に位置する前記N型トランジスタのチャネル
領域と、前記n型層内に形成されたP型トランジスタの
p型ソース領域と、前記n型層内に位置する前記P型ト
ランジスタのチャネル領域とを有し、前記p型層、前記
n型ソース領域、前記n型層および前記p型ソース領域
を共通接続手段により共通接続されている半導体集積回
路装置にある。ここで、前記N型トランジスタのゲート
電極および前記P型トランジスタのゲート電極は共通に
入力節点に接続され、前記共通接続手段は出力節点に接
続され、前記N型トランジスタのn型ドレイン領域が高
電源電位ラインに接続され、前記P型トランジスタのp
型ドレイン領域が低電位電源ラインに接続されることが
好ましい。また、前記N型トランジスタのゲート電極は
第1および第2のP型トランジスタを有する第1の前段
バッファ回路を介して前記入力節点に接続され、前記P
型トランジスタのゲート電極は第1および第2のN型ト
ランジスタを有する第2の前段バッファ回路を介して前
記入力節点に接続されることができる。
【0012】
【実施例】以下図面を参照して本発明を説明する。
【0013】図1は本発明の一実施例の半導体集積回路
装置の断面図であり、図2(A)および図2(B)はそ
れぞれ図1をA−A部およびB−B部を矢印の方向を視
て、層間絶縁膜27および金属電極29を省略して示し
た平面図である。なお図2(A)および図2(B)にお
いて、図1と同一の箇所は図1と同じハッチングをつけ
てある。
装置の断面図であり、図2(A)および図2(B)はそ
れぞれ図1をA−A部およびB−B部を矢印の方向を視
て、層間絶縁膜27および金属電極29を省略して示し
た平面図である。なお図2(A)および図2(B)にお
いて、図1と同一の箇所は図1と同じハッチングをつけ
てある。
【0014】n型ウェル領域2が形成されたp型シリコ
ン基板1の主面に選択的にフィールド酸化膜3が形成さ
れて、N型トランジスタQ1を形成する領域およびP型
トランジスタQ2を形成する領域を区画している。
ン基板1の主面に選択的にフィールド酸化膜3が形成さ
れて、N型トランジスタQ1を形成する領域およびP型
トランジスタQ2を形成する領域を区画している。
【0015】N型トランジスタQ1においては、n型ウ
エル領域2内にp型層30が形成され、その中央部には
p型層30に基板電圧を供給するp+ 型コンタクト領域
36が形成され、その外周に接してn+ 型拡散層5がn
型ソース領域(S1)32として形成され、n型ソース
領域(S1)32の外側のp型層30の部分がチャネル
領域33となっている。チャネル領域33の外側、すな
わちp型層30の外側のn型ウエル領域2の部分、n型
拡散層4およびn+ 型拡散層5とからなるオフセット型
のn型ドレイン領域(D1)31が形成されている。ま
た、ソース−ドレイン領域間のチャネル領域33上にゲ
ート絶縁膜34を介してポリシリコンゲート電極(G
1)35が形成されている。そして図2(A)に示すよ
うに、p+型コンタクト領域36を中央にして、n型ソ
ース領域(S1)32、チャネル領域33、ゲート電極
(G1)35およびn型ドレイン領域(D1)31が同
心円状のリング形状となっている。また、p型層30お
よびn型ソース領域(S1)32はポリシリコンゲート
電極(G1)35をマスクとしてそれぞれp型不純物お
よびn型不純物の導入により自己整合的に形成された、
いわゆる二重拡散(DSA)構造となっている。
エル領域2内にp型層30が形成され、その中央部には
p型層30に基板電圧を供給するp+ 型コンタクト領域
36が形成され、その外周に接してn+ 型拡散層5がn
型ソース領域(S1)32として形成され、n型ソース
領域(S1)32の外側のp型層30の部分がチャネル
領域33となっている。チャネル領域33の外側、すな
わちp型層30の外側のn型ウエル領域2の部分、n型
拡散層4およびn+ 型拡散層5とからなるオフセット型
のn型ドレイン領域(D1)31が形成されている。ま
た、ソース−ドレイン領域間のチャネル領域33上にゲ
ート絶縁膜34を介してポリシリコンゲート電極(G
1)35が形成されている。そして図2(A)に示すよ
うに、p+型コンタクト領域36を中央にして、n型ソ
ース領域(S1)32、チャネル領域33、ゲート電極
(G1)35およびn型ドレイン領域(D1)31が同
心円状のリング形状となっている。また、p型層30お
よびn型ソース領域(S1)32はポリシリコンゲート
電極(G1)35をマスクとしてそれぞれp型不純物お
よびn型不純物の導入により自己整合的に形成された、
いわゆる二重拡散(DSA)構造となっている。
【0016】一方、P型トランジスタQ2においては、
シリコン基板1のp型表面部分にn型層40が形成さ
れ、その中央部にはn型層40に基板電圧を供給するn
+ 型コンタクト領域46が形成され、その外周に接して
p+ 型拡散層7がp型ソース領域(S2)42として形
成され、p型ソース領域(S2)42の外側のn型層4
0の部分がチャネル領域43となる。チャネル領域43
の外側、すなわちn型層40の外側のp型シリコン基板
1の部分、p型拡散層6およびp+ 型拡散層7とからな
るオフセット型のp型ドレイン領域(D2)41が形成
されている。また、ソース−ドレイン領域間のチャネル
領域43上にゲート絶縁膜44を介してポリシリコンゲ
ート電極(G2)45が形成されている。そして図2
(B)に示すように、n+ 型コンタクト領域46を中央
にして、p型ソース領域(S2)42、チャネル領域4
3、ゲート電極(G2)45およびp型ドレイン領域
(D2)41が同心円状のリング形状となっている。こ
のP型トランジスタQ2でも、n型層40およびp型ソ
ース領域(S2)42はポリシリコンゲート電極(G
2)45をマスクとしてそれぞれn型不純物およびp型
不純物の導入により自己整合的に形成された、DSA構
造となっている。
シリコン基板1のp型表面部分にn型層40が形成さ
れ、その中央部にはn型層40に基板電圧を供給するn
+ 型コンタクト領域46が形成され、その外周に接して
p+ 型拡散層7がp型ソース領域(S2)42として形
成され、p型ソース領域(S2)42の外側のn型層4
0の部分がチャネル領域43となる。チャネル領域43
の外側、すなわちn型層40の外側のp型シリコン基板
1の部分、p型拡散層6およびp+ 型拡散層7とからな
るオフセット型のp型ドレイン領域(D2)41が形成
されている。また、ソース−ドレイン領域間のチャネル
領域43上にゲート絶縁膜44を介してポリシリコンゲ
ート電極(G2)45が形成されている。そして図2
(B)に示すように、n+ 型コンタクト領域46を中央
にして、p型ソース領域(S2)42、チャネル領域4
3、ゲート電極(G2)45およびp型ドレイン領域
(D2)41が同心円状のリング形状となっている。こ
のP型トランジスタQ2でも、n型層40およびp型ソ
ース領域(S2)42はポリシリコンゲート電極(G
2)45をマスクとしてそれぞれn型不純物およびp型
不純物の導入により自己整合的に形成された、DSA構
造となっている。
【0017】そして層間絶縁膜27に各領域にそれぞれ
達する複数のコンタクト孔28が形成され、アルミ配線
電極29がコンタクト孔28を通してそれぞれの領域に
接続されている。
達する複数のコンタクト孔28が形成され、アルミ配線
電極29がコンタクト孔28を通してそれぞれの領域に
接続されている。
【0018】N型トランジスタQ1のn型ドレイン領域
(D1)31のn+ 型拡散層5に接続された配線電極は
高電位電源ラインである正電位ラインVDDに接続され
ている。そしてN型トランジスタQ1のn型ソース領域
(S1)32であるn+ 型拡散層5に接続された配線電
極は同じコンタクト孔28内において、N型トランジス
タQ1の基板電位供給用のp+ 型コンタクト領域36に
も接続されて出力節点OUTに接続されている。これに
よりバックゲート領域となるp型層30には、p+ 型コ
ンタクト領域36を通して出力電圧VOUT が常に基板電
位として印加されることになる。
(D1)31のn+ 型拡散層5に接続された配線電極は
高電位電源ラインである正電位ラインVDDに接続され
ている。そしてN型トランジスタQ1のn型ソース領域
(S1)32であるn+ 型拡散層5に接続された配線電
極は同じコンタクト孔28内において、N型トランジス
タQ1の基板電位供給用のp+ 型コンタクト領域36に
も接続されて出力節点OUTに接続されている。これに
よりバックゲート領域となるp型層30には、p+ 型コ
ンタクト領域36を通して出力電圧VOUT が常に基板電
位として印加されることになる。
【0019】一方、P型トランジスタQ2のp型ドレイ
ン領域(D2)41のp+ 型拡散層7に接続された配線
電極は低電位電源ラインである負電位ラインVSSに接
続されている。そしてP型トランジスタQ2のp型ソー
ス領域(S2)42のp+ 型拡散層7に接続された配線
電極は同じコンタクト孔28内において、P型トランジ
スタQ2の基板電位供給用のn+ 型コンタクト領域46
にも接続されて出力節点OUTに接続されている。この
ようにP型トランジスタQ2に関しては従来技術と同様
に、バックゲート領域となるn型層40にn+ 型コンタ
クト領域46を通して出力電圧VOUT が常に基板電位と
して印加されている。
ン領域(D2)41のp+ 型拡散層7に接続された配線
電極は低電位電源ラインである負電位ラインVSSに接
続されている。そしてP型トランジスタQ2のp型ソー
ス領域(S2)42のp+ 型拡散層7に接続された配線
電極は同じコンタクト孔28内において、P型トランジ
スタQ2の基板電位供給用のn+ 型コンタクト領域46
にも接続されて出力節点OUTに接続されている。この
ようにP型トランジスタQ2に関しては従来技術と同様
に、バックゲート領域となるn型層40にn+ 型コンタ
クト領域46を通して出力電圧VOUT が常に基板電位と
して印加されている。
【0020】また、図3の等価回路図に示すように、N
型トランジスタQ1のポリシリコンゲート電極(G1)
35およびP型トランジスタQ2のポリシリコンゲート
電極(G2)45は共通に入力節点INに接続され、出
力節点OUTと接地との間に負荷RL が接続された回路
となる。
型トランジスタQ1のポリシリコンゲート電極(G1)
35およびP型トランジスタQ2のポリシリコンゲート
電極(G2)45は共通に入力節点INに接続され、出
力節点OUTと接地との間に負荷RL が接続された回路
となる。
【0021】このように本実施例では、P型トランジス
タQ2と同様にN型トランジスタQ1にも出力接点OU
Tからp+ 型コンタクト領域36を通して出力電圧V
OUT が基板電位として印加されるp型層30にN型トラ
ンジスタQ1のチャネル領域33が形成され、そのn型
ソース領域(S1)32にも同一の出力電圧VOUT が印
加される。したがって、基板電位−ソース電位で定めら
れるしきい値電圧VTNは小さくなり、かつ出力電圧レベ
ルによりその値が変化することは無い。
タQ2と同様にN型トランジスタQ1にも出力接点OU
Tからp+ 型コンタクト領域36を通して出力電圧V
OUT が基板電位として印加されるp型層30にN型トラ
ンジスタQ1のチャネル領域33が形成され、そのn型
ソース領域(S1)32にも同一の出力電圧VOUT が印
加される。したがって、基板電位−ソース電位で定めら
れるしきい値電圧VTNは小さくなり、かつ出力電圧レベ
ルによりその値が変化することは無い。
【0022】これにより本実施例の特性は図4に示すよ
うに、N型トランジスタQ1の動作により決定される範
囲である、入力、出力が正の範囲の入力ー出力特性30
0は、従来技術の図10における特性100よりも、し
きい値電圧VTNが、例えば+1.0Vと小さくなり、立
ち上った特性スロープすなわち、出力電圧/入力電圧が
1に近ずいた特性スロープが得られて正側の出力範囲が
広くなり、利得(出力電圧/入力電圧)が増加する。
尚、P型トランジスタQ2の動作により決定される範囲
である、入力、出力が負の範囲の、例えば−1.0Vの
しきい値電圧VTPを有する入力ー出力特性200に関し
ては、本実施例の図4と従来技術の図10とは実質的に
同じである。また、出力電圧VOUT がOFFとなる入力
電圧VINの範囲は−1.0V〜+1.0Vとなり、図8
乃至図10の従来技術より狭い範囲において出力電圧が
OFF状態となるだけであるから、従来技術より歪が小
となる。
うに、N型トランジスタQ1の動作により決定される範
囲である、入力、出力が正の範囲の入力ー出力特性30
0は、従来技術の図10における特性100よりも、し
きい値電圧VTNが、例えば+1.0Vと小さくなり、立
ち上った特性スロープすなわち、出力電圧/入力電圧が
1に近ずいた特性スロープが得られて正側の出力範囲が
広くなり、利得(出力電圧/入力電圧)が増加する。
尚、P型トランジスタQ2の動作により決定される範囲
である、入力、出力が負の範囲の、例えば−1.0Vの
しきい値電圧VTPを有する入力ー出力特性200に関し
ては、本実施例の図4と従来技術の図10とは実質的に
同じである。また、出力電圧VOUT がOFFとなる入力
電圧VINの範囲は−1.0V〜+1.0Vとなり、図8
乃至図10の従来技術より狭い範囲において出力電圧が
OFF状態となるだけであるから、従来技術より歪が小
となる。
【0023】図5は図1乃至図3で説明した実施例のN
型トランジスタQ1およびP型トランジスタQ2からな
る出力段と入力節点INとの間に、トランジスタQ3,
Q4,Q5,Q6からなる前段バッフアを挿入した場合
を示す回路図である。尚、トランジスタQ3,Q4,Q
5,Q6のソース、ドレインおよびゲートはそれぞれ
S,DおよびGの符号を付してある。
型トランジスタQ1およびP型トランジスタQ2からな
る出力段と入力節点INとの間に、トランジスタQ3,
Q4,Q5,Q6からなる前段バッフアを挿入した場合
を示す回路図である。尚、トランジスタQ3,Q4,Q
5,Q6のソース、ドレインおよびゲートはそれぞれ
S,DおよびGの符号を付してある。
【0024】すなわち、N型トランジスタQ1のゲート
電極G1の前段としてVDDとVSSとの間に、P型ト
ランジスタQ3,Q4のソースホロワ回路が配置されて
いる。P型トランジスタQ3は図8のP型トランジスタ
Q2と同じ構造のオフセットPチャネル型トランジスタ
であり、そのゲート電極には定電圧VB1が印加されて
いる。P型トランジスタQ4は図1のP型トランジスタ
Q2と同じ構造のDSA型MOS(二重拡散MOS)P
チャネル型トランジスタである。ここでP型トランジス
タQ3はアクティブ負荷として動作しており、出力段の
N型トランジスタQ1のゲート電極G1には、図6
(A)に示すように、入力節点INにおける入力電圧V
INよりもP型トランジスタQ4のしきい値電圧VTPだけ
高い電圧VAが送られる。
電極G1の前段としてVDDとVSSとの間に、P型ト
ランジスタQ3,Q4のソースホロワ回路が配置されて
いる。P型トランジスタQ3は図8のP型トランジスタ
Q2と同じ構造のオフセットPチャネル型トランジスタ
であり、そのゲート電極には定電圧VB1が印加されて
いる。P型トランジスタQ4は図1のP型トランジスタ
Q2と同じ構造のDSA型MOS(二重拡散MOS)P
チャネル型トランジスタである。ここでP型トランジス
タQ3はアクティブ負荷として動作しており、出力段の
N型トランジスタQ1のゲート電極G1には、図6
(A)に示すように、入力節点INにおける入力電圧V
INよりもP型トランジスタQ4のしきい値電圧VTPだけ
高い電圧VAが送られる。
【0025】また、P型トランジスタQ2のゲート電極
G2の前段としてVDDとVSSとの間に、N型トラン
ジスタQ5,Q6のソースホロワ回路が配置されてい
る。N型トランジスタQ6はオフセットNチャネル型ト
ランジスタであり、そのゲート電極には定電圧VB2が
印加されている。N型トランジスタQ5はDSA型MO
SのNチャネル型トランジスタである。ここでN型トラ
ンジスタQ6はアクティブ負荷として動作しており、出
力段のP型トランジスタQ2のゲート電極G2には、図
6(B)に示すように、入力節点INにおける入力電圧
VINよりN型トランジスタQ5のしきい値電圧VTNより
低い電圧VB が送られる。
G2の前段としてVDDとVSSとの間に、N型トラン
ジスタQ5,Q6のソースホロワ回路が配置されてい
る。N型トランジスタQ6はオフセットNチャネル型ト
ランジスタであり、そのゲート電極には定電圧VB2が
印加されている。N型トランジスタQ5はDSA型MO
SのNチャネル型トランジスタである。ここでN型トラ
ンジスタQ6はアクティブ負荷として動作しており、出
力段のP型トランジスタQ2のゲート電極G2には、図
6(B)に示すように、入力節点INにおける入力電圧
VINよりN型トランジスタQ5のしきい値電圧VTNより
低い電圧VB が送られる。
【0026】これにより出力段のN型トランジスタQ1
のゲート電極G1とP型トランジスタQ2のゲート電極
G2との間には約VTN+VTPの電位差が生じる。したが
って図6(C)に示すように、利得が約1の特性とな
る。
のゲート電極G1とP型トランジスタQ2のゲート電極
G2との間には約VTN+VTPの電位差が生じる。したが
って図6(C)に示すように、利得が約1の特性とな
る。
【0027】すなわち図4においてVTP〈VIN〈VTNの
範囲、例えば入力電圧VIN±1Vの範囲ではトランジス
タQ1,Q2ともにOFF状態であるから入出力特性に
歪みが多少生じるが、図5の回路ではトランジスタQ1
およびQ2のゲートを独立のソースホロワ前段バッファ
のトランジスタQ3,Q4およびQ5,Q6により、V
TN+VTPの電位差が生じさせるように駆動させるため、
出力段のトランジスタQ1,Q2をほぼピンチオフの状
態に保つことにより、図7の特性400,500に示す
ように、歪みが皆無となり利得が約1の入出力特性が得
られる。
範囲、例えば入力電圧VIN±1Vの範囲ではトランジス
タQ1,Q2ともにOFF状態であるから入出力特性に
歪みが多少生じるが、図5の回路ではトランジスタQ1
およびQ2のゲートを独立のソースホロワ前段バッファ
のトランジスタQ3,Q4およびQ5,Q6により、V
TN+VTPの電位差が生じさせるように駆動させるため、
出力段のトランジスタQ1,Q2をほぼピンチオフの状
態に保つことにより、図7の特性400,500に示す
ように、歪みが皆無となり利得が約1の入出力特性が得
られる。
【0028】
【発明の効果】以上説明したように本発明の高耐圧系
(例えば20V〜80V)のソースホロワの出力回路で
は、P型トランジスタと同様にN型トランジスタにも出
力電圧が基板電位として印加されるから、基板電位−ソ
ース電位で定められるしきい値電圧は出力電圧レベルに
よりその値が変化することは無い。
(例えば20V〜80V)のソースホロワの出力回路で
は、P型トランジスタと同様にN型トランジスタにも出
力電圧が基板電位として印加されるから、基板電位−ソ
ース電位で定められるしきい値電圧は出力電圧レベルに
よりその値が変化することは無い。
【0029】したがってN型トランジスタの動作による
入力、出力が正の範囲の入力ー出力特性は、立ち上った
特性スロープが得られて正側の出力範囲が広くなり、利
得が増加する。
入力、出力が正の範囲の入力ー出力特性は、立ち上った
特性スロープが得られて正側の出力範囲が広くなり、利
得が増加する。
【図1】本発明の実施例の半導体集積回路装置を示す断
面図である。
面図である。
【図2】図1をA−A部およびB−B部から矢印の方向
を視て、層間絶縁膜および金属電極を省略してそれぞれ
示す平面図(A)および(B)である。
を視て、層間絶縁膜および金属電極を省略してそれぞれ
示す平面図(A)および(B)である。
【図3】本発明の実施例を示す回路図である。
【図4】図3の回路による入出力特性を示す図である。
【図5】図3の回路を変更した場合を示す回路図であ
る。
る。
【図6】図5の回路による動作を説明する図である。
【図7】図5の回路による入出力特性を示す図である。
【図8】従来技術の半導体集積回路装置を示す断面図で
ある。
ある。
【図9】従来技術を示す回路図である。
【図10】図9の回路による入出力特性を示す図であ
る。
る。
1 p型シリコン基板 2 n型ウェル領域 3 フィールド酸化膜 4 n型拡散層 5 n+ 型拡散層 6 p型拡散層 7 p+ 型拡散層 11,31 n型ドレイン領域 12,32 n型ソース領域 13,23,33,43 チャネル領域 14,24,34,44 ゲート酸化膜 15,25,35,45 ポリシリコンゲート電極 16,36 p+ 型コンタクト領域 21,41 p型ドレイン領域 22,42 p型ソース領域 26,46 n+ 型コンタクト領域 27 層間絶縁膜 28 コンタクト孔 29 アルミ配線電極 30 p型層 40 n型層 100,200,300,400,500 入出力特
性
性
Claims (6)
- 【請求項1】 半導体基板に形成されたp型層およびn
型層と、前記p型層内に形成されたNチャネル型絶縁ゲ
ート電界効果トランジスタのn型ソース領域と、前記p
型層内に位置する前記Nチャネル型トランジスタのチャ
ネル領域と、前記n型層内に形成されたPチャネル型絶
縁ゲート電界効果トランジスタのp型ソース領域と、前
記n型層内に位置する前記Pチャネル型トランジスタの
チャネル領域とを有し、前記p型層、前記n型ソース領
域、前記n型層および前記p型ソース領域を共通接続手
段により共通接続されていることを特徴とする半導体集
積回路装置。 - 【請求項2】 前記Nチャネル型トランジスタのゲート
電極および前記Pチャネル型トランジスタのゲート電極
は共通に入力節点に接続され、前記共通接続手段は出力
節点に接続され、前記Nチャネル型トランジスタのn型
ドレイン領域が高電源電位ラインに接続され、前記Pチ
ャネル型トランジスタのp型ドレイン領域が低電位電源
ラインに接続されていることを特徴とする請求項1に記
載の半導体集積回路装置。 - 【請求項3】 前記Nチャネル型およびPチャネル型ト
ランジスタのそれぞれにおいて、前記ソース領域の外側
を前記チャネル領域がリング状に取り囲み、前記チャネ
ル領域の外側を前記ドレイン領域がリング状に取り囲
み、前記チャネル領域上に前記ゲート電極がリング状に
形成されていることを特徴とする請求項2に記載の半導
体集積回路装置。 - 【請求項4】 前記n型ソース領域の中央部に前記p型
層に達する高い不純物濃度のp型高濃度領域が形成さ
れ、前記p型ソース領域の中央部に前記n型層に達する
高い不純物濃度のn型高濃度領域が形成され、前記n型
ソース領域と前記p型高濃度領域とが同一のコンタクト
孔内で同一の電極で共通接続され、前記p型ソース領域
と前記n型高濃度領域とが同一のコンタクト孔内で同一
の電極で共通接続されていることを特徴とする請求項1
もしくは請求項2に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項5】 前記Nチャネル型およびPチャネル型ト
ランジスタのそれぞれのドレイン領域はオフセット構造
であることを特徴とする請求項1もしくは請求項2に記
載の半導体集積回路装置。 - 【請求項6】 前記Nチャネル型トランジスタのゲート
電極は第1および第2のPチャネル型絶縁ゲート電界効
果トランジスタを有する第1の前段バッファ回路を介し
て前記入力節点に接続され、前記Pチャネル型トランジ
スタのゲート電極は第1および第2のNチャネル型絶縁
ゲート電界効果トランジスタを有する第2の前段バッフ
ァ回路を介して前記入力節点に接続されていることを特
徴とする請求項2に記載の半導体集積回路装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5273343A JP2655053B2 (ja) | 1993-11-01 | 1993-11-01 | 半導体集積回路装置 |
US08/333,048 US5463240A (en) | 1993-11-01 | 1994-11-01 | CMIS device with increased gain |
KR1019940028541A KR0143378B1 (ko) | 1993-11-01 | 1994-11-01 | 시엠아이에스 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5273343A JP2655053B2 (ja) | 1993-11-01 | 1993-11-01 | 半導体集積回路装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07130869A true JPH07130869A (ja) | 1995-05-19 |
JP2655053B2 JP2655053B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=17526579
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5273343A Expired - Fee Related JP2655053B2 (ja) | 1993-11-01 | 1993-11-01 | 半導体集積回路装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5463240A (ja) |
JP (1) | JP2655053B2 (ja) |
KR (1) | KR0143378B1 (ja) |
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JP2015146606A (ja) * | 2010-05-21 | 2015-08-13 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | 半導体装置 |
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US6456552B1 (en) * | 1998-11-09 | 2002-09-24 | Broadcom Corporation | Dynamic register with low clock rate testing capability |
GB2349997A (en) * | 1999-05-12 | 2000-11-15 | Sharp Kk | Voltage level converter for an active matrix LCD |
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JPH02197137A (ja) * | 1988-09-14 | 1990-08-03 | Micrel Inc | 高耐圧半導体デバイス及びその製造方法 |
JPH0338059A (ja) * | 1989-07-05 | 1991-02-19 | Fuji Electric Co Ltd | 集積回路装置用dmosトランジスタ |
JPH04122121A (ja) * | 1990-09-13 | 1992-04-22 | Nec Corp | 出力回路 |
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US4823176A (en) * | 1987-04-03 | 1989-04-18 | General Electric Company | Vertical double diffused metal oxide semiconductor (VDMOS) device including high voltage junction exhibiting increased safe operating area |
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