JP2844882B2 - 2入力論理回路 - Google Patents
2入力論理回路Info
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- JP2844882B2 JP2844882B2 JP2229772A JP22977290A JP2844882B2 JP 2844882 B2 JP2844882 B2 JP 2844882B2 JP 2229772 A JP2229772 A JP 2229772A JP 22977290 A JP22977290 A JP 22977290A JP 2844882 B2 JP2844882 B2 JP 2844882B2
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- mosfet
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、同一のサブストレート上に集積回路化して
形成されるMOSFET、特にp型MOSFETとn型MOSFETからな
るCMOSによって構成される2入力論理回路に関するもの
である。
形成されるMOSFET、特にp型MOSFETとn型MOSFETからな
るCMOSによって構成される2入力論理回路に関するもの
である。
第6図(a)は、従来の2入力論理回路の一例の回路
図である。この回路はQ11,Q12がp型MOSFET、Q13,Q14が
n型MOSFETであり、Q11とQ13のゲート同士、Q12とQ14の
ゲート同士が接続されたいわゆるCMOS(Complementary
MOS)型と呼ばれる回路である。p型MOSFETはゲート電
圧がローレベル(以下「L」又は「0」と記す)のとき
はオン、ハイレベル(以下「H」又は「1」と記す)の
ときはオフであり、n型MOSFETはこの逆である。したが
って入力Aを1、入力Bを0とするとQ12、Q13がオンで
あるがQ11、Q14はオフであるため出力Yは1となる。同
様にA=0、B=1のときはQ11とQ14がオン、Q12とQ13
がオフであるのでY=1となる。更にA=0、B=0の
ときはQ11とQ12がオン、Q13とQ14がオフであるのでY=
1となり、A=B=1のときはQ11とQ12がオフ、Q13とQ
14がオンであるのでY=0となる。第6図(b)はこれ
らの結果をまとめたものであり、これより同図(a)の
回路がNAND回路として動作することが理解される。
図である。この回路はQ11,Q12がp型MOSFET、Q13,Q14が
n型MOSFETであり、Q11とQ13のゲート同士、Q12とQ14の
ゲート同士が接続されたいわゆるCMOS(Complementary
MOS)型と呼ばれる回路である。p型MOSFETはゲート電
圧がローレベル(以下「L」又は「0」と記す)のとき
はオン、ハイレベル(以下「H」又は「1」と記す)の
ときはオフであり、n型MOSFETはこの逆である。したが
って入力Aを1、入力Bを0とするとQ12、Q13がオンで
あるがQ11、Q14はオフであるため出力Yは1となる。同
様にA=0、B=1のときはQ11とQ14がオン、Q12とQ13
がオフであるのでY=1となる。更にA=0、B=0の
ときはQ11とQ12がオン、Q13とQ14がオフであるのでY=
1となり、A=B=1のときはQ11とQ12がオフ、Q13とQ
14がオンであるのでY=0となる。第6図(b)はこれ
らの結果をまとめたものであり、これより同図(a)の
回路がNAND回路として動作することが理解される。
第7図(a)(b)はそれぞれCMOSを構成するn型と
p型のMOSFETの断面図である。CMOSを構成する場合、p
型MOSFETとn型MOSFETのゲート同士を接続することを考
慮し、通常はいずれのゲート電極も同じn+型のポリシリ
コンによって形成する。このとき同図(a)のnチャネ
ル型ではp型基板の表面付近にチャネルができる表面チ
ャネル型となるのに対し、同図(b)のpチャネル型で
は仕事関数などの関係からn型基板の内部にチャネルが
できる埋込チャネル型となる。
p型のMOSFETの断面図である。CMOSを構成する場合、p
型MOSFETとn型MOSFETのゲート同士を接続することを考
慮し、通常はいずれのゲート電極も同じn+型のポリシリ
コンによって形成する。このとき同図(a)のnチャネ
ル型ではp型基板の表面付近にチャネルができる表面チ
ャネル型となるのに対し、同図(b)のpチャネル型で
は仕事関数などの関係からn型基板の内部にチャネルが
できる埋込チャネル型となる。
従来の2入力論理回路では、第6図に示すように最低
でも4つのトランジスタが必要となる。このためシリコ
ンチップ上に一つの2入力論理回路を形成する場合にMO
SFET4つ分の面積が必要となり、単位面積当りに形成で
きる基本回路(NAND回路やNOR回路など)の数を増やし
て集積度を向上させる際の妨げとなっている。
でも4つのトランジスタが必要となる。このためシリコ
ンチップ上に一つの2入力論理回路を形成する場合にMO
SFET4つ分の面積が必要となり、単位面積当りに形成で
きる基本回路(NAND回路やNOR回路など)の数を増やし
て集積度を向上させる際の妨げとなっている。
また、従来のCMOSでは第7図に示すようにp型MOSFET
が埋込チャネルとなっている。このため短チャネル効果
に対して弱く、パンチスルーが起こる場合がある。この
短チャネル効果に対処するために、第7図(b)に示す
p型MOSFETのゲート電極をp+型としてp型MOSFETを表面
チャネル型とすることが考えられる。しかしこの場合、
ゲート同士をそのまま接続すると両方のゲートの間にpn
接合が生じて所定の動作が得られない。このため金属配
線によってn型MOSFETとp型MOSFETのゲート同士を短絡
することが必要となり、作業工程が増加するだけでなく
極めて能率が悪くなり、またコストがかさむという問題
がある。
が埋込チャネルとなっている。このため短チャネル効果
に対して弱く、パンチスルーが起こる場合がある。この
短チャネル効果に対処するために、第7図(b)に示す
p型MOSFETのゲート電極をp+型としてp型MOSFETを表面
チャネル型とすることが考えられる。しかしこの場合、
ゲート同士をそのまま接続すると両方のゲートの間にpn
接合が生じて所定の動作が得られない。このため金属配
線によってn型MOSFETとp型MOSFETのゲート同士を短絡
することが必要となり、作業工程が増加するだけでなく
極めて能率が悪くなり、またコストがかさむという問題
がある。
本発明は上記事情に基づいてなされたものであり、論
理回路の構成に必要なトランジスタの個数を削減して高
速度化、高集積化を図るとともに、短チャネル効果に強
く、また少ない作業工程で形成できる2入力論理回路を
提供することを目的とするものである。
理回路の構成に必要なトランジスタの個数を削減して高
速度化、高集積化を図るとともに、短チャネル効果に強
く、また少ない作業工程で形成できる2入力論理回路を
提供することを目的とするものである。
上記の目的を達成するための本発明に係る2入力論理
回路は、表面チャネル型とされたp型MOSFETとn型MOSF
ETを設け、前記p型MOSFETとn型MOSFETのゲート同士を
接合してpn接合を形成するとともに、いずれか一方のゲ
ートを第1の抵抗を介して第1の入力端子に接続し他方
のゲートを直接第2の入力端子に接続し、前記p型MOSF
ETとn型MOSFETのドレイン同士を第2の抵抗を介して接
続するとともに前記第2の抵抗のいずれかの側を出力端
子に接続したことを特徴とするものである。
回路は、表面チャネル型とされたp型MOSFETとn型MOSF
ETを設け、前記p型MOSFETとn型MOSFETのゲート同士を
接合してpn接合を形成するとともに、いずれか一方のゲ
ートを第1の抵抗を介して第1の入力端子に接続し他方
のゲートを直接第2の入力端子に接続し、前記p型MOSF
ETとn型MOSFETのドレイン同士を第2の抵抗を介して接
続するとともに前記第2の抵抗のいずれかの側を出力端
子に接続したことを特徴とするものである。
本発明は前記の構成によって、p型MOSFETとn型MOSF
ETのゲートによって形成されるpn接合のダイオードのア
ノードとカソードとの間にゼロバイアス若しくは順方向
バイアスが印加された場合には、p型MOSFETとn型MOSF
ETのゲートには同一レベルの電圧(どちらもH、又はど
ちらもL)が加わり、二つのMOSFETのうち一方がオン、
他方がオフとなる。したがって二つのMOSFETはレシオレ
ス型のインバータとして動作する。また、前記ダイオー
ドに逆バイアスが印加された場合には、p型MOSFET、n
型MOSFETのいずれもオンとなり、これらのMOSFETの動作
抵抗と第2の抵抗とによるレシオ型の出力となる。
ETのゲートによって形成されるpn接合のダイオードのア
ノードとカソードとの間にゼロバイアス若しくは順方向
バイアスが印加された場合には、p型MOSFETとn型MOSF
ETのゲートには同一レベルの電圧(どちらもH、又はど
ちらもL)が加わり、二つのMOSFETのうち一方がオン、
他方がオフとなる。したがって二つのMOSFETはレシオレ
ス型のインバータとして動作する。また、前記ダイオー
ドに逆バイアスが印加された場合には、p型MOSFET、n
型MOSFETのいずれもオンとなり、これらのMOSFETの動作
抵抗と第2の抵抗とによるレシオ型の出力となる。
また、上記の回路は必要とされるMOSFETが2つに削減
され、これらのゲートの間のpn接合も、単にn型MOSFET
のn+型のゲート電極とp型MOSFETのp+型電極を直接接合
することにより得られるので、シリコンチップ上の面積
を新たに必要とすることはない。したがって、シリコン
チップ上で必要とされる面積が大幅に削減され、高速化
処理にきわめて有利である。
され、これらのゲートの間のpn接合も、単にn型MOSFET
のn+型のゲート電極とp型MOSFETのp+型電極を直接接合
することにより得られるので、シリコンチップ上の面積
を新たに必要とすることはない。したがって、シリコン
チップ上で必要とされる面積が大幅に削減され、高速化
処理にきわめて有利である。
更に、n型MOSFET、p型MOSFETのいずれも表面チャネ
ル型として形成することにより、短チャネル効果に対し
て強い回路素子を得ることができ、集積度と速度の向上
を図ることができる。
ル型として形成することにより、短チャネル効果に対し
て強い回路素子を得ることができ、集積度と速度の向上
を図ることができる。
以下に図面を参照しつつ本発明の実施例について説明
する。第1図は本発明の第1実施例の2入力論理回路の
回路図であり、この回路は図のようにp型MOSFETである
Q1及びn型MOSFETであるQ2とからなっている。この回路
は後述するようにNAND回路として動作する。
する。第1図は本発明の第1実施例の2入力論理回路の
回路図であり、この回路は図のようにp型MOSFETである
Q1及びn型MOSFETであるQ2とからなっている。この回路
は後述するようにNAND回路として動作する。
第1図の回路において、Q1のドレインとQ2のドレイン
とは抵抗R2を介して接続されており、Q1のソースは電源
VDDに、Q2のソースはグランドへそれぞれ接続されてい
る。そして抵抗R2のQ1側が出力端子14に接続されてい
る。また、Q1のゲートは抵抗R1を介して入力端子10に接
続され、Q2のゲートは直接入力端子12に接続されてい
る。抵抗R1は、例えばポリシリコン層にイオン注入を行
ってゲート電極を形成する際に、これらのイオンが注入
されないようにすることによって得られ、こうすること
により非常に高い値の抵抗素子を得ることができる。更
に、これらのゲートはpn接合ダイオードDによって接続
されている。このダイオードDの形成については後述す
る。
とは抵抗R2を介して接続されており、Q1のソースは電源
VDDに、Q2のソースはグランドへそれぞれ接続されてい
る。そして抵抗R2のQ1側が出力端子14に接続されてい
る。また、Q1のゲートは抵抗R1を介して入力端子10に接
続され、Q2のゲートは直接入力端子12に接続されてい
る。抵抗R1は、例えばポリシリコン層にイオン注入を行
ってゲート電極を形成する際に、これらのイオンが注入
されないようにすることによって得られ、こうすること
により非常に高い値の抵抗素子を得ることができる。更
に、これらのゲートはpn接合ダイオードDによって接続
されている。このダイオードDの形成については後述す
る。
第1図において入力端子10に信号A=0を、入力端子
12に信号B=0を供給する。このときダイオードDのア
ノードとカソードは同電位のためゼロバイアスとなって
いる。このためダイオードDに電流は流れずQ1のゲー
ト、Q2のゲートはいずれもLとなる。したがってQ1はオ
ンであるがQ2はオフとなり、出力端子14に現れる信号Y
はH、すなわち1となる。この場合Q1、Q2及び抵抗R2よ
りなる回路はレシオレス型のインバータとして動作す
る。次にA=B=1とすると、この場合もダイオードD
はゼロバイアスであるため電流は流れない。このときQ1
のゲート、Q2のゲートはいずれもHとなり、Q2はオンと
なるがQ1はオフである。したがって出力YはL、すなわ
ち0となる。この場合もQ1、Q2、抵抗R2よりなる回路は
レシオレス型のインバータとして動作する。
12に信号B=0を供給する。このときダイオードDのア
ノードとカソードは同電位のためゼロバイアスとなって
いる。このためダイオードDに電流は流れずQ1のゲー
ト、Q2のゲートはいずれもLとなる。したがってQ1はオ
ンであるがQ2はオフとなり、出力端子14に現れる信号Y
はH、すなわち1となる。この場合Q1、Q2及び抵抗R2よ
りなる回路はレシオレス型のインバータとして動作す
る。次にA=B=1とすると、この場合もダイオードD
はゼロバイアスであるため電流は流れない。このときQ1
のゲート、Q2のゲートはいずれもHとなり、Q2はオンと
なるがQ1はオフである。したがって出力YはL、すなわ
ち0となる。この場合もQ1、Q2、抵抗R2よりなる回路は
レシオレス型のインバータとして動作する。
次にA=0、B=1とする。この場合、ダイオードD
は逆バイアスとなり、やはりダイオードDに電流は流れ
ない。このときQ1、Q2はいずれもオンとなり、それぞれ
のコンダクタンスgに応じて電源VDDから供給される電
流を流す。したがってこの場合、Q1、Q2、抵抗R2からな
る回路はレシオ型の動作となる。ここでQ1、Q2の動作抵
抗に比べて抵抗R2を十分大きくしてあるので、出力Yは
抵抗R2によってプルアップされてH、すなわち1とな
る。
は逆バイアスとなり、やはりダイオードDに電流は流れ
ない。このときQ1、Q2はいずれもオンとなり、それぞれ
のコンダクタンスgに応じて電源VDDから供給される電
流を流す。したがってこの場合、Q1、Q2、抵抗R2からな
る回路はレシオ型の動作となる。ここでQ1、Q2の動作抵
抗に比べて抵抗R2を十分大きくしてあるので、出力Yは
抵抗R2によってプルアップされてH、すなわち1とな
る。
更にA=1、B=0とする。この場合、ダイオードD
は順方向バイアスとなるため、Q1のゲートとQ2のゲート
は短絡された状態となる。そして上述のように抵抗R1は
十分大きい抵抗値を有するため、いずれのゲートも抵抗
R1によってプルダウンされてLとなる。したがってQ1は
オンとなるがQ2はオフとなり、出力Yは1となる。この
場合もレシオレス型の動作を行う。
は順方向バイアスとなるため、Q1のゲートとQ2のゲート
は短絡された状態となる。そして上述のように抵抗R1は
十分大きい抵抗値を有するため、いずれのゲートも抵抗
R1によってプルダウンされてLとなる。したがってQ1は
オンとなるがQ2はオフとなり、出力Yは1となる。この
場合もレシオレス型の動作を行う。
第2図はこれまでの結果をまとめて示した第1図の回
路の動作表である。これより第1図の回路はNAND回路と
して動作することが理解される。しかも使用するMOSFET
の数は2個であり、4個のMOSFETが必要とされた従来の
NAND回路に比べ半分のMOSFETで済む。したがって本実施
例によるNAND回路を同一のシリコン基板上に多数集積す
る場合、必要とされる面積が従来の約半分となるので、
大幅に高密度化、高集積化及び高速度化を図ることがで
き、またゲート同士を接続する際に特別の工程を必要と
しないので、製造時間及び製造コストを大幅に削減する
ことができる。
路の動作表である。これより第1図の回路はNAND回路と
して動作することが理解される。しかも使用するMOSFET
の数は2個であり、4個のMOSFETが必要とされた従来の
NAND回路に比べ半分のMOSFETで済む。したがって本実施
例によるNAND回路を同一のシリコン基板上に多数集積す
る場合、必要とされる面積が従来の約半分となるので、
大幅に高密度化、高集積化及び高速度化を図ることがで
き、またゲート同士を接続する際に特別の工程を必要と
しないので、製造時間及び製造コストを大幅に削減する
ことができる。
第3図(a),(b)は第1図の回路のp型MOSFETと
n型MOSFETの断面図であり、第7図(a),(b)に対
応するものである。第7図の場合と異なるのは、同図
(b)に示すように本実施例ではp型MOSFETのゲート電
極をp+型としてある点である。このためp型MOSFETは表
面チャネル型となり、短チャネル効果に強いp型MOSFET
素子を得ることができ、これにより、高集積化と高速度
化を図ることができる。従来、短チャネル効果に強い素
子を得るべくこのようにn型MOSFETのゲートをn+型、p
型MOSFETのゲートをp+型とすると、両者を接続する際に
これらのゲート間にpn接合が生じないよう両方のゲート
を金属配線で短絡しなければならなかった。しかし本実
施例では、このpn接合を積極的に利用し、ダイオードD
とすることによって、上記問題点を一挙に解決すること
ができる。
n型MOSFETの断面図であり、第7図(a),(b)に対
応するものである。第7図の場合と異なるのは、同図
(b)に示すように本実施例ではp型MOSFETのゲート電
極をp+型としてある点である。このためp型MOSFETは表
面チャネル型となり、短チャネル効果に強いp型MOSFET
素子を得ることができ、これにより、高集積化と高速度
化を図ることができる。従来、短チャネル効果に強い素
子を得るべくこのようにn型MOSFETのゲートをn+型、p
型MOSFETのゲートをp+型とすると、両者を接続する際に
これらのゲート間にpn接合が生じないよう両方のゲート
を金属配線で短絡しなければならなかった。しかし本実
施例では、このpn接合を積極的に利用し、ダイオードD
とすることによって、上記問題点を一挙に解決すること
ができる。
第4図は本発明の第2実施例の2入力論理回路の回路
図であり、第1図と同一構成部分には同一符号を付して
その説明を省略する。この回路ではQ2のゲート側に抵抗
R3を設け、抵抗R2のQ2側に出力端子14を設けた点が第1
図の回路と異っている。但し、この抵抗R3の形成方法は
上述の抵抗R1の形成方法と同様である。
図であり、第1図と同一構成部分には同一符号を付して
その説明を省略する。この回路ではQ2のゲート側に抵抗
R3を設け、抵抗R2のQ2側に出力端子14を設けた点が第1
図の回路と異っている。但し、この抵抗R3の形成方法は
上述の抵抗R1の形成方法と同様である。
第4図において入力信号をA=B=1とすると、ダイ
オードDはゼロバイアスであるためQ1、Q2のゲートはい
ずれもHとなり、Q1はオフ、Q2はオンとなる。したがっ
て出力YはL、すなわち0となる。A=B=0の場合も
ダイオードDはゼロバイアスであるためQ1、Q2のゲート
はいずれもLとなり、Q1はオン、Q2はオフとなる。した
がって出力YはH、すなわち1となる。
オードDはゼロバイアスであるためQ1、Q2のゲートはい
ずれもHとなり、Q1はオフ、Q2はオンとなる。したがっ
て出力YはL、すなわち0となる。A=B=0の場合も
ダイオードDはゼロバイアスであるためQ1、Q2のゲート
はいずれもLとなり、Q1はオン、Q2はオフとなる。した
がって出力YはH、すなわち1となる。
更にA=0、B=1とすると、ダイオードDは逆バイ
アスとなり、Q1のゲートはL、Q2のゲートはHとなる。
これよりQ1、Q2はともにオンとなり、Q1、Q2、抵抗R2は
レシオ型の動作となる。そして出力Yは抵抗R2によって
プルダウンされてL、すなわち0となる。A=1、B=
0の場合にはダイオードDは順方向バイアスとなるた
め、Q1とQ2のゲートは互いに短絡された状態となり、抵
抗R3によってQ1とQ2のゲートはプルアップされてHとな
る。したがってQ1はオフ、Q2はオンとなり、出力Yは
L、すなわち0となる。
アスとなり、Q1のゲートはL、Q2のゲートはHとなる。
これよりQ1、Q2はともにオンとなり、Q1、Q2、抵抗R2は
レシオ型の動作となる。そして出力Yは抵抗R2によって
プルダウンされてL、すなわち0となる。A=1、B=
0の場合にはダイオードDは順方向バイアスとなるた
め、Q1とQ2のゲートは互いに短絡された状態となり、抵
抗R3によってQ1とQ2のゲートはプルアップされてHとな
る。したがってQ1はオフ、Q2はオンとなり、出力Yは
L、すなわち0となる。
この結果をまとめると第5図のようになり、これより
第4図の回路がNOR回路として動作することが理解され
る。この回路も第1図の回路と同様に二つのMOSFETによ
って構成することができる。なお、その他の作用、効果
は第1実施例と同様である。
第4図の回路がNOR回路として動作することが理解され
る。この回路も第1図の回路と同様に二つのMOSFETによ
って構成することができる。なお、その他の作用、効果
は第1実施例と同様である。
以上説明したように本発明によれば、二つのMOSFETの
みによってNAND回路若しくはNOR回路を構成することが
できるので、これらの回路を構成するのに必要とされる
素子数を従来の半分に抑えることができ、したがってこ
れらの回路をシリコンチップ上に形成する際に必要とさ
れる面積も約半分となり、このため従来のものよりも大
幅に高密度化、高集積化及び高速度化することができる
2入力論理回路を提供することができる。
みによってNAND回路若しくはNOR回路を構成することが
できるので、これらの回路を構成するのに必要とされる
素子数を従来の半分に抑えることができ、したがってこ
れらの回路をシリコンチップ上に形成する際に必要とさ
れる面積も約半分となり、このため従来のものよりも大
幅に高密度化、高集積化及び高速度化することができる
2入力論理回路を提供することができる。
また、本発明によればp型MOSFETのゲート電極をp+型
とすることにより二つのMOSFETをいずれも表面チャネル
型とすることができるので、短チャネル効果に強いMOSF
ETとすることができ、したがって高集積化、高速度化を
図ることができ、更に二つのMOSFETのゲートをpn接合と
して利用するためにこれらのゲートを短絡させるための
金属配線などは不要であり、製造時間、製造コストを削
減することができる2入力論理回路を提供することがで
きる。
とすることにより二つのMOSFETをいずれも表面チャネル
型とすることができるので、短チャネル効果に強いMOSF
ETとすることができ、したがって高集積化、高速度化を
図ることができ、更に二つのMOSFETのゲートをpn接合と
して利用するためにこれらのゲートを短絡させるための
金属配線などは不要であり、製造時間、製造コストを削
減することができる2入力論理回路を提供することがで
きる。
第1図は本発明の第1実施例の2入力NAND回路の回路
図、第2図は第1図の回路の入力と出力との関係を示し
た動作表、第3図(a)は第1図の回路を構成するn型
MOSFETの断面図、同図(b)はp型MOSFETの断面図、第
4図は本発明の第2実施例の2入力NOR回路の回路図、
第5図は第4図の回路の入力と出力との関係を示した動
作表、第6図(a)は従来の2入力NAND回路の回路図、
同図(b)は同図(a)の回路の入力と出力との関係を
示す動作表、第7図(a)は従来のn型MOSFETの断面
図、同図(b)は従来のp型MOSFETの断面図である。 10,12……入力端子、14……出力端子、 Q1,Q2……p型MOSFET、 Q3,Q4……n型MOSFET、 D……ダイオード、R1,R2,R3……抵抗、 VDD……電源。
図、第2図は第1図の回路の入力と出力との関係を示し
た動作表、第3図(a)は第1図の回路を構成するn型
MOSFETの断面図、同図(b)はp型MOSFETの断面図、第
4図は本発明の第2実施例の2入力NOR回路の回路図、
第5図は第4図の回路の入力と出力との関係を示した動
作表、第6図(a)は従来の2入力NAND回路の回路図、
同図(b)は同図(a)の回路の入力と出力との関係を
示す動作表、第7図(a)は従来のn型MOSFETの断面
図、同図(b)は従来のp型MOSFETの断面図である。 10,12……入力端子、14……出力端子、 Q1,Q2……p型MOSFET、 Q3,Q4……n型MOSFET、 D……ダイオード、R1,R2,R3……抵抗、 VDD……電源。
Claims (1)
- 【請求項1】表面チャネル型とされたp型MOSFETとn型
MOSFETを設け、前記p型MOSFETとn型MOSFETのゲート同
士を接合してpn接合を形成するとともに、いずれか一方
のゲートを第1の抵抗を介して第1の入力端子に接続し
他方のゲートを直接第2の入力端子に接続し、前記p型
MOSFETとn型MOSFETのドレイン同士を第2の抵抗を介し
て接続するとともに前記第2の抵抗のいずれかの側を出
力端子に接続したことを特徴とする2入力論理回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2229772A JP2844882B2 (ja) | 1990-08-30 | 1990-08-30 | 2入力論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2229772A JP2844882B2 (ja) | 1990-08-30 | 1990-08-30 | 2入力論理回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04111530A JPH04111530A (ja) | 1992-04-13 |
JP2844882B2 true JP2844882B2 (ja) | 1999-01-13 |
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ID=16897436
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WO2009034750A1 (ja) * | 2007-09-12 | 2009-03-19 | Sharp Kabushiki Kaisha | シフトレジスタ |
-
1990
- 1990-08-30 JP JP2229772A patent/JP2844882B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
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JPH04111530A (ja) | 1992-04-13 |
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