JPH07112156B2 - デルタ変調デコーダ - Google Patents
デルタ変調デコーダInfo
- Publication number
- JPH07112156B2 JPH07112156B2 JP62099096A JP9909687A JPH07112156B2 JP H07112156 B2 JPH07112156 B2 JP H07112156B2 JP 62099096 A JP62099096 A JP 62099096A JP 9909687 A JP9909687 A JP 9909687A JP H07112156 B2 JPH07112156 B2 JP H07112156B2
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- JP
- Japan
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- signal
- binary pulse
- pulse signal
- delay
- output
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 イ．産業上の利用分野 本発明はデルタ変調デコーダに関するものである。
ロ．従来技術 従来、効率的に音声情報の圧縮を行うことによって多く
の音声情報を記録するため、１つの音声信号の情報に対
し、最低限の１ビットでサンプリングするDM（Delta Mo
dulation）方式：デルタ変調方式が知られている。この
DM方式は、次の音声信号値が現在の音声信号値よりも高
いか低いかを判定し、高ければ“1"、低ければ“0"と音
声信号の符号化（エンコード）を行うものである。
の音声情報を記録するため、１つの音声信号の情報に対
し、最低限の１ビットでサンプリングするDM（Delta Mo
dulation）方式：デルタ変調方式が知られている。この
DM方式は、次の音声信号値が現在の音声信号値よりも高
いか低いかを判定し、高ければ“1"、低ければ“0"と音
声信号の符号化（エンコード）を行うものである。
第７図には、DM方式によるエンコーダの原理を示してい
るが、入力値と予測値の大小関係を比較することによっ
てエンコードしている。このため、入力が“0"となった
場合においても、２値パルス（binary pulses）として
Ｖ、−Ｖ、Ｖ、−Ｖ………といったパルスが得られるこ
とになる。即ち、１ビット符号化であるために、信号が
変化しない状態では符号の割り当てを行っていないの
で、Ｖか−Ｖのいずれかのデルタ値を必ずとるようにな
っている。
るが、入力値と予測値の大小関係を比較することによっ
てエンコードしている。このため、入力が“0"となった
場合においても、２値パルス（binary pulses）として
Ｖ、−Ｖ、Ｖ、−Ｖ………といったパルスが得られるこ
とになる。即ち、１ビット符号化であるために、信号が
変化しない状態では符号の割り当てを行っていないの
で、Ｖか−Ｖのいずれかのデルタ値を必ずとるようにな
っている。
従って、こうした信号を用いて、第８図のデコーダによ
って復調すると、音声信号が変化していないにも拘わら
ず、出力には第９図の如くにグラニュラー雑音と称され
る歪みが発生してしまう。このような雑音は、通常、外
部のロー・パス・フィルタ若しくはバンド・パス・フィ
ルタによって取除かれるが、サンプリング速度を例えば
16KBPS、8KBPSとすると、その1/2の周波数である8KHz、
4KHzが雑音周波数となるので、急しゅんな特性のフィル
タが必要となる。
って復調すると、音声信号が変化していないにも拘わら
ず、出力には第９図の如くにグラニュラー雑音と称され
る歪みが発生してしまう。このような雑音は、通常、外
部のロー・パス・フィルタ若しくはバンド・パス・フィ
ルタによって取除かれるが、サンプリング速度を例えば
16KBPS、8KBPSとすると、その1/2の周波数である8KHz、
4KHzが雑音周波数となるので、急しゅんな特性のフィル
タが必要となる。
ハ．発明の目的 本発明の目的は、フィルタに対して特別な要求を課する
ことなしに雑音を効果的に除去若しくは減少させること
ができるデルタ変調デコーダを提供することにある。
ことなしに雑音を効果的に除去若しくは減少させること
ができるデルタ変調デコーダを提供することにある。
ニ．発明の構成 すなわち、本発明は、デルタ変調方式によって符号化さ
れた２値パルス信号を復号化するデルタ変調デコーダで
あって、前記２値パルス信号を入力し、前記２値パルス
信号よりも１クロックだけ遅延した遅延２値パルス信号
を出力する遅延手段と、前記遅延手段の入力端子と出力
端子にそれぞれ接続された入力端子を有し、前記２値パ
ルス信号と前記遅延２値パルス信号とを比較し、その比
較結果に応じた制御信号を出力する論理手段と、前記遅
延手段の出力端子に接続された入力端子と前記論理手段
の出力端子に接続された出力端子とを有し、前記遅延手
段からの前記遅延２値パルス信号を積分して復号化信号
を生成し、かつ前記論理手段より供給される前記制御信
号にしたがって前記復号化信号の値を条件的に更新また
は１クロック前の値に保持する積分手段とを含むデルタ
変調デコーダに係わるものである。
れた２値パルス信号を復号化するデルタ変調デコーダで
あって、前記２値パルス信号を入力し、前記２値パルス
信号よりも１クロックだけ遅延した遅延２値パルス信号
を出力する遅延手段と、前記遅延手段の入力端子と出力
端子にそれぞれ接続された入力端子を有し、前記２値パ
ルス信号と前記遅延２値パルス信号とを比較し、その比
較結果に応じた制御信号を出力する論理手段と、前記遅
延手段の出力端子に接続された入力端子と前記論理手段
の出力端子に接続された出力端子とを有し、前記遅延手
段からの前記遅延２値パルス信号を積分して復号化信号
を生成し、かつ前記論理手段より供給される前記制御信
号にしたがって前記復号化信号の値を条件的に更新また
は１クロック前の値に保持する積分手段とを含むデルタ
変調デコーダに係わるものである。
ホ．実施例 以下、本発明の実施例を説明する。
第１図は、本実施例によるDMデコーダを示している。
本実施例においては、音声入力のエンコードは第７図に
示した従来方式と同様に行われるが、デコード時には、
第１図に示す構成のデコーダが用いられる。このDMデコ
ーダは、エンコーダ（図示せず）からの２値パルス信号
を入力し、この２値パルス信号よりも１クロック（ステ
ップ）だけ遅延した遅延２値パルス信号を出力する遅延
回路Z-1と、この遅延回路Z-1の入力端子と出力端子にそ
れぞれ接続された一対の入力端子を有し、入力２値パル
ス信号と遅延２値パルス信号とを比較し、その比較結果
に応じた制御信号を出力するEXNOR（エクスクルーシブ
ノア）回路と、遅延回路Z-1の出力端子に接続された入
力端子とEXNOR回路の出力端子に接続された出力端子と
を有し、遅延回路Z-1からの遅延２値パルス信号を積分
して復号化信号を生成し、かつEXNOR回路より供給され
る制御信号にしたがって復号化信号の値を条件的に更新
または１クロック前の値に保持する積分器∫とを含んで
いる。積分器∫の出力端子はパンドパスフィルタの入力
端子に接続され、パンドパスフィルタの出力端子に復調
出力信号が得られるようになっている。
示した従来方式と同様に行われるが、デコード時には、
第１図に示す構成のデコーダが用いられる。このDMデコ
ーダは、エンコーダ（図示せず）からの２値パルス信号
を入力し、この２値パルス信号よりも１クロック（ステ
ップ）だけ遅延した遅延２値パルス信号を出力する遅延
回路Z-1と、この遅延回路Z-1の入力端子と出力端子にそ
れぞれ接続された一対の入力端子を有し、入力２値パル
ス信号と遅延２値パルス信号とを比較し、その比較結果
に応じた制御信号を出力するEXNOR（エクスクルーシブ
ノア）回路と、遅延回路Z-1の出力端子に接続された入
力端子とEXNOR回路の出力端子に接続された出力端子と
を有し、遅延回路Z-1からの遅延２値パルス信号を積分
して復号化信号を生成し、かつEXNOR回路より供給され
る制御信号にしたがって復号化信号の値を条件的に更新
または１クロック前の値に保持する積分器∫とを含んで
いる。積分器∫の出力端子はパンドパスフィルタの入力
端子に接続され、パンドパスフィルタの出力端子に復調
出力信号が得られるようになっている。
このDNデコーダでは、エンコーダからの各２値パルス信
号が遅延回路Z-1を通った後にそれよりも１クロック
（ステップ）後の２値パルス信号と一緒にFXNOR回路に
入力される。つまり、第１図において、相前後する２つ
の符号化信号Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）がEXNOR回路の両入
力端子に入力される。EXNOR回路は、第２図の論理表に
したがって論理演算を行う。したがって、両符号化信号
Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）が（“0",“1"）または（“1",
“0"）のときは制御信号“0"を出力し、Ｌ（ｔ）,L（ｔ
＋１）が（“0",“0"）または（“1",“1"）のときは制
御信号“1"を出力する。
号が遅延回路Z-1を通った後にそれよりも１クロック
（ステップ）後の２値パルス信号と一緒にFXNOR回路に
入力される。つまり、第１図において、相前後する２つ
の符号化信号Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）がEXNOR回路の両入
力端子に入力される。EXNOR回路は、第２図の論理表に
したがって論理演算を行う。したがって、両符号化信号
Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）が（“0",“1"）または（“1",
“0"）のときは制御信号“0"を出力し、Ｌ（ｔ）,L（ｔ
＋１）が（“0",“0"）または（“1",“1"）のときは制
御信号“1"を出力する。
相前後する２つの符号化信号Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）が
（“0",“1"）または（“1",“0"）となる場合は、積分
回路∫の出力信号（復号化信号）ｙ（ｔ）からみて１つ
後の信号ｙ（ｔ＋１）と１つ前の信号ｙ（ｔ−１）とが
値を同じにする場合である。実際、Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋
１）が（“0",“1"）の場合は、復号化信号はｙ（ｔ−
１）の値から次のクロックで１単位分減少し、その次の
クロックで１単位分増大することになり、結果的にｙ
（ｔ＋１）の値はｙ（ｔ−１）の値に一致（復帰）す
る。Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）が（“1",“0"）の場合も同
様である。
（“0",“1"）または（“1",“0"）となる場合は、積分
回路∫の出力信号（復号化信号）ｙ（ｔ）からみて１つ
後の信号ｙ（ｔ＋１）と１つ前の信号ｙ（ｔ−１）とが
値を同じにする場合である。実際、Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋
１）が（“0",“1"）の場合は、復号化信号はｙ（ｔ−
１）の値から次のクロックで１単位分減少し、その次の
クロックで１単位分増大することになり、結果的にｙ
（ｔ＋１）の値はｙ（ｔ−１）の値に一致（復帰）す
る。Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）が（“1",“0"）の場合も同
様である。
このDMデコーダでは、そのように１つ後の復号化信号ｙ
（ｔ＋１）と１つ前の信号ｙ（ｔ−１）とが値を同じに
する場合は、EXNOR回路からの制御信号が“0"になるこ
とで、その時の積分回路∫の出力つまり復号化信号ｙ
（ｔ）は第２図の波線で示すように１つ前のまま（ｙ
（ｔ−１）の値）に保持される。これは、原アナログ入
力（音声信号）が変化しないときあるいは無いときに非
常に有効であり、上記のグラニュラー雑音が効果的に除
去することができる。また、有音時でもサンプリング周
波数の1/2周波数成分の雑音を低減させることができ
る。
（ｔ＋１）と１つ前の信号ｙ（ｔ−１）とが値を同じに
する場合は、EXNOR回路からの制御信号が“0"になるこ
とで、その時の積分回路∫の出力つまり復号化信号ｙ
（ｔ）は第２図の波線で示すように１つ前のまま（ｙ
（ｔ−１）の値）に保持される。これは、原アナログ入
力（音声信号）が変化しないときあるいは無いときに非
常に有効であり、上記のグラニュラー雑音が効果的に除
去することができる。また、有音時でもサンプリング周
波数の1/2周波数成分の雑音を低減させることができ
る。
なお、原アナログ入力（音声信号）が変化たとえば増大
するときは、EXNOR回路に入力される相前後する２つの
符号化信号Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）が（“1",“1"）とな
る。この場合、積分回路∫の出力信号（復号化信号）ｙ
（ｔ）において１つ後の信号ｙ（ｔ＋１）と１つ前の信
号ｙ（ｔ−１）とが値を異にする場合である。詳細に
は、１つ先の信号ｙ（ｔ−１）の値よりも１つ後の信号
ｙ（ｔ＋１）の値のほうが２単位分増大する場合であ
る。このときは、EXNOR回路からの制御信号が“1"にな
ることで、その時の積分回路∫の出力つまり復号化信号
ｙ（ｔ）が更新（演算）され、その更新された値がバン
ドパスフィルタに供給される。
するときは、EXNOR回路に入力される相前後する２つの
符号化信号Ｌ（ｔ）,L（ｔ＋１）が（“1",“1"）とな
る。この場合、積分回路∫の出力信号（復号化信号）ｙ
（ｔ）において１つ後の信号ｙ（ｔ＋１）と１つ前の信
号ｙ（ｔ−１）とが値を異にする場合である。詳細に
は、１つ先の信号ｙ（ｔ−１）の値よりも１つ後の信号
ｙ（ｔ＋１）の値のほうが２単位分増大する場合であ
る。このときは、EXNOR回路からの制御信号が“1"にな
ることで、その時の積分回路∫の出力つまり復号化信号
ｙ（ｔ）が更新（演算）され、その更新された値がバン
ドパスフィルタに供給される。
第３図には、従来例に比べ、本発明に基づく場合には、
音声入力ｘ（ｔ）が変化しないときにグラニュラー雑音
がなくなり、ほぼ一定した出力ｙ（ｔ）が得られるとい
う結果が示されている。第４図は更に、第３図に比べて
２倍オーバーサンプリングしたときの結果を示すが、本
発明による効果を一層発揮させることができる。
音声入力ｘ（ｔ）が変化しないときにグラニュラー雑音
がなくなり、ほぼ一定した出力ｙ（ｔ）が得られるとい
う結果が示されている。第４図は更に、第３図に比べて
２倍オーバーサンプリングしたときの結果を示すが、本
発明による効果を一層発揮させることができる。
第５図は、第１図を更に具体化した回路系を例示するも
のである。図中、DFFはＤタイプのフリップフロップ、A
DDERは加算器、Regはレジスタ、D/AはDAコンバータ、LP
Fはロウパスフィルタ、ｍはマスター周波数、ｓは
サンプリング周波数である。第６図には、第５図の回路
動作をまとめて示しているが、２倍オーバーサンプリン
グするｓ（即ち、ｓ＝1/2ｍ）を使用している。
のである。図中、DFFはＤタイプのフリップフロップ、A
DDERは加算器、Regはレジスタ、D/AはDAコンバータ、LP
Fはロウパスフィルタ、ｍはマスター周波数、ｓは
サンプリング周波数である。第６図には、第５図の回路
動作をまとめて示しているが、２倍オーバーサンプリン
グするｓ（即ち、ｓ＝1/2ｍ）を使用している。
なお、上記したDM変調デコーダは、特に、搬送波阻止伝
送（Carrier Suppression）に際して有用なものであ
る。
送（Carrier Suppression）に際して有用なものであ
る。
以上に説明したように、本実施例の装置は、グラニュラ
ー雑音を減少若しくは無くし、良質の出力を安定して得
ることができるものであるから、外付けのフィルタとし
て特別の性能を有しないものも使用できる。また、音声
入力がない或いは変化しない場合だけでなく、有音時で
もサンプリング周波数の1/2周波数成分の雑音を低減さ
せることもできる。
ー雑音を減少若しくは無くし、良質の出力を安定して得
ることができるものであるから、外付けのフィルタとし
て特別の性能を有しないものも使用できる。また、音声
入力がない或いは変化しない場合だけでなく、有音時で
もサンプリング周波数の1/2周波数成分の雑音を低減さ
せることもできる。
以上、本発明を例示したが、上述の例は本発明の技術的
思想に基づいて更に変形が可能である。
思想に基づいて更に変形が可能である。
例えば、上述のデコーダの構成、回路要素の種類等は種
々変えることができる。また、DM変調は、ADM（Adaptiv
e Delta Modulation）やADPCM（Adaptive Pulse Code M
odulation）を含むものとする。また、サンプリング周
波数も様々に変えてよい。
々変えることができる。また、DM変調は、ADM（Adaptiv
e Delta Modulation）やADPCM（Adaptive Pulse Code M
odulation）を含むものとする。また、サンプリング周
波数も様々に変えてよい。
ヘ．発明の作用効果 以上説明したように、本発明のデルタ変調デコーダによ
れば、符号化された２値パルス信号を入力し、この２値
パルス信号よりも１クロックだけ遅延した遅延２値パル
ス信号を出力する遅延手段と、この遅延手段の入力端子
と出力端子にそれぞれ接続された入力端子を有し、該２
値パルス信号と該遅延２値パルス信号とを比較し、その
比較結果に応じた制御信号を出力する論理手段と、遅延
手段の出力端子に接続された入力端子と論理手段の出力
端子に接続された出力端子とを有し、遅延手段からの遅
延２値パルス信号を積分して復号化信号を生成し、かつ
論理手段より供給される制御信号にしたがって復号化信
号の値を条件的に更新または１クロック前の値に保持す
る積分手段とを含む構成により、簡単な回路構成によっ
て、デルタ変調されるアナログ信号が変化しないときに
復調出力信号におけるグラニュラー雑音等を特別なフィ
ルタなしに効果的に除去または減少することができると
ともに、サンプリング周波数の1/2周波数成分の雑音を
低減することができる。
れば、符号化された２値パルス信号を入力し、この２値
パルス信号よりも１クロックだけ遅延した遅延２値パル
ス信号を出力する遅延手段と、この遅延手段の入力端子
と出力端子にそれぞれ接続された入力端子を有し、該２
値パルス信号と該遅延２値パルス信号とを比較し、その
比較結果に応じた制御信号を出力する論理手段と、遅延
手段の出力端子に接続された入力端子と論理手段の出力
端子に接続された出力端子とを有し、遅延手段からの遅
延２値パルス信号を積分して復号化信号を生成し、かつ
論理手段より供給される制御信号にしたがって復号化信
号の値を条件的に更新または１クロック前の値に保持す
る積分手段とを含む構成により、簡単な回路構成によっ
て、デルタ変調されるアナログ信号が変化しないときに
復調出力信号におけるグラニュラー雑音等を特別なフィ
ルタなしに効果的に除去または減少することができると
ともに、サンプリング周波数の1/2周波数成分の雑音を
低減することができる。
第１図〜第６図は本発明の実施例を示すものであって、 第１図はDMデコーダの概略ブロック図、 第２図はデコーダ出力の波形図とEXNORの論理表、 第３図は出力の状況を示すグラフ、 第４図はオーバーサンプリング時の出力の状況を示すグ
ラフ、 第５図は具体的なDMデコーダのブロック図、 第６図は第５図のデコーダの各信号値をまとめて示す表 である。 第７図〜第９図は従来例を示すものであって、 第７図はDMエンコーダの概略ブロック図、 第８図はDMデコーダの概略ブロック図、 第９図はグラニュラー雑音を示す波形図 である。 なお、図面に示す符号において、 DFF……Ｄタイプフリップフロップ ADDER……加算器 Reg……レジスタ EXNOR……エクスクルーシブノア回路 D/A……DAコンバータ LPF……ロウパスフィルタ である。
ラフ、 第５図は具体的なDMデコーダのブロック図、 第６図は第５図のデコーダの各信号値をまとめて示す表 である。 第７図〜第９図は従来例を示すものであって、 第７図はDMエンコーダの概略ブロック図、 第８図はDMデコーダの概略ブロック図、 第９図はグラニュラー雑音を示す波形図 である。 なお、図面に示す符号において、 DFF……Ｄタイプフリップフロップ ADDER……加算器 Reg……レジスタ EXNOR……エクスクルーシブノア回路 D/A……DAコンバータ LPF……ロウパスフィルタ である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−40731（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−98731（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−130308（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−50424（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−126716（ＪＰ，Ａ) 特公 昭53−33386（ＪＰ，Ｂ２) 米国特許4958158（ＵＳ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】デルタ変調方式によって符号化された２値
パルス信号を復号化するデルタ変調デコーダであって、 前記２値パルス信号を入力し、前記２値パルス信号より
も１クロックだけ遅延した遅延２値パルス信号を出力す
る遅延手段と、 前記遅延手段の入力端子と出力端子にそれぞれ接続され
た入力端子を有し、前記２値パルス信号と前記遅延２値
パルス信号とを比較し、その比較結果に応じた制御信号
を出力する論理手段と、 前記遅延手段の出力端子に接続された入力端子と前記論
理手段の出力端子に接続された出力端子とを有し、前記
遅延手段からの前記遅延２値パルス信号を積分して復号
化信号を生成し、かつ前記論理手段より供給される前記
制御信号にしたがって前記復号化信号の値を条件的に更
新または１クロック前の値に保持する積分手段と、 を含むデルタ変調デコーダ。 - 【請求項２】前記論理手段は、前記２値パルス信号及び
前記遅延２値パルス信号をそれぞれ入力する第１および
第２の入力端子を有し、前記遅延手段の入力する２値パ
ルス信号が一定の振幅のアナログ信号を表すときに実質
的にノイズのない復調出力信号を供給するために、１つ
前の復号化信号が１つ後の復号化信号に等しくなる場合
には１つ前の復号化信号と同じ復号化信号を送出する前
記積分手段の出力を活性化する活性化制御信号を出力と
して生成する排他的論理和回路又は排他的否定論理和回
路である特許請求の範囲第１項に記載のデルタ変調デコ
ーダ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62099096A JPH07112156B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | デルタ変調デコーダ |
| US07/184,318 US4958158A (en) | 1987-04-22 | 1988-04-21 | Modem with noise-reducing decoder in demodulation of encoded binary pulse signals representative of constant amplitude signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62099096A JPH07112156B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | デルタ変調デコーダ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63263922A JPS63263922A (ja) | 1988-10-31 |
| JPH07112156B2 true JPH07112156B2 (ja) | 1995-11-29 |
Family
ID=14238341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62099096A Expired - Fee Related JPH07112156B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | デルタ変調デコーダ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4958158A (ja) |
| JP (1) | JPH07112156B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
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|---|---|---|---|---|
| JPH07112156B2 (ja) | 1987-04-22 | 1995-11-29 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | デルタ変調デコーダ |
| EP0399738A3 (en) * | 1989-05-26 | 1991-05-08 | Gec-Marconi Limited | Analogue to digital converter |
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| US5991278A (en) * | 1996-08-13 | 1999-11-23 | Telogy Networks, Inc. | Asymmetric modem communications system and method |
| KR100393769B1 (ko) * | 2000-12-29 | 2003-08-02 | 엘지전자 주식회사 | 홈 피엔에이 모뎀의 잡음 제거 장치 |
| WO2017037880A1 (ja) * | 2015-09-01 | 2017-03-09 | 日本電気株式会社 | Δς変調器、送信機及び積分器 |
Citations (1)
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Also Published As
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