JPH0690563A - 帰還制御装置及び制御方法 - Google Patents
帰還制御装置及び制御方法Info
- Publication number
- JPH0690563A JPH0690563A JP26436392A JP26436392A JPH0690563A JP H0690563 A JPH0690563 A JP H0690563A JP 26436392 A JP26436392 A JP 26436392A JP 26436392 A JP26436392 A JP 26436392A JP H0690563 A JPH0690563 A JP H0690563A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- amount
- control
- control amount
- digital
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Feedback Control In General (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＰＷＭコンバータ等の制御対象の操作量をＤ
ＳＰで決定する方式の帰還制御装置の制御性能を向上さ
せる。詳細には、サンプリング間隔に起因する遅れによ
る制御性能の悪化を改善する。 【構成】 制御対象１０の制御量の検出値と指令値との
誤差信号に基づいて制御対象１０の操作量Ｖ(n) を決定
する帰還制御装置において、操作量Ｖ(n) に基づいて制
御量の変化分の予測値を求め、この変化分の予測値を制
御量検出値に加算して制御量予測値を得る手段を設ける
と共に、制御量予測値と実際の制御量検出値との差から
成る予測誤差を求め、この予測誤差に基づいて変化分の
予測値を補正する手段を設ける。
ＳＰで決定する方式の帰還制御装置の制御性能を向上さ
せる。詳細には、サンプリング間隔に起因する遅れによ
る制御性能の悪化を改善する。 【構成】 制御対象１０の制御量の検出値と指令値との
誤差信号に基づいて制御対象１０の操作量Ｖ(n) を決定
する帰還制御装置において、操作量Ｖ(n) に基づいて制
御量の変化分の予測値を求め、この変化分の予測値を制
御量検出値に加算して制御量予測値を得る手段を設ける
と共に、制御量予測値と実際の制御量検出値との差から
成る予測誤差を求め、この予測誤差に基づいて変化分の
予測値を補正する手段を設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ、コンバー
タ等の制御対象を制御するための制御装置及び制御方法
に関する。
タ等の制御対象を制御するための制御装置及び制御方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１はインダクタンス値Ｌのリアクタか
ら成る負荷１にＰＷＭコンバータ等から成る可変電圧源
２から電力を供給するシステムにおける帰還制御装置を
原理的に示す。このシステムはディジタル指令値（基準
値又は目標値）発生器３から発生するディジタル指令電
流値Ｉr に対応する負荷電流Ｉを可変電圧源２から負荷
１に供給するように構成されている。負荷電流Ｉはフィ
ードバック制御方式における制御量であり、電流検出器
（制御量検出器）４とここに接続されたＡＤＣ（アナロ
グ・ディジタル変換器）５とによって検出される。ＡＤ
Ｃ５は、電流検出器４で検出したアナログ検出電流を一
定のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプル
をディジタル信号に変換して出力する。ここではＡＤＣ
５の入力と出力の両方をＩで示すことにする。ディジタ
ル減算器６は指令値Ｉr と検出値Ｉとの差の出力（誤差
出力）を形成する。減算器６に接続されたディジタル制
御器７はフィードバック制御系における制御要素であ
り、マイコン（マイクロコンピュータ又はマイクロプロ
セッサ）から成り、ディジタル減算器６から与えられた
誤差信号をゼロにするように可変電圧源２を操作するた
めのディジタル操作量Ｖを形成する。なお、指令値発生
器３、ＡＤＣ５、減算器６をディジタル制御器７と共に
マイコンに含めることができる。ディジタル制御器７と
可変電圧源２との間にはディジタル操作量Ｖに対応する
アナログ操作量を形成して１サンプル期間ホールドして
出力するホールド回路８が接続されている。このホール
ド回路８はＤＡＣ（ディジタル・アナログ変換器）を含
み、ディジタル操作量Ｖに対応したアナログ操作量を形
成するので、アナログ操作量発生器と呼ぶこともでき
る。なお、ここではディジタル操作量とアナログ操作量
を共にＶで示すことにする。可変電圧源２はアナログ操
作量Ｖに応答して例えばＰＷＭ制御パルスを発生する回
路及びＰＷＭ制御パルスに応答するスイッチング素子を
含んで、アナログ操作量Ｖに対応した動作をなし、出力
電流Ｉを得るための電圧を出力する。なお、ここでは、
図１において、ホールド回路８、可変電圧源２及び負荷
１を合せて制御対象と呼ぶことにする。しかし、負荷１
のみを制御対象と呼び、ディジタル制御器７とホールド
回路８と可変電圧源２を合せて制御要素と呼ぶこともで
きる。この場合には可変電圧源２の出力電圧ｋＶ（但し
ｋは定数）が操作量になる。
ら成る負荷１にＰＷＭコンバータ等から成る可変電圧源
２から電力を供給するシステムにおける帰還制御装置を
原理的に示す。このシステムはディジタル指令値（基準
値又は目標値）発生器３から発生するディジタル指令電
流値Ｉr に対応する負荷電流Ｉを可変電圧源２から負荷
１に供給するように構成されている。負荷電流Ｉはフィ
ードバック制御方式における制御量であり、電流検出器
（制御量検出器）４とここに接続されたＡＤＣ（アナロ
グ・ディジタル変換器）５とによって検出される。ＡＤ
Ｃ５は、電流検出器４で検出したアナログ検出電流を一
定のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプル
をディジタル信号に変換して出力する。ここではＡＤＣ
５の入力と出力の両方をＩで示すことにする。ディジタ
ル減算器６は指令値Ｉr と検出値Ｉとの差の出力（誤差
出力）を形成する。減算器６に接続されたディジタル制
御器７はフィードバック制御系における制御要素であ
り、マイコン（マイクロコンピュータ又はマイクロプロ
セッサ）から成り、ディジタル減算器６から与えられた
誤差信号をゼロにするように可変電圧源２を操作するた
めのディジタル操作量Ｖを形成する。なお、指令値発生
器３、ＡＤＣ５、減算器６をディジタル制御器７と共に
マイコンに含めることができる。ディジタル制御器７と
可変電圧源２との間にはディジタル操作量Ｖに対応する
アナログ操作量を形成して１サンプル期間ホールドして
出力するホールド回路８が接続されている。このホール
ド回路８はＤＡＣ（ディジタル・アナログ変換器）を含
み、ディジタル操作量Ｖに対応したアナログ操作量を形
成するので、アナログ操作量発生器と呼ぶこともでき
る。なお、ここではディジタル操作量とアナログ操作量
を共にＶで示すことにする。可変電圧源２はアナログ操
作量Ｖに応答して例えばＰＷＭ制御パルスを発生する回
路及びＰＷＭ制御パルスに応答するスイッチング素子を
含んで、アナログ操作量Ｖに対応した動作をなし、出力
電流Ｉを得るための電圧を出力する。なお、ここでは、
図１において、ホールド回路８、可変電圧源２及び負荷
１を合せて制御対象と呼ぶことにする。しかし、負荷１
のみを制御対象と呼び、ディジタル制御器７とホールド
回路８と可変電圧源２を合せて制御要素と呼ぶこともで
きる。この場合には可変電圧源２の出力電圧ｋＶ（但し
ｋは定数）が操作量になる。
【０００３】図１の負荷をインダクタンスＬと抵抗Ｒと
に置き換えた場合にも、図１と同一の制御系を形成する
ことができる。
に置き換えた場合にも、図１と同一の制御系を形成する
ことができる。
【０００４】図２は図１の一部を変えたものである。こ
の図２では負荷１ａがコンデンサＣになり、ここに可変
電流源２ａから電流を供給し、負荷電圧Ｖa を指令値発
生器３の指令値Ｖr に追従させるように構成されてい
る。図２におけるＡＤＣ５、減算器６、ディジタル制御
器７、ホールド回路８は図１において同一符号で示すも
のと実質的に同一である。
の図２では負荷１ａがコンデンサＣになり、ここに可変
電流源２ａから電流を供給し、負荷電圧Ｖa を指令値発
生器３の指令値Ｖr に追従させるように構成されてい
る。図２におけるＡＤＣ５、減算器６、ディジタル制御
器７、ホールド回路８は図１において同一符号で示すも
のと実質的に同一である。
【０００５】図１について操作量を入力、制御量を出力
として制御対象に対する伝達関数を求めると次の式
（１）になる。 ＧA （ｓ）＝１／Ｌs （１） また、図２についても同様に伝達関数を求めると次の式
（２）となる。 ＧB （ｓ）＝１／Ｃs （２） 式（１）、（２）より図１、図２ともに制御対象は積分
要素（インディンシャル応答の出力が時間と共に増大す
る要素）で模擬され、また操作量と制御量は電圧、電流
が入れ替わっただけで双方とも類似回路である。従っ
て、以下は図１の場合のみについて説明する。
として制御対象に対する伝達関数を求めると次の式
（１）になる。 ＧA （ｓ）＝１／Ｌs （１） また、図２についても同様に伝達関数を求めると次の式
（２）となる。 ＧB （ｓ）＝１／Ｃs （２） 式（１）、（２）より図１、図２ともに制御対象は積分
要素（インディンシャル応答の出力が時間と共に増大す
る要素）で模擬され、また操作量と制御量は電圧、電流
が入れ替わっただけで双方とも類似回路である。従っ
て、以下は図１の場合のみについて説明する。
【０００６】図３は図１の制御装置におけるサンプリン
グ周期（間隔）と制御器７の制御間隔とが共にＴs の場
合においてＴｓ毎に検出される制御量（負荷電流）Ｉ及
びその検出値とディジタル又はアナログの操作量Ｖの関
係を示す。なお、ｎ−２、ｎ−１、ｎ、ｎ＋１はサンプ
リング時点を示し、Ｉ(n-2) 、Ｉ (n-1)、Ｉ (n)、Ｉ
(n+1)は各サンプリング時点の制御量（サンプル）検出
値を示し、Ｖ(n-2) 、Ｖ(n-1) 、Ｖ(n) 、Ｖ(n+1) は各
サンプリング間隔の操作量を示す。サンプリング時点ｎ
を現在時点とすれば、現在時点ｎで出力する操作量Ｖ
(n) は、１つ前のサンプリング時点ｎ−１の制御量検出
値Ｉ(n-1) に基づいて決定されている。従って、ディジ
タル制御器７を含むフィードバック制御系では１サンプ
リング時間間隔Ｔs の制御遅れ、及び制御誤差が生じ
る。
グ周期（間隔）と制御器７の制御間隔とが共にＴs の場
合においてＴｓ毎に検出される制御量（負荷電流）Ｉ及
びその検出値とディジタル又はアナログの操作量Ｖの関
係を示す。なお、ｎ−２、ｎ−１、ｎ、ｎ＋１はサンプ
リング時点を示し、Ｉ(n-2) 、Ｉ (n-1)、Ｉ (n)、Ｉ
(n+1)は各サンプリング時点の制御量（サンプル）検出
値を示し、Ｖ(n-2) 、Ｖ(n-1) 、Ｖ(n) 、Ｖ(n+1) は各
サンプリング間隔の操作量を示す。サンプリング時点ｎ
を現在時点とすれば、現在時点ｎで出力する操作量Ｖ
(n) は、１つ前のサンプリング時点ｎ−１の制御量検出
値Ｉ(n-1) に基づいて決定されている。従って、ディジ
タル制御器７を含むフィードバック制御系では１サンプ
リング時間間隔Ｔs の制御遅れ、及び制御誤差が生じ
る。
【０００７】この制御遅れ、制御誤差に関する問題はデ
ィジタル制御器により構成される制御系特有の不具合で
あり、その改善策として図４のような制御量予測器を使
用することが知られている。図４は図１の制御系に制御
量予測器９を付加し、更にＺ変換により離散時間領域で
表したブロック図である。図１において、ホールド回３
８の伝達関数は次の式（３）で表せる。 ＧH （ｓ）＝（１−ｅ-s・Ts）／ｓ （３） また、可変電圧源２は比例要素ｋで表せる。また、制御
対象負荷１の伝達関数は式（１）であるからホールド回
路８から制御対象負荷１までの総合伝達関数Ｇ（ｓ）は
次の式（４）になる。 Ｇ（ｓ）＝ＧH （ｓ）・ｋ・ＧA （ｓ） ＝（（１−ｅ-s・Ts）／ｓ）・ｋ・（１／Ｌs ） ＝ｋ・（１−ｅ-s・Ts）／（ｓ2 Ｌ） （４） ここで、Ｇ（ｓ）をＺ変換により離散時間領域で表すと
Ｚ変換の公式により次の式（５）になる。 Ｇ（ｚ）＝（ｋ・Ｔs ／Ｌ）・（１／（Ｚ−１））・Ｚ-1 （５） 図４において、７は離散時間領域で表されたディジタル
制御器、１０は式（５）で表されるホールド回路８から
制御対象負荷１までの伝達関数、１１は１サンプル遅れ
要素、９は制御量予測器、１２は加算器、６は減算器、
３は制御量に対する指令値である。ライン１３は図１の
ＡＤＣ５の出力に対応し、ここに制御量検出値が得られ
る。加算器１２の一方の入力端子はライン１３に接続さ
れ、他方の入力端子は予測器９に接続されている。予測
器９は遅れ要素１１を介してディジタル制御器７に接続
され、ディジタル操作量Ｖに基づいて予測値Δｉ(n-1)
を発生する。
ィジタル制御器により構成される制御系特有の不具合で
あり、その改善策として図４のような制御量予測器を使
用することが知られている。図４は図１の制御系に制御
量予測器９を付加し、更にＺ変換により離散時間領域で
表したブロック図である。図１において、ホールド回３
８の伝達関数は次の式（３）で表せる。 ＧH （ｓ）＝（１−ｅ-s・Ts）／ｓ （３） また、可変電圧源２は比例要素ｋで表せる。また、制御
対象負荷１の伝達関数は式（１）であるからホールド回
路８から制御対象負荷１までの総合伝達関数Ｇ（ｓ）は
次の式（４）になる。 Ｇ（ｓ）＝ＧH （ｓ）・ｋ・ＧA （ｓ） ＝（（１−ｅ-s・Ts）／ｓ）・ｋ・（１／Ｌs ） ＝ｋ・（１−ｅ-s・Ts）／（ｓ2 Ｌ） （４） ここで、Ｇ（ｓ）をＺ変換により離散時間領域で表すと
Ｚ変換の公式により次の式（５）になる。 Ｇ（ｚ）＝（ｋ・Ｔs ／Ｌ）・（１／（Ｚ−１））・Ｚ-1 （５） 図４において、７は離散時間領域で表されたディジタル
制御器、１０は式（５）で表されるホールド回路８から
制御対象負荷１までの伝達関数、１１は１サンプル遅れ
要素、９は制御量予測器、１２は加算器、６は減算器、
３は制御量に対する指令値である。ライン１３は図１の
ＡＤＣ５の出力に対応し、ここに制御量検出値が得られ
る。加算器１２の一方の入力端子はライン１３に接続さ
れ、他方の入力端子は予測器９に接続されている。予測
器９は遅れ要素１１を介してディジタル制御器７に接続
され、ディジタル操作量Ｖに基づいて予測値Δｉ(n-1)
を発生する。
【０００８】更に詳しく説明すると、予測器９は、ある
操作量Ｖを制御対象に与えた場合の制御量の増過分（変
化分）だけを演算予測する。従って、本例の制御対象は
リアクタ４であるため増加分を求める関数は （ｋ／Ｌn ）・Ｔs （ここで、Ｌn はＬの公称値を表
す。）で表せる。なお、図２の場合は（ｋ／Ｃn ）・Ｔ
s となる。ここでＣｎはＣの公称値。図５は制御の様子
を示す。（ｎ−１）時点において制御量Ｉ(n-1) をライ
ン１３で検出する。また、（ｎ−１）時点に出力した操
作量ｖ(n-1) を遅れ要素１１で得、これを予測器９に入
力することによりＴs 時間での制御量増過分予測値Δｉ
(n-1) が求められる。この制御量増加分予測値と検出さ
れた制御量を加算器１２で加えることによりｎ時点の制
御量予測値ｉ(n) が得られる。この得られたｎ時点の制
御量予測値と指令値から減算器６によって制御誤差を求
め、その制御誤差が０に収束するようにディジタル制御
器７によりｎ時点からの１サンプル期間に出力される操
作量ｖ（n)を決定し、ｎからｎ＋１の期間に制御対象に
出力する。この手法により１サンプル時間に起因する制
御誤差は補償される。しかし、制御対象の定数（例えば
Ｌ）が変化する場合、誤差を生じる。その誤差は予測時
間が長い程大きい。ここで、制御対象の定数の変動とは
図１の例においてはインダクタンス値Ｌが変動するこ
と、また負荷１にインダクタンスＬと共に抵抗分が存在
すること等である。
操作量Ｖを制御対象に与えた場合の制御量の増過分（変
化分）だけを演算予測する。従って、本例の制御対象は
リアクタ４であるため増加分を求める関数は （ｋ／Ｌn ）・Ｔs （ここで、Ｌn はＬの公称値を表
す。）で表せる。なお、図２の場合は（ｋ／Ｃn ）・Ｔ
s となる。ここでＣｎはＣの公称値。図５は制御の様子
を示す。（ｎ−１）時点において制御量Ｉ(n-1) をライ
ン１３で検出する。また、（ｎ−１）時点に出力した操
作量ｖ(n-1) を遅れ要素１１で得、これを予測器９に入
力することによりＴs 時間での制御量増過分予測値Δｉ
(n-1) が求められる。この制御量増加分予測値と検出さ
れた制御量を加算器１２で加えることによりｎ時点の制
御量予測値ｉ(n) が得られる。この得られたｎ時点の制
御量予測値と指令値から減算器６によって制御誤差を求
め、その制御誤差が０に収束するようにディジタル制御
器７によりｎ時点からの１サンプル期間に出力される操
作量ｖ（n)を決定し、ｎからｎ＋１の期間に制御対象に
出力する。この手法により１サンプル時間に起因する制
御誤差は補償される。しかし、制御対象の定数（例えば
Ｌ）が変化する場合、誤差を生じる。その誤差は予測時
間が長い程大きい。ここで、制御対象の定数の変動とは
図１の例においてはインダクタンス値Ｌが変動するこ
と、また負荷１にインダクタンスＬと共に抵抗分が存在
すること等である。
【０００９】本発明は、前述した欠点を解決するため
に、予測時間を短くし誤差が発生しにくくすると共に、
予測誤差が生じた場合、予測値と実際値の誤差を積分し
た値を予測器の入力、または出力に加えることで予測誤
差を０に収束させることを目的とする。
に、予測時間を短くし誤差が発生しにくくすると共に、
予測誤差が生じた場合、予測値と実際値の誤差を積分し
た値を予測器の入力、または出力に加えることで予測誤
差を０に収束させることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、制御対象の制御量、またはこれに対応する
量を予め定められたサンプリング時間間隔で検出してデ
ィジタル量として制御量検出値を得るディジタル制御量
検出手段と、前記制御量検出値が追従すべき指令値をデ
ィジタル量として発生するディジタル指令値発生手段
と、前記制御量検出値が前記指令値に追従するように前
記制御対象に対する操作量を予め定められた制御時間間
隔でディジタル演算により決定して前記制御対象を制御
するディジタル制御手段とから成るディジタル帰還制御
装置において、前記ディジタル制御手段が、前記制御対
象に出力した前記操作量に基づいて現在の制御量と次回
のサンプル時での制御量との変化分の予測値を演算によ
り算出し、その変化分予測値を現在のサンプル時に検出
した前記制御量に加えることにより次回のサンプル時の
予測値を求める制御量予測手段と、前記制御量予測値と
実際の制御量検出値との差によって予測誤差を求め、こ
の予測誤差を０に収束させるように補償した予測誤差補
償量を求め、この予測誤差補償量で前記制御量予測値を
補正する予測誤差検出及び補償手段とを備えていること
を特徴とするディジタル帰還制御装置に係わるものであ
る。なお、請求項２〜４に記載の方法を採用することが
できる。
の本発明は、制御対象の制御量、またはこれに対応する
量を予め定められたサンプリング時間間隔で検出してデ
ィジタル量として制御量検出値を得るディジタル制御量
検出手段と、前記制御量検出値が追従すべき指令値をデ
ィジタル量として発生するディジタル指令値発生手段
と、前記制御量検出値が前記指令値に追従するように前
記制御対象に対する操作量を予め定められた制御時間間
隔でディジタル演算により決定して前記制御対象を制御
するディジタル制御手段とから成るディジタル帰還制御
装置において、前記ディジタル制御手段が、前記制御対
象に出力した前記操作量に基づいて現在の制御量と次回
のサンプル時での制御量との変化分の予測値を演算によ
り算出し、その変化分予測値を現在のサンプル時に検出
した前記制御量に加えることにより次回のサンプル時の
予測値を求める制御量予測手段と、前記制御量予測値と
実際の制御量検出値との差によって予測誤差を求め、こ
の予測誤差を０に収束させるように補償した予測誤差補
償量を求め、この予測誤差補償量で前記制御量予測値を
補正する予測誤差検出及び補償手段とを備えていること
を特徴とするディジタル帰還制御装置に係わるものであ
る。なお、請求項２〜４に記載の方法を採用することが
できる。
【００１１】
【作用及び効果】本発明においては、予測誤差を検出
し、これに基づいて予測値に補正を加えるので、制御性
能を向上させることができる。
し、これに基づいて予測値に補正を加えるので、制御性
能を向上させることができる。
【００１２】
【第１の実施例】次に、図６及び図７を参照して本発明
の第１の実施例に係わる帰還制御装置を説明する。但
し、図６及び図７において、図１〜図５と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。図６と図
４との対比から明らかなように、図６の方式は図４の方
式に、予測誤差検出器１４と、予測誤差補償器１５と、
加算器１６を加えたものである。即ち、制御量変化分予
測手段９ａの他にこの補償手段を設けたものである。新
たに設けた加算器１６は遅れ要素１１の出力Ｖ(n-1)と
予測誤差補償器１５から得られる予測誤差補償量とを加
算して変化分（増加分）予測器９ｂに送る。予測誤差検
出器１４は、１サンプル期間の遅れ要素１７とｅ×ｐ
（−ｍＴs ）の回路１８と減算器１９とから成る。遅れ
要素１７は加算器１２の出力ラインに接続され、制御量
予測値ｉ(n) の１サンプル期間Ｔs だけ前の（ｎ−１）
における制御量予測値ｉ(n-1) を出力する。回路１８は
（ｎ−１）の時の制御量検出値Ｉ(n-1) を出力する。従
って、減算器１９からは、予測値ｉ(n-1) と検出値Ｉ
(n-1) の差の出力Δｉe(n-1)が予測誤差として得られ
る。予測誤差補償器１５はｋz ／（ｚ−１）の回路から
成り、予測誤差補償量を加算器１６に送る。図６では制
御量予測器９ａ、予測誤差検出器１４、予測誤差補償器
１５、加算器１２、１６が機能的にブロックで示されて
いるが、実際にはＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）
又はマイコンから成り、所定のプログラムに従ってソフ
ト的に処理される。
の第１の実施例に係わる帰還制御装置を説明する。但
し、図６及び図７において、図１〜図５と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。図６と図
４との対比から明らかなように、図６の方式は図４の方
式に、予測誤差検出器１４と、予測誤差補償器１５と、
加算器１６を加えたものである。即ち、制御量変化分予
測手段９ａの他にこの補償手段を設けたものである。新
たに設けた加算器１６は遅れ要素１１の出力Ｖ(n-1)と
予測誤差補償器１５から得られる予測誤差補償量とを加
算して変化分（増加分）予測器９ｂに送る。予測誤差検
出器１４は、１サンプル期間の遅れ要素１７とｅ×ｐ
（−ｍＴs ）の回路１８と減算器１９とから成る。遅れ
要素１７は加算器１２の出力ラインに接続され、制御量
予測値ｉ(n) の１サンプル期間Ｔs だけ前の（ｎ−１）
における制御量予測値ｉ(n-1) を出力する。回路１８は
（ｎ−１）の時の制御量検出値Ｉ(n-1) を出力する。従
って、減算器１９からは、予測値ｉ(n-1) と検出値Ｉ
(n-1) の差の出力Δｉe(n-1)が予測誤差として得られ
る。予測誤差補償器１５はｋz ／（ｚ−１）の回路から
成り、予測誤差補償量を加算器１６に送る。図６では制
御量予測器９ａ、予測誤差検出器１４、予測誤差補償器
１５、加算器１２、１６が機能的にブロックで示されて
いるが、実際にはＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）
又はマイコンから成り、所定のプログラムに従ってソフ
ト的に処理される。
【００１３】この実施例では、図７に示すように、各サ
ンプリング時間間隔Ｔs の間にｍ点を設け、制御量の検
出、及び操作量の出力のタイミングを下記のようにす
る。（ｎ−１）点と（ｎ）点の間を例にして説明する。
ｎ−１からｎまでの間のｍ点即ち（ｎ−１，ｍ）Ｔs 点
の制御量Ｉ(n-1、m ）を検出してｎ点で出力する。ここ
で、ｍは０から１の間の値を取る。ｍ＝１の場合は制御
遅れ無しの状態になる。ｍ＝０の場合には１サンプルの
制御遅れが生じる。従って、予測時間は（１−ｍ）Ｔs
となり１サンプル時間以下となる。
ンプリング時間間隔Ｔs の間にｍ点を設け、制御量の検
出、及び操作量の出力のタイミングを下記のようにす
る。（ｎ−１）点と（ｎ）点の間を例にして説明する。
ｎ−１からｎまでの間のｍ点即ち（ｎ−１，ｍ）Ｔs 点
の制御量Ｉ(n-1、m ）を検出してｎ点で出力する。ここ
で、ｍは０から１の間の値を取る。ｍ＝１の場合は制御
遅れ無しの状態になる。ｍ＝０の場合には１サンプルの
制御遅れが生じる。従って、予測時間は（１−ｍ）Ｔs
となり１サンプル時間以下となる。
【００１４】次に、上記タイミングにした場合の制御対
象の離散時間領域での伝達関数は拡張Ｚ変換により式
（６）で表現できる。 Ｇ(z、m)＝（ｋ・Ｔs ／Ｌ）・（ｍ(Z-1) ＋１）／（Ｚ−１））・Ｚ-1 （６） また、予測器９ｂにて制御量増加分を求める関数は（１
−ｍ）Ｔs 時間後を予測するため次のようになる。 （ｋ／Ｌn ）・（１−ｍ）Ｔs
象の離散時間領域での伝達関数は拡張Ｚ変換により式
（６）で表現できる。 Ｇ(z、m)＝（ｋ・Ｔs ／Ｌ）・（ｍ(Z-1) ＋１）／（Ｚ−１））・Ｚ-1 （６） また、予測器９ｂにて制御量増加分を求める関数は（１
−ｍ）Ｔs 時間後を予測するため次のようになる。 （ｋ／Ｌn ）・（１−ｍ）Ｔs
【００１５】タイミングｍを導入することにより、図６
の制御対象１０は（ｋＴs ／Ｌ）｛［ｍ(z-1) ＋１］／
（ｚ−１）｝で示すブロック１０ａと１サンプルの遅れ
要素１０ｂとで示され、この出力としてＩ(n-1,m) で示
す制御量検出値が得られる。また、予測器９ｂは（ｋ／
Ｌn ）（１−ｍ）Ｔs で表され、（ｎ−１，ｍ）Ｔs時
から（ｎ）Ｔｓ時までの（１−ｍ）Ｔs 時間制御量増加
分予測値Δｉ(n-1,m)を出力する。
の制御対象１０は（ｋＴs ／Ｌ）｛［ｍ(z-1) ＋１］／
（ｚ−１）｝で示すブロック１０ａと１サンプルの遅れ
要素１０ｂとで示され、この出力としてＩ(n-1,m) で示
す制御量検出値が得られる。また、予測器９ｂは（ｋ／
Ｌn ）（１−ｍ）Ｔs で表され、（ｎ−１，ｍ）Ｔs時
から（ｎ）Ｔｓ時までの（１−ｍ）Ｔs 時間制御量増加
分予測値Δｉ(n-1,m)を出力する。
【００１６】図６及び図７において、（ｎ−１）Ｔs 時
に制御対象へ出力した操作量ｖ(n-1) と（ｎ−１）Ｔs
時の予測誤差補償器１５の出力値を加算器１６で加算し
た値を予測器９ｂに入力し（１−ｍ）Ｔs 後の制御量増
加分予測値Δｉ(n-1,m) を算出する。また、（ｎ−１，
ｍ）Ｔs 時の制御量Ｉ(n-1,m) を検出しその値にΔｉ
(n-1,m) を加算器１２で加算することにより（ｎ）Ｔs
時の制御量予測値ｉ(n)を算出する。また、（ｎ−１）
Ｔs 時における制御量予測値ｉ(n-1) と（ｎ−１，ｍ）
Ｔs 時の制御量検出値のｍＴs 時間遅れ要素、つまり
（ｎ−１）Ｔs 時の制御量検出値Ｉ(n-1) との差Δｉ
e(n-1)は（ｎ−１）Ｔs 時における制御量の予測誤差に
なる。この予測誤差を０に収束させるためには、予測誤
差を積分要素で構成された予測誤差補償器１５に入力
し、予測誤差補償量であるその出力を予測器９ｂの入力
値である操作量Ｖ(n-1) に加算することにより、制御量
増加分予測値を補償する。この（ｎ）Ｔs 時の制御量予
測値ｉ(n) と指令値Ｉr (n) とを比較して制御誤差を
得、この誤差に基づきディジタル制御器７はその誤差が
０に収束するような操作量ｖ(n) を決定し、（ｎ）Ｔs
時に出力する。
に制御対象へ出力した操作量ｖ(n-1) と（ｎ−１）Ｔs
時の予測誤差補償器１５の出力値を加算器１６で加算し
た値を予測器９ｂに入力し（１−ｍ）Ｔs 後の制御量増
加分予測値Δｉ(n-1,m) を算出する。また、（ｎ−１，
ｍ）Ｔs 時の制御量Ｉ(n-1,m) を検出しその値にΔｉ
(n-1,m) を加算器１２で加算することにより（ｎ）Ｔs
時の制御量予測値ｉ(n)を算出する。また、（ｎ−１）
Ｔs 時における制御量予測値ｉ(n-1) と（ｎ−１，ｍ）
Ｔs 時の制御量検出値のｍＴs 時間遅れ要素、つまり
（ｎ−１）Ｔs 時の制御量検出値Ｉ(n-1) との差Δｉ
e(n-1)は（ｎ−１）Ｔs 時における制御量の予測誤差に
なる。この予測誤差を０に収束させるためには、予測誤
差を積分要素で構成された予測誤差補償器１５に入力
し、予測誤差補償量であるその出力を予測器９ｂの入力
値である操作量Ｖ(n-1) に加算することにより、制御量
増加分予測値を補償する。この（ｎ）Ｔs 時の制御量予
測値ｉ(n) と指令値Ｉr (n) とを比較して制御誤差を
得、この誤差に基づきディジタル制御器７はその誤差が
０に収束するような操作量ｖ(n) を決定し、（ｎ）Ｔs
時に出力する。
【００１７】以上の操作により図１の制御対象負荷１の
定数Ｌが公称値Ｌn から変化した場合、負荷１がＬと共
に抵抗分Ｒを含む場合であっても精度良く指令値Ｉr に
追従された制御が実現される。
定数Ｌが公称値Ｌn から変化した場合、負荷１がＬと共
に抵抗分Ｒを含む場合であっても精度良く指令値Ｉr に
追従された制御が実現される。
【００１８】
【第２の実施例】次に、図８を参照して本発明の第２の
実施例の帰還制御装置を説明する。但し、図８において
図６と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。この実施例では予測誤差補償器１５の出力が
予測器９ｂの出力に加算器１２を使用して加算されてい
る。その他は図６と同一であるので、同一の作用効果が
得られる。
実施例の帰還制御装置を説明する。但し、図８において
図６と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。この実施例では予測誤差補償器１５の出力が
予測器９ｂの出力に加算器１２を使用して加算されてい
る。その他は図６と同一であるので、同一の作用効果が
得られる。
【００１９】
【第３の実施例】図９は本発明をＰＷＭコンバータ装置
に適用した例を示す。このＰＷＭコンバータ装置は、３
相交流電源２０にコンデンサ２１とリアクトル２２とを
介して接続されたＰＷＭコンバータ回路２３を有する。
コンバータ回路２３は、ＩＧＢＴから成る６個のスイッ
チング素子Ｑの３相ブリッジ回路であり、この出力ライ
ンに平滑用コンデンサ２４が接続され、更に負荷２５が
接続されている。スイッチング素子Ｑはパルス幅変換回
路２６から与えられる公知の制御信号でオン・オフ制御
され、３相交流を直流に変換して出力する。この実施例
では、リアクトル２２、変換回路２３、コンデンサ２
４、負荷２５、パルス幅変換回路２６を合せて制御対象
３７とみなすことができる。この制御対象３７は図６の
制御対象１０に対応する。この制御対象３７から制御量
を検出するために、２つの電流検出器２７とＡＤＣ（Ａ
／Ｄ変換器）２８とが設けられ、ＡＤＣ２８が制御量予
測器及び補償器２９に接続されている。制御量予測器及
び補償器２９は図６の予測手段９ａと予測誤差検出器１
４と予測誤差補償器１５と同様に構成され、２相分の制
御予測値ｉu 、ｉw を出力する。このｉu 、ｉw は図６
のｉ(n) に対応している。
に適用した例を示す。このＰＷＭコンバータ装置は、３
相交流電源２０にコンデンサ２１とリアクトル２２とを
介して接続されたＰＷＭコンバータ回路２３を有する。
コンバータ回路２３は、ＩＧＢＴから成る６個のスイッ
チング素子Ｑの３相ブリッジ回路であり、この出力ライ
ンに平滑用コンデンサ２４が接続され、更に負荷２５が
接続されている。スイッチング素子Ｑはパルス幅変換回
路２６から与えられる公知の制御信号でオン・オフ制御
され、３相交流を直流に変換して出力する。この実施例
では、リアクトル２２、変換回路２３、コンデンサ２
４、負荷２５、パルス幅変換回路２６を合せて制御対象
３７とみなすことができる。この制御対象３７は図６の
制御対象１０に対応する。この制御対象３７から制御量
を検出するために、２つの電流検出器２７とＡＤＣ（Ａ
／Ｄ変換器）２８とが設けられ、ＡＤＣ２８が制御量予
測器及び補償器２９に接続されている。制御量予測器及
び補償器２９は図６の予測手段９ａと予測誤差検出器１
４と予測誤差補償器１５と同様に構成され、２相分の制
御予測値ｉu 、ｉw を出力する。このｉu 、ｉw は図６
のｉ(n) に対応している。
【００２０】図６の指令値発生器３に対応するものとし
てディジタル基準正弦波発生器３０が設けられている。
これは正弦波データがストアされたＲＯＭから成り、電
源２０の正弦波電圧に同期してディジタル正弦波データ
から成る２相分の電流位相基準信号を発生する。図９の
装置は、コンバータ回路２３の入力電流を正弦波に近づ
けるようにスイッチング素子Ｑをオン・オフ制御するよ
うに構成されている。なお、この電流波形を正弦波に近
づける制御と出力電圧を一定にするための制御との両方
を実行するために、２相分の乗算器３１が設けられ、こ
の一方の入力端子に基準正弦波発生器３０が接続され、
他方の入力端子に電圧制御系が接続されている。電圧制
御系は出力電圧を検出するＡＤＣ３２と、誤差増幅器３
３と、ＰＩ回路３４とから成る。なお、説明を容易にす
るために、電圧制御系による動作を省いて説明する。乗
算器３１の２相出力信号が図６の電流指令値信号であ
り、それぞれｉｕ＊、ｉｗ＊で表されている。また、出
力段の２相分の減算器３５は図６の減算器６に対応する
ものであり、制御量予測器及び補償器２９から与えられ
る制御予測値ｉu 、ｉw と指令値ｉｕ＊、ｉｗ＊との誤
差信号を形成する。この誤差信号は２相分のＰＩ回路３
６を通って操作量Ｖu 、Ｖw となり、パルス幅変換回路
２６に送られる。この操作量Ｖu 、Ｖw は図６の制御器
７の出力のＶ(n) に対応する。減算器３８は２相分の操
作量Ｖu 、Ｖw に基づいて残りの１相分の操作量Ｖv を
形成するものである。
てディジタル基準正弦波発生器３０が設けられている。
これは正弦波データがストアされたＲＯＭから成り、電
源２０の正弦波電圧に同期してディジタル正弦波データ
から成る２相分の電流位相基準信号を発生する。図９の
装置は、コンバータ回路２３の入力電流を正弦波に近づ
けるようにスイッチング素子Ｑをオン・オフ制御するよ
うに構成されている。なお、この電流波形を正弦波に近
づける制御と出力電圧を一定にするための制御との両方
を実行するために、２相分の乗算器３１が設けられ、こ
の一方の入力端子に基準正弦波発生器３０が接続され、
他方の入力端子に電圧制御系が接続されている。電圧制
御系は出力電圧を検出するＡＤＣ３２と、誤差増幅器３
３と、ＰＩ回路３４とから成る。なお、説明を容易にす
るために、電圧制御系による動作を省いて説明する。乗
算器３１の２相出力信号が図６の電流指令値信号であ
り、それぞれｉｕ＊、ｉｗ＊で表されている。また、出
力段の２相分の減算器３５は図６の減算器６に対応する
ものであり、制御量予測器及び補償器２９から与えられ
る制御予測値ｉu 、ｉw と指令値ｉｕ＊、ｉｗ＊との誤
差信号を形成する。この誤差信号は２相分のＰＩ回路３
６を通って操作量Ｖu 、Ｖw となり、パルス幅変換回路
２６に送られる。この操作量Ｖu 、Ｖw は図６の制御器
７の出力のＶ(n) に対応する。減算器３８は２相分の操
作量Ｖu 、Ｖw に基づいて残りの１相分の操作量Ｖv を
形成するものである。
【００２１】制御量予測器及び補償器２９で必要になる
操作量はＰＩ回路３６の出力によって得る。なお、図９
で鎖線３９で囲まれる領域はＤＳＰ又はマイコンで構成
される。操作量Ｖu 、Ｖv 、Ｖw はパルス幅データとし
て使用され、パルス幅変換回路２６においてアナログの
操作量から成るスイッチ制御信号Ｓu 、Ｓv 、Ｓw に変
換される。パルス幅変換回路２６は、図１のホールド回
路８に対応している。また、コンバータ回路２３は図１
の可変電圧源２に対応し、リアクトル２２が図１の負荷
１に対応している。クロック発生器４０はサンプリング
間隔及び演算制御間隔を決めるタイミング用クロックを
発生し、これがＤＳＰの割り込み信号となり、この割り
込み信号により制御量の検出及び演算処理を行うプログ
ラムが起動実行される。
操作量はＰＩ回路３６の出力によって得る。なお、図９
で鎖線３９で囲まれる領域はＤＳＰ又はマイコンで構成
される。操作量Ｖu 、Ｖv 、Ｖw はパルス幅データとし
て使用され、パルス幅変換回路２６においてアナログの
操作量から成るスイッチ制御信号Ｓu 、Ｓv 、Ｓw に変
換される。パルス幅変換回路２６は、図１のホールド回
路８に対応している。また、コンバータ回路２３は図１
の可変電圧源２に対応し、リアクトル２２が図１の負荷
１に対応している。クロック発生器４０はサンプリング
間隔及び演算制御間隔を決めるタイミング用クロックを
発生し、これがＤＳＰの割り込み信号となり、この割り
込み信号により制御量の検出及び演算処理を行うプログ
ラムが起動実行される。
【００２２】この装置の動作は鎖線３９で囲んで示すＤ
ＳＰによってソフトウエアで実現される。図１０はこの
ソフトウエアの本発明に関する部分のみに対するフロー
チャートを示す。図中のＡからＨは作業用のレジスタで
ある。なお、レジスタの値もＡ〜Ｈで示すことにする。
ｋ、Ｌn 、ｍ、Ｔs は定数である。Ｖu 、Ｖw 、Ｉu、
Ｉw 、ｉu 、ｉw 、Δｉu 、Δｉw 、ｉu ＊、ｉw ＊は
変数である。Ｄ(z) は関数である。以下にフローチャー
トを説明する。
ＳＰによってソフトウエアで実現される。図１０はこの
ソフトウエアの本発明に関する部分のみに対するフロー
チャートを示す。図中のＡからＨは作業用のレジスタで
ある。なお、レジスタの値もＡ〜Ｈで示すことにする。
ｋ、Ｌn 、ｍ、Ｔs は定数である。Ｖu 、Ｖw 、Ｉu、
Ｉw 、ｉu 、ｉw 、Δｉu 、Δｉw 、ｉu ＊、ｉw ＊は
変数である。Ｄ(z) は関数である。以下にフローチャー
トを説明する。
【００２３】スタート後の最初のステップ５０で初期設
定する。この初期設定は作業用レジスター及び変数のリ
セットである。次に、ステップ５１で割り込み待ちす
る。次にステップ５２で前回の処理で演算されている操
作量Ｖu 、Ｖw を出力する。 次に、ステップ５３で制
御量Ｉu 、Ｉw をＡＤＣ２８から読み込む。次に、ステ
ップ５４でＡＤＣ２８から読み込んだ制御量から前回の
処理で演算された制御量予測値ｉu 、ｉw を減算しレジ
スタＡ、Ｂに格納する。即ちレジスタＡ、Ｂに制御量予
測誤差検出値を格納する。次に、ステップ５５でレジス
タＡ、Ｂの値に定数ｋを掛けた値にレジスタＣ、Ｄの値
を加えその答を再度レジスタＣ、Ｄに格納する。これに
よりレジスタＣ、Ｄには予測誤差補償量が格納される。
次に、ステップ５６において、ステップ５２で出力した
操作量Ｖu 、Ｖw にレジスタＣ、Ｄの予測誤差補償量
Ｃ、Ｄを加えレジスタＥ、Ｆに格納する。次に、ステッ
プ５７に示すように、レジスタＥ、Ｆの値に定数Ｋを掛
け更に（１−ｍ）Ｔs を掛けＬn で割った答を制御量増
加分予測値Δｉu 、Δｉw として格納する。次に、ステ
ップ５８に示すように、制御量Ｉu 、Ｉw をＡＤＣ２８
から読み込む。次に、ステップ５９に示すように、ＡＤ
Ｃ２８から読み込んだ制御量Ｉu 、Ｉw に制御量増加分
予測値Δｉu 、Δｉw を加え制御量予測値ｉu 、ｉw を
得てこれをレジスタに格納する。次に、ステップ６０に
示すように、指令値ｉu ＊、ｉw ＊（乗算器３５の出
力）から制御量予測値ｉu 、ｉw を減算してレジスタ
Ｇ、Ｈに格納する。次に、ステップ６１に示すように、
レジスタＧ、Ｈの値と関数Ｄ（ｚ）からを操作量Ｖu 、
Ｖw を求め、これをレジスタに格納する。しかる後、ス
テップ５１へ戻る。ここでステップ５１からステップ５
８が開始されるまでの時間がｍＴs 時間になる。このプ
ログラムはＴs 時間間隔で割り込みにより起動実行され
る。
定する。この初期設定は作業用レジスター及び変数のリ
セットである。次に、ステップ５１で割り込み待ちす
る。次にステップ５２で前回の処理で演算されている操
作量Ｖu 、Ｖw を出力する。 次に、ステップ５３で制
御量Ｉu 、Ｉw をＡＤＣ２８から読み込む。次に、ステ
ップ５４でＡＤＣ２８から読み込んだ制御量から前回の
処理で演算された制御量予測値ｉu 、ｉw を減算しレジ
スタＡ、Ｂに格納する。即ちレジスタＡ、Ｂに制御量予
測誤差検出値を格納する。次に、ステップ５５でレジス
タＡ、Ｂの値に定数ｋを掛けた値にレジスタＣ、Ｄの値
を加えその答を再度レジスタＣ、Ｄに格納する。これに
よりレジスタＣ、Ｄには予測誤差補償量が格納される。
次に、ステップ５６において、ステップ５２で出力した
操作量Ｖu 、Ｖw にレジスタＣ、Ｄの予測誤差補償量
Ｃ、Ｄを加えレジスタＥ、Ｆに格納する。次に、ステッ
プ５７に示すように、レジスタＥ、Ｆの値に定数Ｋを掛
け更に（１−ｍ）Ｔs を掛けＬn で割った答を制御量増
加分予測値Δｉu 、Δｉw として格納する。次に、ステ
ップ５８に示すように、制御量Ｉu 、Ｉw をＡＤＣ２８
から読み込む。次に、ステップ５９に示すように、ＡＤ
Ｃ２８から読み込んだ制御量Ｉu 、Ｉw に制御量増加分
予測値Δｉu 、Δｉw を加え制御量予測値ｉu 、ｉw を
得てこれをレジスタに格納する。次に、ステップ６０に
示すように、指令値ｉu ＊、ｉw ＊（乗算器３５の出
力）から制御量予測値ｉu 、ｉw を減算してレジスタ
Ｇ、Ｈに格納する。次に、ステップ６１に示すように、
レジスタＧ、Ｈの値と関数Ｄ（ｚ）からを操作量Ｖu 、
Ｖw を求め、これをレジスタに格納する。しかる後、ス
テップ５１へ戻る。ここでステップ５１からステップ５
８が開始されるまでの時間がｍＴs 時間になる。このプ
ログラムはＴs 時間間隔で割り込みにより起動実行され
る。
【００２４】以上から、サンプリング点間で急激な制御
対象の定数の変動（本例ではＬの変動など）が無ければ
予測誤差は積分要素の時定数で０に収束する。その結
果、制御量予測器における制御対象に対するモデル（本
例ではＬn でモデル化）の近似誤差や変動があった場合
も正確に制御量を予測し、ディジタル制御特有のサンプ
リング間隔、及び制御間隔に起因する制御性能の悪化の
補償が可能になる。本手法は、ｍを０とすれば１サンプ
ル遅れの場合の手法になる。従って、従来の予測方式に
も適用可能である。
対象の定数の変動（本例ではＬの変動など）が無ければ
予測誤差は積分要素の時定数で０に収束する。その結
果、制御量予測器における制御対象に対するモデル（本
例ではＬn でモデル化）の近似誤差や変動があった場合
も正確に制御量を予測し、ディジタル制御特有のサンプ
リング間隔、及び制御間隔に起因する制御性能の悪化の
補償が可能になる。本手法は、ｍを０とすれば１サンプ
ル遅れの場合の手法になる。従って、従来の予測方式に
も適用可能である。
【図１】従来の帰還制御装置を示すブロック図である。
【図２】従来の別の帰還制御装置を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】図１における制御量と操作量の関係を示す図で
ある。
ある。
【図４】従来の更に別の帰還制御装置を示すブロック図
である。
である。
【図５】図４の制御量と制御量予測値と操作量を示す図
である。
である。
【図６】本発明の第１の実施例の帰還制御装置を機能的
に示すブロック図である。
に示すブロック図である。
【図７】図６の制御量と制御量予測値と操作量とを示す
図である。
図である。
【図８】本発明の第２の実施例に係わる帰還制御装置を
機能的に示すブロック図である。
機能的に示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施例のコンバータ装置を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１０】図９のコンバータ装置における操作量決定の
動作を示す流れ図である。
動作を示す流れ図である。
３ 指令値発生器 ７ ディジタル制御器 １０ 制御対象 ９ 制御量予測手段 １４ 予測誤差検出器 １５ 予測誤差補償器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成５年７月１２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】この制御遅れ、制御誤差に関する問題はデ
ィジタル制御器により構成される制御系特有の不具合で
あり、その改善策として図４のような制御量予測器を使
用することが知られている。図４は図１の制御系に制御
量予測器９を付加し、更にＺ変換により離散時間領域で
表したブロック図である。図１において、ホールド回路
３８の伝達関数は次の式（３）で表せる。 ＧH （ｓ）＝（１−ｅ-s・Ts）／ｓ （３） また、可変電圧源２は比例要素ｋで表せる。また、制御
対象負荷１の伝達関数は式（１）であるからホールド回
路８から制御対象負荷１までの総合伝達関数Ｇ（ｓ）は
次の式（４）になる。 Ｇ（ｓ）＝ＧH （ｓ）・ｋ・ＧA （ｓ） ＝（（１−ｅ-s・Ts）／ｓ）・ｋ・（１／Ｌs ） ＝ｋ・（１−ｅ-s・Ts）／（ｓ2 Ｌ） （４） ここで、Ｇ（ｓ）をＺ変換により離散時間領域で表すと
Ｚ変換の公式により次の式（５）になる。 Ｇ（ｚ）＝（ｋ・Ｔs ／Ｌ）・（１／（Ｚ−１））・Ｚ-1 （５） 図４において、７は離散時間領域で表されたディジタル
制御器、１０は式（５）で表されるホールド回路８から
制御対象負荷１までの伝達関数、１１は１サンプル遅れ
要素、９は制御量予測器、１２は加算器、６は減算器、
３は制御量に対する指令値である。ライン１３は図１の
ＡＤＣ５の出力に対応し、ここに制御量検出値が得られ
る。加算器１２の一方の入力端子はライン１３に接続さ
れ、他方の入力端子は予測器９に接続されている。予測
器９は遅れ要素１１を介してディジタル制御器７に接続
され、ディジタル操作量Ｖに基づいて予測値Δｉ(n-1)
を発生する。
ィジタル制御器により構成される制御系特有の不具合で
あり、その改善策として図４のような制御量予測器を使
用することが知られている。図４は図１の制御系に制御
量予測器９を付加し、更にＺ変換により離散時間領域で
表したブロック図である。図１において、ホールド回路
３８の伝達関数は次の式（３）で表せる。 ＧH （ｓ）＝（１−ｅ-s・Ts）／ｓ （３） また、可変電圧源２は比例要素ｋで表せる。また、制御
対象負荷１の伝達関数は式（１）であるからホールド回
路８から制御対象負荷１までの総合伝達関数Ｇ（ｓ）は
次の式（４）になる。 Ｇ（ｓ）＝ＧH （ｓ）・ｋ・ＧA （ｓ） ＝（（１−ｅ-s・Ts）／ｓ）・ｋ・（１／Ｌs ） ＝ｋ・（１−ｅ-s・Ts）／（ｓ2 Ｌ） （４） ここで、Ｇ（ｓ）をＺ変換により離散時間領域で表すと
Ｚ変換の公式により次の式（５）になる。 Ｇ（ｚ）＝（ｋ・Ｔs ／Ｌ）・（１／（Ｚ−１））・Ｚ-1 （５） 図４において、７は離散時間領域で表されたディジタル
制御器、１０は式（５）で表されるホールド回路８から
制御対象負荷１までの伝達関数、１１は１サンプル遅れ
要素、９は制御量予測器、１２は加算器、６は減算器、
３は制御量に対する指令値である。ライン１３は図１の
ＡＤＣ５の出力に対応し、ここに制御量検出値が得られ
る。加算器１２の一方の入力端子はライン１３に接続さ
れ、他方の入力端子は予測器９に接続されている。予測
器９は遅れ要素１１を介してディジタル制御器７に接続
され、ディジタル操作量Ｖに基づいて予測値Δｉ(n-1)
を発生する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００８】更に詳しく説明すると、予測器９は、ある
操作量Ｖを制御対象に与えた場合の制御量の増加分（変
化分）だけを演算予測する。従って、本例の制御対象は
リアクタ４であるため増加分を求める関数は （ｋ／Ｌn ）・Ｔs （ここで、Ｌn はＬの公称値を表
す。）で表せる。なお、図２の場合は（ｋ／Ｃn ）・Ｔ
s となる。ここでＣｎはＣの公称値。図５は制御の様子
を示す。（ｎ−１）時点において制御量Ｉ(n-1) をライ
ン１３で検出する。また、（ｎ−１）時点に出力した操
作量ｖ(n-1) を遅れ要素１１で得、これを予測器９に入
力することによりＴs 時間での制御量増加分予測値Δｉ
(n-1) が求められる。この制御量増加分予測値と検出さ
れた制御量を加算器１２で加えることによりｎ時点の制
御量予測値ｉ(n) が得られる。この得られたｎ時点の制
御量予測値と指令値から減算器６によって制御誤差を求
め、その制御誤差が０に収束するようにディジタル制御
器７によりｎ時点からの１サンプル期間に出力される操
作量Ｖ（n)を決定し、ｎからｎ＋１の期間に制御対象に
出力する。この手法により１サンプル時間に起因する制
御誤差は補償される。しかし、制御対象の定数（例えば
Ｌ）が変化する場合、誤差を生じる。その誤差は予測時
間が長い程大きい。ここで、制御対象の定数の変動とは
図１の例においてはインダクタンス値Ｌが変動するこ
と、また負荷１にインダクタンスＬと共に抵抗分が存在
すること等である。
操作量Ｖを制御対象に与えた場合の制御量の増加分（変
化分）だけを演算予測する。従って、本例の制御対象は
リアクタ４であるため増加分を求める関数は （ｋ／Ｌn ）・Ｔs （ここで、Ｌn はＬの公称値を表
す。）で表せる。なお、図２の場合は（ｋ／Ｃn ）・Ｔ
s となる。ここでＣｎはＣの公称値。図５は制御の様子
を示す。（ｎ−１）時点において制御量Ｉ(n-1) をライ
ン１３で検出する。また、（ｎ−１）時点に出力した操
作量ｖ(n-1) を遅れ要素１１で得、これを予測器９に入
力することによりＴs 時間での制御量増加分予測値Δｉ
(n-1) が求められる。この制御量増加分予測値と検出さ
れた制御量を加算器１２で加えることによりｎ時点の制
御量予測値ｉ(n) が得られる。この得られたｎ時点の制
御量予測値と指令値から減算器６によって制御誤差を求
め、その制御誤差が０に収束するようにディジタル制御
器７によりｎ時点からの１サンプル期間に出力される操
作量Ｖ（n)を決定し、ｎからｎ＋１の期間に制御対象に
出力する。この手法により１サンプル時間に起因する制
御誤差は補償される。しかし、制御対象の定数（例えば
Ｌ）が変化する場合、誤差を生じる。その誤差は予測時
間が長い程大きい。ここで、制御対象の定数の変動とは
図１の例においてはインダクタンス値Ｌが変動するこ
と、また負荷１にインダクタンスＬと共に抵抗分が存在
すること等である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１２】
【第１の実施例】次に、図６及び図７を参照して本発明
の第１の実施例に係わる帰還制御装置を説明する。但
し、図６及び図７において、図１〜図５と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。図６と図
４との対比から明らかなように、図６の方式は図４の方
式に、予測誤差検出器１４と、予測誤差補償器１５と、
加算器１６を加えたものである。即ち、制御量変化分予
測手段９ａの他にこの補償手段を設けたものである。新
たに設けた加算器１６は遅れ要素１１の出力Ｖ(n-1)と
予測誤差補償器１５から得られる予測誤差補償量とを加
算して変化分（増加分）予測器９ｂに送る。予測誤差検
出器１４は、１サンプル期間の遅れ要素１７とｅｘｐ
（−ｍＴs ）の回路１８と減算器１９とから成る。遅れ
要素１７は加算器１２の出力ラインに接続され、制御量
予測値ｉ(n) の１サンプル期間Ｔs だけ前の（ｎ−１）
における制御量予測値ｉ(n-1) を出力する。回路１８は
（ｎ−１）の時の制御量検出値Ｉ(n-1) を出力する。従
って、減算器１９からは、予測値ｉ(n-1) と検出値Ｉ(n
-1) の差の出力Δｉe(n-1)が予測誤差として得られる。
予測誤差補償器１５はｋz ／（ｚ−１）の回路から成
り、予測誤差補償量を加算器１６に送る。図６では制御
量予測器９ａ、予測誤差検出器１４、予測誤差補償器１
５、加算器１２、１６が機能的にブロックで示されてい
るが、実際にはＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）又
はマイコンから成り、所定のプログラムに従ってソフト
的に処理される。
の第１の実施例に係わる帰還制御装置を説明する。但
し、図６及び図７において、図１〜図５と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。図６と図
４との対比から明らかなように、図６の方式は図４の方
式に、予測誤差検出器１４と、予測誤差補償器１５と、
加算器１６を加えたものである。即ち、制御量変化分予
測手段９ａの他にこの補償手段を設けたものである。新
たに設けた加算器１６は遅れ要素１１の出力Ｖ(n-1)と
予測誤差補償器１５から得られる予測誤差補償量とを加
算して変化分（増加分）予測器９ｂに送る。予測誤差検
出器１４は、１サンプル期間の遅れ要素１７とｅｘｐ
（−ｍＴs ）の回路１８と減算器１９とから成る。遅れ
要素１７は加算器１２の出力ラインに接続され、制御量
予測値ｉ(n) の１サンプル期間Ｔs だけ前の（ｎ−１）
における制御量予測値ｉ(n-1) を出力する。回路１８は
（ｎ−１）の時の制御量検出値Ｉ(n-1) を出力する。従
って、減算器１９からは、予測値ｉ(n-1) と検出値Ｉ(n
-1) の差の出力Δｉe(n-1)が予測誤差として得られる。
予測誤差補償器１５はｋz ／（ｚ−１）の回路から成
り、予測誤差補償量を加算器１６に送る。図６では制御
量予測器９ａ、予測誤差検出器１４、予測誤差補償器１
５、加算器１２、１６が機能的にブロックで示されてい
るが、実際にはＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）又
はマイコンから成り、所定のプログラムに従ってソフト
的に処理される。
Claims (4)
- 【請求項１】 制御対象の制御量、またはこれに対応す
る量を予め定められたサンプリング時間間隔で検出して
ディジタル量として制御量検出値を得るディジタル制御
量検出手段と、 前記制御量検出値が追従すべき指令値をディジタル量と
して発生するディジタル指令値発生手段と、 前記制御量検出値が前記指令値に追従するように前記制
御対象に対する操作量を予め定められた制御時間間隔で
ディジタル演算により決定して前記制御対象を制御する
ディジタル制御手段とから成るディジタル帰還制御装置
において、前記ディジタル制御手段が、 前記制御対象に出力した前記操作量に基づいて現在の制
御量と次回のサンプル時での制御量との変化分の予測値
を演算により算出し、その変化分予測値を現在のサンプ
ル時に検出した前記制御量に加えることにより次回のサ
ンプル時の予測値を求める制御量予測手段と、 前記制御量予測値と実際の制御量検出値との差によって
予測誤差を求め、この予測誤差を０に収束させるように
補償した予測誤差補償量を求め、この予測誤差補償量で
前記制御量予測値を補正する予測誤差検出及び補償手段
とを備えていることを特徴とするディジタル帰還制御装
置。 - 【請求項２】 制御対象の制御量、またはこれに対応す
る量を予め定められたサンプリング時間間隔で検出して
ディジタル量として制御量検出値を得るディジタル制御
量検出手段と、 前記制御量検出値が追従すべき指令値をディジタル量と
して発生するディジタル指令値発生手段と、 前記制御量検出値が前記指令値に追従するように前記制
御対象に対する操作量を予め定められた制御時間間隔で
ディジタル演算により決定して前記制御対象を制御する
ディジタル制御手段とから成るディジタル帰還制御装置
によって前記制御対象を制御する方法において、 前記
制御対象に出力した前記前記操作量に基づいて現在の制
御量と次回のサンプル時での制御量との変化分の予測値
を演算により算出し、その変化分予測値を現在のサンプ
ル時に検出した前記制御量に加えることにより次回のサ
ンプル時の制御量の予測値を求めると共に、 前記制御量予測値と実際の制御量検出値との差からなる
予測誤差を求め、この予測誤差を０に収束させるように
補償した予測誤差補償量を得、この予測誤差補償量で前
記制御量予測値を補正することを特徴とするディジタル
帰還制御方法。 - 【請求項３】 前記制御量の予測値を求めることは、前
記操作量に前記予測誤差補償量を加えるステップと、前
記操作量に前記予測誤差補償量を加えた値に基づいて１
サンプル期間の変化分の予測値を求めるステップと、前
記制御量検出値に前記変化分の予測値を加えて制御量予
測値を得るステップとから成り、 前記予測誤差を求めることは、前記制御量検出値と前記
制御量予測値とに基づいて予測誤差を検出することであ
り、 前記予測誤差を補償することは、前記予測誤差を積分要
素を含む予測誤差補償器を通して予測誤差補償量を得る
ことである請求項２記載の帰還制御方法。 - 【請求項４】 前記制御量の予測値を求めることは、前
記操作量に基づいて１サンプル期間の変化分の予測値を
求めるステップと、前記変化分の予測値に前記予測誤差
補償量と前記制御量検出値とを加えて制御量予測値を得
るステップとから成り、 前記予測誤差を求めることは、前記制御量検出値と前記
制御量予測値とに基づいて予測誤差を検出することであ
り、 前記予測誤差を補償することは、前記予測誤差を積分要
素を含む予測誤差補償器を通して予測誤差補償量を得る
ことである請求項２記載の帰還制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4264363A JP2817538B2 (ja) | 1992-09-07 | 1992-09-07 | 帰還制御装置及び制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4264363A JP2817538B2 (ja) | 1992-09-07 | 1992-09-07 | 帰還制御装置及び制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690563A true JPH0690563A (ja) | 1994-03-29 |
| JP2817538B2 JP2817538B2 (ja) | 1998-10-30 |
Family
ID=17402119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4264363A Expired - Fee Related JP2817538B2 (ja) | 1992-09-07 | 1992-09-07 | 帰還制御装置及び制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2817538B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997039388A1 (de) * | 1996-04-16 | 1997-10-23 | Zf Friedrichshafen Ag | Verfahren zur stromregelung |
| JP2012170316A (ja) * | 2011-01-26 | 2012-09-06 | Toyota Industries Corp | Ａｃ−ｄｃ変換回路および力率改善方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH048169A (ja) * | 1990-04-25 | 1992-01-13 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 |
-
1992
- 1992-09-07 JP JP4264363A patent/JP2817538B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH048169A (ja) * | 1990-04-25 | 1992-01-13 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997039388A1 (de) * | 1996-04-16 | 1997-10-23 | Zf Friedrichshafen Ag | Verfahren zur stromregelung |
| JP2012170316A (ja) * | 2011-01-26 | 2012-09-06 | Toyota Industries Corp | Ａｃ−ｄｃ変換回路および力率改善方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2817538B2 (ja) | 1998-10-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4823517B2 (ja) | 補償済センサ出力のための装置及び方法 | |
| JP2933640B2 (ja) | 交流電力変換器制御装置 | |
| JP3681941B2 (ja) | 電源高調波抑制装置 | |
| JPH0690563A (ja) | 帰還制御装置及び制御方法 | |
| JP2827792B2 (ja) | 帰還制御装置及び制御方法 | |
| JP2894175B2 (ja) | 帰還制御装置 | |
| JPH07170799A (ja) | 交流電動機の制御方法と装置および電動機電流の補正方法 | |
| Tse et al. | A quasi-linear controller for DC/DC converter using a TMS320 digital signal processor | |
| JPH0775342A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH06292385A (ja) | 誘導電動機のディジタル電流制御方法 | |
| JP3354465B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4962766B2 (ja) | 交流交流直接変換器の制御装置 | |
| JP3468350B2 (ja) | 時間比例式制御装置 | |
| JP2913889B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 | |
| JPH06178550A (ja) | Ｖｖｖｆインバータの電流制御装置 | |
| JP3524718B2 (ja) | コンバータの制御装置 | |
| JP2006086681A (ja) | Ａ／ｄ変換装置のデータ補正装置およびデータ補正方法 | |
| JPH04308472A (ja) | Ｐｗｍインバータの繰返し制御方法 | |
| JP3366705B2 (ja) | 交流電流検出器 | |
| KR930001049B1 (ko) | 인버터의 순시전압 제어시스템 | |
| JP3573101B2 (ja) | 電力制御方法および電力制御装置 | |
| JP3268867B2 (ja) | デジタルサーボ装置 | |
| JPH0662591A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JPH10326709A (ja) | 電源装置の制御方法 | |
| JPH09119947A (ja) | 特定周波数成分信号の予測方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080821 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 11 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090821 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |