JPH048169A - Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はＰＷＭ（パルス幅変調）インバータの予測形瞬
時値制御方法に関し、詳しくは、ＵＰＳ（無停電電源装
置）等に用いられるＰＷＭインバータの出力電圧を一定
周期でサンプリングし、出力電圧の瞬時値が目標値に一
致するような所定幅のＰＷＭパルスをディジタル的に予
測演算して求め、このＰＷＭパルスによりインバータを
制御するようにした制御方法に関する。

（従来の技術） 従来から提案されているこの種の制御方法を第２図及び
第３図に基づいて説明する。まず、第２図はＰＷＭイン
バータシステム全体の構成図であり、図において１はＰ
ＷＭインバータ、２はＬＣフィルタ、３は負荷（抵抗値
Ｒ）、４は直流電源電圧Ｅをアナログ／ディジタル変換
するＡ／Ｄ変換器、５は後述するマイコン７との間で信
号の授受を行い、インバータ１の各スイッチング素子に
対するＰＷＭパルスを生成して出力するゲート回路、６
はＬＣフィルタ２の出力電圧■をアナログ／ディジタル
変換するＡ／Ｄ変換器、７はＡ／Ｄ変換器４，６から各
電圧Ｅ、Ｖを入力し、これらを所定の周期でサンプリン
グしたデータに基づいてゲート回路５に加える信号を演
算し出力するマイコンである。−なお、第２図において
、ｖｉはＬＣフィルタ２の入力電圧を示している。

このような構成において、ＬＣフィルタ２を介したイン
バータ１の出力電圧Ｖの予測形瞬時値制御は次のように
行われている。すなわち、従来では、第３図に示すよう
に所定のサンプリング期間Ｔごとにディジタルデータと
しての出力電圧Ｖをサンプリングし、例えば現時点のサ
ンプリング点にでの出力電圧検出値Ｖ［ｋ）と、前回の
サンプリング点（ｋ−１）での出力電圧検出値Ｖ（ｋ−
１）と、次回のサンプリング点（ｋ＋１）での出力電圧
目標値Ｖ（ｋ＋１）と、前回のサンプリング期間におけ
るＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ−１）等に基づき１次回のサン
プリング点（ｋ＋１）における出力電圧をその目標値Ｖ
（ｋ＋１）に一致させるようなＰＷＭパルス＠Ｕ（ｋ）
を予測演算し、このＰＷＭパルスによりインバータ１を
制御していた。ここで、ＰＷＭパルスは、第３図に示す
ようにサンプリング期間Ｔの中央において発生させ、ま
た、その大きさは直流電源電圧Ｅまたは−Ｅの値となっ
ている。

なお、この予測形瞬時値制御方法については、ｒＵＰＳ
の予測形瞬時値制御ＰＷＭインバータ」（羽根吉寿正他
ＳＰＣ８９−２５）に詳しく説明されている。

（発明が解決しようとする課題） しかしながらこの制御方法によると、サンプリング点、
例えば第３図のに−１，に、に＋１ごとにインバータ１
の出力電圧ＶをＡ／Ｄ変換して制御演算を行っているた
め、これらに要する時間分だけサンプリング期間Ｔ内に
おいてＰＷＭパルスを１００％出力させることができず
、電圧利用率が低いという問題があった。また、この結
果、インバータｌの出力電圧を目標値に高精度で一致さ
せることができないという問題があった。

一方”　ＰＷＭパルスをサンプリング期間Ｔ内で１００
％出力させるために２サンプリング前までのデータを使
用する方法もあるが、大容量インバータの如くスイッチ
ング損失の大きいものではサンプリング期間を長くとる
傾向にあるため、このようにサンプリング期間に依存す
る方法では制御の応答性が低下するという欠点があった
。

本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
その目的とするところは、サンプリング期間に依存する
ことなく、ＰＷＭパルスの電圧利用率を１００％にまで
高めて制御性能を向上させたＰＷＭインバータの予測形
瞬時値制御方法を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、　ＰＷＭインバー
タの予測形瞬時値制御方法において、出力電圧のＡ／Ｄ
変換及びＰＷＭパルス幅の演算に要する時間以上の時間
だけ今回のサンプリング点より先行させたタイミングを
設定し、このタイミングにおけるインバータの出力電圧
検出値、当該タイミングが属するサンプリング期間内の
ＰＷＭパルス幅等に基づいて今回のサンプリング点にお
ける出力電圧を推定し、この圧力電圧推定値を用いて今
回のサンプリング点から次回のサンプリング点に至るサ
ンプリング期間内のＰＷＭパルス幅を演算するものであ
る。

（作用） 本発明においては、ＰＷＭインバータの出力電圧をＡ／
Ｄ変換し、かつＰＷＭパルス幅の演算を行うハードウェ
アの性能に応じて、これらの処理に要する時間を最低限
含む時間を任意に設定する。

そして、その時間分だけ、今回の本来のサンプリング点
に先行したタイミングにおける出力電圧検出値や、当該
タイミングを含むサンプリング期間内のＰＷＭパルス幅
等に基づき、今回のサンプリング点までに所定の演算を
行って今回のサンプリング点における出力電圧を推定す
る。その後は、後述する（２）式を用いて今回のサンプ
リング点以後のサンプリング期間におけるＰＷＭパルス
幅を予測演算する。

これにより、各サンプリング期間には、その期間内に出
力するＸきＰＷＭパルスのパルス幅を算出するためのＡ
／Ｄ変換、演算等の処理時間が含まれなくなり、そのサ
ンプリング期間内でのＰＷＭパルスの電圧利用率を最大
１００％にまで高めることができる。

（実施例） 以下、回に沿つ“て本発明の一実施例を説明する。

なお、この実施例が適用されるＰＷＭイン／＜−タシス
テムの構成は第２図と同一であるため、以下ではこの第
２図のシステムを前提塾こシて説明する。

まず、第２図に示す回路構成において、ＰＷＭのサンプ
リング期間Ｔにおける状態方程式は（１）式となる。

これを展開整理すると、（２）式となる。

・・・（２） なお、Ｖ（ｋ−１）、　Ｖ（ｋ）、　Ｖ（ｋ＋１）は、
各サンプリング点におけるインバータｌの出力電圧であ
り、（１）式における※（ｋ＋１）、※（ｋ）はそれぞ
れＶ　（ｋ＋１）、Ｖ（ｋ）の微分値である。またＵ（
ｋ）、　Ｕ（ｋ−１）は各サンプリング点におけるＰＷ
Ｍパルス幅である。

上記（２）式において。

ａ工＝−（φ１□＋φ２□） ａ、＝φ１１φ２□−φ、２φ２１ ｂ　１＝　ｇ　ｘ ｂｚ＝ｇｚφｘｚ　　ｇ１φ２□ φ、、　＝　ｅｘｐ　（ａＴ）・（ｃｏｓβＴ−士５ｉ
ｎｌｌ？Ｔ）＋１２　＝　ｅｘｐ　（ａＴ）　・（ｓｉ
ｎβＴ）／βφ、１＝−ω２ｅｘｐ　（ｃｚＴ）・（ｓ
ｉｎβＴ）／βφ２２　＝　ｅ　ｘｐ　（ａＴ）−（ｃ
ｏｓβＴ十士５ｉｎＩ！？Ｔ）ｇｔ　：＝　Ｅω”ｅｘ
ｐ　（’２”）・＋５ｉｎ−’Ｎｇ２＝　Ｅω２ｅｘｐ
Ｃ”！’−）・（ｃｏｓ　９＋士ｓｉｎ　９　）α＝−
ζω　　　　　　　β＝ωｆ「＝じとなっている。

なお、Ｅは直流電源電圧を＋　Ｌ、ＣはＬＣフィルタ２
のインダクタンス、容量を、Ｒは負荷３の抵抗値をそれ
ぞれ示している。

ここで、本発明では、第１図に示すようにインバータ１
の出力電圧■をＡ／Ｄ変換して制御演算を行うのに要す
る時間以上の時間Ｍを各サンプリング点に−１，に、に
＋１の前に設定し、これらのタイミングをそれぞれｍ−
１，ｍ、ｍ＋１とする。これらのタイミングに対応する
インバータ１の出力電圧はＶ　Ｃ＋ｅ−１）　、　Ｖ　
（ｍ）　、　Ｖ　（ｍａｌ）となる。なお、便宜上、第
１図ではＶ（ｓ＋−１）の図示を省略しである。

さて、第１図におけるタイミングｍ　＝　ｋ間の期間Ｍ
における状態方程式を立てると、以下の（３）式となる
。

なお、（３）式しこおいて、０．．０２は、制御推移行
列であり、以下の（４）式算出の際に消去されるもので
ある。

上記（３）式の一行は、次の（４）式となる。

Ｖ（ｋ）＝ｍ、・ｖ（ｍ）　＋　ｍ、”＞（ｍ）　十Ｐ
□ＣＭ（ｋ−１）］２・・・（４） 二こで、 ｍ、　＝　ｅ　ｘｐ（αＭ）　・（ｃｏｓβＭ　−−５
ｉｎβＭ）β ｍ、　＝　ｅｘｐ（αＭ）・（ｓｉｎβＭ）／βＰ□＝
　−Ｅω２ また、前述の如＜　Ｖ　（ｍ）は、タイミングｍにおけ
る出力電圧、※（ｍ）はその微分値、Ｍ　（ｋ−１）は
期間Ｍ内のＰＷＭパルス幅を示している（第１図参照）
。

すなわち上記（４）式は、第１図のタイミングｍにおい
て、Ｖ　（ｎ＋）　、　ｖ　（＠）　、　Ｍ　（ｋ−１
）及びｍ□、ｍ２゜Ｐ□等のパラメータに基づいてサン
プリング点ｋにおける出力電圧Ｖ　（ｋ）が予測可能で
あることを示している。

・・・（３） 次に、（４）式におけるや（ｍ）を求めるため、第１図
のタイミング（ｋ　−１）〜ｍ間の期間Ｎ（＝Ｔ−Ｍ）
における状態方程式を立てると、次の（５）式となる。

ｎ、　＝　ｅｘｐ（αＮ）　・（ｃｏｓβＮ　＋　−ｓ
ｉｎβＮ）β Ｕ（ｋ−１） なお、Ｊ（ｋ−１）　＝　　　　−Ｍ（ｋ−１）である
。

この（５）式を展開し、？（ｍ）で整理すると（６）式
となる。

上記（６）式を（４）式に代入したものを（２）式に代
入すると、次の（７）式を得る。

ｚ ｎ２＝　ｅｘｐ（ａＮ）　・（ｓｉｎβＮ）／βｎ、＝
−ω２ｅｘｐ（αＮ）・（ｓｉｎβＮ）／β・・・（７
） すなわち、この（７）式においては、サンプリング点に
〜（ｋ＋１）間のサンプリング期間Ｔにおいて出力する
べきＰＷＭパルスのパルス幅Ｕ（ｋ）を。

タイミングによりも時間Ｍだけ先行したタイミングｍに
おいて予測演算している。そして、その演算に必要なデ
ータは１次のサンプリング点（ｋ＋１）における出力電
圧の目標値Ｖ　（ｋ＋１）、タイミングｍにおける出力
電圧検出値Ｖ（ｍ）、タイミングｍが属する現在のサン
プリング期間におけるパルス幅Ｕ　（ｋ−１）、　Ｊ　
（ｋ−１）、Ｍ　（ｋ−１）及び前述した種々のパラメ
ータであるから、サンプリング点ｋにおける出力電圧Ｖ
　（ｋ）をタイミングｍにおいて推定し、この電圧Ｖ　
（ｋ）に対応するＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）の前記（２）
式による予測演算をサンプリング点に以前に実行するこ
とができる。

このように本発明は１本来のサンプリング点・・・ｋ−
１，に、に＋１．・・・に対し、出力電圧のＡ／Ｄ変換
や制御演算に要する時間以上の時間Ｍだけ先行する各タ
イミング・・・ｖ　ｍ　−１、ｍ、　ｍ＋　１　。

・・・において次のサンプリング期間のＰＷＭパルス幅
・、　Ｕ（ｋ−１）、　Ｕ（ｋ）、　Ｕ（ｋ＋１）、・
・・を求め、これよりインバータ１をＰＷＭ制御するも
のである。

すなわち本発明では、タイミングｍにおける出力電圧Ｖ
（ｍ）をタイミングｍ以後にＡ／Ｄ変換し、制御演算す
ることになるので、サンプリング点ｋまでにこれらの処
理を終了すれば、ＰＷＭパルスを必要に応してサンプリ
ング期間Ｔの全体にわたって出力させることができ、電
圧利用率を１００％にすることが可能となる。また、タ
イミングｍ〜に間の時間Ｍは、ハードウェアの性能によ
り任意に設定可能であるため、上記（７）式は非常に自
由度のある制御式となっている。

なお、上記実施例では本発明を単相インバータに適用し
た場合を説明したが、本発明は三相インバータにも適用
可能である。

（発明の効果） 以上のように本発明は、本来のサンプリング点以外に、
Ａ／Ｄ変換器やマイコン等のハードウェアにおける処理
時間、演算時間に応じた時間だけ上記タイミングより先
行させた別のサンプリング点を設定し、その時点におけ
る出力電圧やその時点が属するサンプリング期間内のＰ
ＷＭパルス幅等を用いて本来のサンプリング点での出力
電圧を推定し、これによって次のサンプリング期間にお
けるＰＷＭパルス幅を予測演算するものである。

このため、ＰＷＭパルスを出力するべき期間に入る以前
に当該ＰＷＭパルス幅の演算を終了させることができ、
ＰＷＭパルスをサンプリング期間全体にわたって１００
％８カさせることも可能になって電圧利用率が向上する
と共に、精度の高い瞬時値制御を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すＰＷＭパルスの説明図
、第２図はＰＷＭインバータシステムの構成図、第３図
は従来の技術を示すＰＷＭパルスの説明図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＰＷＭインバータの出力電圧の瞬時値を所定期間ごとに
   サンプリングしてＡ／Ｄ変換し、複数のサンプリング点
   における前記出力電圧と、前回のサンプリング期間にお
   けるＰＷＭパルス幅等を用いて次回のサンプリング点に
   おける出力電圧目標値に対応するＰＷＭパルス幅をディ
   ジタル的に予測演算してＰＷＭパルスを生成し、このＰ
   ＷＭパルスにより前記インバータを制御するＰＷＭイン
   バータの予測形瞬時値制御方法において、 前記Ａ／Ｄ変換及びＰＷＭパルス幅の演算に要する時間
   以上の時間だけ今回のサンプリング点より先行させたタ
   イミングを設定し、このタイミングにおけるインバータ
   の出力電圧検出値、当該タイミングが属するサンプリン
   グ期間内のＰＷＭパルス幅等に基づいて今回のサンプリ
   ング点における出力電圧を推定し、この出力電圧推定値
   を用いて今回のサンプリング点から次回のサンプリング
   点に至る期間内のＰＷＭパルス幅を演算することを特徴
   とするＰＷＭインバータの予測形瞬時値制御方法。