JPH09119947A - 特定周波数成分信号の予測方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システム - Google Patents
特定周波数成分信号の予測方法および装置並びにアクティブフィルタのデジタル制御システムInfo
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- JPH09119947A JPH09119947A JP7278766A JP27876695A JPH09119947A JP H09119947 A JPH09119947 A JP H09119947A JP 7278766 A JP7278766 A JP 7278766A JP 27876695 A JP27876695 A JP 27876695A JP H09119947 A JPH09119947 A JP H09119947A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 特定周波数成分の１サンプリング時間後の値
を正確に予測するとともに、該予測方法を用いてアクテ
ィブフィルタを高精度に制御すること。 【解決手段】 時刻ｔ0 における値ｉ0 、時刻ｔ1 にお
ける値ｉ1 、時刻ｔ2 における値ｉ* が特定周波数ｆ
（角周波数＝ω）の正弦波上の３点にあるとすると、時
刻ｔ2 における値ｉ* はｉ* ＝２ｉ1 cos ωＴs −ｉ0
で表すことができる。ここで、Ｔs は１サンプリング周
期である。本発明はデジタル制御システムにおいて、上
記式に基づき、１サンプリング後の値を予測し制御を行
うので、正確な予測値を得ることができる。また、本発
明をアクティブフィルタのデジタル制御システムに適用
することにより、１サンプリング時間後の高調波成分の
値を正確に予測することができ、高精度な制御を行うこ
とが可能となる。
を正確に予測するとともに、該予測方法を用いてアクテ
ィブフィルタを高精度に制御すること。 【解決手段】 時刻ｔ0 における値ｉ0 、時刻ｔ1 にお
ける値ｉ1 、時刻ｔ2 における値ｉ* が特定周波数ｆ
（角周波数＝ω）の正弦波上の３点にあるとすると、時
刻ｔ2 における値ｉ* はｉ* ＝２ｉ1 cos ωＴs −ｉ0
で表すことができる。ここで、Ｔs は１サンプリング周
期である。本発明はデジタル制御システムにおいて、上
記式に基づき、１サンプリング後の値を予測し制御を行
うので、正確な予測値を得ることができる。また、本発
明をアクティブフィルタのデジタル制御システムに適用
することにより、１サンプリング時間後の高調波成分の
値を正確に予測することができ、高精度な制御を行うこ
とが可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】単一の特定周波数を成分とし
たアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換
し制御演算を行う際、上記特定周波数成分の信号の１サ
ンプリング後の正確な予測値を必要とする場合がある。
本発明はデジタル制御システムにおいて、上記のように
単一の特定周波数を成分としたアナログ信号をサンプリ
ングして得たデジタル信号から１サンプリング後の予測
値を得るための方法および装置、並びに、該予測手法を
用いてアクティブフィルタを制御するデジタル制御シス
テムに関する。
たアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換
し制御演算を行う際、上記特定周波数成分の信号の１サ
ンプリング後の正確な予測値を必要とする場合がある。
本発明はデジタル制御システムにおいて、上記のように
単一の特定周波数を成分としたアナログ信号をサンプリ
ングして得たデジタル信号から１サンプリング後の予測
値を得るための方法および装置、並びに、該予測手法を
用いてアクティブフィルタを制御するデジタル制御シス
テムに関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル制御システムにおいては、制御
対象を制御する操作量をデジタル演算して求めるが、実
際に制御するのは１サンプリング後の周期中に行われる
のが普通である。このため、制御変数となる入力信号等
をデジタル演算に使う場合、１サンプリング時間後を予
測した値を用いないと誤差を生ずることになる。上記入
力信号としては、例えば単一の特定周波数の正弦波の波
形となる場合があり、このような波形の１サンプリング
後の値を予測する方法としては、従来各種の直線近似方
法が用いられていた。
対象を制御する操作量をデジタル演算して求めるが、実
際に制御するのは１サンプリング後の周期中に行われる
のが普通である。このため、制御変数となる入力信号等
をデジタル演算に使う場合、１サンプリング時間後を予
測した値を用いないと誤差を生ずることになる。上記入
力信号としては、例えば単一の特定周波数の正弦波の波
形となる場合があり、このような波形の１サンプリング
後の値を予測する方法としては、従来各種の直線近似方
法が用いられていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記した直
線近似方法は精度の点で問題があり、１サンプリング後
の値を正確に予測することは困難であった。特に、交流
電圧／電流から特定周波数の高調波を除去する上記した
アクティブフィルタ等においては、除去すべき特定周波
数の高調波の１サンプリング後の値を予測し、該予測値
に基づきアクティブフィルタのスイッチング素子を制御
することが重要である。しかしながら上記した直線近似
等では正確に１サンプリング後の値を予測することはで
きず、高精度な制御を行うことができなかった。
線近似方法は精度の点で問題があり、１サンプリング後
の値を正確に予測することは困難であった。特に、交流
電圧／電流から特定周波数の高調波を除去する上記した
アクティブフィルタ等においては、除去すべき特定周波
数の高調波の１サンプリング後の値を予測し、該予測値
に基づきアクティブフィルタのスイッチング素子を制御
することが重要である。しかしながら上記した直線近似
等では正確に１サンプリング後の値を予測することはで
きず、高精度な制御を行うことができなかった。
【０００４】本発明は上記した従来技術の問題点を考慮
してなされたものであり、本発明の第１の目的は、特定
周波数成分信号の１サンプリング時間後の値を正確に予
測することができるデジタル制御システムにおける特定
周波数成分信号の予測方法および装置を提供することで
ある。本発明の第２の目的は、交流電源電流に含まれる
特定周波数の高調波を通過させるバンドパスフィルタの
出力をサンプリングし、そのサンプリング値から１サン
プリング時間後の上記特定周波数の高調波の瞬時値を正
確に予測することにより、高精度な制御を行うことがで
きるアクティブフィルタのデジタル制御システムを提供
することである。
してなされたものであり、本発明の第１の目的は、特定
周波数成分信号の１サンプリング時間後の値を正確に予
測することができるデジタル制御システムにおける特定
周波数成分信号の予測方法および装置を提供することで
ある。本発明の第２の目的は、交流電源電流に含まれる
特定周波数の高調波を通過させるバンドパスフィルタの
出力をサンプリングし、そのサンプリング値から１サン
プリング時間後の上記特定周波数の高調波の瞬時値を正
確に予測することにより、高精度な制御を行うことがで
きるアクティブフィルタのデジタル制御システムを提供
することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の予測手法
を説明する図である。同図において、時間ｔ1 は現サン
プリング期間の開始時刻、ｔ0 は１サンプリング時間Ｔ
s 前の時刻、ｔ2 は１サンプリング時間Ｔs 後の時刻で
ある。前述したように、デジタル制御システムにおいて
は、現サンプリング期間（ｔ1 〜ｔ2 ）内にデジタル演
算され、その結果となる制御は、以後のサンプリング期
間に実行される。したがって、例えば図１（ａ）に示す
ように特定周波数（角周波数＝ω）の信号について、現
サンプリング期間にデジタル演算する場合には、時間ｔ
2 における値ｉ* を使用しなければならず、時間ｔ2 に
おける値ｉ* を予測する必要が生ずる。
を説明する図である。同図において、時間ｔ1 は現サン
プリング期間の開始時刻、ｔ0 は１サンプリング時間Ｔ
s 前の時刻、ｔ2 は１サンプリング時間Ｔs 後の時刻で
ある。前述したように、デジタル制御システムにおいて
は、現サンプリング期間（ｔ1 〜ｔ2 ）内にデジタル演
算され、その結果となる制御は、以後のサンプリング期
間に実行される。したがって、例えば図１（ａ）に示す
ように特定周波数（角周波数＝ω）の信号について、現
サンプリング期間にデジタル演算する場合には、時間ｔ
2 における値ｉ* を使用しなければならず、時間ｔ2 に
おける値ｉ* を予測する必要が生ずる。
【０００６】本発明においては、次のようにして上記予
測を行う。図１に示すように、時刻ｔ0 における値ｉ0
、時刻ｔ1 における値ｉ1 、時刻ｔ2 における値ｉ*
が特定周波数ｆの正弦波上の３点とすると、ｉ0 ，ｉ1
，ｉ * は次の式（１）〜（３）で表される。 Ｉm sin(ωｔ1 −ωＴs −θ) ＝ｉ0 … (1) Ｉm sin(ωｔ1 −θ) ＝ｉ1 …(2) Ｉm sin(ωｔ1 ＋ωＴs −θ) ＝ｉ* …(3) ここで、Ｉm は特定周波数成分ｉの波高値、Ｔs は１サ
ンプリング周期、θは特定周波数成分の位相である。
測を行う。図１に示すように、時刻ｔ0 における値ｉ0
、時刻ｔ1 における値ｉ1 、時刻ｔ2 における値ｉ*
が特定周波数ｆの正弦波上の３点とすると、ｉ0 ，ｉ1
，ｉ * は次の式（１）〜（３）で表される。 Ｉm sin(ωｔ1 −ωＴs −θ) ＝ｉ0 … (1) Ｉm sin(ωｔ1 −θ) ＝ｉ1 …(2) Ｉm sin(ωｔ1 ＋ωＴs −θ) ＝ｉ* …(3) ここで、Ｉm は特定周波数成分ｉの波高値、Ｔs は１サ
ンプリング周期、θは特定周波数成分の位相である。
【０００７】上記式（１）（２）より次の（４）式が得
られる。 ｉ1 sin(ωｔ1 −ωＴs −θ) ＝ｉ0 sin(ωｔ1 −θ） …… (4) 式（４）より次の（５）式が得られる。 cos(ωｔ1 −θ) ＝｛（ｉ1 cos ωＴs −ｉ0 ）／（ｉ1 sin ωＴs ) ｝sin(ωｔ1 −θ）…(5)
られる。 ｉ1 sin(ωｔ1 −ωＴs −θ) ＝ｉ0 sin(ωｔ1 −θ） …… (4) 式（４）より次の（５）式が得られる。 cos(ωｔ1 −θ) ＝｛（ｉ1 cos ωＴs −ｉ0 ）／（ｉ1 sin ωＴs ) ｝sin(ωｔ1 −θ）…(5)
【０００８】式（３）より次の（６）式が得られる。 ｉ* ＝Ｉm sin(ωｔ1 −θ）cos ωＴs ＋Ｉm cos(ωｔ1 −θ）sin ωＴs …(6) 式（３）（５）（６）より次の（７）式が得られる。 ｉ* ＝２ｉ1 cos ωＴs −ｉ0 …(7) すなわち、図１（ｂ）に示すように１サンプリング前の
値ｉ0 と、現サンプリング時点の値ｉ1 を用いて１サン
プリング後の値ｉ* を予測することができる。
値ｉ0 と、現サンプリング時点の値ｉ1 を用いて１サン
プリング後の値ｉ* を予測することができる。
【０００９】前記課題を解決するため、本発明の請求項
１，２の発明は、上記原理に基づき式（７）により１サ
ンプリング後の値を予測するようにしたので、特定周波
数成分の大きさ、位相に関係なく１サンプリング後の値
を予測することができる。また、上記演算はデジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＳＰ）をはじめとするプロセッサ
ユニットにより極めて簡単に処理することができる。
１，２の発明は、上記原理に基づき式（７）により１サ
ンプリング後の値を予測するようにしたので、特定周波
数成分の大きさ、位相に関係なく１サンプリング後の値
を予測することができる。また、上記演算はデジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＳＰ）をはじめとするプロセッサ
ユニットにより極めて簡単に処理することができる。
【００１０】本発明の請求項３の発明は、上記バンドパ
スフィルタが出力する特定周波数の成分のサンプリング
値から、上記（７）式により１サンプリング後の値を予
測し、該予測値を用いて交流電流に含まれる特定周波数
成分の高調波を除去するようにしたので、高精度な制御
を行うことができる。
スフィルタが出力する特定周波数の成分のサンプリング
値から、上記（７）式により１サンプリング後の値を予
測し、該予測値を用いて交流電流に含まれる特定周波数
成分の高調波を除去するようにしたので、高精度な制御
を行うことができる。
【００１１】
【発明の実施形態】次に本発明の実施例をアクティブフ
ィルタのデジタル制御システムを一例として説明する。
なお、以下の実施例ではアクティブフィルタのデジタル
制御システムについて説明するが、本発明の適用対象は
上記デジタル制御システムに限定されるものではなく、
１サンプリング後の変量を予測して制御する各種のデジ
タル制御システムに適用することができる。
ィルタのデジタル制御システムを一例として説明する。
なお、以下の実施例ではアクティブフィルタのデジタル
制御システムについて説明するが、本発明の適用対象は
上記デジタル制御システムに限定されるものではなく、
１サンプリング後の変量を予測して制御する各種のデジ
タル制御システムに適用することができる。
【００１２】図２は本発明の実施例のアクティブフィル
タ制御システムの全体構成を示す図である。同図におい
て、１はスイッチング手段ＳＣ１〜ＳＣ４とコンデンサ
Ｃ１から構成されるＡＣ／ＤＣコンバータである。ＡＣ
／ＤＣコンバータ１は、図示しない制御装置によりＰＷ
Ｍ制御され、三巻線トランスＴｒを介して電源３から供
給される交流電圧を直流電圧に変換して、例えば電気車
両等の負荷Ｌに供給する。
タ制御システムの全体構成を示す図である。同図におい
て、１はスイッチング手段ＳＣ１〜ＳＣ４とコンデンサ
Ｃ１から構成されるＡＣ／ＤＣコンバータである。ＡＣ
／ＤＣコンバータ１は、図示しない制御装置によりＰＷ
Ｍ制御され、三巻線トランスＴｒを介して電源３から供
給される交流電圧を直流電圧に変換して、例えば電気車
両等の負荷Ｌに供給する。
【００１３】また、上記ＡＣ／ＤＣコンバータ１の動作
時、ＡＣ／ＤＣコンバータ１からはＰＷＭ制御のスイッ
チング周波数（本実施例では１．８ｋＨｚ）に応じた
１．８ｋＨｚの高調波（角周波数＝ω）が発生する。上
記高調波は配電線等の分布定数と共振を起こし、電圧が
異常に上昇する等の悪影響を与える。２は上記した高調
波を除去するためのアクティブフィルタ主回路であり、
アクティブフィルタ主回路はブリッジ状に接続されたＳ
Ａ１〜ＳＡ４のスイッチング手段とコンデンサＣ２から
構成され、上記スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷ
Ｍ制御することに上記高調波が除去される。
時、ＡＣ／ＤＣコンバータ１からはＰＷＭ制御のスイッ
チング周波数（本実施例では１．８ｋＨｚ）に応じた
１．８ｋＨｚの高調波（角周波数＝ω）が発生する。上
記高調波は配電線等の分布定数と共振を起こし、電圧が
異常に上昇する等の悪影響を与える。２は上記した高調
波を除去するためのアクティブフィルタ主回路であり、
アクティブフィルタ主回路はブリッジ状に接続されたＳ
Ａ１〜ＳＡ４のスイッチング手段とコンデンサＣ２から
構成され、上記スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷ
Ｍ制御することに上記高調波が除去される。
【００１４】４は上記１．８ｋＨｚの高調波を選択的に
通過させる高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ
であり、電流検出器ＣＴ２により検出されるＡＣ／ＤＣ
コンバータ１への流入電流ｉL から位相遅れなく高調波
成分ｉh のみを取り出す。５はアナログデジタル変換器
であり、アナログデジタル変換器５は上記高調波検出用
アナログ・アクティブフィルタ４の出力ｉh と、電圧検
出用トランスＴＲ１により検出されるアクティブフィル
タ主回路２の入力電圧ＶS と、電流検出器ＣＴ１により
検出されるアクティブフィルタ主回路２への流入電流ｉ
c と、電圧検出器Ｖdtにより検出されるコンデンサＣ２
の両端電圧Ｖdcとをサンプリングしてデジタル信号に変
換する。
通過させる高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ
であり、電流検出器ＣＴ２により検出されるＡＣ／ＤＣ
コンバータ１への流入電流ｉL から位相遅れなく高調波
成分ｉh のみを取り出す。５はアナログデジタル変換器
であり、アナログデジタル変換器５は上記高調波検出用
アナログ・アクティブフィルタ４の出力ｉh と、電圧検
出用トランスＴＲ１により検出されるアクティブフィル
タ主回路２の入力電圧ＶS と、電流検出器ＣＴ１により
検出されるアクティブフィルタ主回路２への流入電流ｉ
c と、電圧検出器Ｖdtにより検出されるコンデンサＣ２
の両端電圧Ｖdcとをサンプリングしてデジタル信号に変
換する。
【００１５】６はデジタルシグナルプロセッサ（以下Ｄ
ＳＰという）であり、上記アナログデジタル変換器５が
出力するデジタル信号を演算して、アクティブフィルタ
主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷＭ制
御する制御信号を発生し、該制御出力は駆動回路７に与
えられ、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４が制御され
る。
ＳＰという）であり、上記アナログデジタル変換器５が
出力するデジタル信号を演算して、アクティブフィルタ
主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４をＰＷＭ制
御する制御信号を発生し、該制御出力は駆動回路７に与
えられ、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４が制御され
る。
【００１６】図３は上記ＤＳＰ６における処理を示すブ
ロック図、図４は図３に示す位相算出手段の構成を示す
図、図５は図３に示す予測手段６ａの構成を示す図であ
る。図３、図４、図５において、図２に示したものと同
一のものには同一の符号が付されており、４は前記した
高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ、５は前記
したアナログデジタル変換器、６はＤＳＰ、７はアクテ
ィブフィルタ主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ
４の駆動回路である。また、図４の６１ｂは１サンプリ
ング前の値を記憶する記憶手段、６２ｂは後述するsin
(ωo t ＋φ）を求める演算手段、図５の６１ａは１サ
ンプリング前の値を記憶する記憶手段、６２ａは前記し
た（７）式を演算する演算手段である。
ロック図、図４は図３に示す位相算出手段の構成を示す
図、図５は図３に示す予測手段６ａの構成を示す図であ
る。図３、図４、図５において、図２に示したものと同
一のものには同一の符号が付されており、４は前記した
高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ、５は前記
したアナログデジタル変換器、６はＤＳＰ、７はアクテ
ィブフィルタ主回路２のスイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ
４の駆動回路である。また、図４の６１ｂは１サンプリ
ング前の値を記憶する記憶手段、６２ｂは後述するsin
(ωo t ＋φ）を求める演算手段、図５の６１ａは１サ
ンプリング前の値を記憶する記憶手段、６２ａは前記し
た（７）式を演算する演算手段である。
【００１７】次に図３、図４、図５により本実施例にお
けるアクティブフィルタの制御について説明する。電圧
検出器Ｖdtにより検出されたコンデンサＣ２の両端電圧
Ｖdc、高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ４が
出力する高調波電流ｉh 、電圧検出用トランスＴＲ１に
より検出される電圧ＶS 、検出器ＣＴ１により検出され
る電流ｉcは、アナクロデジタル変換器５によりサンプ
リングされデジタル信号に変換されてＤＳＰ６に入力さ
れる。
けるアクティブフィルタの制御について説明する。電圧
検出器Ｖdtにより検出されたコンデンサＣ２の両端電圧
Ｖdc、高調波検出用アナログ・アクティブフィルタ４が
出力する高調波電流ｉh 、電圧検出用トランスＴＲ１に
より検出される電圧ＶS 、検出器ＣＴ１により検出され
る電流ｉcは、アナクロデジタル変換器５によりサンプ
リングされデジタル信号に変換されてＤＳＰ６に入力さ
れる。
【００１８】ＤＳＰ６に入力されるコンデンサＣ２の両
端電圧Ｖdcと参照電圧Ｖdc *は減算器６ｆに与えられ、
その偏差が比例積分演算手段６ｃに与えられる。比例積
分演算手段６ｃは上記偏差に比例・積分演算を施し、ア
クティブフィルタ主回路２へ流入すべき電流の波高値Ｉ
cor （交流電流の基本波成分電流の波高値：例えば５０
Ｈｚ、角周波数＝ωo ）を生成する。一方、位相算出手
段６ｂは、アナクロデジタル変換器５によりサンプリン
グされデジタル信号に変換された電圧ＶS から、交流電
源３（角周波数＝ωo ）の電圧位相φを算出し、sin(ω
o ｔ＋φ）を出力する。
端電圧Ｖdcと参照電圧Ｖdc *は減算器６ｆに与えられ、
その偏差が比例積分演算手段６ｃに与えられる。比例積
分演算手段６ｃは上記偏差に比例・積分演算を施し、ア
クティブフィルタ主回路２へ流入すべき電流の波高値Ｉ
cor （交流電流の基本波成分電流の波高値：例えば５０
Ｈｚ、角周波数＝ωo ）を生成する。一方、位相算出手
段６ｂは、アナクロデジタル変換器５によりサンプリン
グされデジタル信号に変換された電圧ＶS から、交流電
源３（角周波数＝ωo ）の電圧位相φを算出し、sin(ω
o ｔ＋φ）を出力する。
【００１９】上記sin(ωo ｔ＋φ）は次のようにして算
出される。電圧ＶS を正弦波波形とし、ｔ1 を現時点、
ｔ0 を１サンプリング時間Ｔs 前の時刻、Ｖ1 を現時点
の電圧ＶS の値、Ｖ0 を１サンプリング時間前の電圧Ｖ
Sの値、φは現時点における信号Ｖの位相、Ｔs はサン
プリング周期とすると、Ｖ0 とＶ1 は次の式（8a) （8
b）で表すことができる。 Ｖ0 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωＴs ) （8a） Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ )（8b）
出される。電圧ＶS を正弦波波形とし、ｔ1 を現時点、
ｔ0 を１サンプリング時間Ｔs 前の時刻、Ｖ1 を現時点
の電圧ＶS の値、Ｖ0 を１サンプリング時間前の電圧Ｖ
Sの値、φは現時点における信号Ｖの位相、Ｔs はサン
プリング周期とすると、Ｖ0 とＶ1 は次の式（8a) （8
b）で表すことができる。 Ｖ0 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωＴs ) （8a） Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ )（8b）
【００２０】ここで、Ｖm は電圧ＶS の波高値、ωo は
交流電圧の角周波数である。上記式（8a）（8b）より次
の（8c）式が得られる。 Ｖ0 ／Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωＴs ) ／Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ ) ＝cos ωＴs −｛sin ωＴs ／ tan( ωo ｔ1 ＋φ) ｝（8c） 上記（8c）式より次の（8d）式が得られる。 tan (ωo ｔ1 ＋φ) ＝Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)（8d)
交流電圧の角周波数である。上記式（8a）（8b）より次
の（8c）式が得られる。 Ｖ0 ／Ｖ1 ＝Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ−ωＴs ) ／Ｖm sin ( ωo ｔ1 ＋φ ) ＝cos ωＴs −｛sin ωＴs ／ tan( ωo ｔ1 ＋φ) ｝（8c） 上記（8c）式より次の（8d）式が得られる。 tan (ωo ｔ1 ＋φ) ＝Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)（8d)
【００２１】したがって、（8d）式より次の（８）式が
得られる。 sin(ωo t1＋φ)= sin [tan -1｛Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)｝] ……(8) すなわち、位相算出手段６ｂは図４に示すように記憶手
段６１ｂにより１サンプリング前の電圧ＶS サンプリン
グ値Ｖ0 を記憶し、現時点のサンプリング値Ｖ1 と、記
憶手段６１ｂに記憶された１サンプリング前のサンプリ
ング値Ｖ0 に基づき、演算手段６２ｂにおいて、前記式
（８）によりsin(ωo ｔ1 ＋φ）を算出する。
得られる。 sin(ωo t1＋φ)= sin [tan -1｛Ｖ1sinωo Ｔs ／( Ｖ1cosωo Ｔs −Ｖ0)｝] ……(8) すなわち、位相算出手段６ｂは図４に示すように記憶手
段６１ｂにより１サンプリング前の電圧ＶS サンプリン
グ値Ｖ0 を記憶し、現時点のサンプリング値Ｖ1 と、記
憶手段６１ｂに記憶された１サンプリング前のサンプリ
ング値Ｖ0 に基づき、演算手段６２ｂにおいて、前記式
（８）によりsin(ωo ｔ1 ＋φ）を算出する。
【００２２】上記位相算出手段６ｂが出力するsin(ωo
ｔ1 ＋φ）は比例積分演算手段６ｃが出力する波高値Ｉ
cor と乗算器６ｇにより乗算され、アクティブフィルタ
主回路２に流入する交流電流の指令値ｉcor * が生成さ
れる。すなわち、アクティブフィルタ主回路２に流入す
る交流電流の基本波成分は、位相φが電源電圧ＶS の位
相に一致するように制御され、また、その波高値Ｉcor
は電圧Ｖdc＝参照電圧Ｖdc* となるように制御される。
ｔ1 ＋φ）は比例積分演算手段６ｃが出力する波高値Ｉ
cor と乗算器６ｇにより乗算され、アクティブフィルタ
主回路２に流入する交流電流の指令値ｉcor * が生成さ
れる。すなわち、アクティブフィルタ主回路２に流入す
る交流電流の基本波成分は、位相φが電源電圧ＶS の位
相に一致するように制御され、また、その波高値Ｉcor
は電圧Ｖdc＝参照電圧Ｖdc* となるように制御される。
【００２３】一方、予測手段６ａは前記した手法により
高調波成分ｉh の１サンプリング後の値ｉh * を予測す
る。すなわち、図５に示すように、予測手段６ａは記憶
手段６１ａにより１サンプリング前の高調波成分ｉh の
サンプリング値を記憶し、現時点のサンプリング値ｉ１
と記憶手段６１ａに記憶された１サンプリング前のサン
プリング値に基づき、演算手段６２ａにおいて前記した
式（７）により１サンプリング後の予測値ｉh * を求め
る。
高調波成分ｉh の１サンプリング後の値ｉh * を予測す
る。すなわち、図５に示すように、予測手段６ａは記憶
手段６１ａにより１サンプリング前の高調波成分ｉh の
サンプリング値を記憶し、現時点のサンプリング値ｉ１
と記憶手段６１ａに記憶された１サンプリング前のサン
プリング値に基づき、演算手段６２ａにおいて前記した
式（７）により１サンプリング後の予測値ｉh * を求め
る。
【００２４】予測手段６ａにより求められた１サンプリ
ング後の高調波成分の予測値ｉh *は減算器６ｈに与え
られ、前記した交流電流の指令値ｉcor * と減算され、
電流指令値ｉcr（高調波成分の補償分を含む）が生成さ
れる。すなわち、交流電流の指令値ｉcor * （角周波数
＝ωo ）に高調波成分（角周波数＝ω）の予測値ｉh *
（高調波成分の補償値に相当）が重畳され、アクティブ
フィルタ主回路２に流入すべき電流指令値ｉcrが生成さ
れる。スイッチング時間演算手段６ｄは上記電流指令値
ｉcrに基づき次のようにしてスイッチング時間を算出す
る。
ング後の高調波成分の予測値ｉh *は減算器６ｈに与え
られ、前記した交流電流の指令値ｉcor * と減算され、
電流指令値ｉcr（高調波成分の補償分を含む）が生成さ
れる。すなわち、交流電流の指令値ｉcor * （角周波数
＝ωo ）に高調波成分（角周波数＝ω）の予測値ｉh *
（高調波成分の補償値に相当）が重畳され、アクティブ
フィルタ主回路２に流入すべき電流指令値ｉcrが生成さ
れる。スイッチング時間演算手段６ｄは上記電流指令値
ｉcrに基づき次のようにしてスイッチング時間を算出す
る。
【００２５】図６は図２におけるアクティブフィルタ主
回路の等価回路であり、同図に示すようにリアクトルＬ
AFの値をＬ、アクティブフィルタ主回路２の入力側の電
圧をＶS 、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４から構成さ
れるブリッジ回路の交流側の電圧をＶi 、コンデンサＣ
１の両端電圧をＶdc、アクティブフィルタ主回路２の入
力電流をｉｃとし、サンプリング周期をＴｓとすると、
次の（９）（１０）（１１）式が成り立つ。
回路の等価回路であり、同図に示すようにリアクトルＬ
AFの値をＬ、アクティブフィルタ主回路２の入力側の電
圧をＶS 、スイッチング手段ＳＡ１〜ＳＡ４から構成さ
れるブリッジ回路の交流側の電圧をＶi 、コンデンサＣ
１の両端電圧をＶdc、アクティブフィルタ主回路２の入
力電流をｉｃとし、サンプリング周期をＴｓとすると、
次の（９）（１０）（１１）式が成り立つ。
【００２６】ＶS ＝Ｖi ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）…(9) ｄｉ／ｄｔ＝（１／Ｌ）（ＶS −Ｖi ）…(10) Δｉc ＝（１／Ｌ）（ＶS −Ｖi ）ΔＴ…(11) ここでΔｉc ＝ｉcr−ｉc ，ｉcr＝ｉcor * −ｉh * 、
ΔＴ＝Ｔs ＝ｔ１＋ｔ２，Ｖi ＝Ｖdcである。
ΔＴ＝Ｔs ＝ｔ１＋ｔ２，Ｖi ＝Ｖdcである。
【００２７】上記関係から、スイッチング手段ＳＡ１〜
ＳＡ４のスイッチング期間ｔ１，ｔ２が次の（１２）
（１３）式により算出される。 ｔ１＝｛ＶS Ｔs −Ｌ（ｉcr−ｉc ）｝／Ｖdc（12) ｔ２＝Ｔs −ｔ１…(13) 上記のようにして算出されたスイッチング期間ｔ１，ｔ
２はＰＷＭ信号生成手段６ｅを介して駆動回路７に与え
られ、アクティブフィルタ主回路２のスイッチング手段
ＳＡ１〜ＳＡ４が制御される。
ＳＡ４のスイッチング期間ｔ１，ｔ２が次の（１２）
（１３）式により算出される。 ｔ１＝｛ＶS Ｔs −Ｌ（ｉcr−ｉc ）｝／Ｖdc（12) ｔ２＝Ｔs −ｔ１…(13) 上記のようにして算出されたスイッチング期間ｔ１，ｔ
２はＰＷＭ信号生成手段６ｅを介して駆動回路７に与え
られ、アクティブフィルタ主回路２のスイッチング手段
ＳＡ１〜ＳＡ４が制御される。
【００２８】すなわち、図７に示すように上記期間ｔ
１，ｔ２を計算する時間ｔcal （例えば１０μｓ）の
間、スイッチ手段ＳＡ３，ＳＡ１がオンになる。この期
間が経過すると、期間ｔ１が正の場合には、期間ｔ１の
間、スイッチ手段ＳＡ１，ＳＡ４がオンになり、また、
期間ｔ１が負の場合には、期間｜ｔ１｜の間、スイッチ
手段ＳＡ２，ＳＡ３がオンになる。
１，ｔ２を計算する時間ｔcal （例えば１０μｓ）の
間、スイッチ手段ＳＡ３，ＳＡ１がオンになる。この期
間が経過すると、期間ｔ１が正の場合には、期間ｔ１の
間、スイッチ手段ＳＡ１，ＳＡ４がオンになり、また、
期間ｔ１が負の場合には、期間｜ｔ１｜の間、スイッチ
手段ＳＡ２，ＳＡ３がオンになる。
【００２９】そして、期間ｔ１が経過すると、期間ｔ２
（＝ｔ２’＋ｔcal ）の間、スイッチ手段ＳＡ３，ＳＡ
１がオンになる。上記のようにスイッチング手段ＳＡ１
〜ＳＡ４を駆動することにより、電源側に重畳する特定
周波数（本実施例において１．８ｋＨｚ）の高調波がア
クティブフィルタに吸収され、上記高調波を除去するこ
とができる。
（＝ｔ２’＋ｔcal ）の間、スイッチ手段ＳＡ３，ＳＡ
１がオンになる。上記のようにスイッチング手段ＳＡ１
〜ＳＡ４を駆動することにより、電源側に重畳する特定
周波数（本実施例において１．８ｋＨｚ）の高調波がア
クティブフィルタに吸収され、上記高調波を除去するこ
とができる。
【００３０】本実施例においては、上記のように、本発
明の予測手法をアクティブフィルタのデジタル制御シス
テムに適用し、予測された１サンプリング後の高調波成
分の予測値ｉh * を用いてアクティブフィルタを制御し
ているので、正確な予測値を使用した高精度な制御を行
うことができる。
明の予測手法をアクティブフィルタのデジタル制御シス
テムに適用し、予測された１サンプリング後の高調波成
分の予測値ｉh * を用いてアクティブフィルタを制御し
ているので、正確な予測値を使用した高精度な制御を行
うことができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、以下の効果を得ることができる。 （１）１サンプリング時間後の上記特定周波数成分の信
号の予測値ｉ* を式（７）により求めるようにしたの
で、特定周波数成分の大きさ、位相に関係なく１サンプ
リング後の値を予測することができる。また、上記演算
はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）をはじめとす
るプロセッサユニットにより極めて簡単に処理すること
ができる。
は、以下の効果を得ることができる。 （１）１サンプリング時間後の上記特定周波数成分の信
号の予測値ｉ* を式（７）により求めるようにしたの
で、特定周波数成分の大きさ、位相に関係なく１サンプ
リング後の値を予測することができる。また、上記演算
はデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）をはじめとす
るプロセッサユニットにより極めて簡単に処理すること
ができる。
【００３２】（２）アクティブフィルタを用いて特定周
波数の高調波を除去する際、該高調波を検出する高調波
検出用アクティブフィルタを設け、該高調波検出用アク
ティブフィルタが出力する高調波のサンプリング値か
ら、上記（７）式により１サンプリング後の値を予測
し、該予測値を用いて交流電流に含まれる特定周波数成
分の高調波を除去するようにしたので、高精度な制御を
行うことができる。
波数の高調波を除去する際、該高調波を検出する高調波
検出用アクティブフィルタを設け、該高調波検出用アク
ティブフィルタが出力する高調波のサンプリング値か
ら、上記（７）式により１サンプリング後の値を予測
し、該予測値を用いて交流電流に含まれる特定周波数成
分の高調波を除去するようにしたので、高精度な制御を
行うことができる。
【図１】本発明の予測手法を説明する図である。
【図２】本発明の実施例のアクティブフィルタ制御シス
テムの構成を示す図である。
テムの構成を示す図である。
【図３】図２におけるＤＳＰ６における処理を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】図３に示す位相算出手段６ｂの構成を示す図で
ある。
ある。
【図５】図３に示す予測手段６ａの構成を示す図であ
る。
る。
【図６】図２に示したアクティブフィルタ主回路の等価
回路である。
回路である。
【図７】アクティブフィルタのスイッチング手段の動作
を示す図である。
を示す図である。
１ ＡＣ／ＤＣコンバータ ２ アクティブフィルタ主回路 ３ 電源 ４ 高調波検出用アナログ・アクティブフ
ィルタ ５ アナログデジタル変換器 ６ デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ） ７ 駆動回路 ＳＣ１〜ＳＣ４ スイッチング手段 ＳＡ１〜ＳＡ４ スイッチング手段 Ｃ１ コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｔｒ トランス Ｌ 負荷 ＣＴ１ 電流検出器 ＣＴ２ 電流検出器 ＴＲ１ 電圧検出用トランス Ｖdt 電圧検出器 ＬAF，Ｌcon リアクトル ６ａ 予測手段 ６ｂ 位相算出手段 ６ｃ 比例積分演算手段 ６ｄ スイッチング時間演算手段 ６ｅ ＰＷＭ信号生成手段 ６ｆ，６ｈ 減算手段 ６ｇ 乗算器
ィルタ ５ アナログデジタル変換器 ６ デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳ
Ｐ） ７ 駆動回路 ＳＣ１〜ＳＣ４ スイッチング手段 ＳＡ１〜ＳＡ４ スイッチング手段 Ｃ１ コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｔｒ トランス Ｌ 負荷 ＣＴ１ 電流検出器 ＣＴ２ 電流検出器 ＴＲ１ 電圧検出用トランス Ｖdt 電圧検出器 ＬAF，Ｌcon リアクトル ６ａ 予測手段 ６ｂ 位相算出手段 ６ｃ 比例積分演算手段 ６ｄ スイッチング時間演算手段 ６ｅ ＰＷＭ信号生成手段 ６ｆ，６ｈ 減算手段 ６ｇ 乗算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ミシ・アブダラ 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋電 機製造株式会社技術研究所内 (72)発明者 飯田 克二 神奈川県大和市上草柳338番地１ 東洋電 機製造株式会社技術研究所内
Claims (3)
- 【請求項１】 単一の特定周波数成分のアナログ信号を
サンプリングしてデジタル信号に変換し、該デジタル信
号から上記特定周波数成分の信号の１サンプリング時間
後の値を予測する特定周波数成分信号の予測方法であっ
て、 １サンプリング時間前の上記特定周波数成分の信号の値
をｉ0 、現時点における上記特定周波数成分の信号のサ
ンプリング値をｉ、上記特定周波数ｆの角周波数をω
（＝２πｆ）、サンプリング周期をＴs としたとき、１
サンプリング時間後の上記特定周波数成分の信号の予測
値ｉ* を下式より求める ｉ* ＝２×ｉ×cos （ωＴs ）−ｉ0 ことを特徴とする特定周波数成分信号の予測方法。 - 【請求項２】 単一の特定周波数成分のアナログ信号を
サンプリングしてデジタル信号に変換するアナログデジ
タル変換器の出力に基づき、１サンプリング後の上記特
定周波数成分の１サンプリング後の値を予測する特定周
波数成分信号の予測装置であって、 １サンプリング前の上記特定周波数成分信号の値を記憶
する記憶手段と、 上記記憶手段に記憶された１サンプリング時間前の上記
特定周波数成分の信号の値ｉ0 と、現時点における上記
特定周波数成分の信号のサンプリング値ｉと、上記特定
周波数の角周波数ωと、サンプリング周期Ｔs とに基づ
き、下式により１サンプリング時間後の上記特定周波数
成分の信号の予測値ｉ* を求める演算手段とを備えた ｉ* ＝２×ｉ×cos （ωＴs ）−ｉ0 ことを特徴とする特定周波数成分信号の予測装置。 - 【請求項３】 ブリッジ状に接続されたスイッチング手
段から構成されるブリッジ回路と、該ブリッジ回路の直
流側に接続されたコンデンサとを備え、上記スイッチン
グ手段を制御して、交流電源から供給される交流電流に
含まれる特定周波数の高調波成分を除去するアクティブ
フィルタのデジタル制御システムであって、 交流電流ｉL に含まれる特定周波数の高調波成分を通過
させるバンドパスフィルタと、 上記バンドパスフィルタが出力する特定周波数の成分ｉ
h の瞬時値と、交流電源電圧ＶS の瞬時値と、上記ブリ
ッジ回路に流入する電流ｉc の瞬時値とをサンプリング
してデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器
と、 上記アナログデジタル変換器の出力に基づきブリッジ回
路のスイッチング手段を制御するデジタル制御手段とを
備え、 上記デジタル制御手段は、上記交流電源電圧ＶS のサン
プリング値から電源電圧の位相φを算出して、上記位相
算出手段により算出された位相φに基づき交流電流の基
本波成分ｉcor * を生成し、 また、現時点でサンプリングされた上記特定周波数の成
分のサンプリング値ｉ1 と、上記特定周波数の成分の前
回のサンプリング値ｉ0 と上記特定周波数の角周波数ω
と、サンプリング周期Ｔs とに基づき、１サンプリング
時間後の上記特定周波数成分の信号の予測値ｉh * を、
式ｉh * ＝２×ｉ1 ×cos （ωＴs ）−ｉ0 により求
め、 上記交流電流の基本波成分ｉcor * から上記予測手段の
出力ｉh * を減算し、該減算結果と上記電源電圧ＶS と
前記電流ｉc に基づき前記スイッチング手段の開閉時間
を算出することを特徴とするアクティブフィルタのデジ
タル制御システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27876695A JP3212849B2 (ja) | 1995-10-26 | 1995-10-26 | アクティブフィルタのデジタル制御システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27876695A JP3212849B2 (ja) | 1995-10-26 | 1995-10-26 | アクティブフィルタのデジタル制御システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09119947A true JPH09119947A (ja) | 1997-05-06 |
| JP3212849B2 JP3212849B2 (ja) | 2001-09-25 |
Family
ID=17601892
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27876695A Expired - Fee Related JP3212849B2 (ja) | 1995-10-26 | 1995-10-26 | アクティブフィルタのデジタル制御システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3212849B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006040242A1 (de) * | 2004-10-13 | 2006-04-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum steuern der elektronenergiequalität eines elektrischen energieversorgungsnetzes |
| CN117054737A (zh) * | 2023-08-15 | 2023-11-14 | 嘉兴市科讯电子有限公司 | 一种自相关滤波计算电力供电频率的方法和装置 |
-
1995
- 1995-10-26 JP JP27876695A patent/JP3212849B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006040242A1 (de) * | 2004-10-13 | 2006-04-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum steuern der elektronenergiequalität eines elektrischen energieversorgungsnetzes |
| CN117054737A (zh) * | 2023-08-15 | 2023-11-14 | 嘉兴市科讯电子有限公司 | 一种自相关滤波计算电力供电频率的方法和装置 |
| CN117054737B (zh) * | 2023-08-15 | 2024-03-29 | 嘉兴市科讯电子有限公司 | 一种自相关滤波计算电力供电频率的方法和装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3212849B2 (ja) | 2001-09-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |