JPH0683045B2

JPH0683045B2 - スイツチングアンプ

Info

Publication number: JPH0683045B2
Application number: JP60252240A
Authority: JP
Inventors: 正美湯浅
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1985-11-11
Filing date: 1985-11-11
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: JPS62111520A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は電力用のスイッチングアンプに関する。

〔発明の概要〕

この発明は、変動の大きい負荷にスイッチング出力を供
給するスイッチングアンプにおいて、そのスイッチング
用トランジスタのコレクタ電圧を入力側に負帰還するこ
とにより、軽負荷時の損失を減少させたものである。

〔従来の技術〕

ブラシレスモータをドライブするようなスイッチングア
ンプにおいては、例えば第３図に示すように、PWMパル
スPwがドライブアンプＡを通じ、さらに出力用のトラン
ジスタＱを通じて負荷Ｒに供給される。この場合、負荷
Ｒの大きさが一定のときには、トランジスタＱのコレク
タ電流I_Cも一定であるからそのベース電流I_Bは、トラン
ジスタＱを飽和させるだけの小さな電流でよい。

しかし、第３図の回路において負荷Ｒが変化するときに
は、コレクタ電流I_Cが大きくなったときでも、トランジ
スタＱが十分に飽和できるように、ベース電流I_Bを大き
くしておく必要がある。

したがって、この回路では、負荷Ｒが軽くなったときで
も、負荷Ｒが最大のときのコレクタ電流I_Cに対応する大
きなベース電流I_Bを流しておくことになり、出力の割り
に損失が大きくなってしまう。

そこで、第４図に示すように、抵抗器ｒにより負荷Ｒに
流れる電流I_Cを検出し、この検出出力をアンプＡに帰還
し、負荷Ｒの大きさの変化に対応してベース電流I_Bを必
要最小値に制御することが考えられている。

ところが、この回路において、抵抗器ｒの値が小さい
と、電流I_Cの検出出力が小さくなり、動作が不安定にな
りやすい。したがって、抵抗器ｒの値を小さくできず、
この抵抗器ｒにより（I_B＋I_C）²rの損失を生じてしま
う。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述の回路において、例えば、負荷Ｒがブラシレスモー
タであるとすると、その立ち上がり時に最大の電流が流
れるが、これは定常時の３〜10倍になるのが普通であ
る。そこで、一例として負荷（モータ）Ｒの最大電流:800mA 負荷（モータ）Ｒの定常電流:80mA トランジスタＱの電流増幅率H_FE:50 トランジスタＱのV_CE:0.3V 電源電圧V_CC:9V とすると、第３図の回路における定常時のベース電流I_B
による損失PBおよびコレクタ電流I_Cによる損失PCは、 PB＝800mA/50×9V＝144mW PC＝80mA×0.3V＝24mW となる。

また、第４図の回路においては、ｒ＝１Ω とすると、定常時におけるベース電流I_Bによる損失PBお
よび抵抗器ｒによる損失Prは． PB＝80mA/50×9V＝14.4mW Pr＝（80mA/50＋80mA）^２×１6.7mW となる。まして、第４図の回路では、立ち上がり時にお
ける抵抗器ｒによる損失Prは、 Pr＝（800mA/50＋800mA）^２×１666mW にもなってしまう。

ちなみに、これらの回路における最大出力Poは、 Po＝1/4×9V×800mA＝1.8W である。

このように、上述の回路では、ベース電流I_Bやコレクタ
電流I_Cあるいは抵抗器ｒによる損失を無視できない。

さらに、どちらの回路もIC化されている場合、そのICチ
ップの断面は、トランジスタＱの部分が第５図に示すよ
うな構造となり、C,E,Bがそれぞれコレクタ電極、エミ
ッタ電極、ベース電極となるが、このとき、破線で囲っ
た領域によりPNPトランジスタQqが寄生されてしまい、
この寄生トランジスタQqはメインのトランジスタＱに対
して第６図に示すような接続となる。したがって、トラ
ンジスタＱのベース電位V_Bが大きくなると、トランジス
タQqがオンとなり、トランジスタＱのベース電流I_Bがト
ランジスタQqによりバイパスされ、これも損失となって
しまう。

また、第４図の回路では、仮りに安定度を確保しつつ抵
抗器ｒの値を小さくできたとしても、値が１Ω以下で、
かつ、比較的大きな電流（I_B＋I_C）を流すことができる
抵抗器は、入手しにくく、入手できても高価である。

上述の点に鑑み、この発明は、入力パルスのレベル変化
に応じて、負荷に接続されたスイッチング用トランジス
タをスイッチングするようにしたスイッチングアンプに
おいて、最大負荷時でもそのトランジスタを十分飽和さ
せて、負荷に必要な大きさの電流を流すことができ、軽
負荷時の損失を小さくすることができ、負帰還抵抗器に
よる損失を小さくすることができると共に、IC化した場
合の寄生トランジスタによる損失をなくすことのできる
スイッチングアンプを提案しようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は、定電流源（１）の一端が第１の基準電位点
に接続されると共に、その他端が抵抗器R₁を通じて一の
導電型の第１のトランジスタQ₁のベースに接続され、入
力パルスに応じて第１のトランジスタQ₁のベース電流を
パルス状に変化させる入力手段（１）又はQ₅が設けら
れ、第１のトランジスタQ₁のコレクタが第１の基準電位
点に接続されると共に、そのエミッタが一の導電型の第
２のトランジスタQ₂のベースに接続され、第２のトラン
ジスタQ₂のコレクタが負荷Ｒを通じて、第１の基準電位
点に接続されると共に、そのエミッタが第２の基準電位
点に接続され、他の導電型の第３のトランジスタQ₄のエ
ミッタが定電流源及び抵抗器R₁の接続中点に接続される
と共に、そのコレクタが第２の基準電位点に接続され、
且つ、ダイオードQ₃が、その順方向が第３のトランジス
タQ₄のベース電流の方向と一致するように、第２のトラ
ンジスタのコレクタ及び第３のトランジスタのベース間
に接続されて負帰還回路が構成されてなり、入力パルス
のレベル変化に応じて負荷Ｒに流す電流をスイッチング
するようにしたことを特徴とするスイッチングアンプで
ある。

〔作用〕

この発明によれば、負荷Ｒが重くなったにもかかわら
ず、第２のトランジスタQ₂が十分に飽和していないとき
は、第３のトランジスタQ₄のエミッタ電流が小さくな
り、これによって第１のトランジスタQ₁のベース電流が
大きくなって、第２のトランジスタのQ₂が十分に飽和す
るようになる。

〔実施例〕

第１図において、（１）は定電流信号源を示し、その一
端は電源端子T₁に接続され、その他端は抵抗器R₁を通じ
てトランジスタQ₁のベースに接続され、このトランジス
タQ₁のコレクタは端子T₁に接続され、そのエミッタは出
力用のトランジスタQ₂のベースに接続され、さらに、こ
のトランジスタQ₂のコレクタと端子T₁との間に負荷Ｒが
接続され、そのエミッタは接地される。

また、トランジスタQ₂のコレクタが、ダイオード接続さ
れたトランジスタQ₃のコレクタ・エミッタ間を通じてト
ランジスタQ₄のベースに接続され、このトランジスタQ₄
のコレクタが接地され、そのエミッタが信号源（１）と
抵抗器R₁との接続点に接続されて負帰還回路が構成され
る。

この場合、信号源（１）は、パルスPwの“0",“1"にし
たがって所定の大きさの定電流Ixをオフ，オンするもの
である。また各部の電流および電圧（対接地電位）を図
のように定めるとき、 Ix＝I₄＋I₁ ……（ｉ）であるが、この電流Ixは、最大負荷時に電流I₁によりト
ランジスタQ₁,Q₂が十分に飽和するような大きさに選定
される。

このような構成によれば、信号源（１）からの信号電流
Ixの一部が、電流I₁となってトランジスタQ₁のベースに
供給され、トランジスタQ₁,Q₂により順に電流増幅され
て負荷Ｒに電流I₀が流れる。

そして、この場合、負荷Ｒが重くなったにもかからわ
ず、トランジスタQ₂が十分に飽和していないときには、
そのコレクタ電圧V₀が高いので、トランジスタQ₄のベー
ス電位も高く、そのエミッタ電流I₄は小さい。したがっ
て、（ｉ）式からトランジスタQ₁のベース電流I₁が大き
くなり、トランジスタQ₂のベース電流I₂も大きくなるの
で、トランジスタQ₂は十分に飽和し、負荷Ｒは十分に大
きな電流I₀によりドライブされる。

また、定常時（軽負荷時）には、電流Ixが電流I₄とI₁と
に分流するが、もともと、 I₁＝I₀/H_FE ² であって電流I₁は小さいので、電流Ixも小さくてよく、
したがって、損失が小さい。

さらに、各トランジスタQ₁〜Q₄のベース・エミッタ間電
圧をV_Fとすると、トランジスタQ₃,Q₄について V₄＝V₀＋2V_F ……（ii）となり、抵抗器R₁を無視すると、 V₁＝V₄ ……（iii） V₂＝V₁−V_F ……（iv）であるから、（ii）〜（iv）式から V₂＝V₀＋V_F ……（ｖ）となる。したがって、寄生トランジスタQqが形成されて
も、これはオンしにくくなり、電流I₂がバイパスされる
ことがない。

さらに、実際には、抵抗器R₁が接続されているので、 V₂＝V₀＋V_F−R₁I₁ となり、寄生トランジスタQqはよりオンしにくくなり、
例えばPNPトランジスタQ₃,Q₄とNPNトランジスタQ₁,Q₂と
でベース・エミッタ間電圧V_Fに違いがあっても、寄生ト
ランジスタQqのオンすることを防止でき、電流I₂がバイ
パスされることがない第２図に示す例においては、定電流信号源（１）を単な
る定電流源とするとともに、パルスPwとは逆相のパルス
▲▼によりトランジスタQ₅をオン，オフすることに
より電流I₁をパルス状（信号電流）とした場合である。

〔発明の効果〕

この発明によれば、出力用トランジスタQ₂のコレクタ電
圧V₀を検出し、この検出出力を入力側に帰還してトラン
ジスタQ₂のベース電流I₂を制御しているので、最大負荷
時でも十分にトランジスタQ₂を飽和させて必要な大きさ
の電流I₀を負荷Ｒに流すことができる。

また、トランジスタQ₁により信号電流I₁は十分に小さく
できるので、定常時（軽負荷時）の損失が少ない。さら
に、最大負荷時でも、負帰還用抵抗器ｒに相当する抵抗
器が不要なので、やはり損失が小さく、動作が安定であ
るとともに、コストアップとなることがない。

さらに、寄生トランジスタQqを生じていても、これによ
る損失を生じることがない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は本発明
の他の実施例を示す接続図、第３図は従来例の接続図、
第４図は他の従来例を示す接続図、第５図は従来例をIC
化した場合の断面図、第６図は第５図の等価回路を示す
接続図である。（１）は定電流源、Q₁は第１のトランジスタ、Q₂は第２
のトランジスタ、Q₃はダイオード接続のトランジスタ、
Q₄は第３のトランジスタ、Ｒは負荷、Q₅はトランジスタ
である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】定電流源の一端が第１の基準電位点に接続
されると共に、その他端が抵抗器を通じて一の導電型の
第１のトランジスタのベースに接続され、入力パルスに応じて上記第１のトランジスタのベース電
流をパルス状に変化させる入力手段が設けられ、上記第１のトランジスタのコレクタが上記第１の基準電
位点に接続されると共に、そのエミッタが一の導電型の
第２のトランジスタのベースに接続され、上記第２のトランジスタのコレクタが負荷を通じて、上
記第１の基準電位点に接続されると共に、そのエミッタ
が第２の基準電位点に接続され、他の導電型の第３のトランジスタのエミッタが上記定電
流源及び上記抵抗器の接続中点に接続されると共に、そ
のコレクタが上記第２の基準電位点に接続され、且つ、
ダイオードが、その順方向が上記第３のトランジスタの
ベース電流の方向と一致するように、上記第２のトラン
ジスタのコレクタ及び上記第３のトランジスタのベース
間に接続されて負帰還回路が構成されてなり、上記入力パルスのレベル変化に応じて上記第２のトラン
ジスタをスイッチングするようにしたことを特徴とする
スイッチングアンプ。