JPH0676933A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 発振周波数固定のインバータの高出力時およ
び低出力時に発生する高周波雑音とスイッチング素子の
損失を抑制することを目的とする。 【構成】 直流電源間に、トランジスタ１８とその逆電
流阻止ダイオード１９とトランジスタ２０を直列的に接
続し、トランジスタ２０に並列的に加熱コイル２３と共
振コンデンサ２４および共振コンデンサ２６の共振回路
を接続し、ダイオード２５のアノードを直流電源の負極
にカソードを加熱コイル２３と共振コンデンサ２４との
接続点に接続し、ダイオード２２のカソードをダイオー
ド１９のアノードに接続し、アノードをトランジスタ２
０のエミッタに接続するとともに、駆動時間比制御手段
３２ｃとデューティー比制御手段３２ｅを設けることに
より、低出力から高出力状態にわたってトランジスタ１
８，２０の発生する損失が少なく、高周波雑音の少ない
一定発振周波数の誘導加熱調理器が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源間に直列接続
され一定周波数で交互に導通するスイッチング手段を有
し、そのスイッチング素子の駆動時間比を可変して出力
制御するインバータ回路を備えた誘導加熱調理器に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波磁界により負荷鍋底に渦電
流を誘起して加熱する誘導加熱調理器は、清潔で安全
で、高熱効率な調理手段として注目されており、さら
に、２００Ｖの電源利用により、高出力化、加熱部の複
数化が図られている。

【０００３】従来、誘導加熱調理器に使用されるインバ
ータとして例えば、特開昭６１−１８８８７８号公報に
示されているように、１石の準Ｅ級電圧共振型インバー
タにおいて、スイッチング手段の導通時間を制御して出
力レベルを可変するいわゆる周波数可変の出力レベル制
御手段で制御し、低出力時にはその出力レベル制御手段
による制御を断続的に制御する制御制限手段に移行する
ことによって、スイッチング素子の遅延特性による低出
力時の調節範囲が限定されないようにする方法が提案さ
れており、また多口誘導加熱調理器において、隣接する
加熱コイル相互の周波数のずれによる可聴周波数の干渉
音の発生を防止するために、例えば実開昭５７−１７９
２９６号公報に示されているように隣接する高周波イン
バータの発振周波数の差が、可聴周波数以上となるよう
に各インバータの発振周波数範囲を設定する方法あるい
は、特開昭５８−４８３８６号公報に示されているよう
に、各々の可変周波数発振回路の駆動周波数の差を検知
して、その差が所定値以上になると周波数可変出力制御
から可変周波数発振回路のオンオフ時間比によるデュー
ティ可変出力制御に切り替える方法などが提案されてい
る。さらには、例えば特開平１−２６０７８５号公報に
示されているように一定の周波数で発振するプッシュプ
ルインバータが提案されており、これは図６のような構
成になっていた。

【０００４】すなわち図６において、商用電源１を整流
器２で整流し、その出力の低周波直流電圧がチョークコ
イル３と電源コンデンサ４を介してインバータ５に供給
されている。インバータ５においては、入力された直流
にトランジスタ６とトランジスタ７の直列回路が接続さ
れ、トランジスタ６にはダイオード８が逆並列に、トラ
ンジスタ７にはダイオード９が逆並列にそれぞれ接続さ
れ、トランジスタ６とトランジスタ７の接続点と直流入
力の負極電位間に加熱コイル１０と、共振コンデンサ１
１の直列回路が接続されている。トランジスタ６とトラ
ンジスタ７の各々のベース−エミッタは制御回路１２に
接続されている。

【０００５】上記構成において、トランジスタ６とトラ
ンジスタ７は一定の周波数で交互に導通し図７に示すよ
うな電圧と電流が印加する。図７（Ａ）はトランジスタ
６のコレクタ−エミッタ間電圧波形、図７（Ｂ）はトラ
ンジスタ６のコレクタ電流波形、図７（Ｃ）はトランジ
スタ７のコレクタ−エミッタ間電圧波形、図７（Ｄ）は
トランジスタ７のコレクタ電流波形およびダイオード９
の電流波形である。

【０００６】まず、時点t0でトランジスタ６が導通して
図７（Ｂ）の（ａ）で示す斜線部の共振電流が図６の破
線（ａ）で示す回路ループに流れる。図７に示す時点t0
からＴ１時間経過後の時点t1でトランジスタ６がＯＦＦ
する。トランジスタ６がＯＦＦすると加熱コイル１０に
蓄積されたエネルギーにより加熱コイル１０に起電力が
発生し、図６の一点鎖線（ｂ）および破線（ｃ）で示す
回路ループにおいて図７（Ｄ）の斜線部（ｂ）および
（ｃ）で示す共振電流が流れる。回路ループ（ｃ）に電
流が流れる場合にはトランジスタ７が導通するように制
御回路１２が駆動信号をトランジスタ７に供給する。そ
して時点t1からＴ２時間経過後の時点t2でトランジスタ
６が再び導通し上記の動作を繰り返す。繰り返し周期Ｔ
０＝Ｔ１＋Ｔ２は一定となるように制御される。

【０００７】次にトランジスタ６の導通時間Ｔ１の導通
時間を増加しトランジスタ７の導通時間Ｔ２と略等しく
すると加熱コイル電流が増加し加熱出力が増す。この
時、トランジスタ６に流れる電流波形は図７（Ｅ）に示
すようになり、トランジスタ７に流れる電流波形は同図
（Ｆ）に示すようになる。ただし、繰り返し周波数Ｔ０
＝Ｔ１＋Ｔ２は変化しない。図７（Ｅ），（Ｆ）の波形
で同図（Ｂ），（Ｄ）の波形と異なるのは、同図（Ｆ）
の時点t4で、トランジスタ７に電流が流れている時にト
ランジスタがＯＦＦするモードが発生することであり、
これに付随して図６の回路ループ（ｄ）に電流が流れ、
図７（Ｅ）の斜線部（ｄ）で示す電流がダイオード８に
流れる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開昭
６１−１８８８７８号公報に示されるインバータ構成で
は、周波数可変方式であるので複数の加熱コイルを近接
して配置すると負荷材質の差や、出力設定の差で、個々
の発振周波数が異なるためその差に起因する干渉音が発
生するという課題がある。

【０００９】また、実開昭５７−１７９２９６号公報に
示されている構成では隣接する加熱コイルを駆動するイ
ンバータの発振周波数の差を所定値以上にする必要があ
り、同一の材質でその様に設定しても負荷材質の差によ
る発振周波数ばらつきや出力調節による周波数の変化幅
を考えると、異なる負荷材質の組合せや異なる出力設定
により、隣接するインバータの発振周波数の差が小さく
なり干渉音を発する恐れがあり、それを避けようとする
と、例えば２０ｋＨｚと５０ｋＨｚと言うように一方の
インバータの発振周波数が高くなり、インバータに使用
されるスイッチング素子のスイッチング損失が高くなる
という課題があった。

【００１０】また特開昭５８−４８３８６号公報に示さ
れている構成では、負荷材質によって出力と発振周波数
の相関関係が異なるので、隣接する加熱コイルで加熱す
る負荷材質や負荷の大きさの組合せが異なると周波数可
変出力制御からデューティー制御への切り替わる時の出
力レベルが一定でないといった調理性能上の課題があっ
た。

【００１１】また、特開平１−２６０７８５号公報に示
される構成では、インバータの低出力時、すなわち図７
（Ｂ）の時点t0あるいは時点t2で、トランジスタ６のコ
レクタ−エミッタ間に直流電源電圧値に略等しい順方向
電圧が印加している状態でトランジスタ６が導通を開始
するモードが発生し、大きなターンオン損失がトランジ
スタ６に発生するとともに、ターンオン時の急峻な電
流，電圧変化が高周波雑音を発生する恐れがあった。ま
た、インバータの高出力時には、図７（Ｅ）に示すよう
に、時点t4でトランジスタ７にターンオフモードが発生
するが、オフ時のコレクタ電圧の立ち上がりが矩形波状
で急峻であるためターンオフ損失が増大しあるいは高周
波雑音の発生量が増加する恐れがあり、その低減のため
に、例えば図６のスナバ抵抗１３やスナバコンデンサ１
４などの回路によりトランジスタ７のコレクタ電圧の立
ち上がりの傾きを抑制する必要があった。

【００１２】本発明は上記課題を解決するもので、スイ
ッチング手段に発生するスイッチング損失が小さく、ま
た高周波雑音の発生量が少なく、さらに一定周波数で出
力コントロール可能なインバータを提供し、誘導加熱調
理器を小型化、低価格化することを第１の目的としてい
る。

【００１３】第２の目的は、請求項１記載の誘導加熱調
理器において、第１のバイパス手段に印加する逆電圧を
抑制し、第１のバイパス手段がその逆電圧耐量を越える
逆電圧で破壊されないようにすることにある。

【００１４】第３の目的は、請求項１記載の誘導加熱調
理器において、第１のスイッチング手段の逆電流阻止手
段として半導体整流器を使用したとき、その半導体整流
器に逆電圧印加時、逆回復電流が流れその瞬間第１のス
イッチング手段に逆電圧が印加して第１のスイッチング
手段を破壊するのを防止することにある。

【００１５】第４の目的は、請求項１記載の誘導加熱調
理器において、第１のスイッチング手段と第２のスイッ
チング手段の駆動時間比が所定の範囲にない場合、第２
のスイッチング手段のターンオン電流が増大しスイッチ
ング損失が大きくなり過熱して破壊する恐れをなくすと
ともに、火力調整範囲を拡大し調理性能を向上すること
にある。

【００１６】第５の目的は、複数のインバータと加熱コ
イルを有する誘導加熱調理器において、複数の加熱コイ
ルを同時に駆動しても、いかなる負荷状態あるいは出力
設定状態においても、相互の周波数差に起因する干渉音
を発生することなく、機器から発生する漏洩電磁界が周
囲の電子機器に与える影響を抑制することにある。

【００１７】第６の目的は、請求項１記載の誘導加熱調
理器において、発振周波数の発振精度を高くするととも
に出力制御部の構成を簡素化することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】そして上記第１の目的を
達成するために本発明の第１の手段は、直流電源間に直
列的に接続され前記直流電源の正極側に接続される第１
のスイッチング手段と前記直流電源の負極側に接続され
る第２のスイッチング手段と、前記第１のスイッチング
手段に直列的に接続された前記第１のスイッチング手段
の逆電流阻止手段と、前記第２のスイッチング手段に流
れ込もうとする逆電流をバイパスする第１のバイパス手
段と、前記第１のスイッチング手段あるいは前記第２の
スイッチング手段のオンオフにより共振回路ループを変
えて共振する加熱コイルと第１の共振コンデンサからな
る共振回路と、前記第１の共振コンデンサに所定の電圧
が印加すると前記第１の共振コンデンサに流れ込もうと
する電流をバイパスする第２のバイパス手段と、前記第
２のスイッチング手段のオフ時に、前記加熱コイルと共
振して前記第２のスイッチング手段に共振電圧を印加す
る第２の共振コンデンサと、前記第１のスイッチング手
段と前記第２のスイッチング手段を一定周波数で交互に
駆動するとともにその駆動時間比を変化させる駆動時間
比制御手段を設けたものである。

【００１９】また第２の目的を達成するために本発明の
第２の手段は、上記第１の手段の構成とし、さらに、前
記第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段を前記第１
のスイッチング手段の低電位側に直列的に接続するとと
もに、前記逆電流阻止手段の高電位側端子と前記第２の
スイッチング手段の低電位側端子間に前記第１のバイパ
ス手段を接続したものである。

【００２０】また第３の目的を達成するために本発明の
第３の手段は、上記第１の手段の構成とするとともに、
さらに、前記第１のスイッチング手段に並列的に、前記
第１のスイッチング手段に印加する逆電圧を抑制する逆
電圧制限手段を設けたものである。

【００２１】また第４の目的を達成するために本発明の
第４の手段は、上記第１の手段の構成とするとともに、
瞬時出力電力に対応する信号を前記駆動時間比制御手段
に出力し、前記瞬時出力電力を所定値に固定するととも
に、間欠的に前記駆動時間比制御手段を動作させるデュ
ーティ比制御手段を駆動する出力設定手段と、前記駆動
時間比制御手段により制御される駆動時間比を初期値か
ら前記瞬時出力電力の所定値に対応する値まで徐々に変
化させるソフトスタート手段を設けたものである。

【００２２】また第５の目的を達成するために本発明の
第５の手段は、複数の加熱コイルと、前記複数の加熱コ
イルをそれぞれ含み直流を高周波電流に変換する複数の
インバータ回路を備え、前記複数のインバータ回路はそ
れぞれ、直流電源間に直列的に接続され、前記直流電源
の正極側に接続される第１のスイッチング手段と前記直
流電源の負極側に接続される第２のスイッチング手段
と、前記第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段と、
前記第２のスイッチング手段の逆電流をバイパスする第
１のバイパス手段と、前記第１のスイッチング手段ある
いは前記第２のスイッチング手段のオンオフにより共振
回路ループを変えて共振する加熱コイルと第１の共振コ
ンデンサからなる共振回路と、前記第１の共振コンデン
サに所定の電圧が印加すると前記第１の共振コンデンサ
に流れ込もうとする電流をバイパスする第２のバイパス
手段と、前記第２のスイッチング手段のオフ時に、前記
加熱コイルと共振して前記第２のスイッチング手段に共
振電圧を印加する第２の共振コンデンサと、前記第１の
スイッチング手段と前記第２のスイッチング手段を一定
周波数で交互に駆動するとともにその駆動時間比を変化
させる駆動時間比制御手段と、前記周波数の切り替え手
段を設けたものである。

【００２３】また第６の目的を達成するために本発明の
第６の手段は、高周波数のクロックパルスを発生するク
ロック発振手段と、前記クロック発振手段の出力信号に
よりデジタル的に動作し加熱出力に対応する信号を出力
する出力制御部と、前記クロックパルスの周波数をデジ
タル的に分周して所定の周波数の信号を発生する分周手
段を設け、前記出力制御部の出力信号と前記分周手段の
出力信号に応じて前記第１のスイッチング素子と前記第
２のスイッチング素子を所定の発振周波数で交互に駆動
するとともにその駆動時間比を変化させる駆動時間比制
御手段を設けたものである。

【００２４】

【作用】本発明の誘導加熱調理器は、上記第１の手段の
構成により、直流電源の正極電位側に設けられた第１の
スイッチング手段が導通すると、負極電位側の第２のス
イッチング手段はオフしているので、第１のスイッチン
グ手段を介して、加熱コイルと第１の共振コンデンサの
共振回路に共振電流が流れる。

【００２５】前記の共振電流が流れている時、第１のス
イッチング手段がオフすると、加熱コイルに蓄積された
エネルギーにより加熱コイル電流を維持する方向に起電
力が発生する。前記の加熱コイルに発生した起電力によ
り、加熱コイルと第１の共振コンデンサと第２のバイパ
ス手段で構成される回路ループに共振電流が発生する。
この共振電流が第２のバイパス手段に流れている間に、
第２のスイッチング手段が前もって駆動されており共振
電流の流れる方向が変わると、第２のバイパス手段はそ
の電流を阻止するので、共振電流はスムーズに第２のス
イッチング手段に流れ込む。

【００２６】第２のスイッチング手段に共振電流が流れ
始めてから時間が経過し、その電流のｄｉ／ｄｔが零と
なり減少に転ずると、加熱コイルの印加電圧が反転す
る。加熱コイルの印加電圧が反転すると、第１の共振コ
ンデンサに印加する電圧が反転し所定の電圧が印加する
ので、第２のバイパス手段が導通状態となり電流は第１
の共振コンデンサに流れず第２のバイパス手段に流れ
る。すなわち、第１の共振コンデンサが第２のバイパス
手段によりバイパスされるので、加熱コイルに蓄積され
たエネルギーによって、加熱コイルと第２のスイッチン
グ手段と第２のバイパス手段（場合によっては内部イン
ピーダンスの小さい直流電源も含まれる）で構成される
閉回路に振動のない一定方向の循環電流が流れる。

【００２７】したがって、第２のスイッチング手段が所
定時間後にオフすると、第２のスイッチング手段の高電
位側が正の電位となる極性の電圧が加熱コイルに発生す
る。この電圧は第２の共振コンデンサを充電あるいは放
電し第２の共振コンデンサと加熱コイルの共振電圧が発
生する。このとき第２の共振コンデンサに印加する共振
電圧により第２のスイッチング手段の印加電圧も上昇
し、直流電源電圧を越えるが、第１のスイッチング手段
の逆電流阻止手段が設けられているので、印加電圧はそ
のまま上昇しピーク電圧に達した後、再度直流電圧に戻
る。したがって第２のスイッチング手段の印加電圧が直
流電源電圧を越えてから再度その電圧まで戻るまでに所
定の時間を設けることが可能となる。この時間の間に、
第１のスイッチング素子を駆動すれば、第１のスイッチ
ング手段ターンオン損失（第１のスイッチング手段に順
方向の電圧が印加した状態でターンオンし第２の共振コ
ンデンサを充電あるいは放電するスパイク状の電流と印
加電圧との積による損失）が発生せずまた、ターンオン
時の高周波雑音の発生を防止することができる。

【００２８】また、上記のように第２のスイッチング手
段がオフする際、この素子への印加電圧は、共振電圧と
なるので電圧の上昇率ｄｖ／ｄｔは比較的小さく、オフ
時のスイッチング損失となる印加電流と印加電圧の積を
抑制することが可能で、当然のことながらｄｖ／ｄｔの
抑制効果による高周波雑音の低減も可能となる。

【００２９】さらに、第１のスイッチング手段の駆動時
間と、第２のスイッチング手段の駆動時間と、第１のス
イッチング手段と第２のスイッチング手段が同時に導通
しないようにともに設けられたわずかな時間幅の和が一
定値になるようにしながら第１のスイッチング素子の駆
動時間と第２のスイッチング素子の駆動期間を可変す
る、言い替えれば、一定の繰り返し周波数で第１のスイ
ッチング手段の駆動時間と第２のスイッチング手段の駆
動時間の比（以下駆動時間比と呼ぶ）を可変する駆動時
間比制御手段を設けているので、一定の発振周波数で加
熱コイル電流の大きさを変えることが可能で、負荷鍋に
対する誘導加熱出力を連続可変制御することができるも
のである。

【００３０】また上記第２の手段の構成により、前記第
１のスイッチング手段の逆電流阻止手段を前記第１のス
イッチング手段の低電位側に直列的に接続するととも
に、前記逆電流阻止手段の高電位側端子と第２のスイッ
チング手段の低電位側端子間に第１のバイパス手段を接
続したので、第１のバイパス手段によりバイパスされる
共振電流は前記逆電流阻止手段を経由して加熱コイルと
第１の共振コンデンサへと流れる。そして、この共振電
流の方向と傾きが変わり、前述の循環電流が第２のスイ
ッチング手段に流れ、第２のスイッチング手段がオフす
ると第２のスイッチング手段に共振電圧が印加して直流
電源の高電位を越える高電圧が印加する。この電圧は、
例えば、第２のスイッチング手段に逆並列に第１のバイ
パス手段を直接接続した場合には、そのまま第１のバイ
パス手段に印加するのでその電圧耐量を大きくする必要
があるが、上記構成では、上記の共振電圧は前記逆電流
阻止手段と第１のバイパス手段の直列回路に印加する。
したがって逆電圧阻止手段があるので第１のバイパス手
段には直流電源電圧以上の高電圧は印加せず第１のバイ
パス手段として逆電圧耐量の低いものを使用することが
可能となるものである。

【００３１】また、上記第３の手段の構成により、第２
のスイッチング手段がオフすると、上記のように第２の
スイッチング手段に加熱コイルと前記第２の共振コンデ
ンサの共振による電圧が印加して、第１のスイッチング
手段と逆電流阻止手段の直列回路に逆電圧が印加する
が、第１のスイッチング手段に並列的に、前記第１のス
イッチング手段の印加する逆電圧を抑制する逆電圧制限
手段を備えているので、第１のスイッチング手段の逆電
流阻止手段として半導体整流素子など順方向からステッ
プ的に逆電圧が印加した場合に逆回復電流が流れたりし
て瞬間的に導通状態になるものを使用しても、逆電圧制
限手段が、瞬時的に第１のスイッチング手段に印加する
逆電圧を抑制して第１のスイッチング手段が破壊するの
を防止できるものである。

【００３２】また、上記第４の手段の構成により、駆動
時間比制御手段により制御される瞬時出力電力を所定値
に固定するとともに、前記駆動時間比制御手段を間欠的
に動作させるデューティ比制御手段を備えているので、
第１のスイッチング手段の駆動時間比が所定値より小さ
くなり、あるいは所定値より大きくなって、第１のスイ
ッチング手段のターンオン時に流れるターンオン電流が
増大して第１のスイッチング手段の損失を増大させる、
あるいはこのターンオン電流に起因する高周波雑音を増
大させることなく出力調節範囲を拡大することができ
る。

【００３３】すなわち、第１のスイッチング手段の駆動
時間比が小さくなりすぎたり、あるいは大きくなりすぎ
て、第１のスイッチング手段のオフ時の加熱コイル電流
値が小さくなる場合には、第１のスイッチング手段のオ
フ時に加熱コイルに蓄積されるエネルギーが少なくな
り、加熱コイルと第１の共振コンデンサによる共振電流
値が小さくなる。したがって、上記したように引き続い
て生起する第２のスイッチング手段に流れる循環電流の
値が小さくなり、第２のスイッチング手段のオフ後、加
熱コイルと第２の共振コンデンサによる共振電圧のピー
ク値が小さくなるので、第２のスイッチング手段の高電
位側端子の電位が直流の正極電位に達しなくなり、第１
のスイッチング手段に順方向電位が印加された状態でタ
ーンオンすることになる。したがって、第２のスイッチ
ング手段に、第２の共振コンデンサを充電あるいは放電
するスパイク状の電流が流れ、大きなターンオン損失が
発生するとともにターンオン電流に起因する高周波雑音
が発生する可能性があるが、駆動時間比制御手段により
制御される瞬時出力電力を所定値に固定し、前記駆動時
間比制御手段を間欠的に動作させるデューティ比制御手
段を駆動する出力設定手段を備えているので、ターンオ
ン電流が規定値を越えないように瞬時出力電力を固定
し、平均出力電力をデューティ比制御手段により可変す
ることが可能で、出力調節範囲を広くすることができ
る。また、ターンオン電流が増大するのは第１のスイッ
チング手段のオフ時の電流が小さくなる場合で加熱コイ
ルに供給される電流が小さく、すなわち負荷で消費され
る電力が小さい場合で誘導加熱調理器を間欠的に動作さ
せても電源にあたえる電源変動を少なくすることができ
る。また、発振周波数が一定で駆動時間比制御手段によ
り制御される駆動時間比を初期値から前記瞬時出力電力
の所定値に対応する値まで徐々に変化させるソフトスタ
ート手段を設けているので、この構成の誘導加熱調理器
を複数個、極めて近傍に接して動作させても相互の周波
数差に起因する耳ざわりな干渉音が発生しない。

【００３４】また上記第５の手段の構成により、複数の
加熱コイルとその加熱コイルを駆動する複数のインバー
タを有し前記インバータはそれぞれ、上記第１の手段と
同一の構成を有するので、インバータ回路のスイッチン
グ損失や高周波雑音の発生を低レベルに抑制することが
できる。また、負荷鍋の鍋底径の大小、鍋の材質、ある
いは出力の大小にかかわらず所定の周波数で調理するこ
とができ、また、起動時、低出力で起動し徐々に所定の
出力にするいわゆるソフトスタート動作も周波数を変え
ることなく一定の周波数で行なうことができ、隣接する
加熱コイルとの干渉音を発生させる恐れがない。

【００３５】さらに、駆動時間比切り替え手段の出力信
号の発振周波数の切り替え手段を設けており、隣接する
加熱コイルの周波数に差をもたせられることが容易にで
き、この周波数差は上記のことから、いかなる負荷状態
あるいは調理状態においても一定となる。したがって、
複数の加熱コイルを同時に動作させる場合、あらゆる動
作モードの組合せにおいて、相互の加熱コイルあるいは
インバータ回路から発生する高周波雑音のスペクトラム
すなわち基本発振周波数成分およびそれに重畳する高調
波成分の重なりをなくすることができ他の電子機器への
影響を抑制できるとともに、逆に周波数の差が大きくな
りすぎて不快な可聴音となる相互干渉音の発生を防止す
ることができる。したがって、干渉音を防止するために
従来のように加熱コイルのインダクタンスや共振コンデ
ンサの容量値や出力値を変えて、発振周波数の範囲を調
節する必要がなく隣接する複数の加熱コイルやインバー
タ部品の共用化が容易となるものである。

【００３６】また上記第６の手段の構成により、高周波
数のクロックパルスをカウンターなどによってデジタル
的に分周して所定の周波数に低減する分周手段を備えて
いるので極めて精度良く所定の周波数を発生させること
が可能で、駆動時間比制御手段はこの精度良い繰り返し
周波数で第１のスイッチング手段と第２のスイッチング
手段を交互に導通することができる。したがって、発振
周波数を所望の周波数で精度良く一定に管理することが
可能となる。また、第１のスイッチング手段と第２のス
イッチング手段の駆動時間比率を設定する駆動時間比設
定手段に対して、出力に対応した信号を送る出力制御部
を動作させるクロックパルスを前記の高周波数のクロッ
クパルスと共用化しているので、例えば同一マイクロコ
ンピュータで構成でき、前記誘導加熱調理器の発振周波
数の切り替えもプログラムの処理、あるいはクロックパ
ルス発生用の発振子の切り替えにより簡単にできるな
ど、インバータ全体の制御回路システムを簡素化するこ
とができるものである。

【００３７】

【実施例】

（実施例１）以下本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。

【００３８】図１において、商用電源１３を全波整流器
１４で整流し、その出力の低周波直流電圧がチョークコ
イル１５と電源コンデンサ１６を介してインバータ回路
１７に供給されている。インバータ回路１７において
は、入力された直流の正極と負極間に、ＮＰＮトランジ
スタ（以下単にトランジスタと呼ぶ）１８とダイオード
１９の直列接続体とＮＰＮトランジスタ（以下単にトラ
ンジスタと呼ぶ）２０が直列に接続されている。トラン
ジスタ１８には逆並列にダイオード２１が接続され、ダ
イオード１９のアノードにダイオード２２のカソードが
接続され、ダイオード２２のアノードはトランジスタ２
０のエミッタに接続されている。約５０〜６０μＨのイ
ンダクタンスの加熱コイル２３には容量が約０．２μＦ
の共振コンデンサ２６が並列に接続され、この並列回路
と容量が約２．７μＦの共振コンデンサ２４の直列回路
がトランジスタ２０のコレクタと直流の負極端子間に接
続され、ダイオード２５はアノードが直流の負極に、カ
ソードが加熱コイル２３と共振コンデンサ２４の接続点
に接続されている。制御回路２７はマイクロコンピュー
タを含み、カレントトランス２８の出力信号とトランジ
スタ２０のコレクタ−エミッタ電圧を入力し、出力信号
をトランジスタ１８と、トランジスタ２０のベースエミ
ッタ間に駆動パルスを出力している。

【００３９】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、図２を用いてその動作について説明する。チョ
ークコイル１５と電源コンデンサ１６はインバータ回路
１７で発生する高周波と商用電源を分離するもので、電
源コンデンサ１６は約１０μＦ程度の容量を有し、高周
波的にみてインピーダンスが極めて小さくまたインバー
タ回路の直流電源となるもので、インバータ回路で発生
する高周波大電流が流れる。

【００４０】図２（Ａ）はトランジスタ１８のコレクタ
−エミッタ間電圧を示す波形で、同図（Ｂ）はトランジ
スタ１８のコレクタ電流波形で、同図（Ｃ）はトランジ
スタ２０のコレクタ−エミッタ間電圧波形で、同図
（Ｄ）はトランジスタ２０のコレクタ電流とダイオード
２２に流れる電流波形で、同図（Ｅ）は共振コンデンサ
２６の電流波形を示すものである。

【００４１】さて、同図（Ｂ）において、時点t1で、ト
ランジスタ１８が導通状態になり、斜線部（ａ）で示す
コレクタ電流が図１の破線（ａ）で示す回路ループに流
れる。時点t1からT1時間後、すなわち時点t2でトランジ
スタ１８がオフ（正確には駆動信号がオフ）する。する
と、加熱コイル２３に蓄積されたエネルギーにより加熱
コイル２３と共振コンデンサ２４の接続点が正、加熱コ
イル２３とダイオード１９のカソードとの接続点が負と
なる起電力が加熱コイル２３の両端に発生する。この起
電力により図１の一点鎖線（ｂ）および（ｃ）で示す回
路ループに図２の斜線部（ｂ）および（ｃ）で示す共振
電流が流れる。

【００４２】トランジスタ２０は時点t2よりわずかな遅
延時間Td1後、ダイオード２２に順方向電流が流れてい
る時に、すなわち上記の共振電流の流れる方向が変わる
前に駆動されるので図１の回路ループ（ｂ）から回路ル
ープ（ｃ）に電流の流れる回路ループが切り替わるとき
に電流が連続して流れ、トランジスタ２０のエミッタコ
レクタ間に電圧が発生することがない。この遅延時間Td
1はまた、短くなり過ぎてトランジスタ１８とトランジ
スタ２０が同時に導通しないように制御回路２７により
設定される。

【００４３】図２（Ｄ）に示すように時点t3で回路ルー
プ（ｃ）に流れる共振電流はピークに達し、波形のピー
ク付近でｄｉ／ｄｔが零となり以降ｄｉ／ｄｔの符号が
逆転すると、加熱コイル２３に誘起する電圧の極性が反
転し、ダイオード２５が順方向にバイアスされるので、
共振コンデンサ２４はダイオード２５によりバイパスさ
れ図１の破線で示す回路ループ（ｄ）に電流が流れる。
この回路ループは、加熱コイル２３とトランジスタ２０
とダイオード２５からなり、コンデンサが含まれておら
ず共振しないので、加熱コイル２３に蓄積されたエネル
ギーによって振幅の変化の少ない一定方向の循環電流が
流れる。すなわちトランジスタ２０のコレクタ電流は多
少の減衰はあるが保持されることになる。

【００４４】そして、時点t2からTd1+T2時間後すなわち
時点t4でトランジスタ２０がオフする。すると、加熱コ
イル２３に蓄積されたエネルギーにより加熱コイル２３
と共振コンデンサ２４の接続点が負、加熱コイル２３と
トランジスタ２０のコレクタとの接続点が正となる起電
力が加熱コイル２３に発生し、共振コンデンサ２６を充
電して図２（Ｅ）で示すような電流が図１（ｅ）の回路
ループに流れる。それにともない、トランジスタ２０の
コレクタエミッタ間には図２（ｃ）のような共振電圧が
印加し、そのコレクタ電位が上昇して時点t6でピーク値
Ｖcpに達した後下降し、時点t7で直流の正極電位Ｖｅに
達する。

【００４５】一方、トランジスタ２０がオフした時点
（正確には駆動信号がオフした時点）から遅延時間Td2
後に、トランジスタ１８が制御回路２７により駆動され
るが、この時点ではダイオード１９に逆電圧が印加して
いるのでトランジスタ１８のコレクタ電流は流れない。
上記のように、時点t7になるとトランジスタ２０のコレ
クタ電位が直流の正極電位Ｖｅより、低下するのでダイ
オード１９と、トランジスタ１８のコレクタエミッタ間
に順方向電圧が印加し、導通してコレクタ電流が流れ、
同時に共振コンデンサ２６に流れていた電流が零とな
る。このコレクタ電流は、加熱コイル２３と共振コンデ
ンサ２４の直列共振回路を再度励起し、上記の動作を繰
り返すことになる。

【００４６】遅延時間Td2は、ダイオード１９とトラン
ジスタ１８の直列回路に逆電圧が印加している間に導通
するように、トランジスタ１８のコレクタ電圧がピーク
に到達する時点t6付近に駆動開始するように設定され
る。

【００４７】また、時点t4でトランジスタ２０がオフす
るとそのコレクタ電圧が上昇し、直流の正極電位Ｖｅを
越える際にダイオード１９が順方向バイアス状態からス
テップ的に逆電圧が印加する。この時、ダイオード１９
に微小のリカバリー電流が流れる恐れがあるが、このリ
カバリー電流は、ダイオード２１に流れるので、リカバ
リー電流の流れている期間トランジスタ１８に逆電圧が
印加して破壊する恐れがない。ダイオード２１には共振
電流が流れることはなく微小なリカバリー電流しか流れ
ないので、必要な耐電圧性能を有していれば比較的電流
容量の小さな小型のダイオードでもよい。

【００４８】また、制御回路２７はマイクロコンピュー
タを用いており、図２の時点t1から時点t7までの時間す
なわちT0＝T1＋Td1＋T2＋Td2が一定となるように制御す
るとともに、カレントトランス２８の出力電圧により入
力電流をモニターし、あるいはトランジスタ２０のコレ
クタエミッタ電圧をモニターして、トランジスタ１８の
駆動時間T1とトランジスタ２０の駆動時間T2を同時に変
化して、加熱コイル２３の高周波電流値を可変させて所
望の出力となるように、あるいは半導体部品に過大な電
圧電流が印加しないようにコントロールする。

【００４９】以上のように本実施例によれば、直流電源
となる電源コンデンサ１６の高電位側に接続されたトラ
ンジスタ１８と、低電位側に接続されたトランジスタ２
０と、トランジスタ１８に直列に接続されその逆電流を
阻止するダイオード１９と、トランジスタ２０に流れ込
もうとする逆電流をバイパスするダイオード２２と、ト
ランジスタ１８とトランジスタ２０のオンオフにより電
流の流れるループを変えて共振する加熱コイル２３と共
振コンデンサ２４の共振回路と、共振コンデンサ２４に
並列に接続しアノードを直流電源の負極側に接続したダ
イオード２５と、加熱コイル２３に並列に接続された共
振コンデンサ２６と、トランジスタ１８とトランジスタ
２０を一定の繰り返し周波数で交互に駆動し駆動時間比
を可変する制御回路２７を備えているので、一定の周波
数にて加熱コイル２３を駆動し誘導加熱するとともにそ
の加熱出力を可変することができる。またダイオード２
５の作用によりトランジスタ２０に循環電流を流しその
駆動パルスがオフするまでトランジスタ２０の電流を保
持することができるので、トランジスタ２０の駆動パル
スがオフするとトランジスタ２０のコレクタエミッタ間
に、電圧の立ち上がり傾斜（ｄｖ／ｄｔ）の小さな共振
電圧を発生させることができる。その結果、トランジス
タ２０のオフ時のスイッチング損失を抑制し、電圧の上
昇時の高周波雑音の発生を防止できる。さらに、トラン
ジスタ１８の逆電流を阻止するダイオード１９が挿入さ
れており、上記共振電圧の発生によりトランジスタ２０
のコレクタ−エミッタ間に印加する電圧を直流電源電圧
より大きくすることができるので、この状態でトランジ
スタ１８を駆動すれば引き続いて起こるトランジスタ１
８の駆動時に、そのコレクタエミッタ間の順電圧印加状
態でターンオンするモードの起こるのを防止できるの
で、トランジスタ１８のターンオン損失およびターンオ
ン電流による高周波雑音の発生を防止できる。

【００５０】また、トランジスタ１８の逆電流を阻止す
るダイオード１９をトランジスタ１８の低電位側に直列
に接続するとともに、ダイオード１９のアノードとトラ
ンジスタ２０のエミッタ間にダイオード２２を接続した
ので、トランジスタ２０に流れ込もうとする加熱コイル
２３と共振コンデンサ２４による共振電流は、ダイオー
ド２２とダイオード１９を経由して流れる。その共振電
流の流れる方向が変わり、トランジスタ２０に電流が流
れてトランジスタ２０がオフした直後トランジスタ２０
のコレクタ−エミッタ間に加熱コイル２３と共振コンデ
ンサ２６の共振電圧が印加してトランジスタ２０のコレ
クタ電位は直流電源の正極電位を越えるが、ダイオード
１９をダイオード２２による共振電流バイパスルートに
挿入しているのでトランジスタ１８に逆電圧が印加する
のを防止すると同時にダイオード２２には直流電源電圧
以上の電圧が印加しないようにすることができる。ダイ
オード２２をトランジスタ２０のコレクタ−エミッタ間
に直接逆並列に接続しても上記と同様の動作をするが、
このときには上記の共振電圧がそのダイオードに直接印
加するので直流電源電圧を越える電圧が印加するので高
耐圧のダイオードを使用しなければならないが、本実施
例の構成においてはトランジスタ２０に共振電圧が印加
しても直流電源電圧以上の電圧を印加させないという作
用をダイオード１９にもたせたので電圧耐量の低い価格
の安価なものを使用できる。

【００５１】また、トランジスタ１８に逆並列にダイオ
ード２１を接続しているので、ダイオード１９として逆
回復時間の長いものを使用しても、ダイオード１９に逆
回復電流（リカバリー電流）が生起している期間、トラ
ンジスタ２１に印加する逆電圧を低レベルに抑制するの
でトランジスタ１８が破壊するのを防止することができ
る。また、このダイオードは上記のように電流耐量の小
さなものでよく、逆方向の電圧耐量は直流電源電圧に耐
えるものであればよいので安価で小型のものを使用する
ことができる。

【００５２】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００５３】図３において、商用電源１３、全波整流器
１４、チョークコイル１５、フィルタコンデンサ１６，
トランジスタ１８、ダイオード１９、トランジスタ２
０、ダイオード２２、加熱コイル２３、ダイオード２５
はそれぞれ図１と同一の符号を付与してあり機能も同様
である。図１で直流電源となる電源コンデンサの負極端
子と加熱コイル２３の間に共振コンデンサ２４を接続
し、加熱コイル２３に並列に共振コンデンサ２６を接続
しているが、図３では電源コンデンサ１６の正極側と加
熱コイル２３の間に共振コンデンサ２９を接続し、トラ
ンジスタ１８とダイオード１９の直列回路に並列に共振
コンデンサ３０を接続しており、加熱コイル２３の電流
をモニターするカレントトランス３１を付加し、制御回
路３２の構成においてはデューティ比制御手段３２ｅを
付加している。また、図１でダイオード２２のカソード
をダイオード１９のアノードに接続していたが、本実施
例ではそれをトランジスタ２０のコレクタに接続してい
る。

【００５４】また、制御回路３２はマイクロコンピュー
タを含むデジタル回路とアナログ回路により構成されて
おり、使用者に所望の出力に調節させるための４個の入
力スイッチ３２ｈ，３２ｉ，３２ｊ，３２ｋが出力設定
手段３２ｇに接続され、出力設定手段３２ｇからはデュ
ーティ比制御手段３２ｅと起動手段３２ｆと駆動時間比
制御手段３２ｃに信号が出力され、デューティ比制御手
段３２ｅからは起動手段３２ｆに出力信号が出されてい
る。また、加熱スイッチ３２ｍが起動手段３２ｆに接続
され、起動手段３２ｆの信号はソフトスタート手段３２
ｄに、ソフトスタート手段３２ｄの信号は駆動時間比制
御手段３２ｃに出力されている。駆動時間比制御手段３
２ｃの出力信号は、トランジスタ１８のベースエミッタ
間を駆動する駆動回路３２ａとトランジスタ２０のベー
スエミッタ間を駆動する駆動回路３２ｂに送られてい
る。

【００５５】上記のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作を説明する。共振コンデンサ２９
は加熱コイル２３と直列共振回路を構成し、トランジス
タ１８とトランジスタ２０が交互に導通することにより
その共振ループを変えるもので、図１の共振コンデンサ
２４の作用と同様である。また共振コンデンサ３０は、
トランジスタ２０が導通状態でダイオード２５と加熱コ
イル２３とトランジスタ２０の回路ループに循環電流が
流れている時にオフすると、加熱コイル２３と共振し
て、トランジスタ２０のコレクタ−エミッタ間に共振電
圧を印加させるもので、図１の共振コンデンサ２４の作
用と同様である。また、ダイオード２２のカソードの接
続位置が図１と異なるが、トランジスタ２０のエミッタ
側からトランジスタ２０に流れ込もうとする共振電流を
バイパスして加熱コイル２３に流すという作用は図１の
ダイオード２２と同様である。

【００５６】商用電源１３を接続し加熱スイッチ３２ｍ
をオンすると、起動手段３２ｆが受け付けてソフトスタ
ート手段３２ｄに起動信号を出力する。ソフトスタート
手段３２ｄはこれを受けて駆動時間比制御手段３２ｃの
駆動時間比設定部に信号を送り、トランジスタ１８とト
ランジスタ２０を一定周波数で交互に導通するよう制御
し、トランジスタ１８の駆動時間を最小値から徐々に所
定の設定値にして、低出力からスタートして所定出力値
で安定させる。この所定出力値は出力設定手段３２ｇか
ら駆動時間比制御手段３２ｃに出力される信号により、
設定され起動直後使用者が出力設定をしない状態では最
大出力例えば２０００Ｗに設定される。

【００５７】最大出力の状態で使用者が、「中」スイッ
チ３２ｊを押すと、出力設定手段３２ｇは、駆動時間比
制御手段３２ｃに信号を送り、駆動時間比制御手段３２
ｃはこれに応じてトランジスタ１８の駆動時間を短くし
て出力を１５００Ｗに低下させるとともに、トランジス
タ２０の駆動時間を長く補正し発振周波数が一定となる
ようにする。次に「弱」スイッチを押すと同様に出力設
定手段３２ｇは、出力を８００Ｗに低下させる。

【００５８】さらに、「微弱」スイッチ３２ｈを押すと
出力設定手段３２ｇは導通比制御手段３２ｃに信号を送
り、トランジスタ１８とトランジスタ２０の駆動時間を
「弱」での状態のまま保持させるとともに、デューティ
比制御手段３２ｅに信号を送る。デューティ比制御手段
３２ｅは起動手段３２ｆに０．５秒オン、４．５秒オフ
の間欠パルスを出力する。起動手段３２ｆはこれに応じ
て、ソフトスタート手段３２ｄに信号を送って、インバ
ータ３３の発振動作を間欠的に行ない加熱出力を１／１
０にして８０Ｗとする。

【００５９】なお、トランジスタ１８のトランジスタ２
０に対する駆動時間比を小さくし過ぎると、加熱コイル
１３と共振コンデンサ２９による共振電流が小さくなり
加熱コイル３３に蓄積されるエネルギーが小さくなるの
で、トランジスタ２０と加熱コイル２３とダイオード２
５の回路ループに流れる循環電流値が小さくなる。した
がって、トランジスタ２０がオフしたときの共振電圧が
小さくなりトランジスタ２０のコレクタの電位が直流電
源の正電位に達しないばかりか、共振電圧値と直流電源
の正電位との差が大きくなりトランジスタ１８の駆動時
に印加する順方向電圧値が極めて大きな値となって、タ
ーンオン損失や高周波雑音の発生が増大する恐れがある
が、上記のようにすれば、そのような現象の発生を抑制
することができ、出力の調節範囲を拡大できるととも
に、トランジスタ１８の駆動時間比の下限を上記のター
ンオン電流の許容限界付近に設定すれば、インバータの
瞬時出力電力がより低出力の状態で加熱動作のオンオフ
制御動作をさせることができるので、フリッカーなどデ
ューティ比制御の電源に対する影響も抑制することがで
きる。

【００６０】また、複数の加熱コイルを近接して収納す
る多口誘導加熱調理器において、各加熱コイルに高周波
電流を供給するために図３のインバータを使用した場
合、出力設定が「弱」から「強」においては複数のイン
バータを同時に動作させても、いかなる負荷条件におい
ても周波数が同一になるので周波数差による干渉音の発
生がない。また、起動時に安定な回路動作を保証するた
めに、従来の共振型インバータのように、起動時発振周
波数を高周波数から低周波数に徐々に変化させ低出力か
ら所定出力まで変化させるソフトスタート動作を行なう
のではなく、トランジスタ１８とトランジスタ２０の駆
動時間比を可変し、一定の周波数で、低出力から設定出
力まで徐々に増加するソフトスタート動作をするので、
一つのインバータが動作している時に、他のインバータ
を起動しても、このインバータが所定出力に到達して安
定するまでに周波数差が生じ干渉音が発生するという恐
れがない。同様に、一つのインバータが「強」設定で動
作中に、他のインバータを「微弱」設定すると、「微
弱」設定したインバータは定期的に（この実施例では５
秒毎に）起動停止動作を繰り返すが、双方とも発振周波
数一定で動作するので、一方のインバータがソフトスタ
ート動作をする度に不快な干渉音が発生する恐れがな
い。

【００６１】以上のように、共振コンデンサ２９と共振
コンデンサ３０と、ダイオード２２の接続位置は第１の
実施例と異なるが、動作は同様のものとなるので、いか
なる負荷条件、出力設定でも一定の発振周波数で発振さ
せることができ、トランジスタ１８とトランジスタ２０
のスイッチング損失や高周波雑音の発生を抑制すること
ができる。また、駆動時間比制御手段３２ｃはトランジ
スタ１８とトランジスタ２０の駆動時間比を固定して、
トランジスタ１８とトランジスタ２０の駆動時間比を比
較的低出力の状態に固定して、インバータのオンオフ比
率を変えて出力を可変するので、前記トランジスタのス
イッチング損失を増大させることなく出力調節範囲を拡
大することができる。また、起動時に一定周波数でトラ
ンジスタ１８とトランジスタ１９の駆動時間比を変え
て、ソフトスタート動作をするので、多口誘導加熱調理
器にこのインバータを組み込んだ場合にソフトスタート
動作途中での隣接する加熱コイルの発生する磁束の周波
数差によって干渉音を発生することがない。

【００６２】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００６３】図４は２つのインバータを組み込んだ２口
誘導加熱調理器の回路ブロック図である。個々のインバ
ータは図３と略同一構成であり、ほぼ同一機能の部品あ
るいは回路ブロックには同番号を付し、各々の属するイ
ンバータを示すために記号ａおよび記号ｂを前記番号に
付記している。図４において図３の構成と異なるのは図
３では共振コンデンサ２９と共振コンデンサ３０がそれ
ぞれ１つであったが、図４では各インバータにおいて、
それぞれ２個の共振コンデンサ３４ａ，３５ａあるいは
共振コンデンサ３４ｂ，３５ｂに分割し、直流電源とな
る電源コンデンサ１６ａ，１６ｂの両端に直列に接続
し、両共振コンデンサの接続点に加熱コイル２３ａある
いは加熱コイル２３ｂを接続したことと、駆動時間比制
御手段４０ａ，４０ｂと、出力設定手段４１ａ，４１ｂ
と、発振周波数設定手段４２ａ，４２ｂと、出力・周波
数切り替え手段４３ａ、切り替えスイッチ４４ａ，４４
ｂとが設けられ、切り替えスイッチ４４ａはオフ、切り
替えスイッチ４４ｂはオンとなっていることである。

【００６４】上記のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作を説明する。まず、共振コンデン
サ３４ａ，３５ａあるいは共振コンデンサ３４ｂ，３５
ｂがそれぞれ分割されているが、共振コンデンサ３４ａ
と共振コンデンサ３５ｂの容量の和が図１あるいは図３
のものと同じであるならば、共振電流がこの２個の共振
コンデンサに分流するだけで図１あるいは図３に示す回
路構成と動作はほぼ同じである。切り替えスイッチ４４
ａがオフとなっているので、これに応じて出力・周波数
切り替え手段４３ａは出力設定手段４１ａと、周波数設
定手段４２ａに信号を送る。出力設定手段４１ａはイン
バータの最大出力を２０００Ｗと設定し駆動時間比制御
手段４０ａに信号を送って、カレントトランス２８ａの
出力をモニターさせ、トランジスタ１８ａとトランジス
タ２０ａの駆動時間比を可変させ最大出力を２０００Ｗ
に制御させる。同時に周波数設定手段４２ａは発振周波
数を２１ｋＨｚと設定し、駆動時間比制御手段４０ａに
信号を送ってインバータの発振周波数を２１ｋＨｚとな
るよう制御させる。また、切り替えスイッチ４４ｂはオ
ンとなっているので、これに応じて出力・周波数切り替
え手段４３ｂは出力設定手段４１ｂと、周波数設定手段
４２ｂに信号を送る。出力設定手段４１ｂは最大出力を
１５００Ｗと設定し駆動時間比制御手段４０ｂにカレン
トトランス２８ｂの出力をモニターさせ駆動時間比を可
変させて最大出力を１５００Ｗに制御させる。同時に周
波数設定手段４２ｂは発振周波数を２３ｋＨｚと設定
し、駆動時間比制御手段４０ｂに信号を送ってインバー
タの発振周波数が２３ｋＨｚとなるよう制御させる。

【００６５】以上のように、周波数切り替え手段４４
ａ，４４ｂを設けたので加熱コイル２３ａと加熱コイル
２３ｂを同時に駆動した時、発振周波数の差を２ｋＨｚ
にすることができる。この状態で各インバータから周囲
に漏洩する輻射雑音あるいは電源線から漏洩する伝導雑
音の周波数スペクトラム分布（周波数成分ごとの磁界強
度分布）を各々解析し比較すると、基本周波数の成分が
２ｋＨｚずれ、倍周波においては４ｋＨｚ、ｎ倍周波に
おいては２ｎｋＨｚというようにずれていく。従って、
漏洩磁界の周波数分布が重なることがないので、同時に
使用しても漏洩磁界のピーク値が増加することがない。
一般的に、電子機器が影響を受ける程度は各周波数成分
における電磁界強度に比例し、公的機関による規制もピ
ーク値あるいは準ピーク値で行なわれる。一方、同時に
近接する加熱コイルを相互に異なる周波数で動作する
と、その周波数差に起因する干渉音が発生する可能性が
あるが、略３ｋＨｚ以下の周波数のずれはほとんど干渉
音として人間の耳では聞こえないとされるので、この場
合にはその恐れがない。また、負荷材質、出力レベルに
関わらず発振周波数が一定なのでその差が大きく変化す
る恐れがなく、起動時のソフトスタート動作も一定周波
数で行なうので、発振周波数が一致して漏洩電磁界のピ
ーク値が増加したり、逆に広がって可聴範囲の干渉音が
発生する恐れもない。

【００６６】また、上記の２個のインバータ回路は、出
力が異なり発振周波数も異なるが、例えばすべて同一部
品を使用し同一プリント配線板等に載置して共通ユニッ
ト化し、組み込み時に切り替えスイッチで簡単に異なる
仕様とすることができるので製造価格を低減することが
可能となる。

【００６７】（実施例４）以下本発明の第４の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００６８】図５は本実施例の制御回路の回路ブロック
を示すもので、４５はマイクロコンピュータで、クロッ
ク発振手段４６とＡＤ変換器４７と分周手段４８と出力
設定手段５０と基準レベル設定手段４９とを内蔵し、水
晶発振器５１ａあるいは水晶発振器５２ｂとコンデンサ
５２ａあるいはコンデンサ５２ｂがクロック発振手段４
６に接続される。クロック発振手段４６には、スイッチ
５３の切り替えにより水晶発振器５１ａと水晶発振器５
１ｂのいずれかが選択的に接続される。インバータの入
力電流や、加熱コイル電流・電圧などインバータ回路の
高周波部の出力電流・電圧を検知する入出力検知手段５
７の出力信号はマイクロコンピュータ４５のＡＤ変換器
４７に入力し、ＡＤ変換器４７の出力は出力設定手段５
０に送られる。また、操作入力部５８の出力信号は基準
レベル設定手段４９に入力し、出力設定手段５０はＡＤ
変換器４７と基準レベル設定手段４９の出力信号を比較
して、その差に応じた信号を駆動時間比制御手段５４に
出力する。駆動時間比制御手段５４は出力設定手段５０
の出力と分周手段４８の出力信号に応じて駆動回路５５
と駆動回路５６に駆動信号を送る。

【００６９】上記のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作を説明する。切り替えスイッチ５
３が水晶発振器５１ａ側に接続されていると、クロック
発振手段４６と水晶発振器５１ａとコンデンサ５２ａ，
５２ｂにより４メガＨｚのクロックパルスが発生し、ク
ロック発振手段４６の出力パルスはシステムクロックと
してマイクロコンピュータ４５を動作させる。また、分
周手段４８にはカウンターが含まれており、前記のクロ
ックパルスを分周して２０ｋＨｚの矩形波を出力する。

【００７０】使用者が操作入力部５８の出力調節つまみ
あるいは出力調節キーを操作して、所望の出力設定をす
るとそれに応じた出力信号を出す。この信号に応じて、
基準レベル設定手段４９は対応する基準レベルをデジタ
ル信号に変換して設定する。また、基準レベル設定手段
４９は最大出力設定値やインバータの構成部品の最大印
加電圧・電流値に対応する基準レベルがデジタル的に処
理され記憶されている。

【００７１】ＡＤ変換器４７は入出力検知手段４７のア
ナログ信号をデジタル信号に変換し出力し、出力設定手
段５０は、このＡＤ変換器４７の出力信号と基準レベル
設定手段４９の出力信号を比較してその差が零となるよ
うにその差に応じた出力信号を駆動時間比制御手段５４
に出力する。駆動時間比制御手段５４は出力設定手段５
０の出力するデジタル信号をアナログ信号に変換して、
そのレベル信号と分周手段４８の出力する２０ｋＨｚの
矩形波とによって、周波数２０ｋＨｚすなわち周期とし
て４０μｓｅｃの時間内で、トランジスタ１８とトラン
ジスタ２０のオンオフタイミングに対応するパルスを駆
動回路５５と駆動回路５６に出力する。

【００７２】次に切り替えスイッチ５３を切り替えて水
晶発振器５１ｂをクロック発振手段４６に接続すると、
クロックパルスの周波数は４．２メガＨｚとなる。分周
手段４８の分周比率は同一になっているので出力パルス
は２１ｋＨｚとなる。したがって、インバータの発振周
波数もまた２１ｋＨｚとなる。

【００７３】以上のように、切り替えスイッチ５３によ
りインバータの発振周波数を切り替えているので、例え
ば同一構成のインバータユニットを２組用意して同一筐
体にその加熱コイルを近接して組み込み２口誘導加熱調
理器を構成しても切り替えスイッチ５３により発振周波
数の差を１ｋＨｚに設定できるので、同時に使用した時
の漏洩電磁界のスペクトラムの周波数分布が重なって特
定の周波数での漏洩電磁界のピーク値が増大するのを防
止できる。

【００７４】また、上記の発振周波数はマイクロコンピ
ュータ４５のクロックパルスの周波数をデジタル的に分
周したパルスをもとに、駆動時間比制御手段５４が、周
波数を一定にしてトランジスタ１８とトランジスタ２０
のオンオフ比率を可変して出力を可変制御するので、イ
ンバータの発振周波数精度が高くなり、負荷材質や出力
設定が変わっても、精度よく２個の隣接するインバータ
の発振周波数差を一定に保持できるので、２つのインバ
ータを同時に動作したとき、発振周波数が一致した場合
の漏洩電磁界の増大と、逆に周波数差が拡大した際に周
波数差に起因する干渉音の発生を防止できる。

【００７５】なお、第１の実施例では共振コンデンサ２
４を直流電源の負極と加熱コイル２３の間に接続した
が、第２の実施例の図３に示すように直流電源の正極と
加熱コイル２３との間に接続しても、また、第３の実施
例の図４に示すように分割して直流電源間に直列に接続
し加熱コイル２３をその分割点に接続しても同様の効果
が得られる。また、第１の実施例では共振コンデンサ２
６は加熱コイル２３に並列に接続されているが第２の実
施例の図３に示すようにトランジスタ２０のコレクタと
直流電源の正極間に接続してもよいし、トランジスタ２
０のコレクタと直流電源の負極間に接続しても良いし、
あるいは第３の実施例の図４に示すようにトランジスタ
２０のコレクタと直流電源の正負極に接続してもよい。

【００７６】また、第１の実施例では、ダイオード２２
のカソードをダイオード１９のアノードに接続したが、
トランジスタ２０のコレクタに接続してもよい。ただ
し、この場合には、前記のようにダイオード２２に直流
電源電圧を越える電圧が印加する恐れがあるので逆電圧
耐量の高いものが必要となる。また、ダイオード１９と
して逆回復電流の非常に小さいものを使用することが可
能ならば、ダイオード２１は省略することができる。

【００７７】また、上記のように第１の実施例において
加熱コイル２３と共振コンデンサ２６の並列回路と、共
振コンデンサ２４とダイオード２５の並列回路が直列に
接続され、前者がトランジスタ２０のエミッタ側に、後
者が直流電源の負極側に接続されているが、当然のこと
ながら両者の接続位置を変え、前者を直流電源の負極側
に接続してもよい。また、この時も、共振コンデンサ２
６はトランジスタ２０に並列に接続しても同様の効果が
得られる。

【００７８】また、第１の実施例において図１ではトラ
ンジスタ１８、ダイオード１９、トランジスタ２０、ダ
イオード２１などの半導体素子が独立した素子として記
載されているが、これらの半導体素子を複数個任意に組
み合わせて、単一素子として使用してもよいし、同様の
機能を有する他の種類の素子に置き換えてもよい。例え
ば、トランジスタ１８とダイオード２１を同一半導体チ
ップに一体的に構成し逆導通トランジスタとしたり、ト
ランジスタ１８とダイオード１９を同様に組み合わせ
て、逆素子ダイオードとして使用してもよいし、さらに
同一基板の上にチップを並べ電気絶縁部材で一体成形し
てもよい。また、任意の部品を複数個並列に接続して大
電流を分流させて使用するようにしてもよい。

【００７９】また、ダイオード２１はトランジスタ１８
の逆電圧を制限する機能を有する他の素子あるいは回路
で構成してもよい。

【００８０】

【発明の効果】以上のように本発明は、直流電源の正極
電位側に接続された第１のスイッチング手段と、第１の
スイッチング手段に直列的に接続されるとともに直流電
源の負極電位側に接続された第２のスイッチング手段
と、第２のスイッチング手段に流れ込もうとする逆電流
をバイパスする第１のバイパス手段と、第１のスイッチ
ング手段あるいは第２のスイッチング手段のオンオフに
より共振回路ループを変えて共振する加熱コイルと第１
の共振コンデンサからなる共振回路と、第１のスイッチ
ング手段と第２のスイッチング手段を一定周波数で交互
に駆動するとともにその駆動時間比を変化させる駆動時
間比制御手段を備えているので、負荷材質や出力設定に
かかわらず一定の周波数でインバータを動作させること
が可能である。また、第１のスイッチング手段に直列的
に接続された第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段
と、第２のスイッチング手段のオフ時に、前記加熱コイ
ルと共振して第２のスイッチング手段に共振電圧を印加
する第２の共振コンデンサを設けたので、第２のスイッ
チング素子の遮断直後、第２のスイッチング素子に加わ
る電圧を共振波形とすることができるので、第２のスイ
ッチング素子のスイッチング損失と高周波雑音の発生量
を大幅に抑制することができる。さらに、第１の共振コ
ンデンサに所定の電圧が印加すると第１の共振コンデン
サに流れ込む電流をバイパスする第２のバイパス手段を
設けたので、第２のスイッチング素子に流れる電流がピ
ーク値に達した後の電流値の減衰量を小さくでき、常に
上記の第２のスイッチング素子をその順方向電流が流れ
ている状態で遮断することが可能となり、前述した遮断
後に印加する共振電圧により第２のスイッチング素子の
高電位側端子の電位を直流の高電位より高くあるいは直
流電位に近づけることが可能となり、引き続いて導通状
態になる第１のスイッチング素子のターンオン時の第２
の共振コンデンサを充電するスパイク状のターンオン電
流の発生を防止あるいはターンオン電流の値が大きくな
らないように抑制することができ、その際のスイッチン
グ損失の発生あるいは増大を防止することができるもの
である。

【００８１】また本発明は、直流の高電位と低電位間に
接続された高電位側の第１のスイッチング素子および第
１のスイッチング素子の逆電流を阻止する第１のダイオ
ードの直列接続体と低電位側の第２のスイッチング素子
からなる直列回路と、第２のスイッチング素子に逆並列
に接続した第２のダイオードと、第１のスイッチング素
子および第２のダイオードの直列接続体と第２のスイッ
チング素子との接続点と直流の高電位または低電位との
間に接続された第１の共振コンデンサおよび加熱コイル
からなる直列回路と、第１のスイッチング素子および第
２のダイオードからなる直列接続体あるいは第２のスイ
ッチング素子に並列に接続された第２の共振コンデンサ
と、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
を交互に駆動するとともにその駆動時間比を変化させる
駆動時間比制御手段を設けたので、負荷材質や出力設定
にかかわらず一定の周波数でインバータを動作させるこ
とが可能であるとともに、第２のスイッチング素子のス
イッチング損失と高周波雑音の発生量を抑制することが
できる。また、第１の共振コンデンサと加熱コイルの接
続点にカソードを接続し直流の高電位あるいは前記直流
の低電位にアノードを接続した第３のダイオードを設け
たので、第１のスイッチング素子のターンオン時の第２
の共振コンデンサを充電するスパイク状のターンオン電
流の発生を防止あるいはターンオン電流の値が大きくな
らないように抑制することができその際のスイッチング
損失の発生あるいは増大を抑制することができる。ま
た、インバータが低出力になった場合、第２のスイッチ
ング素子がオフした後、第２のスイッチング素子に印加
する共振電圧が小さくなり、引き続いて第１のスイッチ
ング素子がオンする際、第２の共振コンデンサを充電す
るターンオン損失が第１のスイッチング素子に発生する
が、前記のインバータを所定の出力以下において間欠的
に動作させるデューティ比制御手段を設けているので、
その損失を所定の値以下に抑制することができまた、商
用電源に対してフリッカーなどの影響を与えることなく
出力調節範囲を拡大することができるものである。

【００８２】また本発明は、前記請求項１記載の誘導加
熱調理器における第１のスイッチング手段の逆電流阻止
手段を第１のスイッチング手段の低電位側に直列的に接
続するとともに、逆電流阻止手段の高電位側端子と第２
のスイッチング手段の低電位側端子間に第１のバイパス
手段を接続したので、第１のバイパス手段に印加する電
圧を直流電源電圧以下とすることが可能で、第１のバイ
パス手段を低価格で小型なものとすることができるもの
である。

【００８３】また本発明は、前記請求項１記載の誘導加
熱調理器における第１のスイッチング手段に並列的に、
第１のスイッチング手段に印加する逆電圧を抑制する逆
電圧制限手段を設けたので、第１のスイッチング手段の
逆電圧阻止手段が急激に順バイアスから逆バイアスされ
た瞬間に、その逆電流阻止手段内部に生じる微小の逆回
復電流が発生する期間、第１のスイッチング手段に逆電
圧が印加して破壊するのを防止することができるもので
ある。

【００８４】また本発明は、請求項１記載の誘導加熱調
理器の構成を備え、また瞬時出力電力に対応する信号を
前記駆動時間比制御手段に出力し、前記瞬時出力電力を
所定値に固定するとともに、間欠的に前記駆動時間比制
御手段を動作させるデューティ比制御手段を駆動する出
力設定手段を設けたので、第１のスイッチング手段の駆
動時間比が小さくなりすぎたり、あるいは大きくなりす
ぎて、第１のスイッチング手段のターンオン電流が増大
してそのスイッチング損失が増大したり、あるいは、高
周波雑音が増大したりすることを防止できるとともに、
出力調節範囲を拡大することができる。また、一定発振
周波数のまま、前記駆動時間比制御手段により制御され
る駆動時間比を初期値から前記瞬時出力電力の所定値に
対応する値まで徐々に変化させるソフトスタート手段を
設けたので、この構成の誘導加熱調理器を複数個、極め
て近接して配置し、上記のようにデューティ比制御手段
により間欠起動動作させた時でも、相互の周波数差に起
因する耳障りな干渉音の発生を防止できる。

【００８５】また本発明は、スイッチング素子の損失が
少なく、また高周波雑音の発生量の少ない請求項１記載
の誘導加熱調理器を構成するインバータと同様のインバ
ータを複数組備えているので、冷却部品あるいは冷却構
成の簡素化が図れ、また高周波雑音対策としてのシール
ド部材を省くことが可能で、小型の安価な多口誘導加熱
調理器を提供することができる。また、個々のインバー
タは、一定の周波数で発振し、周波数切り替え手段が付
設されているので、簡単に個々のインバータの発振周波
数に差を設けることができ、さらに負荷材質や出力設定
により発振周波数の変動がないので複数のインバータを
同時に動作させても、各々の高周波雑音の高調波の周波
数が一致して各周波数における電磁界の大きさが増加し
たり、逆に周波数差が大きくなって干渉音を発生したり
する恐れがない。また、複数のインバータを、切り替え
手段以外共通にすることができ、部品を共用化できるの
で、製造コストを低減することもできるものである。

【００８６】また本発明は、出力制御部はデジタル的に
制御されているので、他の制御機能とともにマイクロコ
ンピュータなどにより集積化が容易で、これらを動作さ
せる高周波数のクロックパルスをデジタル的に分周して
所定の周波数の信号を発生する分周手段を備えており、
この分周手段はカウンターなどによりまた同様に容易に
実現でき、また発振周波数の精度も良くすることができ
る。この分周手段の出力と出力制御部の出力に応じて第
１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を一定
の周波数でその導通比を可変して出力を変えるので、イ
ンバータの発振周波数を精度良く一定とすることがで
き、上記のように出力制御部とともに集積化することが
容易となる。また、デジタル的に処理をするので、プロ
グラムの変更により種々の制御が可能で、汎用のマイク
ロコンピュータを使用可能で特殊な集積回路を作ること
を避けることができ初期投資金額を抑制することができ
るものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図２】本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器
の動作説明図

【図３】本発明の第２の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図４】本発明の第３の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図５】本発明の第４の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図６】従来の誘導加熱調理器の回路ブロック図

【図７】従来の誘導加熱調理器の動作説明図

【符号の説明】

１８，１８ａ，１８ｂ トランジスタ（第１のスイッチ
ング手段） １９，１９ａ，１９ｂ ダイオード（第１のスイッチン
グ手段の逆電流阻止手段） ２０，２０ａ，２０ｂ トランジスタ（第２のスイッチ
ング手段） ２１，２１ａ，２１ｂ ダイオード（逆電圧制限手段） ２２，２２ａ，２２ｂ ダイオード（第１のバイパス手
段） ２３，２３ａ，２３ｂ 加熱コイル ２４ 共振コンデンサ（第１の共振コンデンサ） ２５，２５ａ，２５ｂ ダイオード（第３のバイパス手
段） ２６ 共振コンデンサ（第２の共振コンデンサ） ２７ 制御回路（駆動時間比制御手段） ２９ 共振コンデンサ（第１の共振コンデンサ） ３０ 共振コンデンサ（第２の共振コンデンサ） ３２ｃ 駆動時間比制御手段 ３２ｄ ソフトスタート手段 ３２ｅ デューティ比制御手段 ３２ｇ 出力設定手段 ３３ インバータ ３４ａ，３４ｂ，３５ａ，３５ｂ 共振コンデンサ（第
１の共振コンデンサ） ３６ａ，３６ｂ，３７ａ，３７ｂ 共振コンデンサ（第
１の共振コンデンサ） ４０ａ，４０ｂ 駆動時間比制御手段 ４３ａ，４３ｂ 出力・周波数切り替え手段 ４４ａ，４４ｂ 切り替えスイッチ ４６ クロック発振手段 ５０ 出力設定手段（出力制御部） ５１ａ，５１ｂ 水晶発振器 ５３ 切り替えスイッチ ５４ 駆動時間比制御手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 裕二 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源間に直列的に接続され前記直流電
   源の正極側に接続される第１のスイッチング手段と前記
   直流電源の負極側に接続される第２のスイッチング手段
   と、前記第１のスイッチング手段に直列的に接続された
   前記第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段と、前記
   第２のスイッチング手段に流れ込もうとする逆電流をバ
   イパスする第１のバイパス手段と、前記第１のスイッチ
   ング手段あるいは前記第２のスイッチング手段のオンオ
   フにより共振回路ループを変えて共振する加熱コイルと
   第１の共振コンデンサからなる共振回路と、前記第１の
   共振コンデンサに所定の電圧が印加すると前記第１の共
   振コンデンサに流れ込もうとする電流をバイパスする第
   ２のバイパス手段と、前記第２のスイッチング手段のオ
   フ時に、前記加熱コイルと共振して前記第２のスイッチ
   ング手段に共振電圧を印加する第２の共振コンデンサ
   と、前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチ
   ング手段を一定周波数で交互に駆動するとともにその駆
   動時間比を変化させる駆動時間比制御手段を備えた誘導
   加熱調理器。
2. 【請求項２】第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段
   を前記第１のスイッチング手段の低電位側に直列的に接
   続するとともに、前記逆電流阻止手段の高電位側端子と
   第２のスイッチング手段の低電位側端子間に第１のバイ
   パス手段を接続した請求項１記載の誘導加熱調理器。
3. 【請求項３】第１のスイッチング手段に並列的に、前記
   第１のスイッチング手段に印加する逆電圧を抑制する逆
   電圧制限手段を備えた請求項１記載の誘導加熱調理器。
4. 【請求項４】瞬時出力電力に対応する信号を駆動時間比
   制御手段に出力し、前記瞬時出力電力を所定値に固定す
   るとともに、間欠的に前記駆動時間比制御手段を動作さ
   せるデューティ比制御手段を駆動する出力設定手段と、
   前記駆動時間比制御手段により制御される駆動時間比を
   初期値から前記瞬時出力電力の所定値に対応する値まで
   徐々に変化させるソフトスタート手段を備えた請求項１
   記載の誘導加熱調理器。
5. 【請求項５】複数の加熱コイルと、前記複数の加熱コイ
   ルをそれぞれ含み直流を高周波電流に変換する複数のイ
   ンバータ回路を備え、前記複数のインバータ回路はそれ
   ぞれ、直流電源間に直列的に接続され、前記直流電源の
   正極側に接続される第１のスイッチング手段と前記直流
   電源の負極側に接続された第２のスイッチング手段と、
   前記第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段と、前記
   第２のスイッチング手段の逆電流をバイパスする第１の
   バイパス手段と、前記第１のスイッチング手段あるいは
   前記第２のスイッチング手段のオンオフにより共振回路
   ループを変えて共振する加熱コイルと第１の共振コンデ
   ンサからなる共振回路と、前記第１の共振コンデンサに
   所定の電圧が印加すると前記第１の共振コンデンサに流
   れ込む電流をバイパスする第２のバイパス手段と、前記
   第２のスイッチング手段のオフ時に、前記加熱コイルと
   共振して前記第２のスイッチング手段に共振電圧を印加
   する第２の共振コンデンサと、前記第１のスイッチング
   手段と前記第２のスイッチング手段を一定周波数で交互
   に駆動するとともにその駆動時間比を変化させる駆動時
   間比制御手段と、前記周波数の切り替え手段を備えた誘
   導加熱調理器。
6. 【請求項６】高周波数のクロックパルスを発生するクロ
   ック発振手段と、前記クロック発振手段の出力信号によ
   りデジタル的に動作し加熱出力に対応する信号を出力す
   る出力制御部と、クロックパルスの周波数をデジタル的
   に分周して所定の周波数の信号を発生する分周手段を設
   け、前記駆動時間比制御手段は前記出力制御部の出力信
   号と前記分周手段の出力信号に応じて前記第１のスイッ
   チング素子と前記第２のスイッチング素子を所定の発振
   周波数で交互に駆動するとともにその駆動時間比を変化
   させる構成とした請求項１または５記載の誘導加熱調理
   器。