JPH06181091A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スイッチング手段の損失の少なく、高周波雑
音の発生の少ない誘導加熱調理器を提供することを目的
とする。 【構成】 直流電源間に、トランジスタ１４とその逆電
流阻止ダイオード１５とトランジスタ１６を直列的に接
続し、トランジスタ１６に並列的に加熱コイル１８と共
振コンデンサ１９および共振コンデンサ２０の共振回路
を接続し、ダイオード１７をトランジスタ１６に逆並列
に接続し、トランジスタ１４とトランジスタ１６を相互
に駆動し、トランジスタ１４の駆動時間を可変して出力
を調節する制御回路２１を設けることにより、トランジ
スタ１４とトランジスタ１６のスイッチング時に発生す
る損失が少なく、高周波雑音の少ない出力調節可能な誘
導加熱調理器が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源間に直列接続
されて交互に導通するスイッチング手段を有し、そのス
イッチング素子の駆動時間を可変して出力制御するイン
バータ回路を備えた誘導加熱調理器に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波磁界により負荷鍋底に渦電
流を誘起して加熱する誘導加熱調理器は、清潔で安全
で、加熱効率の高い調理器具として注目されており、さ
らに、２００Ｖの電源利用により、高出力化が図られて
いる。

【０００３】以下に従来の誘導加熱調理器について説明
する。図６は従来の誘導加熱調理器に使用されているプ
ッシュプルインバータを示すものである。図６において
直流電源１の正極にＮＰＮトランジスタ（以下単にトラ
ンジスタと呼ぶ）２のコレクタが接続され、トランジス
タ２のエミッタとトランジスタ３のコレクタが接続さ
れ、トランジスタ３のエミッタは直流電源１の負極に接
続されている。ダイオード４がトランジスタ２と逆並列
に、またダイオード５がトランジスタ３と逆並列にそれ
ぞれ接続されている。加熱コイル６と共振コンデンサ７
の直列回路がトランジスタ３のコレクタと直流電源１の
負極との間に接続され、また共振コンデンサ８がトラン
ジスタ３のコレクタ−エミッタ間に接続されている。

【０００４】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作について図７の動作波形を用いて
説明する。図７（Ａ）はトランジスタ２のコレクタ−エ
ミッタ間の電圧波形で、同図（Ｂ）はトランジスタ２と
ダイオード４に流れる電流波形で、同図（Ｃ）はトラン
ジスタ３のコレクタ−エミッタ間に印加する電圧波形
で、同図（Ｄ）はトランジスタ３とダイオード５に流れ
る電流波形であり、同図（Ｅ）はトランジスタ２のベー
ス電流波形で同図（Ｆ）はトランジスタ３のベース電流
波形である。

【０００５】まず、ダイオード４に共振電流が流れてい
る時点t1でトランジスタ２のベースに図７（Ｅ）に示す
駆動パルスが印加され共振電流の流れる方向が変わりト
ランジスタ２が導通すると、トランジスタ３はオフして
いるので直流電源１が加熱コイル６と共振コンデンサ７
の直列共振回路に印加し、図７（Ｂ）の斜線部（ａ）で
示す共振電流が図６の（ａ）で示す回路ループに流れ
る。時点t1からＴ時間後の時点t2でトランジスタ２のベ
ース電流がオフし、トランジスタ２は蓄積電荷などによ
る少しの時間遅れの後遮断する。加熱コイル６に蓄えら
れたエネルギーにより、加熱コイル６を流れる電流は図
６の（ｂ）で示す回路ループに流れ、ダイオード５には
図７の（ｂ）で示す波形の電流が流れる。

【０００６】時点t2から遅延時間Td後すなわちダイオー
ド５に電流が流れている時点t3においてトランジスタ３
のベースに図７（Ｆ）の駆動パルスが印加される。共振
電流の向きが変わると上記のようにトランジスタ３が駆
動されているので共振電流は図６の（ｃ）で示す回路ル
ープに流れ、トランジスタ３に流れる電流は図７の斜線
部（ｃ）で示す波形となる。時点t3からＴ時間後の時点
t4でトランジスタ３のベース電流がオフし、トランジス
タ３は蓄積電荷などによる少しの時間遅れの後遮断す
る。加熱コイル６に蓄えられたエネルギーにより、加熱
コイル６を流れる電流は図６の（ｄ）で示す回路ループ
に流れるようになり、ダイオード４には図７の（Ｄ）で
示す波形の電流が流れる。

【０００７】そして時点t4から遅延時間Td後すなわちダ
イオード４に電流が流れている時点t5においてトランジ
スタ２のベースに図７（Ｅ）の駆動パルスが印加され
る。共振電流の向きが変わると上記のようにトランジス
タ２が駆動されているので共振電流は図６の（ａ）で示
す回路ループに再度流れ、上記の一連の動作を繰り返
す。

【０００８】コンデンサ８はいわゆるスナバコンデンサ
で、トランジスタ３が遮断したとき、トランジスタ３の
コレクタ−エミッタ間に印加する電圧の立ち上がりが急
峻になるのを防止し、周囲の電子機器に高周波雑音によ
る妨害を与えないようにするとともに、トランジスタ２
およびトランジスタ３のオフ時のスイッチング損失を低
減するものである。そして出力はトランジスタ２とトラ
ンジスタ３の導通時間Ｔを変えて調節する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の構
成では、コンデンサ８の容量を小さくするとトランジス
タ３の遮断時にトランジスタ３に印加する電圧の立ち上
がり時の上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大きくなり、トランジ
スタ３のスイッチング損失が増大しあるいは高周波雑音
の発生量が増えまたダイオード４とダイオード５に流れ
る電流が増えその損失が増加するという課題がある。

【００１０】逆にコンデンサ８の容量を大きくすると、
トランジスタ２が遮断した場合に加熱コイル６の電流は
コンデンサ８に蓄積された電荷が放電するまでコンデン
サ８に流れるのでトランジスタ２が遮断してから、ダイ
オード５に電流の流れる期間が減少するため、とりわけ
トランジスタ２の遮断する直前のコレクタ電流が少なく
なる負荷あるいは低出力状態では、図８（Ｄ）に示すよ
うにダイオード５に共振電流が流れる期間Td1 が短くな
る。一方図８（Ｅ）はトランジスタ２の駆動パルスを示
し、同図（Ｆ）はトランジスタ３の駆動パルスを示す
が、トランジスタ２とトランジスタ３が同時に導通する
と直流電源１を短絡してこれらの素子を破壊するので、
この同時導通を防止するために、図８（Ｆ）のTd2 で示
す遅延時間を設定している。上記のようにダイオード５
に共振電流の流れる期間Td1 が短くなるとトランジスタ
３の駆動開始以前にトランジスタ３に順バイアスが印加
することになり図８に示す時点t1から時点t2までの期間
トランジスタ３に高電圧が発生しトランジスタ３のスイ
ッチング損失が増大し、高周波雑音も増大するという課
題がある。

【００１１】コンデンサ８の容量をさらに増加したり加
熱コイル６の電流を低下させると図９（Ｂ）および図９
（Ｄ）に示すようにダイオード４あるいはダイオード５
に電流が流れなくなり時点t1および時点t2でコンデンサ
８を短絡的に放電あるいは充電する電流が増大しトラン
ジスタ３およびトランジスタ２のターンオン損失が増大
するとともに高周波雑音がさらに増加するという課題が
あった。

【００１２】本発明は上記課題を解決するもので、スイ
ッチング手段に発生するスイッチング損失が小さく、ま
た高周波雑音の発生量が少なく、容易に出力コントロー
ル可能なインバータを提供し、誘導加熱調理器を小型
化、低価格化することを目的としている。

【００１３】

【課題を解決するための手段】そして上記目的を達成す
るための第１の課題解決手段は、直流電源間に直列的に
接続され前記直流電源の正極側に接続される第１のスイ
ッチング手段と前記直流電源の負極側に接続される第２
のスイッチング手段と、前記第１のスイッチング手段に
直列的に接続された前記第１のスイッチング手段の逆電
流阻止手段と、前記第２のスイッチング手段に流れ込も
うとする逆電流をバイパスする第１のバイパス手段と、
前記第１のスイッチング手段あるいは前記第２のスイッ
チング手段のオンオフにより共振回路ループを変えて共
振する加熱コイルと第１の共振コンデンサからなる共振
回路と、前記第２のスイッチング手段のオフ時に、前記
加熱コイルと共振して前記第２のスイッチング手段に共
振電圧を印加する第２の共振コンデンサを備えたインバ
ータと、前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイ
ッチング手段を交互に駆動するとともに前記第１のスイ
ッチング手段の駆動時間を可変し、また前記第２のスイ
ッチング手段を所定の期間駆動して前記インバータの出
力を制御する出力制御手段を設けたものである。

【００１４】また上記目的を達成するための第２の課題
解決手段は、上記第１の課題解決手段の構成とするとと
もに、前記出力制御手段は、前記第２のスイッチング手
段に流れる共振電流が最大値付近に達したことを検知す
る第１のタイミング回路を備え、前記第１のタイミング
回路の出力に基づき、前記第２のスイッチング手段の駆
動を停止する構成としたものである。

【００１５】また上記目的を達成するための第３の課題
解決手段は、上記第１の課題解決手段の構成とするとと
もに、前記出力制御手段は、前記第２のスイッチング手
段のオフ後、前記第２のスイッチング手段に印加する共
振電圧がピーク付近に達したことを検知する第２のタイ
ミング回路を備え、前記第２のタイミング回路の検知結
果に基づいて、前記第１のスイッチング手段を駆動する
を設けたものである。

【００１６】また上記目的を達成するための第４の課題
解決手段は、上記第１の課題解決手段の構成とするとと
もに、所定の電圧が印加すると前記第１の共振コンデン
サに流れ込もうとする電流をバイパスする第２のバイパ
ス手段を具備する構成としたものである。

【００１７】

【作用】本発明の誘導加熱調理器は、上記第１の課題解
決手段の構成により、直流電源の正極電位側に設けられ
た第１のスイッチング手段が導通すると、負極電位側の
第２のスイッチング手段はオフしているので、第１のス
イッチング手段を介して、加熱コイルと第１の共振コン
デンサの共振回路に共振電流が流れる。

【００１８】前記の共振電流が流れている時、第１のス
イッチング手段がオフすると、加熱コイルに蓄積された
エネルギーにより加熱コイル電流を維持する方向に起電
力が発生する。前記加熱コイルに発生した起電力によ
り、加熱コイルと第１の共振コンデンサと第１のバイパ
ス手段で構成される回路ループに共振電流が発生する。

【００１９】この共振電流が第１のバイパス手段に流れ
ている間に、第２のスイッチング手段が前もって駆動さ
れており共振電流の流れる方向が変わると、第１のバイ
パス手段はその電流を阻止するので、共振電流はスムー
ズに第２のスイッチング手段に流れ込む。

【００２０】第２のスイッチング手段の駆動開始後、出
力設定手段は設定された所定の駆動時間が経過すると駆
動信号を停止するので、第２のスイッチング手段がオフ
し、第２のスイッチング手段の高電位側が正の電位とな
る極性の電圧が加熱コイルに発生する。この電圧は第２
の共振コンデンサを充電あるいは放電し第２の共振コン
デンサと加熱コイルの共振電圧が発生する。このとき第
２の共振コンデンサに印加する共振電圧により第２のス
イッチング手段の印加電圧も上昇し、直流電源電圧を越
えるが、第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段が設
けられているので、印加電圧はそのまま上昇しピーク電
圧に達した後、再度直流電圧に戻る。したがって第２の
スイッチング手段の印加電圧が直流電源電圧を越えてか
ら再度その電圧まで戻るまでに所定の時間を設けること
が可能となる。この時間の間に、第１のスイッチング素
子を駆動すれば、第１のスイッチング手段ターンオン損
失（第１のスイッチング手段に順方向の電圧が印加した
状態でターンオンし第２の共振コンデンサを充電あるい
は放電するスパイク状の電流と印加電圧との積による損
失）が発生せずまた、ターンオン時の高周波雑音の発生
を防止することができる。

【００２１】また、上記のように第２のスイッチング手
段がオフする際、この素子への印加電圧は、共振電圧と
なるので電圧の上昇率ｄｖ／ｄｔは比較的小さく、オフ
時のスイッチング損失となる印加電流と印加電圧の積を
抑制することが可能で、当然のことながらｄｖ／ｄｔの
抑制効果による高周波雑音の低減も可能となる。

【００２２】さらに、第１のスイッチング手段の駆動時
間を可変する駆動時間比制御手段を設けているので、加
熱コイル電流の大きさを変えることが可能で、負荷鍋に
対する誘導加熱出力を連続可変制御することができるも
のである。

【００２３】また上記第２の課題解決手段の構成によ
り、第２のスイッチング手段に流れる共振電流が最大値
付近に達したことを検知する第１のタイミング回路を備
え、第１のタイミング回路の出力に基づき、第２のスイ
ッチング手段の駆動を停止するので、加熱コイル電流の
最大値（ピーク値）すなわち加熱コイルに蓄えられる電
磁エネルギーが最大の時点で第２のスイッチング手段を
オフすることができ、第２のスイッチング手段がオフし
た後に第２のスイッチング手段に印加する共振電圧を最
大にすることが可能となる。したがって、上述したよう
に第２のスイッチング手段のオフ後に第２のスイッチン
グ手段に印加する電圧が直流電源の正極電位を越える期
間を設け易くなり、越えない場合でも正極電位と第２の
スイッチング手段に印加する共振電圧のピーク値との差
を最小限にすることができ、また負荷が変わり加熱コイ
ルと第１の共振コンデンサの共振周波数が変動しても自
動的に応答するので、第１のスイッチング手段の駆動信
号を出力するタイミングの設定が容易となるとともに、
第１のスイッチング手段のターンオン損失および高周波
雑音の発生の防止あるいは低減化を図ることが可能とな
るものである。

【００２４】また、上記第３の課題解決手段の構成によ
り、第２のスイッチング手段のオフ後、第２のスイッチ
ング手段に印加する共振電圧がピーク付近に達したこと
を検知する第２のタイミング回路を備え、出力制御手段
は前記第２のタイミング回路の検知結果に基づいて、前
記第１のスイッチング手段を駆動するので、第２のスイ
ッチング手段のオフ後第２のスイッチング手段に印加す
る電圧の最大値を追尾して第１のスイッチング手段を駆
動することが可能となり、第１のスイッチング手段に逆
電圧が印加している時点、もしくは第１のスイッチング
手段に印加する順バイアス電圧の最小となる時点付近で
出力制御手段が第１のスイッチング手段の駆動信号を出
力することができる。したがって負荷が変わり加熱コイ
ルと第２の共振コンデンサの共振周波数が変動しても自
動的に応答して、最適のタイミングで駆動開始して第１
のスイッチング手段のターンオン損失および高周波雑音
の発生の防止あるいは低減化を図ることができるもので
ある。

【００２５】また、上記第４の課題解決手段の構成によ
り、所定の電圧が印加すると第１の共振コンデンサに流
れ込もうとする電流をバイパスする第２のバイパス手段
を備えているので、第２のスイッチング手段に共振電流
が流れ始めてから時間が経過し、その電流のｄｉ／ｄｔ
が零となり減少に転ずると、加熱コイルの印加電圧が反
転する。加熱コイルの印加電圧が反転すると、第１の共
振コンデンサに印加する電圧が反転し第２のバイパス手
段に所定の電圧が印加するので、第２のバイパス手段が
導通状態となり電流は第１の共振コンデンサに流れず第
２のバイパス手段に流れる。すなわち、第１の共振コン
デンサが第２のバイパス手段によりバイパスされるの
で、加熱コイルに蓄積されたエネルギーによって加熱コ
イルが電流源となり、加熱コイルと第２のスイッチング
手段と第２のバイパス手段（場合によっては内部インピ
ーダンスの小さい直流電源も含まれる）で構成される閉
回路に振動のない一定方向の循環電流が流れる。

【００２６】一方、第２のスイッチング手段が導通を開
始してからその電流値が最大になるまでの時間は加熱コ
イルと第２の共振コンデンサの共振周波数に依存する
が、加熱コイルのインピーダンスは負荷との合成インピ
ーダンスであるので負荷により変動する。したがって、
上記の第２のスイッチング手段の電流の最大となる時点
は負荷の形状や材質などにより変動する。第２のスイッ
チング手段の駆動信号を例えば、第２のスイッチング手
段がオンしてから所定時間後にオフするように設定する
と、第２のスイッチング手段のオフする時点が固定され
るので、負荷の種類にかかわらず第２のスイッチング手
段のオフする時点を、第２のスイッチング手段の電流の
最大となる時点に合致させることが困難となる。共振電
流は振動するので、最大値となる時点前後で電流値は減
少し、特定の負荷以外では第２のスイッチング手段がオ
フするときの遮断電流は最大値からずれ、小さくなり場
合によっては負となり、第２のスイッチング手段の逆方
向に流れようとする電流をバイパスする第１のバイパス
手段に電流が流れる。

【００２７】しかし本課題解決手段の構成では前述のよ
うにほぼ最大電流を保持する振動のない循環電流を第２
のスイッチング手段に発生させることができるので、全
ての負荷において第２のスイッチング手段に流れる電流
が最大値となる時点付近以降で第２のスイッチング手段
の駆動信号をオフするように設定すれば、第２のスイッ
チング手段のオフ時に流れる電流を最大値に略等しくす
ることができる。したがって、第２のスイッチング手段
のオフ後には、必ず高電位側が正の電位となる極性の電
圧が加熱コイルに発生する。この電圧は前述のように、
第２の共振コンデンサを充電あるいは放電し、第２の共
振コンデンサと加熱コイルの共振電圧を発生させ、第２
のスイッチング手段の印加電圧を上昇させ、直流電源電
圧を越えさせる。第１のスイッチング手段の逆電流阻止
手段が設けられているので、印加電圧はそのまま上昇し
ピーク電圧に達した後、再度直流電圧に戻る。したがっ
て第２のスイッチング手段の印加電圧が直流電源電圧を
越えてから再度その電圧まで戻るまでに所定の時間を設
けることが可能となる。この時間の間に、第１のスイッ
チング素子を駆動すれば、第１のスイッチング手段ター
ンオン損失が発生せずまた、ターンオン時の高周波雑音
の発生を防止することができる。また、第２のスイッチ
ング手段に印加する共振電圧が直流電源の正極電位に達
しなくても、直流電源の正極電位に最大限近付けられる
ので第１のスイッチング手段のターンオン電流を最小限
の値とし第１のスイッチング手段の損失や高周波雑音を
抑制することができるものである。

【００２８】

【実施例】

（実施例１）以下本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。

【００２９】図１において、商用電源９を全波整流器１
０で整流し、その出力の脈流直流電圧がチョークコイル
１１と電源コンデンサ１２を介してインバータ回路１３
に供給されている。インバータ回路１３においては、入
力された直流の正極と負極間に、ＮＰＮトランジスタ
（以下単にトランジスタと呼ぶ）１４とダイオード１５
の直列接続体とＮＰＮトランジスタ（以下単にトランジ
スタと呼ぶ）１６が直列に接続されている。トランジス
タ１６には逆並列にダイオード１７が接続されている。
約５０〜６０μＨのインダクタンスの加熱コイル１８と
容量が約２．７μＦの共振コンデンサ１９の直列回路が
トランジスタ１６のコレクタと直流の負極端子間に接続
されている。トランジスタ１６には容量が約０．２μＦ
の共振コンデンサ２０が並列に接続され、制御回路２１
はマイクロコンピュータを含み、カレントトランス２２
の出力信号とトランジスタ１６のコレクタ−エミッタ電
圧を入力し、出力信号をトランジスタ１４と、トランジ
スタ１６のベースエミッタ間に駆動パルスを出力してい
る。

【００３０】制御回路２１は、カレントトランス２２の
信号を検知する入力電流検知回路２３と入力電力設定回
路２４の出力を比較してその検知結果に応じた信号を出
力する比較回路２５と、トランジスタ１６のコレクタ電
圧を検知して内部の設定値と比較してその比較結果に応
じた信号を出力するコレクタ電圧検知回路２６と、比較
回路２５の出力信号あるいはコレクタ電圧検知回路２６
の出力信号に応じてトランジスタ１４の駆動時間T1を設
定する駆動時間幅設定回路２７と、駆動時間幅設定回路
２７の出力信号に応じてトランジスタ１４を駆動する駆
動回路２８と、トランジスタ１４の駆動停止後トランジ
スタ１６の駆動信号を出力するまでの遅延時間Td1 を設
定する遅延回路２９と、遅延回路２９の出力信号に応じ
てトランジスタ１６の駆動を開始し内部で設定された所
定の時間幅で駆動する駆動信号を出力する駆動信号出力
回路３０と、駆動信号出力回路３０の出力信号に応じて
トランジスタ１６を駆動する駆動回路３１と、トランジ
スタ１６の駆動停止後トランジスタ１４の駆動を開始す
るまでの遅延時間Td2 を設定する遅延回路３２とから構
成されている。

【００３１】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、図２を用いてその動作を説明する。チョークコ
イル１１と電源コンデンサ１２はインバータ回路２１で
発生する高周波と商用電源を分離するもので、電源コン
デンサ１２は約１０μＦ程度の容量を有し、高周波的に
みてインピーダンスが極めて小さくまたインバータ回路
の直流電源となるもので、インバータ回路で発生する高
周波大電流が流れる。

【００３２】図２（Ａ）はトランジスタ１４のコレクタ
−エミッタ間電圧を示す波形で、同図（Ｂ）はトランジ
スタ１４のコレクタ電流波形で、同図（Ｃ）はトランジ
スタ１６のコレクタ−エミッタ間電圧波形で、同図
（Ｄ）はトランジスタ１６のコレクタ電流とダイオード
１７に流れる電流波形で、同図（Ｅ）は共振コンデンサ
２０の電流波形で、同図（Ｆ）は駆動時間幅設定回路２
７の出力信号で、同図（Ｇ）は駆動信号出力回路３０の
出力信号を示すものである。

【００３３】さて、同図（Ｆ）において、トランジスタ
１４に逆電圧が印加している時点t1で駆動時間幅設定回
路２７から駆動信号が出力され、この信号に基づき駆動
回路２８がトランジスタ１４を駆動し時点t2で順方向電
圧が印加すると同時にトランジスタ１４は導通状態にな
り、斜線部（ａ）で示すコレクタ電流が図１の破線
（ａ）で示す回路ループに流れる。駆動時間幅設定回路
２７は駆動開始時点t1からT1時間後すなわち時点t3で駆
動信号を停止するので、トランジスタ１４がトランジス
タ固有のわずかな遅延時間後オフする。すると、加熱コ
イル１８に蓄積されたエネルギーにより加熱コイル１８
と共振コンデンサ１９の接続点が正、加熱コイル１８と
ダイオード１５のカソードとの接続点が負となる起電力
が加熱コイル１８の両端に発生する。この起電力により
図１の一点鎖線（ｂ）および（ｃ）で示す回路ループに
図２の斜線部（ｂ）および（ｃ）で示す共振電流が流れ
る。

【００３４】遅延回路２９は、駆動時間幅設定回路２７
の駆動信号がオフした時点t3よりわずかな遅延時間Td1
後、ダイオード１７に順方向電流が流れている時に、す
なわち上記の共振電流の流れる方向が変わる前に出力信
号を出し、駆動信号出力回路３０はこの出力信号に同期
し内部で設定されている時間幅T2の駆動パルスを駆動回
路３１に出力する。そして駆動回路３１はこれに応じて
トランジスタ１６を駆動するので図１の回路ループ
（ｂ）から回路ループ（ｃ）に電流の流れる回路ループ
が切り替わるときに電流が連続して流れ、トランジスタ
１６のエミッタコレクタ間に電圧が発生することがな
い。この遅延時間Td1 はまた、短くなり過ぎてトランジ
スタ１４とトランジスタ１６が同時に導通しないように
設定される。

【００３５】時点t4で駆動信号出力回路３０の駆動信号
が停止すると、トランジスタ１６固有のわずかな遅延時
間後にトランジスタ１６がオフし、加熱コイル１８に蓄
積されたエネルギーにより加熱コイル１８と共振コンデ
ンサ１９の接続点が負、加熱コイル１８とトランジスタ
１６のコレクタとの接続点が正となる起電力が加熱コイ
ル１８に発生し、共振コンデンサ２０を充電して図２
（Ｅ）で示すような電流が図１（ｅ）の回路ループに流
れる。それにともない、トランジスタ１６のコレクタエ
ミッタ間には図２（Ｃ）のような共振電圧が印加し、そ
のコレクタ電位が上昇してピーク値Ｖcpに達した後下降
し、直流の正極電位Ｖｅに達する。

【００３６】一方、駆動信号出力回路３０の駆動信号が
オフした時点t4から遅延時間Td2 後に、遅延回路３２が
出力信号を出力するので、駆動時間幅設定回路２７はこ
の信号を受けて駆動パルスを出力し、駆動回路２８がト
ランジスタ１４を駆動するが、この時点ではダイオード
１５に逆電圧が印加しているのでトランジスタ１４のコ
レクタ電流は流れない。トランジスタ１６のコレクタ電
位が直流の正極電位Ｖｅより低下するとダイオード１５
と、トランジスタ１４のコレクタ−エミッタ間に順方向
電圧が印加し、導通してコレクタ電流が流れ、同時に共
振コンデンサ２０に流れていた電流が零となる。このコ
レクタ電流は、加熱コイル１８と共振コンデンサ１９の
直列共振回路を再度励起し、上記の動作を繰り返すこと
になる。

【００３７】遅延回路３２で設定される遅延時間Td2
は、ダイオード１５とトランジスタ１４の直列回路に逆
電圧が印加している間に、駆動時間幅設定回路２７が駆
動パルスの出力を開始するように、トランジスタ１６の
コレクタ電圧がピークに到達する時点付近にその駆動開
始点がくるように設定される。

【００３８】以上のように本実施例によれば、直流電源
となる電源コンデンサ１２の高電位側に接続されたトラ
ンジスタ１４と、低電位側に接続されたトランジスタ１
６と、トランジスタ１４に直列に接続されその逆電流を
阻止するダイオード１５と、トランジスタ１６に流れ込
もうとする逆電流をバイパスするダイオード１７と、ト
ランジスタ１４とトランジスタ１６のオンオフにより電
流の流れるループを変えて共振する加熱コイル１８と共
振コンデンサ１９の共振回路と、トランジスタ１６に並
列に接続された共振コンデンサ２０と、トランジスタ１
４とトランジスタ１６を交互に駆動するとともに、トラ
ンジスタ１４の駆動時間を可変し、トランジスタ１６を
所定期間駆動する制御回路２１を備えているので、高周
波電流を加熱コイル１８に通電し負荷を誘導加熱すると
ともにその加熱出力を可変することができる。また、コ
ンデンサ２０を設けているので、トランジスタ１６のオ
フ時に電圧の立ち上がり傾斜（ｄｖ／ｄｔ）の小さな共
振電圧を発生させることができ、トランジスタ１６のオ
フ時のスイッチング損失を抑制し、電圧の上昇時の高周
波雑音の発生を防止できる。また、ダイオード１５の作
用により、トランジスタ１６のオフ後トランジスタ１６
のコレクタ−エミッタ間に印加する共振電圧を直流電源
電圧より大きくすることができ、トランジスタ１４とダ
イオード１５の直列接続体に逆電圧が印加した状態を長
く保持することができる。したがって、トランジスタ１
４のコレクタ−エミッタ間に順バイアスが印加していな
い状態でトランジスタ１４を駆動することがタイミング
的に容易となる。この状態でトランジスタ１４を駆動す
れば、トランジスタ１４はそのコレクタ−エミッタ間に
順バイアスが印加すると同時にスムーズに導通するの
で、そのコレクタエミッタ間の順電圧印加状態でターン
オンし共振コンデンサ２０を充電するスパイク的なター
ンオン電流の発生するモードの起こるのを防止でき、ト
ランジスタ１４のターンオン損失およびターンオン電流
による高周波雑音の発生を防止できるものである。

【００３９】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００４０】図３において商用電源９、全波整流器１
０、チョークコイル１１、電源コンデンサ１２、トラン
ジスタ１４、ダイオード１５、トランジスタ１６、加熱
コイル１８、共振コンデンサ１９、カレントトランス２
２、入力電流検知回路２３、入力電力設定回路２４、比
較回路２５、コレクタ電圧検知回路２６、駆動時間幅設
定回路２７、駆動回路２８、遅延回路２９、駆動回路３
１は図１で同符号を付した素子あるいは回路ブロックと
ほぼ同様の機能を有するものである。

【００４１】図１の構成と異なるのは、まずインバータ
回路３３の構成が図１のインバータ１３と異なっている
ことである。図１のダイオード１７のカソードがトラン
ジスタ１６のコレクタに接続されているが、図３では対
応するダイオード３４のカソードがダイオード１５のア
ノードに接続され、また図１の共振コンデンサ２０がト
ランジスタ１６に並列に接続されているのに対し、図３
では対応する共振コンデンサ３５が加熱コイル１８に並
列に接続されている。また、制御回路３６の構成も図１
の制御回路２１と異なっており、トランジスタ１６のコ
レクタ−エミッタ間電圧を分圧してその微分波形を出力
する微分回路３７と、微分回路３７の出力信号を入力し
てトランジスタ１６のオフ後微分回路３７の出力の極性
が正から負に切り替わったとき駆動時間幅設定回路２７
に信号を出力するタイミング回路３８と、加熱コイル１
８の両端の電圧を入力しその電圧の極性が反転すると所
定の信号を出力するタイミング回路３９と、駆動パルス
を駆動回路３１に送るに際し遅延回路２９の出力信号に
基づきその駆動パルスの出力を開始しタイミング回路３
９の出力信号に応じて駆動パルスの出力を停止する駆動
信号出力回路４０が設けられている。

【００４２】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、以下その動作を説明する。ダイオード３４のカ
ソードがダイオード１５のアノードに接続されているの
でトランジスタ１６がオフしてからトランジスタ１６に
共振電圧が印加してトランジスタ１６のコレクタ電圧が
直流電源電圧より大きくなっても、ダイオード１５があ
るのでダイオード３４には直流電源電圧以上の電圧が印
加されずダイオード１５の電圧耐量を小さくすることが
でき、安価なものを使用することができる。一方ダイオ
ード３４に流れる電流はダイオード１５を経由して流れ
るが動作上はほとんど図１の場合と変わらない。

【００４３】また、トランジスタ１６がオフした後、加
熱コイル１８に流れる電流が共振コンデンサ３５に流れ
込むが、加熱コイル１８と共振コンデンサ３５が並列に
接続され閉回路を形成しているので、図１の場合とは異
なり加熱コイル１８の電流の一部である共振コンデンサ
３５を充放電する電流が共振コンデンサ１９を流れず電
流値が減少し、発熱量が減少するので共振コンデンサ１
９を小型化することができる。

【００４４】タイミング回路３９は加熱コイル１８の電
圧の極性が反転、すなわち加熱コイル１８の電流の傾き
ｄｉ／ｄｔが反転すると所定の信号を出力し、それに基
づき駆動信号出力回路４０がトランジスタ１６の駆動パ
ルスを停止するので、図２（Ｇ）の時点t4をトランジス
タ１６に流れる電流の最大となる時点と同期あるいは関
連づけて設定することができ、トランジスタ１６のオフ
後に印加する共振電圧をほぼ最大とすることが可能で、
トランジスタ１４とダイオード１５の直列回路に逆電圧
の印加される期間を設けることあるいはターンオン時に
トランジスタ１４に印加される順方向電圧が大きくなる
のを抑制することができ、トランジスタ１４のターンオ
ン損失の発生、高周波雑音の発生を防止あるいはその増
大を抑制することができる。

【００４５】また、微分回路３７とタイミング回路３８
により、トランジスタ１６のオフ後にトランジスタ１６
のコレクタ−エミッタ間に印加する電圧の最大値を検知
してその付近でトランジスタ１４を駆動するように駆動
時間幅設定回路２７に信号を出力するので、図２（Ｆ）
の時点t1をトランジスタ１６に印加する電圧の最大とな
る時点と同期あるいは関連づけて設定することが可能と
なり、トランジスタ１４に逆バイアスが印加されている
ときにあるいはトランジスタ１４に印加される順バイア
ス電圧が最も少ないときにトランジスタ１４を駆動する
ことができ、トランジスタ１４のターンオン損失の発
生、高周波雑音の発生の防止あるいはその増大を抑制す
ることができる。

【００４６】以上のように、本実施例によればトランジ
スタ１６に流れる共振電流が最大付近に達したことを検
知するタイミング回路３９を備え、タイミング回路３９
の出力に基づきトランジスタ１６の駆動を停止する駆動
信号出力回路４０を設けているので、トランジスタ１６
に印加する共振電圧を最大限にすることができ、トラン
ジスタ１４のターンオン時のスパイク状のターンオン電
流の発生を防止あるいは最小限に抑制することができる
ものである。

【００４７】また、トランジスタ１６のオフ後、トラン
ジスタ１６に印加する共振電圧がピーク付近に達したこ
とを検知する微分回路３７とタイミング回路３８を備
え、タイミング回路３８の検知結果に基づいて、駆動時
間幅設定回路２７がトランジスタ１４の駆動パルスの出
力を開始するので、トランジスタ１４の駆動タイミング
がずれて、トランジスタ１４のターンオン時にスパイク
状のターンオン電流が発生するのを防止しでき、ターン
オン電流が発生するのが避けられない場合でもそれを最
小限の値になるよう駆動タイミングを合わせることがで
きるものである。

【００４８】（実施例３）以下本発明の第３の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。

【００４９】図４においてトランジスタ１４、ダイオー
ド１５、トランジスタ１６、加熱コイル１８、制御回路
２１は図１で同符号を付した素子あるいは回路ブロック
とほぼ同様の機能を有する。

【００５０】一方、インバータ回路４５の構成におい
て、図１のインバータ１３と異なっている。図１の共振
コンデンサ２０がトランジスタ１６に並列に接続されて
いるのに対し、図４では対応する共振コンデンサ４２が
トランジスタ１４とダイオード１５の直列回路に並列に
接続されている。また、図１で共振コンデンサ１９の一
端が直流電源の負極に接続されているが図４では対応す
る共振コンデンサ４１の一端が直流電源４４の正極に接
続されている。さらに、ダイオード４３が設けられ、直
流電源４４の負極にそのアノードが接続され、共振コン
デンサ４３と加熱コイル１８の接続点にそのカソードが
接続されている。

【００５１】以上のように構成された誘導加熱調理器に
ついて、図５を用いて以下その動作を説明する。トラン
ジスタ１６が導通すると、図５（Ｄ）に示すように時点
t4で図４の破線で示す回路ループ（ｃ）に流れる共振電
流はピークに達し、波形のピーク付近でｄｉ／ｄｔが零
となり以降ｄｉ／ｄｔの符号が逆転すると、加熱コイル
１８に誘起する電圧の極性が反転し、ダイオード４３が
順方向にバイアスされるので、共振コンデンサ４１はダ
イオード４３によりバイパスされ図４の回路ループ
（ｄ）に電流が流れる。この回路ループは、加熱コイル
１８とトランジスタ１６とダイオード４３からなり、コ
ンデンサが含まれておらず共振しないので、加熱コイル
１８に蓄積されたエネルギーを電流源として振幅の変化
の少ない一定方向の循環電流が流れる。すなわちトラン
ジスタ１６のコレクタ電流は多少の減衰はあるが保持さ
れることになる。

【００５２】そして、図５（Ｆ）の時点t3からTd1+T2時
間後すなわち時点t5で駆動パルスが停止して、同図
（Ｄ）のようにトランジスタ１６固有のわずかな遅延時
間後トランジスタ１６がオフし、以降の動作は図２に示
すものと同様の動作となる。

【００５３】以上のように本実施例によれば、ダイオー
ド４３の作用によりトランジスタ１６に循環電流を流し
その駆動パルスがオフするまでトランジスタ１６の電流
を保持することができるので、たとえば負荷が変わるな
どにより加熱コイル１８の合成インピーダンスが変動し
て共振コンデンサ４１との直列回路の共振周波数が変動
しトランジスタ１６のオン後に流れる電流のピークの生
じる時期が変動して、トランジスタ１６の駆動パルスの
停止時期がピークより遅れても、トランジスタ１６のコ
レクタ電流のほぼ最大に近い値でトランジスタ１６を遮
断できるので、トランジスタ１６の遮断直後必ずトラン
ジスタ１６のコレクタエミッタ間に、共振電圧を発生さ
せることができる。したがって、トランジスタ１４とダ
イオード１５の直列回路に逆電圧を印加させる期間を設
けることができ、あるいは逆電圧の印加する期間を設け
られなくともダイオード１５のカソードと直流の正極電
位との差を少なくすることができるので、この共振電圧
のピーク付近でトランジスタ１４の駆動を開始するよう
にすれば、トランジスタ１４のコレクタエミッタ間の順
電圧印加状態でターンオンするモードの起こるのを防止
できるか、あるいはターンオンモードが発生するのを避
けられない場合でもターンオン電流の値を比較的少なく
することが可能となり、トランジスタ１４のターンオン
損失およびターンオン電流による高周波雑音を抑制する
ことができる。

【００５４】なお、第１の実施例では共振コンデンサ１
９を直流電源の負極と加熱コイル１８の間に接続した
が、第３の実施例の図４の共振コンデンサ４１のように
直流電源の正極と加熱コイル１８との間に接続しても、
また２個に分割して直流電源間に直列に接続し、加熱コ
イル１８をその分割点に接続しても同様の効果が得られ
る。

【００５５】また、第１の実施例では共振コンデンサ２
０はトランジスタ１６に並列に接続されているが第２の
実施例である図３に示す共振コンデンサ３５のように加
熱コイル１８に並列に接続してもよいし、図４の共振コ
ンデンサ４２のようにトランジスタ１６のコレクタと直
流電源の正極間に接続しても同様の効果が得られる。

【００５６】また、第１の実施例では、ダイオード１７
のカソードをトランジスタ１６のコレクタに接続した
が、図３のようにダイオード１５のアノードに接続して
もよく、この場合には、前記のようにダイオード２２に
直流電源電圧を越える電圧が印加する恐れがなく逆電圧
耐量の高いものを必要としないという効果がある。

【００５７】また、第２の実施例の図３において共振コ
ンデンサ１９に並列に図４のダイオード４３を接続して
も第３の実施例の図４と同様の効果があり、この場合に
は加熱コイル１８と共振コンデンサ３５の並列回路と、
共振コンデンサ１９と図４のダイオード４３の並列回路
が直列に接続されることになり、前者の並列回路がトラ
ンジスタ１６のエミッタ側に、後者の並列回路が直流電
源の負極側に接続されることになるが、当然のことなが
ら両者の接続位置を変え、前者の並列回路を直流電源の
負極側に接続してもよい。

【００５８】また、第１の実施例において図１ではトラ
ンジスタ１４、ダイオード１５、トランジスタ１６、ダ
イオード１７などの半導体素子が独立した素子として記
載されているが、これらの半導体素子を複数個任意に組
み合わせて、単一素子として使用してもよいし、同様の
機能を有する他の種類の素子に置き換えてもよい。例え
ば、トランジスタ１４とダイオード１５を同一半導体チ
ップに一体的に構成し逆阻止トランジスタとしたり、ト
ランジスタ１６とダイオード１７を同様に組み合わせ
て、逆導通ダイオードとして使用してもよいし、さらに
同一基板の上にチップを並べ電気絶縁部材で一体成形し
てもよい。また、任意の部品を複数個並列に接続して大
電流を分流させて使用するようにしてもよい。

【００５９】

【発明の効果】以上のように本発明は、第１のスイッチ
ング手段に直列的に第１のスイッチング手段の逆電流阻
止手段を設け、第２のスイッチング手段のオフ時に、前
記加熱コイルと共振して第２のスイッチング手段に共振
電圧を印加する第２の共振コンデンサを設けたので、第
２のスイッチング手段の遮断直後、第２のスイッチング
手段に加わる電圧を立ち上がり傾斜の緩やかな共振波形
とすることができるとともに、第１のスイッチング手段
の駆動開始の時点で第１のスイッチング手段に順方向電
圧が印加しないように、もしくは順方向印加電圧を小さ
くすることが容易となるため、第１のスイッチング手段
あるいは第２のスイッチング手段のスイッチング損失と
高周波雑音の発生量を大幅に抑制することができる。

【００６０】また本発明は、出力制御手段が第２のスイ
ッチング手段に流れる共振電流の最大値付近への到達時
期を検知する第１のタイミング回路を備え、第１のタイ
ミング回路の出力に基づき、第２のスイッチング手段の
駆動を停止する構成としたので、第２のスイッチング手
段のオフ後に印加する電圧を最大とすることができる。

【００６１】その結果第１のスイッチング手段の駆動時
ターンオン電流が発生するのをなくすること、発生した
としてもその値を抑制することができるので、第１のス
イッチング手段のターンオン損失および高周波雑音の発
生の防止あるいは低減化を図ることが可能となるもので
ある。

【００６２】また本発明は、出力制御手段が第２のスイ
ッチング手段のオフ後、第２のスイッチング手段に印加
する共振電圧がピーク付近に達したことを検知する第２
のタイミング回路を具備し、第２のタイミング回路の検
知結果に基づいて、第１のスイッチング手段を駆動する
ので第１のスイッチング手段に逆電圧が印加している時
点、もしくは順バイアス電圧が最小となる時点付近で出
力制御手段が第１のスイッチング手段の駆動信号を出力
することが容易となり、負荷が変わり加熱コイルと第２
の共振コンデンサの共振周波数が変動しても自動的に第
１のスイッチング手段の最適駆動開始時期を検出して駆
動するので、第１のスイッチング手段のターンオン損失
および高周波雑音の発生の防止あるいは低減化を図るこ
とができるものである。

【００６３】また本発明は、第１の共振コンデンサに所
定の電圧が印加すると第１の共振コンデンサに流れ込む
電流をバイパスする第２のバイパス手段を設けたので、
第２のスイッチング素子に流れる電流がピーク値に達し
た後の振動をなくし、電流値の減衰量を小さくできる。
その結果、負荷の材質にかかわらず常に第２のスイッチ
ング手段の順方向電流が流れている状態で第２のスイッ
チング手段を遮断することが可能となり、第２のスイッ
チング手段のオフ後に必ず共振電圧を発生させて、第２
のスイッチング手段の高電位側端子の電位を直流の高電
位より高くあるいは直流電位に近づけることができ、引
き続いて導通状態になる第１のスイッチング手段のター
ンオン時の第２の共振コンデンサを充電するスパイク状
のターンオン電流の発生を防止あるいはターンオン電流
の値が大きくならないように抑制することができ、その
際のスイッチング損失の発生あるいは増大を防止するこ
とができるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図２】本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器
の動作説明図

【図３】本発明の第２の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図４】本発明の第３の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図５】本発明の第４の実施例における誘導加熱調理器
の回路ブロック図

【図６】従来の誘導加熱調理器の回路ブロック図

【図７】従来の誘導加熱調理器の動作説明図

【図８】従来の誘導加熱調理器の動作説明図

【図９】従来の誘導加熱調理器の動作説明図

【符号の説明】

１３ インバータ回路 １４ トランジスタ（第１のスイッチング手段） １５ ダイオード（第１のスイッチング手段の逆電流阻
止手段） １６ トランジスタ（第２のスイッチング手段） １７ ダイオード（第１のバイパス手段） １８ 加熱コイル １９ 共振コンデンサ（第１の共振コンデンサ） ２０ 共振コンデンサ（第２の共振コンデンサ） ２１ 制御回路（出力制御手段） ２６ コレクタ電圧検知回路 ２７ 駆動時間幅設定回路 ３０ 駆動信号出力回路 ３２ 遅延回路 ３３ インバータ回路 ３４ ダイオード（第１のバイパス手段） ３５ 共振コンデンサ（第２の共振コンデンサ） ３６ 制御回路（出力制御回路） ３７ 微分回路 ３８ タイミング回路（第２のタイミング回路） ３９ タイミング回路（第１のタイミング回路） ４０ 駆動信号出力回路 ４１ 共振コンデンサ（第１の共振コンデンサ） ４２ 共振コンデンサ（第２の共振コンデンサ） ４３ ダイオード（第２のバイパス手段） ４５ インバータ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 裕二 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源間に直列的に接続され前記直流電
   源の正極側に接続される第１のスイッチング手段と前記
   直流電源の負極側に接続される第２のスイッチング手段
   と、前記第１のスイッチング手段に直列的に接続された
   前記第１のスイッチング手段の逆電流阻止手段と、前記
   第２のスイッチング手段に流れ込もうとする逆電流をバ
   イパスする第１のバイパス手段と、前記第１のスイッチ
   ング手段あるいは前記第２のスイッチング手段のオンオ
   フにより共振回路ループを変えて共振する加熱コイルと
   第１の共振コンデンサからなる共振回路と、前記第２の
   スイッチング手段のオフ時に、前記加熱コイルと共振し
   て前記第２のスイッチング手段に共振電圧を印加する第
   ２の共振コンデンサを備えたインバータと、前記第１の
   スイッチング手段と前記第２のスイッチング手段を交互
   に駆動するとともに前記第１のスイッチング手段の駆動
   時間を可変し、また前記第２のスイッチング手段を所定
   の期間駆動して前記インバータの出力を制御する出力制
   御手段を備えた誘導加熱調理器。
2. 【請求項２】出力制御手段は、第２のスイッチング手段
   に流れる共振電流が最大値付近に達したことを検知する
   第１のタイミング回路を備え、前記第１のタイミング回
   路の出力に基づき、前記第２のスイッチング手段の駆動
   を停止する請求項１記載の誘導加熱調理器。
3. 【請求項３】出力制御手段は、第２のスイッチング手段
   のオフ後、前記第２のスイッチング手段に印加する共振
   電圧がピーク付近に達したことを検知する第２のタイミ
   ング回路を備え、前記第２のタイミング回路の検知結果
   に基づいて、前記第１のスイッチング手段を駆動する請
   求項１記載の誘導加熱調理器。
4. 【請求項４】所定の電圧が印加すると第１の共振コンデ
   ンサに流れ込もうとする電流をバイパスする第２のバイ
   パス手段を備えた請求項１記載の誘導加熱調理器。