JPH0566049B2 - - Google Patents
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- JPH0566049B2 JPH0566049B2 JP58089764A JP8976483A JPH0566049B2 JP H0566049 B2 JPH0566049 B2 JP H0566049B2 JP 58089764 A JP58089764 A JP 58089764A JP 8976483 A JP8976483 A JP 8976483A JP H0566049 B2 JPH0566049 B2 JP H0566049B2
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- Japan
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- signal
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- logic
- parallel
- binary logic
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Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M9/00—Parallel/series conversion or vice versa
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
<技術分野>
本発明は、デイジタル化された直列(シリア
ル)データを並列(パラレル)化して出力する非
同期型直並列デイジタルデータ変換装置に関する
ものである。 <従来技術と発明の背景> 従来のデータ変換装置では、データ信号を取り
込むタイミングを得るために同期クロツク信号
(独立のクロツクジエネレータ、またはシステム
クロツクから生成する)を必要とする。例えば、
直列(シリアル)入力データを8本の並列(パラ
レル)出力データに直す場合、並列出力1組に対
して、8個の同期クロツクパルスを要する。また
従来のクロツクパルスはデユーテイ比が一定であ
り、必らずしもデータ信号に対応したものではな
いから、データ信号の変化とクロツク信号とのタ
イミングの違いにより、誤りを生じる可能性があ
る。つまりデータ信号は、一般に処理の過程で、
クロツク信号に対して遅延を生じる。 <発明の目的> 本発明は、このような従来の欠点と多値論理の
特性に鑑みて、一般に2値論理で多く用いられる
直並列データ変換を、2値論理の原信号を一且多
値論理信号に変調することによつて、同期クロツ
クを全く必要とせずに並列出力できるようにした
ものである。 <実施例> 以下図面に従つて本発明の一実施例を説明す
る。 第1図は本実施例の概略構成図で、2値論理変
調部Aと直並列データ変換部Bとからなる。2値
論理変換部Aの詳細は第2図に、直並列データ変
換部Bの詳細は第3図に示される。 今、ここで多値論理は下表1のように3値論理
とし、データ信号I1,I2が“0”のときデータ
“0”、共に“1”のときデータ“1”、それ以外
の“0”、“1”又は“1”、“0”のとき“Nil”
に対応させ、制御信号としてはこの“Nil”を使
用するものとする。
ル)データを並列(パラレル)化して出力する非
同期型直並列デイジタルデータ変換装置に関する
ものである。 <従来技術と発明の背景> 従来のデータ変換装置では、データ信号を取り
込むタイミングを得るために同期クロツク信号
(独立のクロツクジエネレータ、またはシステム
クロツクから生成する)を必要とする。例えば、
直列(シリアル)入力データを8本の並列(パラ
レル)出力データに直す場合、並列出力1組に対
して、8個の同期クロツクパルスを要する。また
従来のクロツクパルスはデユーテイ比が一定であ
り、必らずしもデータ信号に対応したものではな
いから、データ信号の変化とクロツク信号とのタ
イミングの違いにより、誤りを生じる可能性があ
る。つまりデータ信号は、一般に処理の過程で、
クロツク信号に対して遅延を生じる。 <発明の目的> 本発明は、このような従来の欠点と多値論理の
特性に鑑みて、一般に2値論理で多く用いられる
直並列データ変換を、2値論理の原信号を一且多
値論理信号に変調することによつて、同期クロツ
クを全く必要とせずに並列出力できるようにした
ものである。 <実施例> 以下図面に従つて本発明の一実施例を説明す
る。 第1図は本実施例の概略構成図で、2値論理変
調部Aと直並列データ変換部Bとからなる。2値
論理変換部Aの詳細は第2図に、直並列データ変
換部Bの詳細は第3図に示される。 今、ここで多値論理は下表1のように3値論理
とし、データ信号I1,I2が“0”のときデータ
“0”、共に“1”のときデータ“1”、それ以外
の“0”、“1”又は“1”、“0”のとき“Nil”
に対応させ、制御信号としてはこの“Nil”を使
用するものとする。
【表】
原信号Sは2値論理(1,0)の入力信号であ
り、該信号に基づき2値論理変調部Aにより、3
値論理(1,0,Nil)のデイジタル信号(I1,
I2)が作成される。I1,I2は、0,Nil,1の3状
態が表わせるので3値としているものである。 シリアルに送られてくる2値論理のデータは、
3値論理に変調してデータとデータとの間に
“Nil”をはさみこむことによつて、シリアルな
信号の識別を行なうことができる。“Nil”のは
さみこみは、例えば第4図のように、表1で示さ
れる3値論理に対して、データ信号のI1かI2の何
れかを一方を逆転することで、簡単に実現するこ
とができる。なぜなら、データ“0”または
“1”の期間中はI1,I2両方が同じ値“0”か
“1”をとり、“Nil”期間中は別々の値をとると
いう性質が利用できるからである。上記第2図は
このような信号の変調回路例を示すものである。 第5図は第2図の要部信号波形例を示すタイム
チヤートで、第5図を参照して第2図の回路構成
及びその動作を説明する。 初期状態として、遅延回路1,2の出力D1,
D2は各々“Low”である。まず、一般の2値論
理に従う信号(原形波)Sが、Dフリツプフロツ
プ3,4に入力される。その出力はQ1,Q2とし
てそのまま送り出され、同時に排他的ノアゲート
5の出力を“High”にする。排他的ノアゲート
5の出力は遅延回路1,2に入力されるが、ここ
で各々の信号は別々の遅延がかけられる。そし
て、アンドゲート6の出力CPが“High”になる
まで、つまり長い方の遅延D2を信号が抜けるま
で、I1,I2の出力はQ1,Q2のまま保たれる。 長い方の遅延D2を抜けて出力CPが“High”イ
ンバータ7を介してが“Low”になると、ま
ずDフリツプフロツプ3,4の入力がラツチさ
れ、次にDフリツプフロツプ4の出力Q2がアン
ド・オアゲート8に送出される。従つて、I2の出
力が“Low”に代わり、排他的ノアゲート5の
出力Cも“Low”に立ち下がる。次に排他的ノ
アゲート5の出力Cは遅延回路1,2に入力され
るが、アンドゲート6の出力CPは、短い方の遅
延D1後に変化し、“Low”になる。CPが“Low”
CPが“High”ならば、アンド・オアゲート8の
出力は再び逆転し、I2は“High”になる。すな
わち、I2の出力は遅延D1(厳密にはゲート遅延+
遅延D1)の期間だけI1の出力に対して反転し、
“Nil”期間となる。 以上は、原波形Sが変化していない場合だつた
が、次にDフリツプフロツプ3,4の入力ラツチ
のときデータが“Low”に変化している場合は、
Dフリツプフロツプ4の出力2の反転とCPの反
転とが同時に起こるため(厳密にはCPの反転の
方が先に起こる)出力I2は立ち下がらず、そのま
ま“High”に保たれる。I2は遅延D1時間分
“High”に保たれ、次のCPの反転で“Low”に
落ちる。この期間が“Nil”期間となる。 以下同様にして、データ信号と“Nil”とが交
互に繰り返される。データ信号の期間はD2、
“Nil”の期間はD1によつて規定される。厳密に
はどちらの遅延にもゲート遅延が含まれる。従つ
て、“Nil”信号の区間を短くするために、D1を
なくしゲート遅延のみとしてもよい。なぜなら、
“Nil”はエツジを検出できるだけの幅があれば
よいからである。また、データ信号期間は、D2
を換えることにより任意に定めることができる。
遅延そのものは容量等の操作により調整できる。
ただし、第4図及び第5図に示すように、D1+
D2+ゲート遅延時間が、原信号Sの各信号期間
に等しいことが必要である。 このように2値論理の原波形Sが2値論理に変
調されると同時に、データ間に“Nil”がはさみ
こまれる。 3値論理に変調されたデータ信号I1,I2は直並
列データ変換部Bに供給される。第6図はデータ
変換部Bの詳細を示す第3図の要部信号波形例を
示すタイムチヤートである。 カウンタ回路9は並列出力の幅を任意に設定す
るもので、例えばダウンカウンタよりなる。図示
において、初期値は端子10により3ビツトで入
力するようにしており、1〜8ビツトまでの任意
の幅を設定することが可能である。例えば、端子
10を111として8ビツトに設定しているものと
する。判定回路11はカウンタ回路9のカウント
内容を検出して0になつたとき“High”を出力
する。 データ信号I1,I2が直並列データ変換部Bに送
られたとき、排他的オアゲート12は“Nil”信
号を識別し、“Nil”信号ならばシフトレジスタ
13に加えられるCPを“High”とする。CPが
“High”となつたときシフトレジスタ13はデー
タ信号I1(データに対応)を取り込むと同時に、
その記憶内容を1つシフトする。そして“Nil”
信号でないときは、排他的オアゲート12の出力
をインバータ13より反転して、カウンタ回路9
のカウントダウン端子に加えられ、初期入力され
た値から1つカウントダウンする。 “Nil”信号を8個識別して後カウント回路9
の内容が0になつたとき、判定回路11の出力は
“High”となりこれをパラレルラツチ14のCP
に加える。パラレルラツチ14はCPが“High”
になつたとき、シフトレジスタ13の内容を取り
込み、次にCPが“High”になるまでこのデータ
を保持する。こうして8個のシリアルなデータ入
力は8ビツトのパラレル出力P1〜P8に変換され
る。 上記において、“Nil”信号はデータ信号と基
本的に同じ扱いをされる信号であるため、データ
信号だけが著しく遅延を生じることはなく、また
“Nil”信号の間隔(デユーテイ比)は、あくま
でデータ信号の区切りに対応するものであるか
ら、不定であつてもよいこと明らかである。 <発明の効果> 以上のように本発明は、2値論理の原信号を多
値論理に変換し、この際データ間に制御情報をは
さみこむことによつて、同期クロツク信号を必要
とせずに直並列にデータを変換できるものであ
り、クロツク信号とのずれによるデータ誤り率を
低減した有用な非同期型直並列デイジタルデータ
変換装置が提供できる。
り、該信号に基づき2値論理変調部Aにより、3
値論理(1,0,Nil)のデイジタル信号(I1,
I2)が作成される。I1,I2は、0,Nil,1の3状
態が表わせるので3値としているものである。 シリアルに送られてくる2値論理のデータは、
3値論理に変調してデータとデータとの間に
“Nil”をはさみこむことによつて、シリアルな
信号の識別を行なうことができる。“Nil”のは
さみこみは、例えば第4図のように、表1で示さ
れる3値論理に対して、データ信号のI1かI2の何
れかを一方を逆転することで、簡単に実現するこ
とができる。なぜなら、データ“0”または
“1”の期間中はI1,I2両方が同じ値“0”か
“1”をとり、“Nil”期間中は別々の値をとると
いう性質が利用できるからである。上記第2図は
このような信号の変調回路例を示すものである。 第5図は第2図の要部信号波形例を示すタイム
チヤートで、第5図を参照して第2図の回路構成
及びその動作を説明する。 初期状態として、遅延回路1,2の出力D1,
D2は各々“Low”である。まず、一般の2値論
理に従う信号(原形波)Sが、Dフリツプフロツ
プ3,4に入力される。その出力はQ1,Q2とし
てそのまま送り出され、同時に排他的ノアゲート
5の出力を“High”にする。排他的ノアゲート
5の出力は遅延回路1,2に入力されるが、ここ
で各々の信号は別々の遅延がかけられる。そし
て、アンドゲート6の出力CPが“High”になる
まで、つまり長い方の遅延D2を信号が抜けるま
で、I1,I2の出力はQ1,Q2のまま保たれる。 長い方の遅延D2を抜けて出力CPが“High”イ
ンバータ7を介してが“Low”になると、ま
ずDフリツプフロツプ3,4の入力がラツチさ
れ、次にDフリツプフロツプ4の出力Q2がアン
ド・オアゲート8に送出される。従つて、I2の出
力が“Low”に代わり、排他的ノアゲート5の
出力Cも“Low”に立ち下がる。次に排他的ノ
アゲート5の出力Cは遅延回路1,2に入力され
るが、アンドゲート6の出力CPは、短い方の遅
延D1後に変化し、“Low”になる。CPが“Low”
CPが“High”ならば、アンド・オアゲート8の
出力は再び逆転し、I2は“High”になる。すな
わち、I2の出力は遅延D1(厳密にはゲート遅延+
遅延D1)の期間だけI1の出力に対して反転し、
“Nil”期間となる。 以上は、原波形Sが変化していない場合だつた
が、次にDフリツプフロツプ3,4の入力ラツチ
のときデータが“Low”に変化している場合は、
Dフリツプフロツプ4の出力2の反転とCPの反
転とが同時に起こるため(厳密にはCPの反転の
方が先に起こる)出力I2は立ち下がらず、そのま
ま“High”に保たれる。I2は遅延D1時間分
“High”に保たれ、次のCPの反転で“Low”に
落ちる。この期間が“Nil”期間となる。 以下同様にして、データ信号と“Nil”とが交
互に繰り返される。データ信号の期間はD2、
“Nil”の期間はD1によつて規定される。厳密に
はどちらの遅延にもゲート遅延が含まれる。従つ
て、“Nil”信号の区間を短くするために、D1を
なくしゲート遅延のみとしてもよい。なぜなら、
“Nil”はエツジを検出できるだけの幅があれば
よいからである。また、データ信号期間は、D2
を換えることにより任意に定めることができる。
遅延そのものは容量等の操作により調整できる。
ただし、第4図及び第5図に示すように、D1+
D2+ゲート遅延時間が、原信号Sの各信号期間
に等しいことが必要である。 このように2値論理の原波形Sが2値論理に変
調されると同時に、データ間に“Nil”がはさみ
こまれる。 3値論理に変調されたデータ信号I1,I2は直並
列データ変換部Bに供給される。第6図はデータ
変換部Bの詳細を示す第3図の要部信号波形例を
示すタイムチヤートである。 カウンタ回路9は並列出力の幅を任意に設定す
るもので、例えばダウンカウンタよりなる。図示
において、初期値は端子10により3ビツトで入
力するようにしており、1〜8ビツトまでの任意
の幅を設定することが可能である。例えば、端子
10を111として8ビツトに設定しているものと
する。判定回路11はカウンタ回路9のカウント
内容を検出して0になつたとき“High”を出力
する。 データ信号I1,I2が直並列データ変換部Bに送
られたとき、排他的オアゲート12は“Nil”信
号を識別し、“Nil”信号ならばシフトレジスタ
13に加えられるCPを“High”とする。CPが
“High”となつたときシフトレジスタ13はデー
タ信号I1(データに対応)を取り込むと同時に、
その記憶内容を1つシフトする。そして“Nil”
信号でないときは、排他的オアゲート12の出力
をインバータ13より反転して、カウンタ回路9
のカウントダウン端子に加えられ、初期入力され
た値から1つカウントダウンする。 “Nil”信号を8個識別して後カウント回路9
の内容が0になつたとき、判定回路11の出力は
“High”となりこれをパラレルラツチ14のCP
に加える。パラレルラツチ14はCPが“High”
になつたとき、シフトレジスタ13の内容を取り
込み、次にCPが“High”になるまでこのデータ
を保持する。こうして8個のシリアルなデータ入
力は8ビツトのパラレル出力P1〜P8に変換され
る。 上記において、“Nil”信号はデータ信号と基
本的に同じ扱いをされる信号であるため、データ
信号だけが著しく遅延を生じることはなく、また
“Nil”信号の間隔(デユーテイ比)は、あくま
でデータ信号の区切りに対応するものであるか
ら、不定であつてもよいこと明らかである。 <発明の効果> 以上のように本発明は、2値論理の原信号を多
値論理に変換し、この際データ間に制御情報をは
さみこむことによつて、同期クロツク信号を必要
とせずに直並列にデータを変換できるものであ
り、クロツク信号とのずれによるデータ誤り率を
低減した有用な非同期型直並列デイジタルデータ
変換装置が提供できる。
第1図は本発明の一実施例を示す概略構成図、
第2図は第1図の2値論理変調部Aの詳細を示す
ブロツク図、第3図は第1図の直並列データ変換
部Bの詳細を示すブロツク図、第4図は“Nil”
のはさみ込みを説明するタイムチヤート、第5図
は第2図の要部信号波形例を示すタイムチヤー
ト、第6図は第3図の要部信号波形例を示すタイ
ムチヤートである。 A……2値論理変調部、B……直並列データ変
換部、1,2……遅延回路、3,4……Dフリツ
プフロツプ、9……カウンタ回路、13……シフ
トレジスタ、14……パラレルラツチ。
第2図は第1図の2値論理変調部Aの詳細を示す
ブロツク図、第3図は第1図の直並列データ変換
部Bの詳細を示すブロツク図、第4図は“Nil”
のはさみ込みを説明するタイムチヤート、第5図
は第2図の要部信号波形例を示すタイムチヤー
ト、第6図は第3図の要部信号波形例を示すタイ
ムチヤートである。 A……2値論理変調部、B……直並列データ変
換部、1,2……遅延回路、3,4……Dフリツ
プフロツプ、9……カウンタ回路、13……シフ
トレジスタ、14……パラレルラツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 2値論理の原デイジタル信号を3値論理のデ
イジタル信号に変調する2値論理変調部であつ
て、単一の入力端子と、該入力端子より入力され
る上記2値論理の原デイジタル信号が並列に入力
される2個のラツチ回路と、2個の出力端子と、
一方の遅延時間が他方の遅延時間よりも短く、且
つ、その合計遅延時間が上記原デイジタル信号の
各信号期間に等しい2個の遅延回路を含み、該2
個の遅延回路よりの出力によつて、上記長い方の
遅延期間に相当する期間は、上記2個のラツチ回
路の出力に基づいて、同一の2値論理デイジタル
信号を上記2個の出力端子に伝達し、上記短い方
の遅延期間に相当する期間は、上記2個のラツチ
回路の出力に基づいて、互いに異なる2値論理デ
イジタル信号を上記2個の出力端子に伝達する制
御回路とを含む2値論理変調部と、 該2値論理変調部より出力される上記3値論理
のデイジタル信号を並列2値論理デイジタル信号
に変換する直並列データ変換部であつて、上記2
値論理変調部よりの出力信号が入力される2個の
入力端子と、複数個の出力端子と、上記2個の入
力端子より入力された互いに異なる2値論理デイ
ジタル信号に基づいてクロツク信号を作成する回
路と、上記一方の入力端子に、その入力が接続さ
れると共に、上記クロツク信号をシフトクロツク
とする複数ビツトのシフトレジスタ回路と、上記
クロツク信号をカウントし、所定数のカウント動
作終了時点で出力指示信号を出力するカウンタ回
路と、上記出力指示信号に基づき、上記シフトレ
ジスタ回路の複数ビツトの内容を並列に上記複数
の出力端子に伝達する伝達回路とを含む直並列デ
ータ変換部とから成ることを特徴とする非同期型
直並列デイジタルデータ変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8976483A JPS59215118A (ja) | 1983-05-20 | 1983-05-20 | 非同期型直並列デ−タ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8976483A JPS59215118A (ja) | 1983-05-20 | 1983-05-20 | 非同期型直並列デ−タ変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59215118A JPS59215118A (ja) | 1984-12-05 |
JPH0566049B2 true JPH0566049B2 (ja) | 1993-09-21 |
Family
ID=13979767
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8976483A Granted JPS59215118A (ja) | 1983-05-20 | 1983-05-20 | 非同期型直並列デ−タ変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59215118A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6400291B1 (en) * | 1999-10-20 | 2002-06-04 | Fujitsu Network Communications, Inc. | Multiple time domain serial-to-parallel converter |
JP3705102B2 (ja) | 2000-09-14 | 2005-10-12 | 日本電気株式会社 | 通信装置 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5389608A (en) * | 1977-01-18 | 1978-08-07 | Nec Corp | Multilevel code transmission system |
-
1983
- 1983-05-20 JP JP8976483A patent/JPS59215118A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5389608A (en) * | 1977-01-18 | 1978-08-07 | Nec Corp | Multilevel code transmission system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS59215118A (ja) | 1984-12-05 |
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