JPH053165B2 - - Google Patents
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- JPH053165B2 JPH053165B2 JP63283184A JP28318488A JPH053165B2 JP H053165 B2 JPH053165 B2 JP H053165B2 JP 63283184 A JP63283184 A JP 63283184A JP 28318488 A JP28318488 A JP 28318488A JP H053165 B2 JPH053165 B2 JP H053165B2
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- frequency
- circuit
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 28
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 28
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 18
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/191—Tuned amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1935—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
この発明は、特に無線通信機の送信段に使用さ
れる高周波電力増幅回路に関する。
れる高周波電力増幅回路に関する。
（従来の技術）
高周波電力増幅回路の代表的な用途の一つに無
線通信機の送信段がある。この送信段では、法律
に基づいて割当てられた周波数以外の電波を輻射
することは禁じられている。
線通信機の送信段がある。この送信段では、法律
に基づいて割当てられた周波数以外の電波を輻射
することは禁じられている。
第５図は無線通信機の送信段に使用される従来
の高周波電力増幅回路の構成を示す回路図であ
る。この回路はトランジスタ一段の増幅回路であ
り、周波数が135〜175MHz、入力電力が2W、電
源電圧が10〜12.5Vの条件で15W以上の出力電力
を取出すことが可能である。また、この送信段
は、入力電力が０〜4Wの範囲、電源電圧が10〜
16.5Vの範囲で出力電力の80％が負荷から送信段
に戻るような負荷条件の下でも発振しないという
安定性が要求される。
の高周波電力増幅回路の構成を示す回路図であ
る。この回路はトランジスタ一段の増幅回路であ
り、周波数が135〜175MHz、入力電力が2W、電
源電圧が10〜12.5Vの条件で15W以上の出力電力
を取出すことが可能である。また、この送信段
は、入力電力が０〜4Wの範囲、電源電圧が10〜
16.5Vの範囲で出力電力の80％が負荷から送信段
に戻るような負荷条件の下でも発振しないという
安定性が要求される。
図において、入力端子３１に印加される信号源
３２の信号は、キヤパシタ３３，インダクタ３
４，３５及びキヤパシタ３６，３７からなるイン
ピーダンス整合回路３８を介して、エミツタが接
地された高周波増幅用のNPNトランジスタ３９
のベースに供給される。上記トランジスタ３９の
コレクタと電源端子４０との間には給電用のイン
ダクタ４１が接続されている。上記トランジスタ
３９のコレクタの信号はインダクタ４２，４３及
びキヤパシタ４４，４５からなるインピーダンス
整合回路４６、キヤパシタ４７を介して出力端子
４８から出力される。この出力端子４８には負荷
インピーダンス４９が接続されている。
３２の信号は、キヤパシタ３３，インダクタ３
４，３５及びキヤパシタ３６，３７からなるイン
ピーダンス整合回路３８を介して、エミツタが接
地された高周波増幅用のNPNトランジスタ３９
のベースに供給される。上記トランジスタ３９の
コレクタと電源端子４０との間には給電用のイン
ダクタ４１が接続されている。上記トランジスタ
３９のコレクタの信号はインダクタ４２，４３及
びキヤパシタ４４，４５からなるインピーダンス
整合回路４６、キヤパシタ４７を介して出力端子
４８から出力される。この出力端子４８には負荷
インピーダンス４９が接続されている。
上記トランジスタ３９で増幅に必要なインピー
ダンスは、ベースと接地との間では約1Ω、コレ
クタと接地との間では約5Ωである。これに対し、
信号源３２のインピーダンス５０及び負荷インピ
ーダンス４９は共に約50Ωである。このため、上
記のインピーダンス整合回路３８，４６が必要に
なる。
ダンスは、ベースと接地との間では約1Ω、コレ
クタと接地との間では約5Ωである。これに対し、
信号源３２のインピーダンス５０及び負荷インピ
ーダンス４９は共に約50Ωである。このため、上
記のインピーダンス整合回路３８，４６が必要に
なる。
また、トランジスタ３９のベースと接地との間
には、ベースを直流的に接地するためインダクタ
５１が接続されており、電源端子４０と接地との
間には高周波成分除去用のキヤパシタ５２が接続
されている。さらにトランジスタ３９のベースと
接地との間にはインダクタ５３とキヤパシタ５４
とからなる直列共振回路５５が、コレクタと接地
との間にはインダクタ５６とキヤパシタ５７とか
らなる直列共振回路５８がそれぞれ接続されてい
る。
には、ベースを直流的に接地するためインダクタ
５１が接続されており、電源端子４０と接地との
間には高周波成分除去用のキヤパシタ５２が接続
されている。さらにトランジスタ３９のベースと
接地との間にはインダクタ５３とキヤパシタ５４
とからなる直列共振回路５５が、コレクタと接地
との間にはインダクタ５６とキヤパシタ５７とか
らなる直列共振回路５８がそれぞれ接続されてい
る。
高周波増幅回路における異常発振周波数の中
で、信号周波数に対して最も高い周波数はこの
半分の周波数であり、このような周波数の発振は
通常、／２発振）パラメトリツク発振）と呼ば
れている。この／２発振の発振条件は／２の
周波数において増幅素子の入力インピーダンスの
実数部が負になつていることであり、増幅素子の
入力側もそくは出力側に並列共振回路が存在すれ
ばこの条件が満足される。第５図の従来回路では
インピーダンス整合回路３８とインダクタ５１及
びインピーダンス整合４６とインダクタ４１がそ
れぞれ上記並列共振回路に相当している。このた
め、トランジスタ３９のベース側とコレクタ側に
前記直列共振回路５５，５８を設けることによ
り、／２発振信号をそれぞれ接地に流し、異常
発振による所定の周波数以外の信号が出力端子４
８から負荷インピーダンス４９に供給されること
を防止するようにしている。
で、信号周波数に対して最も高い周波数はこの
半分の周波数であり、このような周波数の発振は
通常、／２発振）パラメトリツク発振）と呼ば
れている。この／２発振の発振条件は／２の
周波数において増幅素子の入力インピーダンスの
実数部が負になつていることであり、増幅素子の
入力側もそくは出力側に並列共振回路が存在すれ
ばこの条件が満足される。第５図の従来回路では
インピーダンス整合回路３８とインダクタ５１及
びインピーダンス整合４６とインダクタ４１がそ
れぞれ上記並列共振回路に相当している。このた
め、トランジスタ３９のベース側とコレクタ側に
前記直列共振回路５５，５８を設けることによ
り、／２発振信号をそれぞれ接地に流し、異常
発振による所定の周波数以外の信号が出力端子４
８から負荷インピーダンス４９に供給されること
を防止するようにしている。
ところが、上記従来回路では直列共振回路５
５，５８が増幅素子であるトランジスタ３９のベ
ースとコレクタに接続されており、直列共振回路
５５，５８が増幅を行なうための主回路に直接挿
入されている。これにより、上記主回路と接地間
に直接挿入されるインダクタは４１，５１，５
３，５６に及ぶため、そのインダクタンスが増大
し、直列共振回路５５，５８は／２よりも低い
周波数の入力信号に対し寄生発振を起こす要素と
して作用し易くなり、動作の安定性を低下させる
要因になつている。
５，５８が増幅素子であるトランジスタ３９のベ
ースとコレクタに接続されており、直列共振回路
５５，５８が増幅を行なうための主回路に直接挿
入されている。これにより、上記主回路と接地間
に直接挿入されるインダクタは４１，５１，５
３，５６に及ぶため、そのインダクタンスが増大
し、直列共振回路５５，５８は／２よりも低い
周波数の入力信号に対し寄生発振を起こす要素と
して作用し易くなり、動作の安定性を低下させる
要因になつている。
（発明が解決しようとする課題）
このように従来の高周波電力増幅回路では、
／２発振に対する対策として直列共振回路を増
幅が行われる主回路に挿入しているため、インダ
クタンスが増加し、／２よりも低い周波数の入
力信号に対する動作の安定性が低下するという欠
点がある。
／２発振に対する対策として直列共振回路を増
幅が行われる主回路に挿入しているため、インダ
クタンスが増加し、／２よりも低い周波数の入
力信号に対する動作の安定性が低下するという欠
点がある。
この発明は上記のような事情を考慮してなれた
ものであり、その目的は、広帯域の入力信号に対
して安定した増幅動作を行なうことができる高周
波電力増幅回路を提供することにある。
ものであり、その目的は、広帯域の入力信号に対
して安定した増幅動作を行なうことができる高周
波電力増幅回路を提供することにある。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
この発明の高周波電力増幅回路は、エミツタも
しくはソースが接地された高周波増幅用トランジ
スタと、前記高周波増幅用トランジスタのベース
もしくはゲート側及びコレクタもしくはドレイン
側のうち少なくともいずれか一方側に設けられた
インピーダンス整合回路と、前記高周波増幅用ト
ランジスタにおけるコレクタもしくはドレインへ
の給電用の第１のインダクタンス素子と、前記高
周波増幅用トランジスタにおけるベースもしくは
ゲートを直流的に接地するための第２のインダク
タンス素子と、前記高周波増幅用トランジスタへ
の入力信号周波数に対して前記インピーダンス整
合回路が並列共振回路として作用する際、この入
力信号周波数に対して1/2の共振周波数を持つよ
うな直列共振回路を前記給電用の第１インダクタ
ンス素子あるいは前記直流的に接地するための第
２のインダクタンス素子と共に構成すべく、前記
第１のインダクタンス素子の中点と接地との間及
び前記第２のインダクタンス素子の中点と接地と
の間の少なくともいずれか一方に設けられたキヤ
パシタス素子とから構成される。
しくはソースが接地された高周波増幅用トランジ
スタと、前記高周波増幅用トランジスタのベース
もしくはゲート側及びコレクタもしくはドレイン
側のうち少なくともいずれか一方側に設けられた
インピーダンス整合回路と、前記高周波増幅用ト
ランジスタにおけるコレクタもしくはドレインへ
の給電用の第１のインダクタンス素子と、前記高
周波増幅用トランジスタにおけるベースもしくは
ゲートを直流的に接地するための第２のインダク
タンス素子と、前記高周波増幅用トランジスタへ
の入力信号周波数に対して前記インピーダンス整
合回路が並列共振回路として作用する際、この入
力信号周波数に対して1/2の共振周波数を持つよ
うな直列共振回路を前記給電用の第１インダクタ
ンス素子あるいは前記直流的に接地するための第
２のインダクタンス素子と共に構成すべく、前記
第１のインダクタンス素子の中点と接地との間及
び前記第２のインダクタンス素子の中点と接地と
の間の少なくともいずれか一方に設けられたキヤ
パシタス素子とから構成される。
（作用）
高周波増幅用トランジスタのベースもしくはゲ
ートと接地との間に設けられたインダクタンス素
子、コレクタもしくはドレインと電源との間に設
けられたインダクタンス素子の少なくともいずれ
か一方の中点と接点との間キヤパシタンス素子を
接続することにより、入力信号周波数に対して1/
２の共振周波数を持つ直列共振回路が構成される。
この直列共振回路は増幅が行われる主回路に挿入
されていないため、主回路に対するインダクタン
スを減少させることができる。従つて、／２よ
りも低い周波数の入力信号に対して寄生発振を起
こすような要素としては作用しにくくなり、広帯
域の入力信号に対して安定した増幅動作が達成さ
れる。
ートと接地との間に設けられたインダクタンス素
子、コレクタもしくはドレインと電源との間に設
けられたインダクタンス素子の少なくともいずれ
か一方の中点と接点との間キヤパシタンス素子を
接続することにより、入力信号周波数に対して1/
２の共振周波数を持つ直列共振回路が構成される。
この直列共振回路は増幅が行われる主回路に挿入
されていないため、主回路に対するインダクタン
スを減少させることができる。従つて、／２よ
りも低い周波数の入力信号に対して寄生発振を起
こすような要素としては作用しにくくなり、広帯
域の入力信号に対して安定した増幅動作が達成さ
れる。
（実施例）
以下、図面を参照してこの発明を実施例により
説明する。
説明する。
第１図はこの発明を無線通信機の送信段に使用
されるトランジスタ一段の高周波電力増幅回路に
実施した場合の構成を示す回路図である。図にお
いて、入力端子１に印加される信号源２の信号
は、キヤパシタ３、インダクタ４，５及びキヤパ
シタ６，７からなるインピーダンス整合回路８を
介して、エミツタが接地された高周波増幅用の
NPNトランジスタ９のベースに供給される。こ
のトランジスタ９のコレクタと電源端子１０との
間には給電用のインダクタ１１が接続されてい
る。上記トランジスタ９のコレクタの信号はイン
ダクタ１２，１３及びキヤパシタ１４，１５から
なるインピーダンス整合回路１６、キヤパシタ１
７を介して出力端子１８から出力される。また、
この出力端子１８には負荷インピーダンス１９が
接続されている。
されるトランジスタ一段の高周波電力増幅回路に
実施した場合の構成を示す回路図である。図にお
いて、入力端子１に印加される信号源２の信号
は、キヤパシタ３、インダクタ４，５及びキヤパ
シタ６，７からなるインピーダンス整合回路８を
介して、エミツタが接地された高周波増幅用の
NPNトランジスタ９のベースに供給される。こ
のトランジスタ９のコレクタと電源端子１０との
間には給電用のインダクタ１１が接続されてい
る。上記トランジスタ９のコレクタの信号はイン
ダクタ１２，１３及びキヤパシタ１４，１５から
なるインピーダンス整合回路１６、キヤパシタ１
７を介して出力端子１８から出力される。また、
この出力端子１８には負荷インピーダンス１９が
接続されている。
この場合にも上記トランジスタ９で増幅に必要
なインピーダンスは、ベースと接地との間では約
1Ω、コレクタと接地との間では約5Ωであり、信
号源２のインピーダンス２０及び負荷インピーダ
ンス１９は共に約50Ωである。このため、上記イ
ンピーダンス整合回路８，１６を設けることによ
つて入出力インピーダンスの整合が図られてい
る。さらに、トランジスタ９のベースと接地との
間には、ベースを直流的に接地するためのインダ
クタ２１が接続されており、電源端子１０と接地
との間には高周波成分除去用のキヤパシタ２２が
接続されている。
なインピーダンスは、ベースと接地との間では約
1Ω、コレクタと接地との間では約5Ωであり、信
号源２のインピーダンス２０及び負荷インピーダ
ンス１９は共に約50Ωである。このため、上記イ
ンピーダンス整合回路８，１６を設けることによ
つて入出力インピーダンスの整合が図られてい
る。さらに、トランジスタ９のベースと接地との
間には、ベースを直流的に接地するためのインダ
クタ２１が接続されており、電源端子１０と接地
との間には高周波成分除去用のキヤパシタ２２が
接続されている。
そして、この実施例回路では、トランジスタ９
のベース直流接地用のインダクタ２１の中点と接
地との間にキヤパシタ２３を接続し、インダクタ
２１とこのキヤパシタ２３とでトランジスタ９の
ベース側に生じる／２発振の信号を接地に流す
ための直列共振回路２４を構成し、かつトランジ
スタ９のコレクタ給電用のインダクタ１１の中点
と接地との間にキヤパシタ２５を接続し、インダ
クタ１１とこのキヤパシタ２５とでトランジスタ
９のコレクタ側に生ずる／２発振の信号を接地
に流すための直列共振回路２６を構成するように
している。すなわち、上記両インダクタ２１，１
１は低周波数発振を抑制するためにトランジスタ
９の入力及び出力インピーダンスの数倍の値に設
定されるが、上記キヤパシタ２３，２５はこれら
インダクタ２１，１１の値を考慮し、直列共振回
路２４，２６が／２の周波数と一致するような
共振周波数を持つ値に設定される。まず、例えば
低周波数発振を抑制するインダクタ２１，１１の
ような第２図に示すインダクタＬのみの場合につ
いて考えると、第４図の周波数に対するインピー
ダンス特性曲線の破線で示すような160MHzの時
のインピーダンスがj10Ωになるような特性を持
つ10nH程度のインダクタが必要となる。そこで、
第４図中の実線で示すように、上記した周波数に
対するインピーダンス特性を損なうことなく、し
かも160MHzの半分の周波数の80MHzではインピ
ーダンスが0Ωになるような直列共振回路を構成
するように第３図に示すインダクタL1，L2及び
キヤパシタＣの値を選定する。以下、計算例を示
す。
のベース直流接地用のインダクタ２１の中点と接
地との間にキヤパシタ２３を接続し、インダクタ
２１とこのキヤパシタ２３とでトランジスタ９の
ベース側に生じる／２発振の信号を接地に流す
ための直列共振回路２４を構成し、かつトランジ
スタ９のコレクタ給電用のインダクタ１１の中点
と接地との間にキヤパシタ２５を接続し、インダ
クタ１１とこのキヤパシタ２５とでトランジスタ
９のコレクタ側に生ずる／２発振の信号を接地
に流すための直列共振回路２６を構成するように
している。すなわち、上記両インダクタ２１，１
１は低周波数発振を抑制するためにトランジスタ
９の入力及び出力インピーダンスの数倍の値に設
定されるが、上記キヤパシタ２３，２５はこれら
インダクタ２１，１１の値を考慮し、直列共振回
路２４，２６が／２の周波数と一致するような
共振周波数を持つ値に設定される。まず、例えば
低周波数発振を抑制するインダクタ２１，１１の
ような第２図に示すインダクタＬのみの場合につ
いて考えると、第４図の周波数に対するインピー
ダンス特性曲線の破線で示すような160MHzの時
のインピーダンスがj10Ωになるような特性を持
つ10nH程度のインダクタが必要となる。そこで、
第４図中の実線で示すように、上記した周波数に
対するインピーダンス特性を損なうことなく、し
かも160MHzの半分の周波数の80MHzではインピ
ーダンスが0Ωになるような直列共振回路を構成
するように第３図に示すインダクタL1，L2及び
キヤパシタＣの値を選定する。以下、計算例を示
す。
第３図のａ，ｂ間のインピーダンスをＺ（）
とする。ここで、ω＝2π，（Hz）は周波数。
とする。ここで、ω＝2π，（Hz）は周波数。
Ｚ（）＝jωL1＋１／jωC＋１／jωL2
＝jω（L1＋L2−ω2L1L2Ｃ）／１−ω2L2Ｃ…
…(1) となり、 Ｚ（）＝０の条件は上式の分子が０であるから ω2L1L2Ｃ＝L1＋L2 ところで、Ｚ（）の所要値はＺ（160MHz）＝
j10Ω、かつ、Ｚ（180MHz）＝0Ωであるから、その
条件を満たすL1，L2，Ｃの値は次のように決定
される。
…(1) となり、 Ｚ（）＝０の条件は上式の分子が０であるから ω2L1L2Ｃ＝L1＋L2 ところで、Ｚ（）の所要値はＺ（160MHz）＝
j10Ω、かつ、Ｚ（180MHz）＝0Ωであるから、その
条件を満たすL1，L2，Ｃの値は次のように決定
される。
まず、Ｚ（160Hz）＝jωL1＝j10の関係により、
L1＝10〜12nHとなる。
L1＝10〜12nHとなる。
他方、L2とL1との間に例えば、L2／L1＝0.2〜
0.5なる関係を持たせるとすれば、L2＝２〜6nH
となる。
0.5なる関係を持たせるとすれば、L2＝２〜6nH
となる。
また、上記のL1，L2の値と(2)の式の関係から
Ｃ＝1000〜2000pFとなる。
Ｃ＝1000〜2000pFとなる。
上記のL1，L2，Ｃの値と(1)式及び(2)式の関係
により L1＝11.1nH、L2＝3.6nH、Ｃ＝1500pFと決定
される。
により L1＝11.1nH、L2＝3.6nH、Ｃ＝1500pFと決定
される。
このようにしてL1，L2，Ｃの値を選び、第１
図実施例回路に示す直列共振回路２４，２６が構
成される。
図実施例回路に示す直列共振回路２４，２６が構
成される。
このような構成にすれば、直列共振回路２４，
２６が増幅を行なうための主回路に直接挿入され
ず、インダクタ１１やインダクタ２１を共用して
構成されるため、この直列共振回路２４，２６は
／２よりも低い周波数の入力信号に対し寄生発
振を起こす要素として作用しにくくなり、動作の
安定性が向上する。また、／２発振は増幅信号
の周波数帯域の低い周波数で起り易いため、上記
実施例回路では安定に動作する周波数領域を低い
方に広げることができ、広い帯域で安定した増幅
を行なうことができる。
２６が増幅を行なうための主回路に直接挿入され
ず、インダクタ１１やインダクタ２１を共用して
構成されるため、この直列共振回路２４，２６は
／２よりも低い周波数の入力信号に対し寄生発
振を起こす要素として作用しにくくなり、動作の
安定性が向上する。また、／２発振は増幅信号
の周波数帯域の低い周波数で起り易いため、上記
実施例回路では安定に動作する周波数領域を低い
方に広げることができ、広い帯域で安定した増幅
を行なうことができる。
上記実施例回路を、周波数が135〜175MHz、入
力電力が０〜4Wの範囲、電源電圧が10〜16.5V
の範囲で出力電力の80％が負荷から送信段に戻る
ような負荷条件の下で実際に動作させたときに発
振しないことが確認されている。
力電力が０〜4Wの範囲、電源電圧が10〜16.5V
の範囲で出力電力の80％が負荷から送信段に戻る
ような負荷条件の下で実際に動作させたときに発
振しないことが確認されている。
さらに上記実施例回路では従来回路に比べてイ
ンダクタを２個削減することができるので、部品
点数が減少した分だけ回路構成が簡単になり、か
つ回路全体が小形化できる。
ンダクタを２個削減することができるので、部品
点数が減少した分だけ回路構成が簡単になり、か
つ回路全体が小形化できる。
なお、この発明は上記実施例に限定されるもの
ではなく、種々の変形が可能であることはいうま
でもない。例えば、上記実施例回路ではトランジ
スタ９の入力側及び出力側の両方に直列共振回路
を設ける場合について説明したが、これはキヤパ
シタ２３，２５のいずれか一方を設けることによ
り、トランジスタ９の入力側及び出力側のいずれ
か一方のみに直列共振回路を設けるようにしても
効果がある。さらに、上記実施例では高周波増幅
用のトランジスタとしてNPN型のバイポーラト
ランジスタを使用する場合ついて説明したが、そ
の代わりに電界効果型の高周波用トランジスタを
使用するようにしてもよい。電界効果型トランジ
スタを使用する場合には、前記エミツタの代わり
にソースが、前記ベースの代わりにゲートが、前
記コレクタの代わりにドレインがそれぞれ接続さ
れる。
ではなく、種々の変形が可能であることはいうま
でもない。例えば、上記実施例回路ではトランジ
スタ９の入力側及び出力側の両方に直列共振回路
を設ける場合について説明したが、これはキヤパ
シタ２３，２５のいずれか一方を設けることによ
り、トランジスタ９の入力側及び出力側のいずれ
か一方のみに直列共振回路を設けるようにしても
効果がある。さらに、上記実施例では高周波増幅
用のトランジスタとしてNPN型のバイポーラト
ランジスタを使用する場合ついて説明したが、そ
の代わりに電界効果型の高周波用トランジスタを
使用するようにしてもよい。電界効果型トランジ
スタを使用する場合には、前記エミツタの代わり
にソースが、前記ベースの代わりにゲートが、前
記コレクタの代わりにドレインがそれぞれ接続さ
れる。
［発明の効果］
以上詳述したようにこの発明によれば、広帯域
にわたる回路動作の安定性及び素子面積の縮小化
が向上される高周波電力増幅回路が提供できる。
にわたる回路動作の安定性及び素子面積の縮小化
が向上される高周波電力増幅回路が提供できる。
第１図はこの発明に係る高周波電力増幅回路の
一実施例による構成を示す回路図、第２図及び第
３図は第１図回路の一部の回路図、第４図は周波
数−インピーダンス特性曲線、第５図は従来の高
周波電力増幅回路の構成を示す回路ずである。 １……入力端子、高周波トランジスタ、２……
信号源、３，６，７，１４，１５，１７，２２，
２３，２５……キヤパシタ、４，５，１１，１
２，１３，２１……インダクタ、８，１６……イ
ンピーダンス整合回路、９……高周波トランジス
タ、１０……電源端子、１８……出力端子、１
９，２０……負荷インピーダンス、２４，２６…
…直列共振回路。
一実施例による構成を示す回路図、第２図及び第
３図は第１図回路の一部の回路図、第４図は周波
数−インピーダンス特性曲線、第５図は従来の高
周波電力増幅回路の構成を示す回路ずである。 １……入力端子、高周波トランジスタ、２……
信号源、３，６，７，１４，１５，１７，２２，
２３，２５……キヤパシタ、４，５，１１，１
２，１３，２１……インダクタ、８，１６……イ
ンピーダンス整合回路、９……高周波トランジス
タ、１０……電源端子、１８……出力端子、１
９，２０……負荷インピーダンス、２４，２６…
…直列共振回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ エミツタもしくはソースが接地された高周波
増幅用トランジスタと、 前記高周波増幅用トランジスタのベースもしく
はゲート側及びコレクタもしくはドレイン側のう
ち少なくともいずれか一方側に設けられたインピ
ーダンス整合回路と、 前記高周波増幅用トランジスタにおけるコレク
タもしくはドレインへの給電用の第１のインダク
タンス素子と、 前記高周波増幅用トランジスタにおけるベース
もしくはゲートを直流的に接地するための第２の
インダクタンス素子と、 前記高周波増幅用トランジスタへの入力信号周
波数に対して前記インピーダンス整合回路が並列
共振回路として作用する際、この入力信号周波数
に対して1/2の共振周波数を持つような直列共振
回路を前記給電用の第１インダクタンス素子ある
いは前記直流的に接地するための第２のインダク
タンス素子と共に構成すべく、前記第１のインダ
クタンス素子の中点と接地との間及び前記第２の
インダクタンス素子の中点と接地との間の少なく
ともいずれか一方に設けられたキヤパシタンス素
子と を具備したことを特徴とする高周波電力増幅回
路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63283184A JPH02130008A (ja) | 1988-11-09 | 1988-11-09 | 高周波電力増幅回路 |
| GB8925251A GB2225683B (en) | 1988-11-09 | 1989-11-08 | High frequency power amplifier circuit |
| KR1019890016149A KR930001293B1 (ko) | 1988-11-09 | 1989-11-08 | 고주파전력증폭회로 |
| US07/433,914 US5051706A (en) | 1988-11-09 | 1989-11-09 | High frequency power amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63283184A JPH02130008A (ja) | 1988-11-09 | 1988-11-09 | 高周波電力増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02130008A JPH02130008A (ja) | 1990-05-18 |
| JPH053165B2 true JPH053165B2 (ja) | 1993-01-14 |
Family
ID=17662222
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63283184A Granted JPH02130008A (ja) | 1988-11-09 | 1988-11-09 | 高周波電力増幅回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5051706A (ja) |
| JP (1) | JPH02130008A (ja) |
| KR (1) | KR930001293B1 (ja) |
| GB (1) | GB2225683B (ja) |
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1988
- 1988-11-09 JP JP63283184A patent/JPH02130008A/ja active Granted
-
1989
- 1989-11-08 KR KR1019890016149A patent/KR930001293B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-11-08 GB GB8925251A patent/GB2225683B/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-11-09 US US07/433,914 patent/US5051706A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8925251D0 (en) | 1989-12-28 |
| JPH02130008A (ja) | 1990-05-18 |
| KR900008764A (ko) | 1990-06-03 |
| GB2225683B (en) | 1993-06-16 |
| GB2225683A (en) | 1990-06-06 |
| US5051706A (en) | 1991-09-24 |
| KR930001293B1 (ko) | 1993-02-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |