JPH0785528B2 - 高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路 - Google Patents
高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路Info
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- JPH0785528B2 JPH0785528B2 JP1337414A JP33741489A JPH0785528B2 JP H0785528 B2 JPH0785528 B2 JP H0785528B2 JP 1337414 A JP1337414 A JP 1337414A JP 33741489 A JP33741489 A JP 33741489A JP H0785528 B2 JPH0785528 B2 JP H0785528B2
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- Japan
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- millimeter wave
- microwave millimeter
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- wave transistor
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- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
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- Microwave Amplifiers (AREA)
- Junction Field-Effect Transistors (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、マイクロ波ミリ波トランジスタ回路に関して
おり、特に高出力安定動作が可能となる高出力マイクロ
波ミリ波トランジスタ安定化回路に関する。
おり、特に高出力安定動作が可能となる高出力マイクロ
波ミリ波トランジスタ安定化回路に関する。
（従来の技術） GaAsFETなどの能動素子を用いたマイクロ波ミリ波高出
力増幅器の進展は著しく、マイクロ波地上回線、衛星通
信、レーダ等各方面で固体増幅器が使われている。
力増幅器の進展は著しく、マイクロ波地上回線、衛星通
信、レーダ等各方面で固体増幅器が使われている。
第３図（ａ）は従来のGaAsFET高出力増幅回路の例であ
る。同図においてチップキャリア上にろう付けされたGa
AsFET1のゲート電極と同じくろう付けされたチタン酸バ
リウム基板２上に構成された第１の平行平板キャパシタ
の上部電極３とがボンディング線15で結ばれ、前記チタ
ン酸バリウム基板２上に構成された第２の平行平板キャ
パシタの上部電極４と前記上部電極３とはボンディング
線11で結ばれている。入力端子は該チップキャリア上に
ろう付けされたアルミナセラミック基板17に構成された
50Ωマイクロストリップコンダクタ９より成り、ストリ
ップコンダクタ９と上記電極４はボンデイング線10によ
り結ばれている。GaAsFET1のドレイン電極はボンデイン
グ線13により、該チップキャリア上にろう付けされたア
ルミナセラミック基板18上の電極パターン６と接続され
ている。７は並列スタブで、８は出力端子を構成してい
る。このような回路の等価回路が同じく第３図（ｂ）に
示されている。参照番号は構造図と同じである。
る。同図においてチップキャリア上にろう付けされたGa
AsFET1のゲート電極と同じくろう付けされたチタン酸バ
リウム基板２上に構成された第１の平行平板キャパシタ
の上部電極３とがボンディング線15で結ばれ、前記チタ
ン酸バリウム基板２上に構成された第２の平行平板キャ
パシタの上部電極４と前記上部電極３とはボンディング
線11で結ばれている。入力端子は該チップキャリア上に
ろう付けされたアルミナセラミック基板17に構成された
50Ωマイクロストリップコンダクタ９より成り、ストリ
ップコンダクタ９と上記電極４はボンデイング線10によ
り結ばれている。GaAsFET1のドレイン電極はボンデイン
グ線13により、該チップキャリア上にろう付けされたア
ルミナセラミック基板18上の電極パターン６と接続され
ている。７は並列スタブで、８は出力端子を構成してい
る。このような回路の等価回路が同じく第３図（ｂ）に
示されている。参照番号は構造図と同じである。
（発明が解決しようとする課題） 第３図の従来例のGaAsFET高出力増幅回路では第４図に
示す異状増幅現象が生ずる場合がある。第４図は増幅回
路の入出力電力特性（ａ）と周波数出力電力特性（ｂ）
である。同図（ａ）に示されたように増幅帯域内の特定
の周波数（あるいは周波数範囲）においてヒステリシス
を伴った入出力電力特性のジャンプが生ずる。このよう
なジャンプが生じたときには動作周波数の1/2の周波数
て代表される分数調波が発生する。同図（ｂ）に示され
たようにこのようなジャンプ現象は入力電力レベルをあ
る程度以上大きくしたときに生じ、さらに入力電力レベ
ルを大きくして行くと周波数特性で見る限りジャンプの
量は減少する傾向にある。
示す異状増幅現象が生ずる場合がある。第４図は増幅回
路の入出力電力特性（ａ）と周波数出力電力特性（ｂ）
である。同図（ａ）に示されたように増幅帯域内の特定
の周波数（あるいは周波数範囲）においてヒステリシス
を伴った入出力電力特性のジャンプが生ずる。このよう
なジャンプが生じたときには動作周波数の1/2の周波数
て代表される分数調波が発生する。同図（ｂ）に示され
たようにこのようなジャンプ現象は入力電力レベルをあ
る程度以上大きくしたときに生じ、さらに入力電力レベ
ルを大きくして行くと周波数特性で見る限りジャンプの
量は減少する傾向にある。
このような異状現象の起きるメカニズムは次のように説
明できる。すなわちGaAsFETの有する非線形性と、GaAsF
ET自身および周辺回路が有する帰還容量との相互作用に
よって説明できる。まずGaAsFETの非線形性から説明す
る。第５図に示したようにGaAsFETのドレイン電流I
Dは、飽和速度（Vsat）モデルを用いて、 ID＝qVsatb（ａ−ｗ）No （１） と表せる。ここでｑは電子の電荷、ｗは空乏層幅、ａは
チャンネル厚ｂはゲート幅、Noはドーピング濃度であ
る。このｗは と表せる。Vgはゲート電圧、Vbiはショットキー接合内
蔵電圧、εはGaAsの誘導率である。（１）、（２）式を
用いて相互コンダクタンスgmは、 と表せる。なお、第５図は半絶縁性GaAs基板25上のｎ型
ドーピング層24にソセス状に形成されたゲート・ショッ
トキー金属21を備えたGaAsFETの模式図である。22、23
はオーミック金属でそれぞれソース電極、ドレインを構
成している。
明できる。すなわちGaAsFETの有する非線形性と、GaAsF
ET自身および周辺回路が有する帰還容量との相互作用に
よって説明できる。まずGaAsFETの非線形性から説明す
る。第５図に示したようにGaAsFETのドレイン電流I
Dは、飽和速度（Vsat）モデルを用いて、 ID＝qVsatb（ａ−ｗ）No （１） と表せる。ここでｑは電子の電荷、ｗは空乏層幅、ａは
チャンネル厚ｂはゲート幅、Noはドーピング濃度であ
る。このｗは と表せる。Vgはゲート電圧、Vbiはショットキー接合内
蔵電圧、εはGaAsの誘導率である。（１）、（２）式を
用いて相互コンダクタンスgmは、 と表せる。なお、第５図は半絶縁性GaAs基板25上のｎ型
ドーピング層24にソセス状に形成されたゲート・ショッ
トキー金属21を備えたGaAsFETの模式図である。22、23
はオーミック金属でそれぞれソース電極、ドレインを構
成している。
（３）式で表されたgmは第６図に示すようなVg依存性を
有し、小信号動作時には準線形であるとすることができ
るが大信号動作時には非線形として表さなければならな
い。第５図中には空乏層に起因するドレイン・ゲート間
容量Cdg、28および電極間カップリングによるドレイン
・ゲート間容量Cdg′、27がある。これらの容量は入出
力間の帰還回路を構成するが、以上に示した非線形性と
帰還回路を等価的に表現すると第７図（ａ）（ｂ）のよ
うになる。第７図はGaAsFET37と、入力回路38、出力回
路39とを含めた場合の非線形モデルで、gmの非線形性に
よるミキシング機能32、トランジスタ本来の増幅機能3
1、およびCdg＋Cdg′による帰還回路33から表される。
図において、34はGaAsFETにとっても信号源インピーダ
ンスを示す。このような帰還回路を有する非線形回路の
動作は第８図に示すようになる。すなわち帰還ループ内
に存在する熱雑音の内fo/2の周波数成分は増幅器に入力
されるfo成分と混合されfo/2の成分が生じる。この新た
に再生されたfo/2の成分は増幅され、帰還ループを通り
再びfoの入力成分と混合される。このfo/2成分はこの系
が許す飽和レベルまで振幅を成長する。したがってこの
ときの出力はfoとfo/2の両方の成分を有する。このよう
な再生分周現象の起こる条件は ＧA,fo/2＋ＧF,fo/2＋GC（Pi）＞OdB （４） である。（４）式においてＧA,fo/2は増幅部のfo/2の成
分に対する利得でＧF,fo/2は帰還回路のfo/2成分に対す
る帰還量でGC（Pi）はミキシング部の変換利得である。
第６図に示したように、小信号動作のときは準線形とし
て扱えるためGC（Pi）は非常に小さい。このため小信号
には（４）式の条件を満たすことはなく異状現象は起こ
らない。ところが大信号動作に入って来るとGC（Pi）は
急激に増大し、ある入力レベルを越えた瞬間に（４）式
を満たすようになる。このときの出力電力Pout＝Pfo＋
Ｐfo/2となる。系の飽和出力はfo成分とfo/2成分の和で
規定されるので、fo/2成分が現れた瞬間（すなわち
（４）式が満たされた瞬間）にfoの成分が急減少する。
これが入出力特性のジャンプとなって現れる。
有し、小信号動作時には準線形であるとすることができ
るが大信号動作時には非線形として表さなければならな
い。第５図中には空乏層に起因するドレイン・ゲート間
容量Cdg、28および電極間カップリングによるドレイン
・ゲート間容量Cdg′、27がある。これらの容量は入出
力間の帰還回路を構成するが、以上に示した非線形性と
帰還回路を等価的に表現すると第７図（ａ）（ｂ）のよ
うになる。第７図はGaAsFET37と、入力回路38、出力回
路39とを含めた場合の非線形モデルで、gmの非線形性に
よるミキシング機能32、トランジスタ本来の増幅機能3
1、およびCdg＋Cdg′による帰還回路33から表される。
図において、34はGaAsFETにとっても信号源インピーダ
ンスを示す。このような帰還回路を有する非線形回路の
動作は第８図に示すようになる。すなわち帰還ループ内
に存在する熱雑音の内fo/2の周波数成分は増幅器に入力
されるfo成分と混合されfo/2の成分が生じる。この新た
に再生されたfo/2の成分は増幅され、帰還ループを通り
再びfoの入力成分と混合される。このfo/2成分はこの系
が許す飽和レベルまで振幅を成長する。したがってこの
ときの出力はfoとfo/2の両方の成分を有する。このよう
な再生分周現象の起こる条件は ＧA,fo/2＋ＧF,fo/2＋GC（Pi）＞OdB （４） である。（４）式においてＧA,fo/2は増幅部のfo/2の成
分に対する利得でＧF,fo/2は帰還回路のfo/2成分に対す
る帰還量でGC（Pi）はミキシング部の変換利得である。
第６図に示したように、小信号動作のときは準線形とし
て扱えるためGC（Pi）は非常に小さい。このため小信号
には（４）式の条件を満たすことはなく異状現象は起こ
らない。ところが大信号動作に入って来るとGC（Pi）は
急激に増大し、ある入力レベルを越えた瞬間に（４）式
を満たすようになる。このときの出力電力Pout＝Pfo＋
Ｐfo/2となる。系の飽和出力はfo成分とfo/2成分の和で
規定されるので、fo/2成分が現れた瞬間（すなわち
（４）式が満たされた瞬間）にfoの成分が急減少する。
これが入出力特性のジャンプとなって現れる。
本発明の目的は高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ増
幅回路において前記異状現象を除去し、安定な動作が行
える高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路を
提供することにある。
幅回路において前記異状現象を除去し、安定な動作が行
える高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路を
提供することにある。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明の高出力マイクロ波ミ
リ波トランジスタ安定化回路は、入力整合回路および出
力整合回路を備えた高出力マイクロ波ミリ波トランジス
タ回路において、マイクロ波ミリ波トランジスタの入力
端子と該入力整合回路との間に作動周波数の２分の１の
周波数に対するインピーダンスを選択的に低くするフィ
ルタ回路を設けたことを特徴としている。
リ波トランジスタ安定化回路は、入力整合回路および出
力整合回路を備えた高出力マイクロ波ミリ波トランジス
タ回路において、マイクロ波ミリ波トランジスタの入力
端子と該入力整合回路との間に作動周波数の２分の１の
周波数に対するインピーダンスを選択的に低くするフィ
ルタ回路を設けたことを特徴としている。
さらに動作周波数に対して２分の１波長（すなわち動作
周波数の２分の１の周波数に対して４分の１波長）で先
端開放の並列伝送線路により前記フィルタ回路が構成さ
れていることを特徴としている。
周波数の２分の１の周波数に対して４分の１波長）で先
端開放の並列伝送線路により前記フィルタ回路が構成さ
れていることを特徴としている。
（作用） 本発明においては第７図で示される回路のfo/2成分に対
する帰還量ＧF,fo/2、すなわち においてＺfo/2＝０とすることによりＧF,fo/2を−∞と
し条件式（４）の成立の避ける作用がある。基本波foに
対して２分の１波長の先端開放の伝送線路を、もう一端
から見込んだインピーダンスは∞となるが、fo/2成分に
対しては該線路は他端開放の４分の１波長伝送線路とな
るためもう一端から見込んだインピーダンスは零とな
る。このため基本波の整合回路には何ら影響を与えるこ
となく、fo/2成分に対してはインピーダンスを零とでき
るためＧF,fo/2を−∞とでき、異状現象の発生を防止で
きる。
する帰還量ＧF,fo/2、すなわち においてＺfo/2＝０とすることによりＧF,fo/2を−∞と
し条件式（４）の成立の避ける作用がある。基本波foに
対して２分の１波長の先端開放の伝送線路を、もう一端
から見込んだインピーダンスは∞となるが、fo/2成分に
対しては該線路は他端開放の４分の１波長伝送線路とな
るためもう一端から見込んだインピーダンスは零とな
る。このため基本波の整合回路には何ら影響を与えるこ
となく、fo/2成分に対してはインピーダンスを零とでき
るためＧF,fo/2を−∞とでき、異状現象の発生を防止で
きる。
（実施例） 第１図は本発明の高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ
安定化回路を示す図で50は基本波に対する入力整合回
路、52は基本波に対する出力整合回路、51は基本波に対
しては影響を与えずfo/2成分に対して短絡となるフイル
タ回路で、１はGaAsFETである。
安定化回路を示す図で50は基本波に対する入力整合回
路、52は基本波に対する出力整合回路、51は基本波に対
しては影響を与えずfo/2成分に対して短絡となるフイル
タ回路で、１はGaAsFETである。
第２図は本発明の具体的実施例である。第２図と第３図
従来例の相違点は基本波に対して２分の１波長で先端開
放のマイクロストリップ線路５と、この線路とGaAsFET
のゲート電極と結ぶボンディング線19が新たに存在する
ことである。他の参照番号は第３図と共通である。
従来例の相違点は基本波に対して２分の１波長で先端開
放のマイクロストリップ線路５と、この線路とGaAsFET
のゲート電極と結ぶボンディング線19が新たに存在する
ことである。他の参照番号は第３図と共通である。
（発明の効果） 本発明の高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回
路においてはfo/2成分の帰還を防止することができるた
め、入出力電力特性のジャンプ現象、周波数特性におけ
るバンド切れ現象を無くすることができる。このためマ
イクロ波ミリ波高出力増幅器の生産歩留りを大幅に向上
できるばかりでなく、帰還量が特に多くなるミリ波帯に
おいて安定した増幅器を提供できるため工学上の意義が
大きい。
路においてはfo/2成分の帰還を防止することができるた
め、入出力電力特性のジャンプ現象、周波数特性におけ
るバンド切れ現象を無くすることができる。このためマ
イクロ波ミリ波高出力増幅器の生産歩留りを大幅に向上
できるばかりでなく、帰還量が特に多くなるミリ波帯に
おいて安定した増幅器を提供できるため工学上の意義が
大きい。
第１図は本発明の回路を示す図であり、第２図はその具
体的実施例を示す図である。第３図は従来例の回路を示
す図、第４図は従来観測された異状現象を示す図、第５
図は高出力GaAsFETの構造図、第６図〜第８図は異状現
象の原因を説明する図である。 これらの図において １、37……GaAsFET、２……チタン酸バリウム基板、
３、４……キャパシタ、５、８、９……マイクロストリ
ップ線路、７……スタブ、10、11、15、13、19……ボン
ディング線、６……電極パターン、21……ゲート・ショ
ットキー金属、22、23……オーミック金属、26……空乏
層、25……半絶性GaAs、38……入力整合回路、39……出
力整合回路、32……ミキシング機能、31……増幅機能、
33……帰還回路、34……GaAsFETにとっての信号源イン
ピーダンス
体的実施例を示す図である。第３図は従来例の回路を示
す図、第４図は従来観測された異状現象を示す図、第５
図は高出力GaAsFETの構造図、第６図〜第８図は異状現
象の原因を説明する図である。 これらの図において １、37……GaAsFET、２……チタン酸バリウム基板、
３、４……キャパシタ、５、８、９……マイクロストリ
ップ線路、７……スタブ、10、11、15、13、19……ボン
ディング線、６……電極パターン、21……ゲート・ショ
ットキー金属、22、23……オーミック金属、26……空乏
層、25……半絶性GaAs、38……入力整合回路、39……出
力整合回路、32……ミキシング機能、31……増幅機能、
33……帰還回路、34……GaAsFETにとっての信号源イン
ピーダンス
Claims (2)
- 【請求項１】入力整合回路および出力整合回路を備えた
高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ回路において、マ
イクロ波ミリ波トランジスタの入力端子と該入力整合回
路との間に動作周波数の２分の１の周波数に対するイン
ピーダンスを選択的に低くするフィルタ回路を設けたこ
とを特徴とする高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安
定化回路。 - 【請求項２】動作周波数に対して２分の１波長で先端開
放の並列伝送線路によりフィルタ回路が構成されている
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の高出力マ
イクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1337414A JPH0785528B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路 |
| US07/628,474 US5177452A (en) | 1989-12-25 | 1990-12-14 | Stabilized circuit of high output power transistor for microwave and milliwave |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1337414A JPH0785528B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03228410A JPH03228410A (ja) | 1991-10-09 |
| JPH0785528B2 true JPH0785528B2 (ja) | 1995-09-13 |
Family
ID=18308411
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1337414A Expired - Lifetime JPH0785528B2 (ja) | 1989-12-25 | 1989-12-25 | 高出力マイクロ波ミリ波トランジスタ安定化回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5177452A (ja) |
| JP (1) | JPH0785528B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2276288A (en) * | 1993-03-16 | 1994-09-21 | Esen Bayar | Stabilisation circuit for microwave amplifiers and active networks using butterfly stub |
| US6128508A (en) * | 1996-12-27 | 2000-10-03 | Lucent Technologies Inc. | Communications system using multi-band amplifiers |
| JP2001111364A (ja) * | 1999-10-12 | 2001-04-20 | Nec Corp | マイクロ波増幅器 |
| US6498535B1 (en) * | 2000-06-28 | 2002-12-24 | Trw Inc. | High dynamic range low noise amplifier |
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