JPS6318889B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は超広帯域化および高出力化を同時に実
現する超広帯域増幅器に関するものである。

光通信、同軸PCM通信などの進展により数
Gbit／secの超高速データ信号速度のパルス信号
を増幅する超広帯域増幅器が必要となりつつあ
る。このような超広帯域増幅に適した半導体デバ
イスとしては、例えば0.5μｍから1μｍ程度のゲー
ト長を持つ砒化ガリウムを構成材料としたFET
（GaAsFET）等々の超高周波用トランジスタが
あり、既にカツトオフ周波数数十ＧHz程度のもの
が実現できている。したがつてこのような
GaAsFET等々を用いてかなり広い帯域を有する
増幅器が構成できる。この種の超広帯域増幅器の
典形的な用途としては、上記各種送受信機の前置
増幅器、主増幅器あるいは半導体レーザダイオー
ド駆動増幅器等が挙げられている。これらの増幅
器には、数十から数百ＫHz（場合によつては直
流）から数から十数ＧHzにわたつて一定の所定利
得を実現することが要望されており、その用途が
主増幅器や駆動増幅器であるような場合には更に
高い出力レベルが得られることが重ねて要求され
ている。

ここで図面（第１図）を用いて現在実用化され
ている超高周波用GaAsFETの特性およびこの
GaAsFETを用いた各種型式の増幅器の典型的特
性を説明する。第１図において、０１は超高周波
用GaAsFETの最大有能利得特性、０２は帰還回
路を持たない抵抗回路による増幅器特性、０３は
前記０２の増幅器回路に負帰還をかけた場合の増
幅器特性、０４は前記０２の増幅器回路にピーキ
ング回路を付加したときの増幅器特性、０５は無
損失回路による増幅器特性である。さらに破線で
示した０６は、1.5GHz以下では抵抗回路1.5GHz
以上では無損失回路として働く増幅回路を有する
増幅器特性である。本発明の目的を端的に表現す
れば、第１図０６に示したような増幅特性を中お
よび高出力レベルで実現することにある。

以下第１図の内容を詳述すると次のようであ
る。現在実用化されている超高周波用GaAsFET
は、0.5〜2GHz程度以下の周波数では一定の｜S₂₁
｜（Ｓマトリツクスにおける入力端子入射波と出
力端子透過波の比の絶対値）を持ち、0.5〜2GHz
程度以上の周波数では周波数の増加と共におおむ
ね−6dB／オクターブで減少する｜S₂₁｜を持つ。
したがつてこうした超高周波用GaAsFETを用い
て通常行なわれている抵抗による増幅回路を有す
るGaAsFET増幅器を構成してみても利得一定の
帯域上限は高々0.5〜2GHz程度にしかならず、前
記要望の値には遠く及ばない。これは第１図の２
に相当する。

そこで従来このような超高周波トランジスタ広
帯域増幅器の一層の広帯域化のために、低い周波
数帯で負帰還をかけて利得一定の帯域を広げるこ
とが行なわれる。その結果は第１図の０３に相当
する。しかしながらこの場合はまだ負帰還のかか
つていない帯域上限の周波数においても超高周波
トランジスタに高出力かつ高利得な特質を充分に
発揮させようとする考慮（以下大信号整合とい
う）は全くはらわれておらず、したがつて使用し
た超高周波用トランジスタ本来の超高周波増幅特
性が活かされていない欠点があつた。

また別の広帯域化の方法としてピーキングを使
う方法がある。これは第１図中０４に相当する
が、この方法でも増幅器設計の中心は低い周波数
帯にあり、大幅に帯域を上に伸ばすことはできて
いない。

従来実施されてきた超広帯域増幅器の設計にお
いては前記２つの方法（負帰還とピーキング）の
どちらか一方または両者の組み合せによる構成法
が行なわれており、超高周波帯において高出力高
利得を引き出す配慮は為されていない。したがつ
てカツトオフ周波数数十ＧHzを実現している超高
周波用トランジスタの特性を充分に引き出してい
るとは言えなかつた。

一方、パルス増幅用としてでなくFDM無線伝
送やレーダ等に用いられるマイクロ波帯中出力お
よび高出力増幅器にGaAsFETを用いる場合に
は、無損失回路を用いての大信号整合が行なわれ
ている。これはGaAsFETのもつ超高周波特性を
100％引き出そうと意図していることを意味する
が、整合回路の段数に制約があるのと同時に、回
路素子にキヤパシタ、インダクタおよび分布定数
線路等の周波数に依つてインピーダンスが変化す
るものを用いているために、帯域は余り広くとれ
てはいない。特に中出力、高出力素子の場合は入
力および出力インピーダンスが低下し、50Ω伝送
系へのインピーダンス変換比が大きくなり、これ
が増々帯域を狭める原因となつている。このよう
な理由で従来のマイクロ波帯増幅器では、高出力
のもので１オクターブ程度、中出力のもので２〜
３オクターブ程度の帯域しか得られていない。こ
れに相当するのが第１図０５に示したものであ
る。しかし前にも述べたように、パルス増幅をす
るためには低域遮断周波数は一般に数百ＫHz以下
である必要があり、超高周波帯で１〜３オクター
ブ程度の帯域しか持たない増幅器では当然ながら
パルス増幅は出来ない。

しかしここでもし第１図の０４の特性と０５の
特性とを併せ有する第１図０６に相当するような
特性が得られれば、使用する超高周波トランジス
タのもつ超高周波特性を最大限に発揮した超広帯
域でなおかつ高出力の所望の増幅器が得られるこ
とになる。このためには低周波域では抵抗回路と
して働き超高周波域では無損失整合回路として働
く増幅回路を用いればよいわけで、本発明に先立
ち本発明者等によつて提案してある。しかしなが
らこれを実現することは容易なことではない。一
般に中および高出力GaAsFETの入力および出力
インピーダンスは非常に低く、普通は不要な寄生
要素があるために、大きな電力損失を生じる。さ
らにこの不要な寄生要素により回路Ｑが上り、広
帯域整合もまた困難となる。これらの困難を乗り
越え中および高出力GaAsFET超広帯域増幅器を
実現するには、可能な限り超高周波トランジスタ
を形成したチツプの近くに超高周波整合回路を設
ける必要が生じる。さらに超高周波帯ではこうし
た整合回路自体も当然小型になり自由空間波長も
短くなるため、現実の組立て調整作業は極めて難
しく、所望の増幅回路を構成する全回路を１の接
地導体ブロツク上に構成することを特徴とする現
状の回路構成法では、中および高出力でしかも超
広帯域な増幅器を実現することは不可能であつ
た。

本発明の目的は前記問題点を解決して帯域が数
百ＫHzから10GHz程度の超広帯域を示ししかも高
出力或いは中出力の増幅器を提供することにあ
る。

本発明によれば超高周波トランジスタを用いた
超広帯域増幅器において、増幅帯域下限が0.5G
Hzから2GHz程度の低域通過型超高周波広帯域入
力および出力インピーダンス整合回路付超高周波
トランジスタを第一の接地導体ブロツク上に構成
し、該低域通過型超高周波広帯域入力および出力
インピーダンス整合回路付き超高周波トランジス
タの入力端子および出力端子と接続されるところ
の２つの主伝送線路、およびこれらの主伝送線路
に設けられた主に0.5GHz〜2GHz帯で作用する整
合インピーダンス補正回路、ならびにRF短絡用
コンデンサと高インピーダンスバイアス供給点と
を一端に備えた抵抗を先端に付加して該抵抗を高
インピーダンスに変換する帯域下限が0.5GHz〜
2GHz程度低域通過型インピーダンス変換回路か
らなる前記主伝送線路からの分岐回路を第二の接
地導体ブロツク上に構成して、この第二の接地導
体ブロツクを前記第一の接地導体ブロツク上に載
せたことを特徴とする超広帯域中および高出力ト
ランジスタ増幅器が得られる。

このような本発明によると、超高周波トランジ
スタの｜S₂₁｜が周波数の増加と共に減少しかつ
組み立て調整の困難な0.5〜2GHz以上の周波数域
では、超高周波トランジスタと共に第１の接地導
体ブロツク上に配置した低域通過型超高周波広帯
域入力および出力インピーダンス整合回路（以下
単にインピーダンス整合回路という）により大信
号整合を取るため、このインピーダンス整合回路
と超高周波トランジスタとを近づけて不要な寄生
要素の介在を避けつつ、しかもまた前述の第２の
接地導体ブロツクと前記第１の接地導体ブロツク
とを分離調整することが可能なためインピーダン
ス整合回路付超高周波トランジスタを単体で特性
評価でき組み立て調整が工業的規模の実施におい
て極めて容易となる。さらにこのインピーダンス
整合回路が低域通過型であるため、低い周波数帯
では電気長が零の単なる接続回路として働く。し
たがつて前記第２の接地導体ブロツク上に主線路
から分岐するように付設されたRF短絡用コンデ
ンサと高インピーダンスバイアス供給点とを一端
に備えた抵抗を先端に付加した帯域下限0.5GHz
〜2GHz程度の低域通過型インピーダンス変換器
により、0.5GHz〜2GHz程度以下の周波数では該
超高周波トランジスタチツプの入出力電極に前記
抵抗のみが並列に接続されたのと等価になり、該
抵抗のみにより増幅器の特性を決めることができ
る。また前記低域通過型インピーダンス変換回路
を設けてあるために該抵抗を高インピーダンスに
変換するので該抵抗は超高周波帯回路に影響を与
えない。さらにインピーダンス整合回路の動作す
る超高周波帯域と回路を構成する抵抗によつて増
幅利得が定まるような低周波帯とが重り合う
0.5GHz〜2GHz帯での特性を補正する整合インピ
ーダンス補正回路が設けてあるために、第１図に
６と例示したような数百ＫHzから数〜10GHzの高
出力或いは中出力増幅特性が得られる。

以下本発明の一実施例について図面を参照しな
がら詳細に説明する。

第２図は本発明の一実施例であるところの超広
帯域トランジスタ増幅器の平面図、第３図はその
正面図、第４図は側面図、第５図ａ，ｂ，ｃはそ
の等価回路図である。第２図、第３図および第４
図に示すように、第１の接地導体ブロツク１８上
にマウントされたソース接地されたGaAsFET１
のゲート電極と誘電体薄板４上に形成された低域
通過型超高周波広帯域入力インピーダンス整合回
路の構成要素としての第１の平板コンデンサの上
部電極５との間をボンデイング線２で結び、誘電
体薄板４上に形成した第２の平板コンデンサの上
部電極７と前記上部電極５との間をボンデイング
線６で結び、更にこの上部電極７は第２の接地導
体ブロツク１７上に配置した誘電体基板３４上に
形成したマイクロストリツプ型主伝送線路８の一
端と金テープ３５により接続してある。更に前記
主伝送線路８から分岐して、RF短絡用コンデン
サ１４及び直流バイアス供給端子１５を一端に備
えたTaN₂膜による抵抗１３を一端に付加した低
域通過型インピーダンス変換回路を構成するリボ
ンインダクタ１２備えられている。主伝送線路８
には入力インピーダンス補正回路を構成する並列
スタブ９が備えられ、増幅器入力端子１１と前記
主伝送線８との間は直流阻止用大容量コンデンサ
１０で結ばれている。一方前記GaAsFET１のド
レイン電極は誘電体薄板３７上に形成された低域
通過型超高周波広帯域出力インピーダンス整合回
路の構成要素としての第１の平板コンデンサの上
部電極１９とボンデイング線３で結んであり、前
記上部電極１９はやはり前記誘電体薄板３７上に
形成した第２の平板コンデンサの上部電極２１と
ボンデイング線２０で結線してある。誘電体基板
３０上に形成したマイクロストリツプ型主伝送線
路２３の一端と前記コンデンサ上部電極２１とは
金テープ２２で接続してある。誘電体基板３０上
に前記主伝送線路２３と分岐して、RF短絡用コ
ンデンサ３３を一端に備えた抵抗２９と直流バイ
アス電力供給端子３１を一端に備えたチヨークコ
イル３２とを先端に備え低域通過型インピーダン
ス変換回路を構成するリボン型インダクタ２８を
備えている。主伝送線路２３には出力インピーダ
ンス補正回路を構成する並列スタブ２４が備えて
あり、前記主伝送線路２３と増幅器出力端子２７
との間には直流阻止用大容量コンデンサ２６が設
けてある。接地導体ブロツク１８は接地導体ブロ
ツク１７上に導電性のねじ３８により固定してあ
る。

第２図及び第３図に現われている３６はTaN₂
抵抗膜である。

第５図は第２〜第４図に示した実施例の等価回
路図で、ａは低周波から超高周波帯までの全帯域
における等価回路図、ｂは超高周波帯での近似等
価回路図、ｃは低周波帯の近似等価回路図であ
る。各図において破線で囲んで示した部分は、前
述の第１の接地導体ブロツク１８上に構成した回
路部分の等価回路である。第５図ａの破線内で
は、ソース接地されたGaAsFET５１のゲート電
極５２にはインダクタ５４，５３及びコンデンサ
５６，５５からなる低域通過型２段入力インピー
ダンス整合回路が接続され、ドレイン電極６５に
はインダクタ６６，６７及びコンデンサ６８，６
９からなる低域通過型２段出力インピーダンス整
合回路が接続されている。さらに入力側破線外に
は伝送線路５７、並列スタブ６２、直流阻止用大
容量コンデンサ６３が備えられている。６４は入
力端子である。伝送線路５７の途中から分岐して
低域通過型インピーダンス変換回路を構成するイ
ンダクタ５８、抵抗５９、RF短絡用コンデンサ
６１の直列回路が並列に備えられており、抵抗５
９とコンデンサ６１の間には直流バイアス供給端
子６０が設けられている。出力側破線外には、伝
送線路７０、並列スタブ７１、直流阻止用大容量
コンデンサ７６が備えられている。７７は出力端
子である。伝送線路７０の途中から分岐して、
RF短絡コンデンサ７５を一端に備えた抵抗７４
と一端に直流バイアス電力供給用端子７８を備え
た低周波帯においても高いインピーダンスを示す
チヨークコイル７３とを先端に備えた低域通過型
インピーダンス変換回路を構成するインダクタ７
２が備えられている。第５図ｂは超高周波帯にお
ける近似等価回路である。第５図ａに示したイン
ダクタ５８および７２の働きによつて、主伝送線
路から分岐した回路部分は接続されていないのと
等価となる。第５図ｃは低周波帯における等価回
路である。第５図ａに示したチヨークコイル７３
を除いたすべてのインダクタのインピーダンスは
ほぼ零に等しくなり、直流阻止用およびRF短絡
用キヤパシタ以外のキヤパシタのインピーダンス
は充分に高いから、等価回路は抵抗５９，７４と
GaAsFET５１のみで記述できる。

以上述べたように、低周波帯では抵抗５９と７
４のみによりGaAsFET増幅器の特性が決まり、
超高周波帯では主として破線内の回路すなわち前
記第１の接地導体ブロツク上に構成された回路に
より増幅器の特性が決まる。したがつて超高周波
帯上限周波数における該トランジスタの最大有能
利得、最大出力を超広帯増幅器の全帯域における
利得および出力の目標値とし、この目標値が達成
できるように超高周波帯および低周波帯回路のパ
ラメータを決め、両帯域の重り合う部分の特性変
動を並列スタブ６２および７１を用いて抑えれ
ば、数百ＫHzから数〜10GHz程度の帯域を有する
所望の超広帯域トランジスタ増幅器が実現でき
る。このとき本発明においては特に組み立て調整
の困難な超高周波帯回路は補正用スタブを除いて
第１の接地導体ブロツク上に全て設けられている
ので、回路調整、組み立てが工業的規模で容易に
実施し得るようになる。

なお入力側の直流バイアス供給端子６０は、
GaAsFETの場合ゲートバイアス電流が流れない
ために抵抗５９を通じてバイアス供給しても電圧
降下は起きない。一方出力側には直流ドレインバ
イアス電流を流すために抵抗７４を通してバイア
ス供給をすると電圧降下が起こるので、バイアス
電圧は抵抗を通さずに低周波帯でも充分高いイン
ピーダンスを持つチヨークコイル７３を通して抵
抗７４の内側に供給している。

以上説明した本発明の一実施例においては、直
流阻止コンデンサ６３，７６の低域遮断周波数で
ある700KHzから10GHzにわたつて1dB利得低下時
出力1W、リニア利得6dBの超広帯域トランジス
タ増幅器が実現できた。前記第１の接地導体部を
独立させてパツケージ化し、GaAsFET素子およ
び超高周波帯回路を気密封止することも勿論可能
である。

以上の実施例はGaAsFETを用いた場合である
がFETを構成する素材はGaAsに限らず３元系や
４元系の素材であつてもよい。さらに能動素子は
FETに限らずバイポーラトランジスタであつて
もよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来実施されている各種増幅回路型式
による増幅器特性を説明するための図であり、第
２図は本発明の一実施例について示した平面図、
第３図は正面図、第４図は側面図である。第５図
ａ，ｂ，ｃはその等価回路図である。 第１図において０１は超高周波トランジスタの
最大有能利得、０２は負帰還回路を持たない抵抗
のみによる増幅器特性、０３は負帰還回路を持つ
抵抗のみによる増幅器特性、０４はピーキング回
路付増幅器特性、０５は無損失回路による増幅器
特性、０６は０４と０５の特性を合せた増幅器特
性である。第２図、第３図、第４図において、１
はソース接地GaAsFET、２，６，３，２０はボ
ンデイング線、３５および２２は金テープ、４お
よび３７は誘電体薄板、５，７，１９および２１
はコンデンサ上部電極、１８は第１の接地導体ブ
ロツク、３８はねじ、８および２３はマイクロス
トリツプ型主伝送線路、９および２４は並列スタ
ブ、１０および２６は直流阻止用コンデンサ、１
４および３３はRF短絡用コンデンサ、１５およ
び３１はバイアス供給端子、３４および３０は誘
電体基板、１２および２８はリボンインダクタ、
１３および２９は抵抗、３２はインダクタ、１７
は第２の接地導体ブロツク、３６はTaN₂膜であ
る。第５図ａ，ｂ，ｃにおいて、５３，５４，６
６，６７，５８，７２および７３はインダクタ、
５５，５６，６８，６９，６１，６３，７５およ
び７６はコンデンサ、５１はGaAsFET、５２は
ゲート電極、６５はドレイン電極、５７，６２，
７０，７１は伝送線路、５９，７４は抵抗、６４
は入力端子、７７は出力端子である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 増幅帯域下限が0.5〜2GHzの低域通過型超高
   周波広帯域入力および出力インピーダンス整合回
   路付き超高周波トランジスタを第１の接地導体ブ
   ロツク上に構成し、その余の構成部分すなわち該
   低域通過型超高周波広帯域入力および出力インピ
   ーダンス整合回路付き超高周波トランジスタの入
   力端子および出力端子と接続されるところの２つ
   の主伝送線路、およびこれらの主伝送線路に付設
   する主に0.5〜2GHzで作用する入力インピーダン
   ス補正回路、出力インピーダンス補正回路、なら
   びにRF短絡用コンデンサ及び高インピーダンス
   バイアス供給点とを一端に備えた抵抗を先端に付
   加して該抵抗を高インピーダンスに変換する帯域
   下限が0.5〜2GHz程度の低域通過型インピーダン
   ス変換回路からなる前記主伝送線路からの分岐回
   路を第２の接地導体ブロツク上に構成して、この
   第２の接地導体ブロツク上に前記第１の接地導体
   ブロツクを載せたことを特徴とする超広帯域高出
   力トランジスタ増幅器。