JPH02130008A - 高周波電力増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、特に無線通信機の送信段に使用される高周
波電力増幅回路に関する。

（従来の技術） 高周波電力増幅回路の代表的な用途の一つに無線通信機
の送信段がある。この送信段では、法律に基づいて割当
てられた周波数以外の電波を輻射することは禁じられて
いる。

第５図は無線通信機の送信段に使用される従来の高周波
電力増幅回路の構成を示す回路図である。

この回路はトランジスター段の増幅回路であり、周波数
が１３５〜１７５　Ｍ　Ｈｚ　、人力電力が２Ｗ。

電′Ｍｉ電圧が１０〜１２．５Ｖの条件で１５Ｗ以上の
出力電力を取出すことが可能である。また、この送信段
は、人力電力がＯ〜４Ｗの範囲、電源電圧が１０〜１６
．５Ｖの範囲で出力電力の８０％が負荷から送信段に戻
るような負荷条件の下でも発振しないという安定性が要
求される。

図において、入力端子３１に印加される信号源３２の信
号は、キャパシタ３３、インダクタ３４．３５及びキャ
パシタ３ｆｌ、　３７からなるインピーダンス整合回路
３８を介して、エミッタが接地された高周波増幅用のＮ
ＰＮ　トランジスタ３９のベースに供給される。

上記トランジスタ３９のコレクタと電源端子４０との間
には給電用のインダクタ４１が接続されている。

上記トランジスタ３９のコレクタの信号はインダクタ４
２．４３及びキャパシタ４４．４５からなるインピーダ
ンス整合回路４Ｇ、キャパシタ４７を介して出力端子４
８から出力される。この出力端子４８には負荷インピー
ダンス４９が接続されている。

上記トランジスタ３９で増幅に必要なインピーダンスは
、ベースと接地との間では約１Ω、コレクタと接地との
間では約５Ωである。これに対し、信号源３２のインピ
ーダンス５０及び負荷インピーダンス４９は共に約５０
Ωである。このため、上記のインピーダンス整合回路３
８．４６が必要になる。

また、トランジスタ８９のベースと接地との間には、ベ
ースを直流的に接地するためのインダクタ５１が接続さ
れており、電源端子４０と接地との間には高周波成分除
去用のキャパシタ５２が接続されている。さらにトラン
ジスタ３９のベースと接地との間にはインダクタ５３と
キャパシタ５４とからなる直列共振回路５５が、コレク
タと接地との間にはインダクタ５６とキャパシタ５７と
からなる直列共振回路５８がそれぞれ接続されている。

高周波増幅回路における異常発振周波数の中で、信号周
波数ｆに対して最も高い周波数はこの半分の周波数であ
り、このような周波数の発振は通常、ｆ／２発振（パラ
メトリット発振）と呼ばれている。このｆ／２発振の発
振条件はｆ／２の周波数において増幅素子の人力インピ
ーダンスの実数部が負になっていることであり、増幅素
子の入力側もしくは出力側に並列共振回路が存在すれば
この条件が満足される。第５図の従来回路ではインビダ
ンス整合回路３８とインダクタ５１及びインピーダンス
整合回路４Ｂとインダクタ４１がそれぞれ上記＝ｌｋ列
共振回路に相当している。このため、トランジスタ３９
のベース側とコレクタ側に前記直列共振回路５５．５８
を設けることにより、ｆ／２発振信号をそれぞれ接地に
流し、異常発振による所定の周波数以外の信号が出力端
子４８から負荷インピーダンス４９に供給されることを
防止するようにしている。

ところが、上記従来回路では直列共振回路５５゜５８が
増幅素子であるトランジスタ３９のベースとコレクタに
接続されており、直列共振回路５５．５８が増６幅を行
なうための主回路に直接挿入されている。

これにより、上記主回路と接地間に直接挿入されるイン
ダクタは４１．５１．５３．６８に及ぶため、そのイン
ダクタンスが増大し、直列共振回路５５．５８はｆ／２
よりも低い周波数の入力信号に対し寄生発振を起こす要
素として作用し易くなり、動作の安定性を低下させる要
因になっている。

（発明が解決しようとする課題） このように従来の高周波電力増幅回路では、ｆ／２発振
に対する対策として直列共振回路を増幅が行われる主回
路に挿入しているため、インダクタンスが増加し、ｆ／
２よりも低い周波数の入力信号に対する動作の安定性が
低下するという欠点がある。

この発明は上記のような事情を考慮してなされたもので
あり、その目的は、広帯域の入力信号に対して安定した
増幅動作を行なうことができる高周波電力増幅回路を提
供することにある。

［発明の構成１ （課題を解決するための手段） この発明の高周波電力増幅回路は、エミッタもしくはソ
ースが接地された高周波増幅用トランジスタと、このト
ランジスタのベースもしくはゲートと接地との間に設け
られた第１のインダクタンス素子と、上記トランジスタ
のコレクタもしくはドレインと電源との間に設けられた
第２のインダクタンス素子と、上記第１のインダクタン
ス素子の中点と接地との間及び上記第２のインダクタン
ス素子の中点と接地との間の少なくともいずれか一方に
設けられ、上記第１のインダクタンス素子もしくは第２
のインダクタンス素子と共に上記トランジスタの入力信
号周波数に対して１／２の共振周波数を持つ直列共振回
路を構成するキャパシタンス素子とから構成される。

（作用） 高周波増幅用トランジスタのベースもしくはゲートと接
地との間に設けられたインダクタンス素子、コレクタも
しくはドレインと電源との間に設けられたインダクタン
ス素子の少なくともいずれか一方の中点と接地との間キ
ャパシタンス素子を接続することにより、人力信号周波
数に対して１／２の共振周波数を持つ直列共振回路が構
成される。この直列共振回路は増幅が行われる主回路に
挿入されていないため、主回路に対するインダクタンス
を減少させることができる。従って、ｆ／２よりも低い
周波数の入力信号に対して寄生発振を起こすような要素
としては作用しにくくなり、広帯域の入力信号に対して
安定した増幅動作が達成される。

（実施例） 以下、図面を参照してこの発明を実施例により説明する
。

第１図はこの発明を無線通信機の送信段に使用されるト
ランジスター段の高周波電力増幅回路に実施した場合の
構成を示す回路図である。図において、入力端子１に印
加される信号源２の信号は、キャパシタ３、インダクタ
４，５及びキャパシタ６．７からなるインピーダンス整
合回路８を介して、エミッタが接地された高周波増幅用
のＮＰＮトランジスタ９のベースに供給される。このト
ランジスタ９のコレクタと電源端子１０との間には給電
用のインダクタＩＪが接続されている。Ｌ記トランジス
タ９のコレクタの信号はインダクタ１２．　１３及びキ
ャパシタ１４．１５からなるインピーダンス整合回路１
６、キャパシタ１７を介して出力端子１８から出力され
る。また、この出力端子１８には負荷インピーダンス■
９が接続されている。

この場合にも上記トランジスタ９で増幅に必要なインピ
ーダンスは、ベースと接地との間では約１Ω、コレクタ
と接地との間では約５Ωであり、信号源２のインピーダ
ンス２０及び負荷インピーダンス１９は共に約５０Ωで
ある。このため、上記インピーダンス整合回路８，１６
を設けることによって入出力インピーダンスの整合が図
られている。

さらに、トランジスタ９のベースと接地との間には、ベ
ースを直流的に接地するためのインダクタ２１が接続さ
れており、電源端子１０と接地との間には高周波成分除
去用のキャパシタ２２が接続されている。

そして、この実施例回路では、トランジスタ９のベース
直流接地用のインダクタ２１の中点と接地との間にキャ
パシタ２３を接続し、インダクタ２１とこのキャパシタ
２３とでトランジスタ９のベース側に生じるｆ／２発振
の信号を接地に流すための直列共振回路２４を構成し、
かつトランジスタ９のコレクタ給重用のインダクタ１１
の中点と接地との間にキャパシタ２５を接続し、インダ
クタ１１とこのキャパシタ２５とでトランジスタ９のコ
レクタ側に生じるｆ／２発振の信号を接地に流すための
直列共振回路２０を構成するようにしている。すなわち
、上記両インダクタ２１．１１は低周波数発振を抑制す
るためにトランジスタ９０入力及び出力インピーダンス
の数倍の値に設定されるが、上記キャパシタ２３．２５
はこれらインダクタ２＋、　　ＩＩの値を考慮し、直列
共振回路２４．２８がｆ／２の周波数と一致するような
共振周波数を持つ値に設定される。まず、例えば低周波
数発振を抑制するインダクタ２１、１１のような第２図
に示すインダクタしのみの場合について考えると、第４
図の周波数に対するインピーダンス特性曲線の破線で示
すような１６０ＭＨｚの時のインピーダンスがｊ１０Ω
にな・るような特性を持つ１０ｎＨ程度のインダクタが
必要となる。そこで、第４図中の実線で示すように、上
記した周波数に対するインピーダンス特性を損うことな
く、しかも１６０ＭＨｚの半分の周波数の８０ＭＨｚで
はインピーダンスがＯΩになるような直列共振回路を構
成するように第３図に示すインダクタＬｌ、Ｌ２及びキ
ャパシタＣの値を選定する。以下、計算例を示す。

第３図のａ、ｂ間のインピーダンスをＺ　（ｆ）とする
。ここで、ω−２πｆ、ｆ　（Ｈｚ）は周波数。

・・・（１） となり、 Ｚ　（ｆ）−０の条件は上式の分子が０であるかり ω２　　Ｌ、　　Ｌｌ　Ｃ−Ｌｌ　＋Ｌ２・・・（２） ところで、Ｚ　Ｃｆ）の所要値はＺ　（１６０ＭＨｚ）
−ｊｌｏΩ、かつ、Ｚ（８０ＭＨｚ）−〇Ωであるから
、その条件を満たすＬ　ｌ　＋　　ｔ、２１Ｃの値は次
のように決定される。

まず、Ｚ　（１６０Ｈｚ）−ｊωＬｘ−ｊｌｏの関係に
より、Ｌ、−１０〜１２ｎＨとなる。

他方、Ｌｌとり、との間に例えば、Ｌ２／Ｌ１−０．２
〜０，５なる関係を持たせるとすれば、Ｌｌ−２〜６ｎ
Ｈとなる。

また、上記のＬｌ、Ｌｌの値と（２）式の関係からＣ１
１０００〜２０００ｐＦとなる。

」−２のＬｌ　、Ｌｌ　、Ｃの値と（１）式及び（２）
式の関係により Ｌｌ−１１，１ｎＨＳ　Ｌｌ−３，６ｎＨ。

Ｃ−１５００ｐＦと決定される。

このようにしてり、、Ｌｌ、Ｃの値を選び、第１図実施
例回路に示す直列共振回路２４．２８が構成される。

このような構成にすれば、直列共振回路２４．２６が増
幅を行なうための主回路に直接挿入されず、インダクタ
１１やインダクタ２１を共用して構成されるため、この
直列共振回路２４．２６はｆ／２よりも低い周波数の入
力信号に対し寄生発振を起こす要素として作用しにくく
なり、動作の安定性が向上する。また、ｆ／２発振は増
幅信号の周波数帯域の低い方の周波数で起り易いため、
上記実施例回路では安定に動作する周波数領域を低い方
に広げることができ、広い帯域で安定した増幅を行なう
ことができる。

上記実施例回路を、周波数が１３５〜１７５Ｍ　Ｈｚ、
入力電力がＯ〜４Ｗの範囲、電源電圧が１０〜１６．５
Ｖの範囲で出力電力の８０％が負荷から送信段に戻るよ
うな負荷条件の下で実際に動作させたときに発振しない
ことが確認されている。

さらに上記実施例回路では従来回路に比べてインダクタ
を２個削減することができるので、部品点数が減少した
分だけ回路構成が簡単になり、かつ回路全体が小形化で
きる。

なお、この発明は上記実施例に限定されるものではなく
、種々の変形が可能であることはいうまでもない。例え
ば、上記実施例回路ではトランジスタ９の入力側及び出
力側の両方に直列共振回路を設ける場合について説明し
たが、これはキャパシタ２３．２５のいずれか一方を設
けることにより、トランジスタ９の入力側及び出力側の
いずれか一方のみに直列共振回路を設けるようにしても
効果がある。さらに、上記実施例では高周波増幅用のト
ランジスタとしてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを
使用する場合ついて説明したが、その代わりに電界効果
型の高周波用トランジスタを使用するようにしてもよい
。電界効果型トランジスタを使用する場合には、前記エ
ミッタの代わりにソースが、前記ベースの代わりにゲー
トが、前記コレクタの代わりにドレインがそれぞれ接続
される。

［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、広帯域にわたる
回路動作の安定性及び素子面積の縮小化が向上される高
周波電力増幅回路が提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る高周波電力増幅回路の一実施例
による構成を示す回路図、第２図及び第３図は第１図回
路の一部の回路図、第４図は周波数−インピーダンス特
性曲線、第５図は従来の高周波電力増幅回路の構成を示
す回路図である。 １・・・入力端子、高周波トランジスタ、２・・・信号
源、３．６．７．１４．１５．１？、　２２．２３．２
５・・・キャパシタ、４．　５．　１１．　１２．　１
３．２１・・・インダクタ、８．１６・・・インピーダ
ンス整合回路、９・・・高周波トランジスタ、１０・・
・電源端子、１８・・・出力端子、１９゜２０・・・負
荷インピーダンス、　２４．２６・・・直列共振回路。 出願入代−埋入

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 エミッタもしくはソースが接地された高周波増幅用トラ
   ンジスタと、 上記トランジスタのベースもしくはゲートと接地との間
   に設けられた第１のインダクタンス素子と、 上記トランジスタのコレクタもしくはドレインと電源と
   の間に設けられた第２のインダクタンス素子と、 上記第１のインダクタンス素子の中点と接地との間及び
   上記第２のインダクタンス素子の中点と接地との間の少
   なくともいずれか一方に設けられ、上記第１のインダク
   タンス素子もしくは第２のインダクタンス素子と共に上
   記トランジスタの入力信号周波数に対して１／２の共振
   周波数を持つ直列共振回路を構成するキャパシタンス素
   子とを具備したことを特徴とする高周波電力増幅回路。