JPH0462436B2 - - Google Patents
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- JPH0462436B2 JPH0462436B2 JP62292211A JP29221187A JPH0462436B2 JP H0462436 B2 JPH0462436 B2 JP H0462436B2 JP 62292211 A JP62292211 A JP 62292211A JP 29221187 A JP29221187 A JP 29221187A JP H0462436 B2 JPH0462436 B2 JP H0462436B2
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- sense amplifier
- gate
- power supply
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C11/00—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor
- G11C11/21—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements
- G11C11/34—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices
- G11C11/40—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices using transistors
- G11C11/401—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices using transistors forming cells needing refreshing or charge regeneration, i.e. dynamic cells
- G11C11/4063—Auxiliary circuits, e.g. for addressing, decoding, driving, writing, sensing or timing
- G11C11/407—Auxiliary circuits, e.g. for addressing, decoding, driving, writing, sensing or timing for memory cells of the field-effect type
- G11C11/409—Read-write [R-W] circuits
- G11C11/4094—Bit-line management or control circuits
-
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- G11C11/4091—Sense or sense/refresh amplifiers, or associated sense circuitry, e.g. for coupled bit-line precharging, equalising or isolating
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- G—PHYSICS
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- G11C7/00—Arrangements for writing information into, or reading information out from, a digital store
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、CMOS DRAM(Dynamic Random
Access Memory)のセンス増幅器に関し、特に
DRAMのストリツジセルにブーストされたデー
タを記憶させることのできる高性能センス増幅器
に関するものである。
Access Memory)のセンス増幅器に関し、特に
DRAMのストリツジセルにブーストされたデー
タを記憶させることのできる高性能センス増幅器
に関するものである。
DRAMの指定されたメモリセルには、論理
“1”を記憶させるためには電源供給電圧Vccレ
ベルが論理“0”を記憶させるためにはVss(接
地)レベルが夫夫貯蔵される。
“1”を記憶させるためには電源供給電圧Vccレ
ベルが論理“0”を記憶させるためにはVss(接
地)レベルが夫夫貯蔵される。
しかしながら、高密度DRAMの半導体装置へ
と発展するにつれてメモリのセル寸法が小さくな
ることにより、ストリツジキヤパシタの寸法もま
た小さくなり、リフレツシユタイムやソフトエラ
ーに脆弱をもたらすことになる。
と発展するにつれてメモリのセル寸法が小さくな
ることにより、ストリツジキヤパシタの寸法もま
た小さくなり、リフレツシユタイムやソフトエラ
ーに脆弱をもたらすことになる。
メモリセル自体の漏れ電流による記憶された情
報の削滅を防止し、使用者のリフレツシユタイム
の要求に満足できるリフレツシユ機能は成就され
得る。
報の削滅を防止し、使用者のリフレツシユタイム
の要求に満足できるリフレツシユ機能は成就され
得る。
しかしながら、アルフア粒子(αParticle)に
よる論理“1”は記憶しているメモリセルのソフ
トエラーは、トレンチ(trench)構造の高容量ス
トリツジキヤパシタ、又はエピタキシヤル層を使
用したDRAM製造又はストリツジキヤパシタの
容量を増加するための薄い酸化層又はオキシナイ
トライドの使用などの方法でこれまで解決してき
たが、このような方法などは製造工程の複雑化と
難易性により困難に当面している。
よる論理“1”は記憶しているメモリセルのソフ
トエラーは、トレンチ(trench)構造の高容量ス
トリツジキヤパシタ、又はエピタキシヤル層を使
用したDRAM製造又はストリツジキヤパシタの
容量を増加するための薄い酸化層又はオキシナイ
トライドの使用などの方法でこれまで解決してき
たが、このような方法などは製造工程の複雑化と
難易性により困難に当面している。
従つて、本発明の目的は、メモリセルのストリ
ツジキヤパシタに十分な電圧レベルの電荷を貯蔵
させることにより、アルフア粒子によるマージン
を成長せしめ得るセンス増幅器を提供することに
ある。
ツジキヤパシタに十分な電圧レベルの電荷を貯蔵
させることにより、アルフア粒子によるマージン
を成長せしめ得るセンス増幅器を提供することに
ある。
以下、本発明を図面を参照して詳細に説明す
る。
る。
第1図は、本発明に係るセンス増幅器とメモリ
セルを示す回路図である。
セルを示す回路図である。
従つて、ノード点35と36の電圧差が制御ク
ロツクφ1がハイ状態になると、上記電圧の高い
側のノード点に直列に接続されたNMOSトラン
ジスタは迅速にオフ状態となり、電圧の低い側は
ノード点に直列に接続されたNMOSトランジス
タが、引続きオン状態を維持して、上記ノード点
35と36の電圧差は急速に大きくなつて感知作
業がおこるようになる。
ロツクφ1がハイ状態になると、上記電圧の高い
側のノード点に直列に接続されたNMOSトラン
ジスタは迅速にオフ状態となり、電圧の低い側は
ノード点に直列に接続されたNMOSトランジス
タが、引続きオン状態を維持して、上記ノード点
35と36の電圧差は急速に大きくなつて感知作
業がおこるようになる。
メモリセル1は1個のNMOSトランジスタ1
0と1個のストリツジキヤパシタ14が、ビツト
ライン(又は列ライン)と接地(又は電源供給電
圧Vcc)間に直列に接続されており、上記構成の
メモリセルなどが中央に位置したセンス増幅器の
ノード点37と38に接続されたポリシリコンラ
インからなるビツトラインBLとに夫夫多数個
が接続されている通常の配列である。
0と1個のストリツジキヤパシタ14が、ビツト
ライン(又は列ライン)と接地(又は電源供給電
圧Vcc)間に直列に接続されており、上記構成の
メモリセルなどが中央に位置したセンス増幅器の
ノード点37と38に接続されたポリシリコンラ
インからなるビツトラインBLとに夫夫多数個
が接続されている通常の配列である。
また、上記メモリセルなどを構成するパストラ
ンジスタなど10−13のゲートには、ポリシリ
コン又は金属導体ラインからなるワードライン
WL1〜WLn及びWL0〜WLωが夫夫接続されて行
アドレスにより選択されたワードラインに該当す
るメモリセルが活性化されるようになる。
ンジスタなど10−13のゲートには、ポリシリ
コン又は金属導体ラインからなるワードライン
WL1〜WLn及びWL0〜WLωが夫夫接続されて行
アドレスにより選択されたワードラインに該当す
るメモリセルが活性化されるようになる。
一方、センス増幅器は2個のNMOSトランジ
スタ20,21を互にクロスして接続した双安定
フリツプフロツプを有しており、上記トランジス
タ20,21のソースは共通に接続されてラツチ
用NMOSトランジスタ22のドレインと接続さ
れており、ソース側は設置されており、ゲートに
は制御パルスφ1が印加される。
スタ20,21を互にクロスして接続した双安定
フリツプフロツプを有しており、上記トランジス
タ20,21のソースは共通に接続されてラツチ
用NMOSトランジスタ22のドレインと接続さ
れており、ソース側は設置されており、ゲートに
は制御パルスφ1が印加される。
一方、上記双安定フリツプフロツプで接続され
たノード点35,36は夫夫パスNMOSトラン
ジスタ23,24をとおしてポリシリコンからな
るビツトラインBL及びとノード点37,38
において接続されており、上記NMOSトランジ
スタ23及び24のゲートには電源供給電圧Vcc
が印加される。
たノード点35,36は夫夫パスNMOSトラン
ジスタ23,24をとおしてポリシリコンからな
るビツトラインBL及びとノード点37,38
において接続されており、上記NMOSトランジ
スタ23及び24のゲートには電源供給電圧Vcc
が印加される。
第1図の回路は、半導体CMOS DRAMシステ
ム中1個のセンス増幅器と上記増幅器に接続され
た1トランジスタセルなどを示した図面であるこ
とを留意すべきである。
ム中1個のセンス増幅器と上記増幅器に接続され
た1トランジスタセルなどを示した図面であるこ
とを留意すべきである。
また、上記ノード点37と38間には上記ビツ
トラインBLとを等化させるためのNMOSト
ランジスタ25が接続されており、同時に2個の
パストランジスタ26,27が直列に接続されて
上記ノード点37,38間に接続されており、上
記等化用のトランジスタ25と2個のパストラン
ジスタ26,27のゲートにはすべて制御パルス
φ5が印加される。
トラインBLとを等化させるためのNMOSト
ランジスタ25が接続されており、同時に2個の
パストランジスタ26,27が直列に接続されて
上記ノード点37,38間に接続されており、上
記等化用のトランジスタ25と2個のパストラン
ジスタ26,27のゲートにはすべて制御パルス
φ5が印加される。
更に、上記パストランジスタ26,27の接続
点40には基準電圧VREFが供給される。
点40には基準電圧VREFが供給される。
従つて、上記制御パルスφ5がハイ状態になる
と、ビツトラインBLとは夫夫VREFの電圧に等
化されて充電されるようになる。
と、ビツトラインBLとは夫夫VREFの電圧に等
化されて充電されるようになる。
また、上記ノード点37,38間にはドレイン
とゲートが互にクロスで接続された1対の
PMOSトランジスタ28,29が設けられてお
り、上記トランジスタなどのソースは互に共通に
ノード点41に接続されている。
とゲートが互にクロスで接続された1対の
PMOSトランジスタ28,29が設けられてお
り、上記トランジスタなどのソースは互に共通に
ノード点41に接続されている。
従つて、NMOSトランジスタ20,21とラ
ツチトランジスタ22とから構成された双安定フ
リツプフロツプによる感知作用で、ノード37と
38中ロー状態となるノードに直列で接続された
PMOSトランジスタ28又は29がオフ状態と
なり、後述するようにハイ状態のノード点の接続
されたビツトラインが固定圧で充電されるように
なる。
ツチトランジスタ22とから構成された双安定フ
リツプフロツプによる感知作用で、ノード37と
38中ロー状態となるノードに直列で接続された
PMOSトランジスタ28又は29がオフ状態と
なり、後述するようにハイ状態のノード点の接続
されたビツトラインが固定圧で充電されるように
なる。
一方、上記ノード点41には負荷トランジスタ
となるPMOSトランジスタ30のドレインが接
続され、ソース側には電源供給電圧Vccが印加さ
れる。
となるPMOSトランジスタ30のドレインが接
続され、ソース側には電源供給電圧Vccが印加さ
れる。
また、上記PMOSトランジスタ30のゲート
には、上記ビツトライン充電制御(Restore
Control)手段となるNMOSトランジスタ31及
び32のソースとドレインが夫夫ノード点39に
接続される。
には、上記ビツトライン充電制御(Restore
Control)手段となるNMOSトランジスタ31及
び32のソースとドレインが夫夫ノード点39に
接続される。
一方、上記NMOSトランジスタ31のドレイ
ンには電源供給電圧Vccが印加され、該トランジ
スタのゲートには制御クロツクφ2が印加される。
ンには電源供給電圧Vccが印加され、該トランジ
スタのゲートには制御クロツクφ2が印加される。
また、上記NMOSトランジスタ32のソース
は接地され、ゲートには制御クロツクφ3が印加
される。
は接地され、ゲートには制御クロツクφ3が印加
される。
更に、上記ノード点39と41には夫夫ブース
トキヤパシタ(Gated Capacitor)33と34が
接続され、上記キヤパシタ33,34にはすべて
制御クロツクφ4が印加される。
トキヤパシタ(Gated Capacitor)33と34が
接続され、上記キヤパシタ33,34にはすべて
制御クロツクφ4が印加される。
上記クロツクφ4はプリチヤージサイクル
(Precharge Cycle)中ワードラインがロー状態
となる前に印加され、このクロツク電圧でブース
トキヤパシタ33と34によりノード点39と4
1がブーストされてPMOSトランジスタ30は
オフ状態となり、ノード点41のブーストされた
電圧レベルはビツトラインをとおしてアドレスさ
れたワードラインに該当するメモリセルのストリ
ツジキヤパシタに蓄えられるようになる。
(Precharge Cycle)中ワードラインがロー状態
となる前に印加され、このクロツク電圧でブース
トキヤパシタ33と34によりノード点39と4
1がブーストされてPMOSトランジスタ30は
オフ状態となり、ノード点41のブーストされた
電圧レベルはビツトラインをとおしてアドレスさ
れたワードラインに該当するメモリセルのストリ
ツジキヤパシタに蓄えられるようになる。
一方、第2図は本発明に係る第1図の回路図の
動作タイミングを示す図である。
動作タイミングを示す図である。
以下、第1図の回路図の動作関係を第2図と関
連づけて詳細に説明する。
連づけて詳細に説明する。
通常、DRAMにおいては、行アドレスロープ
信号がロー状態となつた後、図示しない公
知の行アドレスデコーダから行選択アドレス信号
Xが出力されることは、この分野の通常の知識を
有する者は容易に理解できる事項である。
信号がロー状態となつた後、図示しない公
知の行アドレスデコーダから行選択アドレス信号
Xが出力されることは、この分野の通常の知識を
有する者は容易に理解できる事項である。
第2図の行選択アドレス信号Xは公知の行アド
レスデコーダから電源供給電圧においてMOSト
ランジスタのスレツシヨルド電圧VTの2倍ほど
ブーストされてVcc+2VTの信号を出力する。
レスデコーダから電源供給電圧においてMOSト
ランジスタのスレツシヨルド電圧VTの2倍ほど
ブーストされてVcc+2VTの信号を出力する。
また、ノード点40に印加される基準電圧VREF
は電源供給電圧Vccの半分となる1/2Vccでも良
く、スレツシヨルド電圧VTほど降下されたVcc
−VTであつても良い。ここで、第2図と関連づ
けてVREFは1/2Vccであると仮定して、説明する
ことにする。
は電源供給電圧Vccの半分となる1/2Vccでも良
く、スレツシヨルド電圧VTほど降下されたVcc
−VTであつても良い。ここで、第2図と関連づ
けてVREFは1/2Vccであると仮定して、説明する
ことにする。
今、行選択アドレス信号Xがハイ状態となり、
ラツチ制御クロツクφ1がハイ状態となる前に制
御クロツクφ5がハイ状態(Vcc電圧レベル)にな
つていれば、NMOSトランジスタ25,26,
27はすべてオン状態となる。
ラツチ制御クロツクφ1がハイ状態となる前に制
御クロツクφ5がハイ状態(Vcc電圧レベル)にな
つていれば、NMOSトランジスタ25,26,
27はすべてオン状態となる。
従つて、ノード点40に印加される基準電圧
VREFは上記パスNMOSトランジスタ26,27、
をとおしてビツトラインBLとをすべてVREFで
プリチヤージし、上記NMOSトランジスタ25
によりビツトラインBLとはVREF電圧レベルに
等化される。
VREFは上記パスNMOSトランジスタ26,27、
をとおしてビツトラインBLとをすべてVREFで
プリチヤージし、上記NMOSトランジスタ25
によりビツトラインBLとはVREF電圧レベルに
等化される。
ここで便宜上、第1図のメモリセル1のストリ
ツジキヤパシタ14にVcc+αの電圧レベルが蓄
えられていると仮定する。
ツジキヤパシタ14にVcc+αの電圧レベルが蓄
えられていると仮定する。
ここにおいては、αは後述するように2VT電圧
以上の電圧である。
以上の電圧である。
今、上記制御クロツクφ5は、ロー状態(接地
レベル)となり行選択アドレス信号Xが第2図の
時間t1にワードラインWL1に入力したと仮定すれ
ば、パスNMOSトランジスタ10はオン状態と
なることにより、上記ストリツジキヤパシタ14
に蓄えられた電圧によりビツトライBLの電圧レ
ベルとビツトラインの電圧レベルの差が生ず
る。
レベル)となり行選択アドレス信号Xが第2図の
時間t1にワードラインWL1に入力したと仮定すれ
ば、パスNMOSトランジスタ10はオン状態と
なることにより、上記ストリツジキヤパシタ14
に蓄えられた電圧によりビツトライBLの電圧レ
ベルとビツトラインの電圧レベルの差が生ず
る。
この電圧差は夫夫パストランジスタ23と24
をとおしてノード35と36に現れるようにな
り、この電圧差はビツトラインの寄生容量が上記
ストリツジキヤパシタ14の容量よりずつと大き
いため、約50〜2000mV程度の差異しか生じな
い。
をとおしてノード35と36に現れるようにな
り、この電圧差はビツトラインの寄生容量が上記
ストリツジキヤパシタ14の容量よりずつと大き
いため、約50〜2000mV程度の差異しか生じな
い。
その後、時間t2においてラツチ制御クロツクφ1
がハイ状態になると、ラツチトランジスタ22は
オン状態となり、上記ノード35の電圧レベルが
ノード36の電圧レベルより高いため、NMOS
トランジスタ21が更にオン状態となり、ノード
36の電圧は上記トランジスタ21及び22をと
おして抜け出て、NMOSトランジスタ20は更
にオフ状態となり、ノード35,36との電圧差
は著しく増加することとなり、結局ノード36は
接地レベルまで降下する。
がハイ状態になると、ラツチトランジスタ22は
オン状態となり、上記ノード35の電圧レベルが
ノード36の電圧レベルより高いため、NMOS
トランジスタ21が更にオン状態となり、ノード
36の電圧は上記トランジスタ21及び22をと
おして抜け出て、NMOSトランジスタ20は更
にオフ状態となり、ノード35,36との電圧差
は著しく増加することとなり、結局ノード36は
接地レベルまで降下する。
従つて、上記ノード35と36の電圧はパスト
ランジスタ23と24をとおしてノード37と3
8に現れるようになり、PMOSトランジスタ2
8はオン状態となりPMOSトランジスタ29は
オフ状態となる。
ランジスタ23と24をとおしてノード37と3
8に現れるようになり、PMOSトランジスタ2
8はオン状態となりPMOSトランジスタ29は
オフ状態となる。
また、制御クロツクφ2はハイ状態(Vcc+2VT
電圧レベル)におてロー状態(接地レベル)とな
つてNMOSトランジスタ31はオフ状態となり、
次いで直に時間t3において制御クロツクφ3がハイ
状態(Vcc電圧レベル)となることにより、ノー
ド39に充電されていたVcc電圧レベルが
NMOSトランジスタ32の導通により接地状態
に降下する。
電圧レベル)におてロー状態(接地レベル)とな
つてNMOSトランジスタ31はオフ状態となり、
次いで直に時間t3において制御クロツクφ3がハイ
状態(Vcc電圧レベル)となることにより、ノー
ド39に充電されていたVcc電圧レベルが
NMOSトランジスタ32の導通により接地状態
に降下する。
従つて、PMOSトランジスタ30がオン状態
になることにより、電源供給電圧Vccは上記
PMOSトランジスタ30と前述したようにオン
状態にあるPMOSトランジスタ28をとおして
ビツトラインBLのVccの電圧レベルに充電
(Restore)することになる。
になることにより、電源供給電圧Vccは上記
PMOSトランジスタ30と前述したようにオン
状態にあるPMOSトランジスタ28をとおして
ビツトラインBLのVccの電圧レベルに充電
(Restore)することになる。
ビツトラインBLとが夫夫電源供給電圧の
Vccと0ボルトとなつて、アクテイブサイクルが
終了されると、上記制御クロツクφ2はハイ状態
(Vcc電圧レベル)となると共に制御クロツクφ3
はロー状態(接地レベル)となることにより、ノ
ード点39はVcc−VTの電圧レベルに充電され、
PMOSトランジスタ30はオフ状態となる。
Vccと0ボルトとなつて、アクテイブサイクルが
終了されると、上記制御クロツクφ2はハイ状態
(Vcc電圧レベル)となると共に制御クロツクφ3
はロー状態(接地レベル)となることにより、ノ
ード点39はVcc−VTの電圧レベルに充電され、
PMOSトランジスタ30はオフ状態となる。
その後、プリチヤージサイクルが開始され行選
択アドレス信号Xがロー状態になる前に時間t4に
おいて、制御クロツクφ4がハイ状態(Vcc電圧レ
ベル)となることにより、上記クロツク電圧がゲ
ーテイドキヤパシタ33,34をとおしてノード
39と41の電圧レベルをブーストするようにな
る。
択アドレス信号Xがロー状態になる前に時間t4に
おいて、制御クロツクφ4がハイ状態(Vcc電圧レ
ベル)となることにより、上記クロツク電圧がゲ
ーテイドキヤパシタ33,34をとおしてノード
39と41の電圧レベルをブーストするようにな
る。
従つて、PMOSトランジスタ30はノード4
1の電圧レベルがα(αは2VT電圧以上)ほどに
ブーストされてオフ状態を維持するようになり、
上記ブーストされたαの電圧レベルはPMOSト
ランジスタ28とビツトラインBL及びメモリセ
ル1ののNMOSトランジスタ10をとおしてス
トリツジキヤパシタ14にはVcc+αの電圧レベ
ルが蓄えられるようになる。
1の電圧レベルがα(αは2VT電圧以上)ほどに
ブーストされてオフ状態を維持するようになり、
上記ブーストされたαの電圧レベルはPMOSト
ランジスタ28とビツトラインBL及びメモリセ
ル1ののNMOSトランジスタ10をとおしてス
トリツジキヤパシタ14にはVcc+αの電圧レベ
ルが蓄えられるようになる。
従つて、ワードラインWL1に印加される行選
択アドレス信号XはVcc+2VTをハイ状態とする
ことにより、上記ストリツジキヤパシタ14に十
分な電圧が蓄えられるようにする。
択アドレス信号XはVcc+2VTをハイ状態とする
ことにより、上記ストリツジキヤパシタ14に十
分な電圧が蓄えられるようにする。
その後、時間t5に行選択アドレス信号Xをロー
状態とし、制御クロツクφ5をハイ状態とするこ
とにより、ビツトラインBLとを前述したよう
に基準電圧VREFの電圧レベルに等化せしめ、その
後制御クロツクφ1及びφ4をロー状態とし、制御
クロツクφ2をVcc+2VTとしてノード39の電圧
レベルをVccのレベルに維持するようにする。
状態とし、制御クロツクφ5をハイ状態とするこ
とにより、ビツトラインBLとを前述したよう
に基準電圧VREFの電圧レベルに等化せしめ、その
後制御クロツクφ1及びφ4をロー状態とし、制御
クロツクφ2をVcc+2VTとしてノード39の電圧
レベルをVccのレベルに維持するようにする。
前述の通り本発明は、1トランジスタメモリセ
ルに電源供給電圧以上の電圧に貯蔵できるので、
アルフア粒子の浸透によるホール電子対の発生に
よるストリツジキヤパシタの貯蔵電荷の喪失に対
してもソフトエラーを発生しない利点を有するこ
とになる。
ルに電源供給電圧以上の電圧に貯蔵できるので、
アルフア粒子の浸透によるホール電子対の発生に
よるストリツジキヤパシタの貯蔵電荷の喪失に対
してもソフトエラーを発生しない利点を有するこ
とになる。
第1図は本発明に係るCOMS DRAMのセンス
増幅記の回路図、第2図は第1図の動作タイミン
グ図である。
増幅記の回路図、第2図は第1図の動作タイミン
グ図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 行と列に配列された1個のトランジスタと直
列接続されたストリツジキヤパシタとから構成さ
れた多数のメモリセルと、 上記夫々の列の中央に設置されたセンス増幅器
と、上記センス増幅器に接続され、上記多数のメ
モリセルが接続されたビツトラインBL,と、 上記メモリセル内の1個のトランジスタのゲー
トに接続されたワードラインを備えたダイナミツ
クランダムアクセスメモリ装置のセンス増幅器に
おいて、 上記1対のビツトラインBL,に接続され、
上記ビツトライン上の電圧差を感知増幅するクロ
ス接続された双安定フリツプフロツプ20,21
とラツチトランジスタ22とから構成された感知
手段と、上記1対のビツトラインを第1の制御ク
ロツクφ5により等化し基準電圧VREFでプリチ
ヤージするための手段と、上記1対のビツトライ
ンに互にクロス接続され、ビツトライン充電電圧
を電送するための1対のパストランジスタ28,
29とから構成された電送手段と、 上記電送手段に接続され、第2及び第3の制御
クロツクφ2,φ3により上記ビツトラインを電
源供給電圧で充電するための充電手段と、 上記電送手段に接続され、第4の制御クロツク
φ4で電圧ブーストをさせストリツジキヤパシタ
に電源供給電圧以上の電圧に充電するためのブー
スト手段とを具備したことを特徴とする高性能
DRAMのためのセンス増幅器。 2 上記充電手段が電源供給電圧を伝達する
PMOSトランジスタ30と、上記PMOSトラン
ジスタ30のゲートと接地間に第3の制御クロツ
クφ3をゲートで入力する第1のNMOSトラン
ジスタ32が接続されると共に、第2の制御クロ
ツクφ2をゲートで入力し、電源供給電圧間に接
続された第2のNMOSトランジスタ31から構
成され、ブースト手段が上記PMOSトランジス
タ30のゲートとドレインに夫々MOS型のゲー
テイドキヤパシタ(Gated Capacitor)30及び
34を通して第4の制御クロツクφ4が供給され
ることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の
高性能DRAMのためのセンス増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1986P9864 | 1986-11-21 | ||
KR1019860009864A KR890004762B1 (ko) | 1986-11-21 | 1986-11-21 | 고성능 디램을 위한 센스 증폭기 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63288496A JPS63288496A (ja) | 1988-11-25 |
JPH0462436B2 true JPH0462436B2 (ja) | 1992-10-06 |
Family
ID=19253520
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62292211A Granted JPS63288496A (ja) | 1986-11-21 | 1987-11-20 | 高性能dramのためのセンス増幅器 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
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JP (1) | JPS63288496A (ja) |
KR (1) | KR890004762B1 (ja) |
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1986
- 1986-11-21 KR KR1019860009864A patent/KR890004762B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1987
- 1987-11-16 US US07/120,985 patent/US4855628A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-20 JP JP62292211A patent/JPS63288496A/ja active Granted
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Also Published As
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---|---|
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KR890004762B1 (ko) | 1989-11-25 |
KR880006837A (ko) | 1988-07-25 |
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