JPH04251518A - 携帯用エンジン発電機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、携帯用の交流電源等と
して使用される携帯用エンジン発電機に関する。

【０００２】

【従来技術及びその課題】近年、携帯用の交流電源装置
には、出力周波数を安定化させるためにインバータ装置
を使用することが多くなってきており、例えばエンジン
で駆動される交流発電機によって商用周波数の交流電力
を出力する携帯用電源装置においては、エンジンを回転
数の高い領域にて運転させて発電機から高出力の交流電
流を得、この交流電流を一旦直流に変換した後、インバ
ータ装置により商用周波数の交流に変換して出力するよ
うにした装置が、実開昭５９−１３２３９８号公報等に
よって知られている。

【０００３】ところで、このような交流電源装置におい
て、その使用用途によっては出力波形をできるだけ正弦
波に近似したものにしたいという要請があり、この要請
に応えるべく上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用した交流電源装置も検討され始めている
（特開昭６０−８２０９８号公報）ところで、以上のよ
うな携帯用エンジン発電機においては、出力回路保護の
ために種々の工夫がなされているが、発電機の出力特性
や負荷の特性によっては出力される負荷電流の大小がそ
のまま負荷状態を表わす指標となっていない場合があり
、適切な保護システムを構成していない一面があった。 例えば、ただ単に負荷電流が大きくなったときに出力を
遮断するというような構成では、電動機等のように始動
時に一時的に大電流が流れるような負荷装置が出力回路
に接続された場合、負荷装置の始動時に必要以上に出力
遮断を施してしまう可能性があり、出力回路の最適な保
護システムとはなっていなかった。

【０００４】以上に鑑み、本願出願人は、インバータ制
御方式の発電機に対してではあるが、過電流状態を検出
したときには一定時間のみ出力を停止し、この一定時間
後に再び通電する、といった動作を繰返しながら電動機
等の始動が行なえるシステムを提案している（特開昭６
３−１１４５２７号公報）。

【０００５】本発明は、これとは着眼点を変え、負荷装
置に短絡等が発生したら素早く出力を遮断する一方、過
電流状態であっても出力電圧があまり低下していないと
きには出力遮断を遅らせることにより、電動機等の負荷
装置の始動も容易ならしめるように構成した携帯用エン
ジン発電機を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明によれば、エンジンと、このエンジンで駆動さ
れる発電機とを有する携帯用エンジン発電機において、
負荷電流を検出して過電流状態を判別する過電流検出器
と、出力電圧を検出する電圧検出器と、前記過電流検出
器によって過電流状態が検出されたときに動作を開始し
、所定時間の経過後に出力供給を遮断する出力遮断信号
を出力するタイマ回路とを備え、前記所定時間は前記電
圧検出器で検出される出力電圧が低いほど短くなるよう
に構成される装置が提供される。

【０００７】

【作用】携帯用エンジン発電機の負荷電流を検出して過
電流状態が検出されたときにタイマ回路が動作を開始す
る。このタイマ回路で設定される時間は、過電流状態が
検出されたときの出力電圧が低いほど短い時間となるよ
うに自動的に設定され、この設定された所定時間の間過
電流状態が継続した場合にタイマ回路が出力遮断信号を
出力して、携帯用エンジン発電機の発電出力を停止させ
る。

【０００８】

【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面を参照して
説明する。

【０００９】図１は、本発明に係る携帯用エンジン発電
機の全体構成図であり、図中１、２はそれぞれ交流発電
機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１は
三相出力巻線、２は単相補助巻線である。また回転子（
図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成されており
、エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように
構成されている。三相出力巻線１の出力端は、３つのサ
イリスタと３つのダイオードとで構成されるブリッジ整
流回路３に接続され、ブリッジ整流回路３の出力端は平
滑回路４に接続される。

【００１０】単相補助巻線２の出力端は、正負両極出力
端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。定
電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧回
路５ａから成り、単相補助巻線２からの一の方向の電流
に対しては一方の組の各回路が働き、反対の方向の電流
に対しては他方の組の各回路が働き、これによって出力
端子Ｅ，Ｆに夫々正負の定電圧が出力される。

【００１１】６はサイリスタ制御回路であり、電源入力
側の一端が定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地される
。サイリスタ制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ１
、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、コンデンサＣ
１側の一端は定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続
され、抵抗Ｒ３側の他端は平滑回路４の負極側端子に接
続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はトランジス
タＱ１のベースに、このトランジスタＱ１のコレクタは
トランジスタＱ２のベースに、このトランジスタＱ２の
コレクタはブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲート
入力回路に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の
電位に応じてゲート入力回路の入力信号を制御するよう
に構成されている（サイリスタ制御回路６に関する詳細
な説明は、本願出願人による特願平１−２３０９０８号
に開示されるのでここでは省略する）。

【００１２】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は過渡抑制回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路
７によれば、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設
けられた定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイ
オードＤ１のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペアンプから
成る反転比較器７０１の反転端子（−）に接続され、反
転比較器７０１の非反転端子（＋）は抵抗を介して接地
される。反転比較器７０１の出力側はＮＯＲ回路７０２
の入力側に接続され、またＮＯＲ回路７０２の入力側に
は後述のタイマ回路３０及び運転停止指令回路３１から
の出力がそれぞれ供給される。ＮＯＲ回路７０２の出力
側はインバータ７０３、抵抗を介してトランジスタＱ３
のベースに接続される。トランジスタＱ３のエミッタは
定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続され、一方コ
レクタは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置５の正極出
力端子Ｅに接続されるとともにコンデンサＣ２を介して
定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続される。コン
デンサＣ２の正極端子にはトランジスタＱ４のベースが
接続され、トランジスタＱ４のコレクタは定電圧供給装
置５の正極出力端子Ｅに接続され、一方エミッタは、ダ
イオードＤ２のアノードに接続されるとともにサイリス
タ制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋ
に接続される。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサ
Ｃ２の正極端子に接続される。

【００１３】平滑回路４の出力側はインバータ回路９（
スイッチング装置）に接続される。インバータ回路９は
４つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ５〜Ｑ８から
成るブリッジ回路で構成される。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各
ゲート端子に接続される駆動信号回路に関しては後述す
る。

【００１４】インバータ回路９の出力側はローパスフィ
ルタから成る出力回路１０を介して負荷（図示せず）が
接続される出力端子１１、１２に接続される。出力回路
１０は、負荷に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２，
及び負荷に対し並列接続されるコンデンサＣ３で構成さ
れるローパスフィルタと、コイルＬ１とコンデンサＣ３
との間に、負荷に対して直列接続されるカレントトラン
スＣＴとから成る。

【００１５】出力端子１１、１２の両端（ローパスフィ
ルタを構成するコンデンサの両端Ｈ）は、分割抵抗や差
動アンプから成る歪検出回路１３に接続される。歪検出
回路１３は、出力端子１１、１２に現れる出力電圧の波
形どうしを直接比較することによって出力の波形歪みあ
るいはオフセット成分を検出し、検出信号を出力するも
のである。

【００１６】１４は商用周波数、例えば５０Ｈｚまたは
６０Ｈｚの正弦波を発生する正弦波発振器である。この
正弦波発振器１４の出力側は差動増幅器１５のオペアン
プの反転入力端子（−）に抵抗を介して接続される。差
動増幅器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）には
、ピーク検出回路１６の出力側が接続される。

【００１７】ピーク検出回路１６は、カレントトランス
ＣＴの二次側に接続され、カレントトランスＣＴで検出
された交流出力電流を反転増幅する反転増幅器１６１と
、反転増幅器１６１の出力と上限電圧値及び下限電圧値
を出力する上下限値設定回路１６４の出力とを比較して
、反転増幅器１６１の出力が基準振幅範囲を越えている
部分について増幅を行うオフセット増幅器１６２、１６
３と、オフセット増幅器１６２、１６３の出力がダイオ
ードＤ３，Ｄ４を介して供給され、この合成信号を増幅
する非反転増幅器１６５とから成る。

【００１８】差動増幅器１５はピーク検出回路１６の出
力と正弦波発振器１４からの正弦波出力との差動増幅を
行い、出力回路１０の交流出力電流に応じたフィードバ
ック信号によって、正弦波発振器１４から出力される正
弦波信号を補正するものである。

【００１９】差動増幅器１５の出力側は差動増幅器１７
のオペアンプの反転入力端子（−）に接続され、差動増
幅器１７のオペアンプの非反転入力端子（＋）には歪検
出回路１３の出力側が接続される。差動増幅器１７は、
差動増幅器１５から出力される補正された正弦波の振幅
基準レベルを歪検出回路１３から出力される検出信号で
更に補正し、補正された正弦波信号を出力するものであ
る。

【００２０】１８は矩形波発振器であり、この矩形波発
振器１８で発振される矩形波の周波数は正弦波発振器１
４から出力される正弦波の周波数よりも格段に大きい値
に設定される。矩形波発振器１８の出力側は積分回路１
９に接続され、積分回路１９は矩形波を積分して三角波
信号に変換する。

【００２１】差動増幅器１７から出力される補正された
正弦波信号と積分回路１９から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ２０（パルス幅変調回
路）に供給される。インバータバッファ２０は所定のし
きい値（スレッシュホールドレベル）を有し、このしき
い値を越えたレベルの信号が入力したときは低レベルの
信号を出力し、一方しきい値以下のレベルの信号が入力
したときは高レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅
変調（ＰＷＭ）信号を形成するものであり、例えばゲー
ト端子への入力信号に対し固定されたしきい値を有する
Ｃ−ＭＯＳゲートＩＣで構成する。

【００２２】インバータバッファ２０の出力側は、イン
バータ２１を経てＮＡＮＤ回路２２の一方の入力端に入
力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路２３の一方の
入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路２２の他方の入力端
とＮＡＮＤ回路２３の他方の入力端には過渡抑制回路７
のＮＯＲ回路７０２の出力端Ｊが接続される。

【００２３】ＮＡＮＤ回路２２、２３の各出力端はＦＥ
Ｔゲート駆動信号用回路２４、２５に夫々接続される。 ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４はプッシュプル増幅器
、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用のコン
デンサＣ４、パルストランスＡ、Ｃの一次側コイルから
構成され、同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２５はプ
ッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成
分カット用のコンデンサＣ５，パルストランスＢ，Ｄの
一次側コイルから構成される。

【００２４】パルストランスＡの二次側コイル（インバ
ータ回路９内に表示）は減衰抵抗、復調用のコンデンサ
Ｃ６、双方向電圧規制ダイオードＤ５，Ｄ６を介してＦ
ＥＴＱ５のゲートに接続される。パルストランスＢ，Ｃ
，Ｄの各二次側コイルも、パルストランスＡの二次側回
路と全く同様な回路を介してＦＥＴＱ６，Ｑ７，Ｑ８の
各ゲートに夫々接続される。

【００２５】次に、過負荷検出部の回路構成を図２を参
照して説明する。

【００２６】出力回路１０のカレントトランスＣＴの二
次側の一端（Ｐ）は過電流検出回路２８に接続される。 過電流検出回路２８はオペアンプ２６、２７、２９、抵
抗Ｒ５、Ｒ６を有しており、カレントトランスＣＴの二
次側の一端（Ｐ）は抵抗を介してオペアンプ２６の非反
転端子（＋）に接続されるとともに、抵抗を介してオペ
アンプ２７の反転端子（−）に接続される。オペアンプ
２６の反転端子（−）及びオペアンプ２７の非反転端子
（＋）は夫々抵抗を介して接地され、オペアンプ２６及
びオペアンプ２７の各出力端子は夫々ダイオードを介し
て接続されて、続く積分回路２８に接続される。オペア
ンプ２６ではカレントトランスＣＴから入力する信号の
プラス側のみを増幅し、オペアンプ２７ではカレントト
ランスＣＴから入力する信号のマイナス側のみを反転増
幅して、それらを重畳した上で、平滑する。

【００２７】この平滑出力はオペアンプ２９の非反転端
子（＋）に接続され、オペアンプ２９の反転端子（−）
には、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅとグランドと
の電位差を抵抗Ｒ５，Ｒ６で分割した所定比較電圧が供
給される。オペアンプ２９の出力側はタイマ回路３０の
カウント開始用の端子に接続される。タイマ回路３０の
カウント停止用の端子には運転停止指令回路３１の出力
が接続される。タイマ回路３０は、例えば汎用のＣ−Ｍ
ＯＳゲートのアップダウンカウンタ「４５１６」を使用
し、このＩＣのカウント開始端子（Ｕ／Ｄ）に高レベル
信号が入力している間、クロックパルス端子（ＣＫ）に
加わっているクロックパルスをカウントし、所定カウン
ト値に達するとタイマ回路３０の出力端子（Ｑ）から高
レベル信号を出力する。運転停止指令回路３１は、携帯
用エンジン発電機の発電出力を停止させたいとき例えば
人為的に操作して止めたいときとかその他のオプショナ
ルな付加機能に応動させて止めたいときとかに高レベル
信号を出力するものであり、この停止用の高レベル信号
の入力によりタイマ回路３０は、クロックパルスのカウ
ントを停止する。

【００２８】タイマ回路３０の出力端子（Ｑ）は過渡抑
制回路７のＮＯＲ回路７０２の入力側に接続し、また運
転停止指令回路３１の出力端子（Ｒ）もＮＯＲ回路７０
２の入力側に接続する。

【００２９】更に、歪検出回路１３の出力端（Ｍ）は電
圧判別回路３２の入力側に接続され、電圧判別回路３２
の出力側はクロックパルス発生回路３３の一方の入力端
子に接続される。クロックパルス発生回路３３の他方の
入力端子には正弦波発振器１４の出力端子（Ｎ）がパル
ス列形成回路１４１および分周器３４を介して接続され
る。クロックパルス発生回路３３の出力はタイマ回路３
０のクロックパルス端子（ＣＫ）に供給される。

【００３０】電圧判別回路３２によれば、入力信号は整
流平滑回路３２１で全波倍電圧整流が行われ及び平滑さ
れた後、整流平滑回路３２１のマイナス側出力がオペア
ンプ３２２及びオペアンプ３２３の反転端子（−）に供
給され、整流平滑回路３２１のプラス側出力は抵抗Ｒ７
，Ｒ８，Ｒ９で分割されて夫々オペアンプ３２２及びオ
ペアンプ３２３の非反転端子（＋）に供給される。即ち
抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９の値を、出力回路１０の出力電圧
が例えば６７Ｖ以上のときにはオペアンプ３２２及びオ
ペアンプ３２３が高レベル信号を出力し、６７Ｖ未満３
３Ｖ以上の時にはオペアンプ３２２が高レベル信号を出
力する一方、オペアンプ３２３が低レベル信号を出力し
、３３Ｖ未満の時にはオペアンプ３２２及びオペアンプ
３２３が低レベル信号を出力するように設定する。

【００３１】正弦波発振器１４から出力する所定周波数
の正弦波信号は、パルス列形成回路１４１でパルス列信
号に成形された後分周器３４に入力され、これを１／８
、１／１６、１／３２に分周してクロックパルス発生回
路３３に供給する。クロックパルス発生回路３３は、電
圧判別回路３２のオペアンプ３２２及びオペアンプ３２
３の出力信号に応じて、分周された出力パルス列の論理
組合わせを選択し（６７Ｖ以上でオペアンプ３２２、３
２３がともに高レベル出力時には１／３２分周、６７〜
３３Ｖでオペアンプ３２２のみ高レベル出力時には１／
１６分周、３３Ｖ未満でオペアンプ３２２、３２３がと
もに低レベル出力時には１／８分周のパルス列を選択）
、この選択された周波数のパルス列に基づいてクロック
パルスを形成し、タイマ回路３０に供給する。タイマ回
路３０は、カウント開始時から所定カウント値に達して
高レベル信号を出力する時までの時間を、１／８分周の
クロックパルス列が入力しているときは例えば１０秒に
、１／１６分周のクロックパルス列が入力しているとき
は５秒に、１／３２分周のクロックパルス列が入力して
いるときは２．５秒になるように設定する。

【００３２】次に以上のように構成される携帯用エンジ
ン発電機の作動について説明する。エンジンの駆動に伴
い三相出力巻線１から出力された三相交流電力はブリッ
ジ整流回路３で整流され、続く平滑回路４で平滑回路４
で平滑されて直流電力に変換されるとともに、平滑回路
４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してサイリ
スタ制御回路６で検出され、その検出信号に基づいてブ
リッジ整流回路３の各サイリスタの導通角を制御するこ
とにより平滑回路４の出力電圧が所定の直流電圧に安定
に維持されるようなフィードバック制御が行われる。な
おサイリスタ制御回路６には過渡抑制回路７からの出力
信号も入力するが、この信号に基づくサイリスタ制御回
路６及びブリッジ整流回路３の作動については後述する
。

【００３３】インバータ回路９のＦＥＴＱ５，Ｑ７及び
ＦＥＴＱ６，Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調（
ＰＷＭ）信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦＥ
ＴＱ５，Ｑ７及びＦＥＴＱ６，Ｑ８を交互に導通させる
ことにより平滑回路４の直流出力をスイッチング制御し
て出力回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波成
分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子１１、
１２から負荷に供給する。

【００３４】出力端子１１に現れる出力電圧の波形と出
力端子１２に現れる出力電圧の波形は、歪検出回路１３
で比較され、その差、即ち出力電圧の波形の歪みあるい
はオフセット成分が検出され、その検出信号が差動増幅
器１７に出力される。

【００３５】また、出力回路１０のカレントトランスＣ
Ｔにより交流出力電流を検出し、検出された交流出力電
流はピーク検出回路１６の反転増幅器１６１で反転増幅
されてオフセット増幅器１６２、１６３に夫々出力され
る。オフセット増幅器１６２では、反転増幅器１６１か
らの出力の振幅を、上下限値設定回路１６４からオペア
ンプの反転端子（−）に入力した所定の上限電圧値と比
較し、この所定の上限電圧値を越えた分のみを増幅する
。オフセット増幅器１６３では、反転増幅器１６１から
の出力波形の振幅を、上下限値設定回路１６４からオペ
アンプの反転端子（−）に入力した所定の下限電圧値と
比較し、この所定の下限電圧値を下回った分のみを増幅
する。オフセット増幅器１６２、１６３の出力はダイオ
ードＤ３，Ｄ４を夫々通過して重畳される。従ってこの
重畳後の信号は、増幅された交流出力電流が所定の上限
電圧値を越えた部分のみまたは下限電圧値を下回った部
分のみが合成された信号であり、増幅された交流出力電
流が所定の上下限電圧値を越えないときにはこの合成信
号は零レベルを維持することとなる。

【００３６】この合成信号は非反転増幅器１６５で増幅
されたあと、差動増幅器１５のオペアンプの非反転端子
（＋）に入力される。差動増幅器１５では、この合成信
号が正弦波発振器１４からの正弦波と比較され、差動増
幅される。即ち、交流出力電流が所定の上下限電圧値を
越えた場合、その越えた量に応じてフィードバック補正
が行われて対応する正弦波のピーク部が潰され、このピ
ーク部が補正された正弦波が次の差動増幅器１７に出力
される。

【００３７】差動増幅器１７は、差動増幅器１５から出
力された補正正弦波信号と歪検出回路１３から出力され
た直流分のフィードバック信号とを比較し、フィードバ
ック信号によって補正正弦波信号の振幅基準レベルを補
正し、この再度補正された正弦波信号を出力する。

【００３８】矩形波発振器１８から出力された矩形波信
号は積分回路１９で積分されて三角波信号に変換される
。この三角波信号と差動増幅器１７からの補正正弦波信
号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバッ
ファ２０に入力される。インバータバッファ２０では、
重畳信号がしきい値を越えるときには低レベルの信号を
出力し、一方しきい値以下のときには高レベルの信号を
出力して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正正弦
波によりパルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力すること
となる。このＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号に基
づき形成されるため、交流出力電流のピーク値補正が行
われることはもとより、前記出力電圧の歪み及びオフセ
ット成分を減少させることが可能となるとともに、応答
時間がコンパレータ（約１μｓｅｃ）に比べ格段に速い
インバータバッファ（約５０ｎｓｅｃ）をＰＷＭ信号の
形成に使用するため搬送波の周波数をより高くすること
が可能となり、これにより出力波形をより正弦波に近似
させた、より高品質の交流電力を供給することを可能な
らしめる。

【００３９】インバータバッファ２０から出力されたＰ
ＷＭ信号は一方はインバータ２１で反転されてＮＡＮＤ
回路２２へ、他方はそのままＮＡＮＤ回路２３へ入力さ
れる。ＮＡＮＤ回路２２、２３には過渡抑制回路７から
、過電流状態等の、保護が必要な状態が検出された時ま
たはエンジン始動時等の低回転状態が検出された時に低
レベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２、
２３の出力はＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル信号
となり、この状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝送さ
れない。一方、後述のように過負荷時やエンジンの低回
転でないときには過渡抑制回路７から高レベル信号が供
給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２、２３は夫々入力
した反転または非反転ＰＷＭ信号に応じて夫々反転また
は非反転ＰＷＭ信号を反転した信号を出力し、ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２４にはＰＷＭ信号が、またＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路２５には反転したＰＷＭ信号が供
給される。

【００４０】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４では、Ｐ
ＷＭ信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ
４で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。 コンデンサＣ４を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧
（積分値）は、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の
周期で変化しており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦
波と同一の周波数（商用周波数）成分を含んでいる。こ
のＰＷＭ信号がコンデンサＣ４を通過した後は商用周波
数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電圧が常
時零であるパルス信号列に変換される。

【００４１】この平均電圧が常時零であるパルス信号列
がパルストランスＡ，Ｃの各一次コイルに供給されるの
で、パルストランスＡ，Ｃを構成するトランスコアには
、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんどな
くなり、従ってトランスＡ，Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数で
磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成すること
が可能となる。

【００４２】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５の作動も
上記ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４の作動と全く同様
である。

【００４３】パルストランスＡの二次コイルから出力し
たパルス信号はツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の各降伏
電圧と比較され、各降伏電圧を越えた分によりコンデン
サＣ６が充放電され、コンデンサＣ６の両端には各降伏
電圧を越えた分による平均電圧（これは商用周波数を有
する）が現れる。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース
間には、商用周波数を有するコンデンサＣ６の両端電圧
と、パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス
信号とが重畳した信号、即ちコンデンサＣ４を通過前の
ＰＷＭ信号が復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の
正パルスがゲートに入力されている間だけ導通する。

【００４４】パルストランスＣの二次コイルから出力し
たパルス信号も上述のパルストランスＡの二次コイルか
ら出力したパルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ
７の導通はＦＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われ
る。

【００４５】パルストランスＢ，Ｄの二次コイルから出
力したパルス信号も上述のパルストランスＡ，Ｃの二次
コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理される
。但しパルストランスＢ，Ｄに入力するＰＷＭ信号とパ
ルストランスＡ，Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が逆
であるから、ＦＥＴＱ５，Ｑ７が導通するときはＦＥＴ
Ｑ６，Ｑ８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５，Ｑ７が
非導通となるときはＦＥＴＱ６，Ｑ８が導通するように
作動する。

【００４６】以上のように、出力波形に基づきフィード
バック補正された商用周波数の正弦波を高周波の三角波
でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基づきイン
バータ回路９でスイッチング制御が行われ、その後出力
回路１０で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ正弦波に
近似した商用周波数の交流電力が出力端子１１、１２か
ら負荷に供給される。

【００４７】以上のインバータ回路９及び歪検出回路１
３乃至ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５（但し、差動増
幅器１５及びピーク検出回路１６を除く）の構成及び作
動に関する、より詳細な説明は、既に本願出願人により
平成２年１１月１３日付で出願されたインバータ装置に
記載されている。

【００４８】次に過渡抑制回路７の作動を説明する。

【００４９】エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧
が低いため、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５
ａの入力端の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダ
イオードＤ１の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低
い値に設定したエンジン回転数の設定値に相当）を越え
ることはなく、ツェナーダイオードＤ１は非導通である
。そのため反転比較器７０１の反転端子（−）は低レベ
ルであり、反転比較器７０１の出力は高レベルとなる。

【００５０】ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも１
つに高レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、ＮＯＲ回路７０２の出力は、反転比較器７０１の
高レベル出力またはタイマ回路３０又は運転停止指令回
路３１からの高レベル出力で低レベルとなる。

【００５１】この低レベル信号がインバータ７０３で反
転されて高レベル信号となり、トランジスタＱ３を導通
してコンデンサＣ２を放電させる。従ってトランジスタ
Ｑ４は非導通となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接
続点Ｋの電位は低レベルとなる。

【００５２】従ってサイリスタ制御回路６のトランジス
タＱ１は非導通となり、トランジスタＱ２は導通となり
、ブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲートには低レ
ベル信号が供給される。これにより、各サイリスタは導
通せず、ブリッジ整流回路３は整流出力を供給しない。 即ち、エンジン回転数が設定値以下であるか、または過
負荷が検出されたときにはブリッジ整流回路３は整流出
力を供給しないようにされ、これによりエンジン始動時
におけるインバータ回路の不安定動作が抑制されるとと
もに過負荷による過電流状態等の、保護が必要とされる
状態が検出された時の出力供給も停止される。

【００５３】次に、エンジン始動後、交流発電機の出力
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が
高くなり、ツェナーダイオードＤ１の降状電圧を超える
と、即ちエンジン回転数が設定値を超えるとツェナーダ
イオードＤ１は導通し、反転比較器７０１の反転端子（
−）は高レベルに転じ、反転比較器７０１の出力は低レ
ベルとなる。

【００５４】このときタイマ回路３０又は、運転停止指
令回路３１から高レベル信号が入力していなければ、Ｎ
ＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、インバータ７
０３の出力は低レベルとなる。従ってトランジスタＱ３
は非導通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ７を介して充
電される。この充電によりコンデンサＣ２の正極側電位
は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で決ま
る時定数に基づき徐々に上昇する。コンデンサＣ２の正
極側電位の上昇によりトランジスタＱ４が導通するが、
このトランジスタＱ４の導通によりトランジスタＱ４の
エミッタ電位が上昇してトランジスタＱ４のベース電位
より高くなるようなことがあればトランジスタＱ４は非
導通に転じるので、Ｋ点の電位はコンデンサＣ２の正極
側電位より僅か低い値に常時維持されることになる。従
ってＫ点の電位は、エンジン回転数が設定値を超えた時
点以降、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で
決まる時定数に基づき徐々に上昇することとなる。

【００５５】従って、トランジスタＱ１のベース・エミ
ッタ間電圧は徐々に上昇してトランジスタＱ１は徐々に
導通し、トランジタスＱ２は徐々に非導通となり、ブリ
ッジ整流回路３の各サイリスタに入力するゲート電圧は
徐々に上昇し、徐々に導通角を広げていくことになる。 そして最終的にＫ点電位が略定電圧供給装置５の正極出
力電位に至り、各サイリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と
抵抗Ｒ２との接続点の電位を所定値に維持するための所
定のフィードバック制御入力値に至る。

【００５６】斯くして、たとえエンジン始動のとき出力
端子１１，１２に負荷が接続されたままの状態であって
もブリッジ整流回路３の各サイリスタに急激に電流が突
入することを防止できるものである。それと同時に、ブ
リッジ整流回路３の各サイリスタに入力するゲート電圧
が徐々に上昇するように制御されることにより、平滑回
路４の直流出力はエンジン始動後徐々に上昇し、これに
よりインバータ回路９の各ＦＥＴに対して急激な電圧変
化が加わることも防止される。こうした防止効果は、エ
ンジン始動時に出力端子１１，１２に接続されている負
荷が大きい程大きく、特に負荷が短絡状態にある場合に
はサイリスタやＦＥＴに対する悪影響の抑制効果がきわ
めて大きい。

【００５７】次に、過負荷検出部の回路（図２）の作動
を説明する。

【００５８】まずカレントトランスＣＴで負荷電流が検
出され、検出された負荷電流が過電流検出回路２８のオ
ペアンプ２６，２７で全波整流された後に平滑され、オ
ペアンプ２９で基準電圧と比較される。従って負荷電流
が所定値より大きいとき、即ち過電流が流れているとき
にはオペアンプ２９の出力が高レベルとなり、タイマ回
路３０は入力しているクロックパルスのカウントを開始
する。

【００５９】一方、電圧判別回路３２は、歪検出回路１
３の出力、即ち出力回路１０の出力電圧の波形の歪みあ
るいはオフセット成分を含んだ交流信号を整流平滑回路
３２１で全波倍電圧整流及び平滑した後、オペアンプ３
２２，３２３で異なる２つの基準電圧と比較する。出力
電圧が６７Ｖ以上のときにはオペアンプ３２２，３２３
ともに高レベル信号を出力し、６７Ｖ未満３３Ｖ以上の
ときにはオペアンプ３２２が高レベル信号を出力する一
方、オペアンプ３２３が低レベル信号を出力し、３３Ｖ
未満のときにはオペアンプ３２２，３２３ともに低レベ
ル信号を出力する。クロックパルス発生回路３３は、電
圧判別回路３２のオペアンプ３２２及びオペアンプ３２
３の出力信号に応じて、分周器３４から出力されたパル
ス列の論理組合わせを選択する。即ち、出力電圧が６７
Ｖ以上でオペアンプ３２２，３２３がともに高レベル出
力時には１／３２分周を、６７〜３３Ｖでオペアンプ３
２２のみ高レベル出力時には１／１６分周を、３３Ｖ未
満でオペアンプ３２２，３２３がともに低レベル出力時
には１／８分周を選択し、選択された論理組合わせに基
づく周波数のクロックパルスを形成してタイマ回路３０
に供給する。

【００６０】タイマ回路３０は、クロックパルス発生回
路３３から入力するクロックパルスをカウントし、その
カウント値が所定の値に達すると高レベル信号を過渡抑
制回路７のＮＯＲ回路７０２に出力する。従ってこの高
レベル信号により前述のようにブリッジ整流回路３及び
インバータ回路９の作動が停止される。

【００６１】タイマ回路３０に供給されるクロックパル
スの周波数と出力電圧の関係は、例えば、出力電圧が６
７Ｖ以上のときには過電流状態の検出後１０秒経過後に
タイマ回路３０は高レベル信号を出力し、同様に出力電
圧が６７Ｖ未満３３Ｖ以上のときには過電流状態の検出
後５秒経過後に、出力電圧が３３Ｖ未満のときには過電
流状態の検出後２．５秒経過後にタイマ回路３０は高レ
ベル信号を出力する。このように、過電流状態が検出さ
れた場合に、画一的に出力を遮断するのでなく、そのと
きの出力電圧に応じて、出力電圧が高いほど、即ち過負
荷の度合が小さいほど長い待ち時間を経てから出力の遮
断を行うことができる。このため、携帯用エンジン発電
機のように発電容量があまり大きくない携帯発電機のよ
うに、過負荷の程度が出力電圧に表われ易いものにおい
ては特にメリットが大きく、過電流状態が検出されたと
きに負荷の大きさに応じた適切な出力遮断が行える。し
たがって、負荷の変動によって一時的に過電流状態が検
出された場合などにおける過度の出力遮断を回避するこ
とができる。また、例えば電動機のような始動時に一時
的に大電流が流れるもののような負荷についての始動も
、出力遮断されることなく立ち上げることが可能となる
。

【００６２】なお、運転停止指令回路３１から高レベル
信号が出力されると、タイマ回路３０のカウント動作は
停止され、またＮＯＲ回路７０２を経て、ブリッジ整流
回路３及びインバータ回路９の作動が停止される。

【００６３】

【発明の効果】以上詳述したように本発明は、エンジン
と、このエンジンで駆動される発電機とを有する携帯用
エンジン発電機において、負荷電流を検出して過電流状
態を判別する過電流検出器と、出力電圧を検出する電圧
検出器と、前記過電流検出器によって過電流状態が検出
されたときに動作を開始し、所定時間の経過後に出力供
給を遮断する出力遮断信号を出力するタイマ回路とを備
え、前記所定時間は前記電圧検出器で検出される出力電
圧が低いほど短くなるように構成したので、負荷電流だ
けでなく出力電圧の負荷に基づく降下度合を出力遮断を
すべきか否かの判断に加えることができ、従って負荷の
大きさに応じた適切な出力遮断ができる。特に発電容量
が比較的小さい携帯用エンジン発電機では過負荷の程度
が出力電圧に敏感に影響するのでこうした発電機には本
発明は非常に有効である。更に電動機のような始動時に
一時的に大電流が流れる負荷にもマッチングよく対応で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１（ａ）】携帯用エンジン発電機の全体構成図の一
部である。

【図１（ｂ）】携帯用エンジン発電機の全体構成図の一
部である。

【図１（ｃ）】携帯用エンジン発電機の全体構成図の一
部である。

【図２（ａ）】本発明の主要部をなす過負荷検出部の回
路構成図の一部である。

【図２（ｂ）】本発明の主要部をなす過負荷検出部の回
路構成図の一部である。

【符号の説明】

２８　　過電流検出回路 ３０　　タイマ回路 ３２　　電圧判別回路（電圧検出器）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　エンジンと、このエンジンで駆動され
   る発電機とを有する携帯用エンジン発電機において、負
   荷電流を検出して過電流状態を判別する過電流検出器と
   、出力電圧を検出する電圧検出器と、前記過電流検出器
   によって過電流状態が検出されたときに動作を開始し、
   所定時間の経過後に出力供給を遮断する出力遮断信号を
   出力するタイマ回路とを備え、前記所定時間は前記電圧
   検出器で検出される出力電圧が低いほど短くなるように
   構成されたことを特徴とする携帯用エンジン発電機。
2. 【請求項２】　　前記過電流検出器は、過電流状態を検
   出したときに過電流検出信号を前記タイマ回路に出力し
   、前記タイマ回路は、この過電流検出信号の入力により
   所定周波数のクロック信号のカウントを開始して所定カ
   ウント後に前記出力遮断信号を出力するように構成する
   と共に、前記電圧検出器で検出される出力電圧が低いほ
   ど前記クロック信号の周波数を高くすることを特徴とす
   る請求項１記載の携帯用エンジン発電機。
3. 【請求項３】　　前記発電機の出力を整流して直流電源
   を形成する直流電源形成回路と、この直流電源形成回路
   からの出力電圧をスイッチング制御するスイッチング装
   置と、所定周波数の正弦波基準信号を出力する正弦波形
   成回路と、この正弦波基準信号をパルス幅変調し、ＰＷ
   Ｍ信号を出力するパルス幅変調回路と、このパルス幅変
   調回路から出力されるＰＷＭ信号に基づいて前記スイッ
   チング装置をスイッチング動作させるスイッチング制御
   回路と、前記スイッチング回路に接続され、正弦波状の
   交流電力を出力する出力回路とを有し、前記タイマ回路
   でカウントされるクロック信号は前記正弦波形成回路か
   ら供給される所定周波数のクロック信号を前記電圧検出
   回路で検出される出力電圧の大きさに応じて周波数変更
   して形成されることを特徴とする請求項２記載の携帯用
   エンジン発電機。