JPH03172716A - 流体の流量を検出する測定抵抗の温度制御方法及び装置 - Google Patents
流体の流量を検出する測定抵抗の温度制御方法及び装置Info
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- JPH03172716A JPH03172716A JP2241343A JP24134390A JPH03172716A JP H03172716 A JPH03172716 A JP H03172716A JP 2241343 A JP2241343 A JP 2241343A JP 24134390 A JP24134390 A JP 24134390A JP H03172716 A JPH03172716 A JP H03172716A
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- G01F1/68—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using thermal effects
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- F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、流体の流量を検出する測定抵抗の温度検出方
法及び装置、さらに詳細には流体の滝川を検出する測定
抵抗、特に自動車の内燃機関に用いられる空気量測定器
の熱線あるいは熱薄膜に流れる電流をオンオフ制御する
ことによって流体の温度より高い動作温度に加熱される
７ｌＩｌ１定抵抗の温度制御方法及び装置に関する。
法及び装置、さらに詳細には流体の滝川を検出する測定
抵抗、特に自動車の内燃機関に用いられる空気量測定器
の熱線あるいは熱薄膜に流れる電流をオンオフ制御する
ことによって流体の温度より高い動作温度に加熱される
７ｌＩｌ１定抵抗の温度制御方法及び装置に関する。
［従来の技術］
自動車技術において、空気量測定器においてｉ温度制御
される測定抵抗、特に熱線あるいは熱薄ＩＩＩを用いて
内燃機関の吸気量の検出が行われている。吸入された空
気｝ｈは加熱された熱線を通過する。測定抵抗は電気的
なブリッジ回路の一部を構成している。測定抵抗は電流
をオンオフ制｛卸することによって一定の動作温度（測
定温度）に維持される。この原理によって必要とされる
加熱′．ｒｋ 流゛によってエンジンに吸気された空気
流片を求めることができ、空気流量に相当するデータが
制ｉ卸装置に入力されて、内燃機関が最適な動作点に調
節される。
される測定抵抗、特に熱線あるいは熱薄ＩＩＩを用いて
内燃機関の吸気量の検出が行われている。吸入された空
気｝ｈは加熱された熱線を通過する。測定抵抗は電気的
なブリッジ回路の一部を構成している。測定抵抗は電流
をオンオフ制｛卸することによって一定の動作温度（測
定温度）に維持される。この原理によって必要とされる
加熱′．ｒｋ 流゛によってエンジンに吸気された空気
流片を求めることができ、空気流量に相当するデータが
制ｉ卸装置に入力されて、内燃機関が最適な動作点に調
節される。
空気流量を検出する測定抵抗を｝温度制御する従来の方
法においては、使用される電源電圧（自動車の電源電圧
，バッテリー電圧）が電圧安定化回路に入力され、安定
化された電圧によってオンオフ駆動が行われる。安定化
された電圧は駆動゛，【を圧より低いので、内燃機関の
始動後比較的長い時間が経たないと測定抵抗が動作１品
度に達しない。特に、例えばバッテリーないし電源電圧
が消耗により低下した場合にも問題が生じる。というの
は電圧安定化回路は人力電圧と出力′電圧の間に十分な
電位差がある場合にしか完璧に作動しないからである。
法においては、使用される電源電圧（自動車の電源電圧
，バッテリー電圧）が電圧安定化回路に入力され、安定
化された電圧によってオンオフ駆動が行われる。安定化
された電圧は駆動゛，【を圧より低いので、内燃機関の
始動後比較的長い時間が経たないと測定抵抗が動作１品
度に達しない。特に、例えばバッテリーないし電源電圧
が消耗により低下した場合にも問題が生じる。というの
は電圧安定化回路は人力電圧と出力′電圧の間に十分な
電位差がある場合にしか完璧に作動しないからである。
［発明が解決しようとする課題］
本発明は、上述の従来の欠点を解決するためになされた
もので、電源電圧が不安定ないし不十分であっても流体
の流量を正確に求めることができるｊｆｌｉ体の流量を
検出する測定抵抗の温度制御方法及び装置を提供するこ
とをその課題とする。
もので、電源電圧が不安定ないし不十分であっても流体
の流量を正確に求めることができるｊｆｌｉ体の流量を
検出する測定抵抗の温度制御方法及び装置を提供するこ
とをその課題とする。
［課題を解決するための手段Ｊ
上記の課題は本発明方法においては、請求項第１項に記
載の特徴によって解決され、本発明装置においては、請
求項第４項に記載の特徴によって解決される。
載の特徴によって解決され、本発明装置においては、請
求項第４項に記載の特徴によって解決される。
［作用Ｊ
請求の範囲第１項に記載の特徴を有する本発明方法にお
いては、オンオフ制御された加熱電圧の大きさをパルス
デューティ−比を定めるときに考慮できるという利点が
ある。電源電圧の状態によって、例えば比較的大きい加
熱電圧が使用できる場合には、小さなパルスデューティ
−比を用いてオンオ）制御が行われる。電源電圧が低下
し、あるいは比較的小さい電源電圧しか使用できない場
合には、それに応じてパルスデューティ−比を調節する
ことができる。
いては、オンオフ制御された加熱電圧の大きさをパルス
デューティ−比を定めるときに考慮できるという利点が
ある。電源電圧の状態によって、例えば比較的大きい加
熱電圧が使用できる場合には、小さなパルスデューティ
−比を用いてオンオ）制御が行われる。電源電圧が低下
し、あるいは比較的小さい電源電圧しか使用できない場
合には、それに応じてパルスデューティ−比を調節する
ことができる。
本発明においてはパルスデューティ−比は、パルス技術
で通常用いられるようにパルス期間のパルス周期に対す
る比（衝撃係数のこと）を意味する。パルスデューティ
−度（パルスデユティ−比の逆数）を用いろ場合には、
パルスデューティ−度は加熱電圧が増大するにつれて増
大する。公知の技術に比較して、本発明方法に必要な費
用は削減される。というのは加熱電圧用に電圧を安定化
することが必要ないからである。さらに、常に供給され
る実際の最大加熱電圧を使用することができるので、そ
れに応じて大きな電位が得られ、測定抵抗はきわめて迅
速に動作温度に達する。さらに、公知の装置においては
、電圧の急落により加熱電圧の電圧安定化が保証できな
くなると常に測定誤差が発生していたが、本発明では、
電源電圧の変動しても測定誤差は発生しなくなる。
で通常用いられるようにパルス期間のパルス周期に対す
る比（衝撃係数のこと）を意味する。パルスデューティ
−度（パルスデユティ−比の逆数）を用いろ場合には、
パルスデューティ−度は加熱電圧が増大するにつれて増
大する。公知の技術に比較して、本発明方法に必要な費
用は削減される。というのは加熱電圧用に電圧を安定化
することが必要ないからである。さらに、常に供給され
る実際の最大加熱電圧を使用することができるので、そ
れに応じて大きな電位が得られ、測定抵抗はきわめて迅
速に動作温度に達する。さらに、公知の装置においては
、電圧の急落により加熱電圧の電圧安定化が保証できな
くなると常に測定誤差が発生していたが、本発明では、
電源電圧の変動しても測定誤差は発生しなくなる。
本発明の好ましい実施例によれば、加熱電圧として制御
用可能な電気的スイッチング素子を介して供給される電
′ｔｆ！Ａ電圧が用いられる。すでに説明したように、
電源電圧は上述の自動車の電源電圧（バッテリー電圧）
とすることができる。
用可能な電気的スイッチング素子を介して供給される電
′ｔｆ！Ａ電圧が用いられる。すでに説明したように、
電源電圧は上述の自動車の電源電圧（バッテリー電圧）
とすることができる。
本発明はさらに、流体の流量を検出する測定抵抗、特に
自動車の内燃機関に用いられる空気用測定器の熱線ある
いは熱薄膜に流れる電流をオンオフ制御することによっ
て流体の温度より高い動作温度に加熱される測定抵抗の
ｉｇ ａ ｉｌ＋御装置に関するもので、スイッチング
素子をオンオフ制御する制御回路によって、それぞれ実
際に供給される加熱電圧の大きさに応じたパルスデュー
ティ−比が得られる。
自動車の内燃機関に用いられる空気用測定器の熱線ある
いは熱薄膜に流れる電流をオンオフ制御することによっ
て流体の温度より高い動作温度に加熱される測定抵抗の
ｉｇ ａ ｉｌ＋御装置に関するもので、スイッチング
素子をオンオフ制御する制御回路によって、それぞれ実
際に供給される加熱電圧の大きさに応じたパルスデュー
ティ−比が得られる。
制御回路は、特にマイクロコントローラによってＪＦｇ
成することができる。
成することができる。
好ましい実施例によれば、ブリッジ回路が設けられてお
り、ブリッジ回路は分圧器として形成された２つのブリ
ッジ分岐路からなり、２つのブリッジ分岐路の一方に測
定抵抗が接続される。流体の流量が変化すると、それに
よって動作温度に維持されていた測定抵抗の冷却効果に
変化が生じる。従って抵抗値が変化し、それによってブ
リッジ回路に離調が生じる。ブリッジの離調によって調
節器に制御偏差が発生し、調節器は加熱電圧の大きさに
従ってパルスデューティ−比を変化させて、測定抵抗に
所定の動作温度が得られるようにする。従ってパルスデ
ューティ−比は加熱電圧の大きさを定めることになり、
それによって流体の流量を求めることが可能になる。
り、ブリッジ回路は分圧器として形成された２つのブリ
ッジ分岐路からなり、２つのブリッジ分岐路の一方に測
定抵抗が接続される。流体の流量が変化すると、それに
よって動作温度に維持されていた測定抵抗の冷却効果に
変化が生じる。従って抵抗値が変化し、それによってブ
リッジ回路に離調が生じる。ブリッジの離調によって調
節器に制御偏差が発生し、調節器は加熱電圧の大きさに
従ってパルスデューティ−比を変化させて、測定抵抗に
所定の動作温度が得られるようにする。従ってパルスデ
ューティ−比は加熱電圧の大きさを定めることになり、
それによって流体の流量を求めることが可能になる。
好ましくはスイッチング素子によって駆動され、測定抵
抗と伝熱接触する加熱抵抗が設けられる。あるいは測定
抵抗自体にオンオフされる電流を流しその電流による加
熱により測定抵抗を動作温度にするようにブリッジ回路
を構成することもできる。
抗と伝熱接触する加熱抵抗が設けられる。あるいは測定
抵抗自体にオンオフされる電流を流しその電流による加
熱により測定抵抗を動作温度にするようにブリッジ回路
を構成することもできる。
測定抵抗を加熱する加熱抵抗が設けられている場合には
、電圧安定化回路を設けてブリッジ回路に安定化した電
圧を供給することができる。電圧安定化回路にさらにマ
イクロコントローラを接続することもできる。
、電圧安定化回路を設けてブリッジ回路に安定化した電
圧を供給することができる。電圧安定化回路にさらにマ
イクロコントローラを接続することもできる。
実際に供給される加熱電圧の大きさを検出するために、
スイッチング素子の出力がマイクロコントローラの第１
のポートに接続されている。このようにすることによっ
て電源電圧の電圧変動だけでなく、スイッチング素子の
許容誤差も考ｂＷすることができる。スイッチング素子
は好ましくはトランジスタとして形成されており、その
ベースはマイクロコントローラの第２のポートに接続さ
れている。この第２のポートによってトランジスタの駆
動が行われる。
スイッチング素子の出力がマイクロコントローラの第１
のポートに接続されている。このようにすることによっ
て電源電圧の電圧変動だけでなく、スイッチング素子の
許容誤差も考ｂＷすることができる。スイッチング素子
は好ましくはトランジスタとして形成されており、その
ベースはマイクロコントローラの第２のポートに接続さ
れている。この第２のポートによってトランジスタの駆
動が行われる。
すでに説明したように、測定抵抗の動作温度の調節は調
節器によって行われる。マイクロコントローラの計算の
負担を軽減するために、好ましい実施例によれば、調波
発生器が設けられており、その側波電圧が比較器に人力
されてブリッジ電圧と比較され、一致が得られた場合に
はスイッチング素子の作動が行われる。マイクロコント
ローラは調波発生器の少なくとも一部を構成している。
節器によって行われる。マイクロコントローラの計算の
負担を軽減するために、好ましい実施例によれば、調波
発生器が設けられており、その側波電圧が比較器に人力
されてブリッジ電圧と比較され、一致が得られた場合に
はスイッチング素子の作動が行われる。マイクロコント
ローラは調波発生器の少なくとも一部を構成している。
しかしその計算容量は、ブリッジ電圧を処理して流体の
流量を検出するのにほとんど用いられてしまう。
流量を検出するのにほとんど用いられてしまう。
従って側波電圧の形成にマイクロコントローラを用いな
いならば、調節器単独で、すなわちマイクロコントロー
ラの支援なしに、動作温度を調節することができる６鋸
波電圧は斜めに上７ｔする側面を有するので、ブリッジ
電圧の変化に伴って数点も変化し、それによってパルス
デューティ−比を調節することができる。パルスデュー
ティ−比はさらに加熱電圧の大きさにも関係する。その
ために加熱電圧がマイクロコントローラに人力されて、
マイクロコントローラが加熱電圧を処理してその処理結
果に応じて側波電圧を変化させる。
いならば、調節器単独で、すなわちマイクロコントロー
ラの支援なしに、動作温度を調節することができる６鋸
波電圧は斜めに上７ｔする側面を有するので、ブリッジ
電圧の変化に伴って数点も変化し、それによってパルス
デューティ−比を調節することができる。パルスデュー
ティ−比はさらに加熱電圧の大きさにも関係する。その
ために加熱電圧がマイクロコントローラに人力されて、
マイクロコントローラが加熱電圧を処理してその処理結
果に応じて側波電圧を変化させる。
側波電圧はその振幅及び／あるいは周波数及び／あるい
は形状に関して変化される。
は形状に関して変化される。
［実施例］
次に、図面を用いて本発明の詳細な説明する。
第１図には、流体の流量を検出する測定抵抗Ｒ５の温度
制御を行う回路装置が図示されている。測定抵抗Ｒ５は
熱薄膜あるいは熱線式の空気量測定器の熱薄膜あるいは
熱線である。測定抵抗は、加熱抵抗ＲＩＩと熱的に接触
していて、例えば自動車の内燃機関の空気流Ｎｍを検出
するのに用いられる。測定抵抗Ｒ５は内燃機関の吸気管
の特に絞り弁の領域に配置されている。
制御を行う回路装置が図示されている。測定抵抗Ｒ５は
熱薄膜あるいは熱線式の空気量測定器の熱薄膜あるいは
熱線である。測定抵抗は、加熱抵抗ＲＩＩと熱的に接触
していて、例えば自動車の内燃機関の空気流Ｎｍを検出
するのに用いられる。測定抵抗Ｒ５は内燃機関の吸気管
の特に絞り弁の領域に配置されている。
温度測定に用いられる１ｌｊ１１定抵抗Ｒ３は、２つの
分圧器２と３から形成されたブリッジ回路ｌの一部を構
成している。分圧器２には測定抵抗Ｒ５と可変抵抗Ｒ１
が設けられている。分圧器３は感温抵抗Ｒにとそれに直
列に接続された抵抗Ｒ２から形成されている。２つの分
圧器２と３は接続点４と５で互いに接続されて、ブリッ
ジ回路ｌを形成している。ブリッジ回路の電圧取り出し
端子６と７は導線８と９を介してマイクロコントローラ
１１として形成された制御回路ＩＯに接続されている。
分圧器２と３から形成されたブリッジ回路ｌの一部を構
成している。分圧器２には測定抵抗Ｒ５と可変抵抗Ｒ１
が設けられている。分圧器３は感温抵抗Ｒにとそれに直
列に接続された抵抗Ｒ２から形成されている。２つの分
圧器２と３は接続点４と５で互いに接続されて、ブリッ
ジ回路ｌを形成している。ブリッジ回路の電圧取り出し
端子６と７は導線８と９を介してマイクロコントローラ
１１として形成された制御回路ＩＯに接続されている。
電圧取り出し端子６に接続されている導線８からは測定
電圧ＵＳを取り出すことができる。
電圧ＵＳを取り出すことができる。
電圧取り出し端子６は測定抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ１の接続点
を形成している。電圧取り出し端子７は抵抗ＲにとＲ２
の間に設けられており、導線９に接続され、導線９には
基準電圧ＵＫが発生する。導線８はマイクロコントロー
ラ１１の端子１２に接続されており、導線９は端子１３
に接続されている。電圧取り出し端子６と７の間にはブ
リッジ電圧ＵＢｒが発生し、この電圧が端子１２と１３
を介してマイクロコントローラ１１に人力されて処理さ
れる。
を形成している。電圧取り出し端子７は抵抗ＲにとＲ２
の間に設けられており、導線９に接続され、導線９には
基準電圧ＵＫが発生する。導線８はマイクロコントロー
ラ１１の端子１２に接続されており、導線９は端子１３
に接続されている。電圧取り出し端子６と７の間にはブ
リッジ電圧ＵＢｒが発生し、この電圧が端子１２と１３
を介してマイクロコントローラ１１に人力されて処理さ
れる。
第１図の回路装置は、電源電圧（自動車の供給電圧）で
駆動される。従ってこの場合の電源電圧は自動車バッテ
リーのバッテリー電圧［Ｊ Ｂである。バッテリー電圧
ＵＢは電圧安定化回路１４に供給されて、同回路の出力
１５には安定化された電圧Ｕ ５ｔａｂが現れる。安定
化された電圧は導線１６を介してブリッジ回路ｌの端子
４に供給される。端子５はアース１７と接続されており
、バッテリーの他の極もアース１７に接続されている。
駆動される。従ってこの場合の電源電圧は自動車バッテ
リーのバッテリー電圧［Ｊ Ｂである。バッテリー電圧
ＵＢは電圧安定化回路１４に供給されて、同回路の出力
１５には安定化された電圧Ｕ ５ｔａｂが現れる。安定
化された電圧は導線１６を介してブリッジ回路ｌの端子
４に供給される。端子５はアース１７と接続されており
、バッテリーの他の極もアース１７に接続されている。
電圧安定化回路はさらにマイクロコントローラ１１にも
給電を行う。
給電を行う。
電気的なスイッチング素子Ｉ８がバッテリー電圧ＵＢ並
びに導線１９を介して加熱抵抗Ｒ１１に接続されており
、加熱抵抗の他方の端子はアース１７に接続されている
。加熱抵抗ＲＨは、すでに説明したように、測定抵抗Ｒ
５に対して伝熱接触している。加熱抵抗ＲＩＩに流れる
電流によって空気流置市が求められる。スイッチング素
子１８はトランジスタＴＩとして形成されており、その
エミ・ンタはバッテリー電圧ＵＢと接続され、コレクタ
は導線Ｉ９と接読されている。コレクタはさらに導線２
０を介してマイクロコントローラ１１の第１のポート２
１と接続されている。トランジスタＴ１のベースは導線
２２を介してマイクロコントローラ１１の第２のポート
２３と接続されている。マイクロコントローラ１１には
導線２０を介して加熱電圧ＵＨが人力される。マイクロ
コントローラの第２のポート２３にはパルスデューティ
−比βが出力され、導線２２を介してトランジスタＴｌ
のベースを駆動する。
びに導線１９を介して加熱抵抗Ｒ１１に接続されており
、加熱抵抗の他方の端子はアース１７に接続されている
。加熱抵抗ＲＨは、すでに説明したように、測定抵抗Ｒ
５に対して伝熱接触している。加熱抵抗ＲＩＩに流れる
電流によって空気流置市が求められる。スイッチング素
子１８はトランジスタＴＩとして形成されており、その
エミ・ンタはバッテリー電圧ＵＢと接続され、コレクタ
は導線Ｉ９と接読されている。コレクタはさらに導線２
０を介してマイクロコントローラ１１の第１のポート２
１と接続されている。トランジスタＴ１のベースは導線
２２を介してマイクロコントローラ１１の第２のポート
２３と接続されている。マイクロコントローラ１１には
導線２０を介して加熱電圧ＵＨが人力される。マイクロ
コントローラの第２のポート２３にはパルスデューティ
−比βが出力され、導線２２を介してトランジスタＴｌ
のベースを駆動する。
測定抵抗Ｒ５は加熱抵抗Ｒ１１と感温抵抗ＲＫと共に内
燃機関の吸気管内に配置されている。吸気管は点線２４
で囲んで示されている。それぞれ空気流量に従って測定
抵抗Ｒ５が冷却される毎に、加熱抵抗ＲＩＩによって加
熱され測定抵抗は一定の動作温度に維持される。例えば
空気流ｍが増加すると、後述する調節器を介して加熱抵
抗ＲＩＩの加熱電力が増大されて、動作温度に保持され
る。感温抵抗ＲＫも空気流内に配置されているので１．
−の抵抗が周囲温度ｅｕをとり、ブリッジ回路ｌの潤度
補償を行う。マイクロコントローラ１１の出力２５には
空気流ｍ Ｍに相当する信号が現れる。
燃機関の吸気管内に配置されている。吸気管は点線２４
で囲んで示されている。それぞれ空気流量に従って測定
抵抗Ｒ５が冷却される毎に、加熱抵抗ＲＩＩによって加
熱され測定抵抗は一定の動作温度に維持される。例えば
空気流ｍが増加すると、後述する調節器を介して加熱抵
抗ＲＩＩの加熱電力が増大されて、動作温度に保持され
る。感温抵抗ＲＫも空気流内に配置されているので１．
−の抵抗が周囲温度ｅｕをとり、ブリッジ回路ｌの潤度
補償を行う。マイクロコントローラ１１の出力２５には
空気流ｍ Ｍに相当する信号が現れる。
次に第１図の回路装置の機能を説明する。
内燃機関の吸気管内の空気流置市の変化によって、冷却
効果が異なることにより測定抵抗ｒ（Ｓの抵抗値が変化
する。この変化によって分圧器２の分圧比が変化するの
で、それに応じた測定電圧ＵＳが発生する。吸気流の温
度に変化が生じる場合には、感温抵抗ＲＫが応答し、そ
れによって基準電圧ＵＫの補正が行われる。以下では、
周囲温度θＵが一定であるとする。この場合、空気流用
品の変化によってブリッジの離調が生じることによりブ
リッジ電圧ＵＢｒが変化する。ブリッジ電圧ＵＢｒはマ
イクロコントローラ１１において処理される。処理の結
果として出力２５がら空気流量ｒｎが取り出される。
効果が異なることにより測定抵抗ｒ（Ｓの抵抗値が変化
する。この変化によって分圧器２の分圧比が変化するの
で、それに応じた測定電圧ＵＳが発生する。吸気流の温
度に変化が生じる場合には、感温抵抗ＲＫが応答し、そ
れによって基準電圧ＵＫの補正が行われる。以下では、
周囲温度θＵが一定であるとする。この場合、空気流用
品の変化によってブリッジの離調が生じることによりブ
リッジ電圧ＵＢｒが変化する。ブリッジ電圧ＵＢｒはマ
イクロコントローラ１１において処理される。処理の結
果として出力２５がら空気流量ｒｎが取り出される。
この空気流遺品が内燃機関の制御装置に入力されで、そ
れぞれの走行状態にとって最適な駆動点の算出に用いら
れる。測定抵抗Ｒ５の変化によってもたらされたブリッ
ジ離調の後に測定抵抗Ｒ５を動作温度に戻すために、ブ
リッジ電圧ＵＩｌｒがマイクロコントローラＩｔによっ
て処理されてクロックパルスが１杉成される。このクロ
ックパルスは第２のポート２３に出力され、導線２２を
介してトランジスタＴＩを作動させる。従って加熱抵抗
ＲＩＩのオンオ）駆動が行われる。加熱抵抗Ｒｌ（は所
定期間高い電力で、従って高い温度に加熱され、測定抵
抗Ｒ５は動作温度となって、この温度においてブリッジ
が平衡する。
れぞれの走行状態にとって最適な駆動点の算出に用いら
れる。測定抵抗Ｒ５の変化によってもたらされたブリッ
ジ離調の後に測定抵抗Ｒ５を動作温度に戻すために、ブ
リッジ電圧ＵＩｌｒがマイクロコントローラＩｔによっ
て処理されてクロックパルスが１杉成される。このクロ
ックパルスは第２のポート２３に出力され、導線２２を
介してトランジスタＴＩを作動させる。従って加熱抵抗
ＲＩＩのオンオ）駆動が行われる。加熱抵抗Ｒｌ（は所
定期間高い電力で、従って高い温度に加熱され、測定抵
抗Ｒ５は動作温度となって、この温度においてブリッジ
が平衡する。
本発明によれば、クロックパルスのデユーティ−比は加
熱電圧Ｕ Ｈの大きさによって調節される。加熱抵抗Ｒ
１１に印加される加熱電圧Ｕ ＩＩとして、トランジス
タＴ１のコレクタ・エミッタｊ１１）の電圧降下の分だ
け減少したバッテリー電圧ＵＢが使用される。上記の電
圧降下は飽和電圧ＵＳａＬと呼ばれる。それぞれ実際に
供給される加熱電圧Ｕ １１に関するデータは、マイク
ロコントローラ１１の第１のポート２１を介して得られ
る。
熱電圧Ｕ Ｈの大きさによって調節される。加熱抵抗Ｒ
１１に印加される加熱電圧Ｕ ＩＩとして、トランジス
タＴ１のコレクタ・エミッタｊ１１）の電圧降下の分だ
け減少したバッテリー電圧ＵＢが使用される。上記の電
圧降下は飽和電圧ＵＳａＬと呼ばれる。それぞれ実際に
供給される加熱電圧Ｕ １１に関するデータは、マイク
ロコントローラ１１の第１のポート２１を介して得られ
る。
次に第１図に示す回路の機能をさらに詳細に説明する。
加熱抵抗Ｒ１１にはトランジスタＴｌによって加熱電圧
ＵＨが供給される。この加熱電圧は次式で表される。
ＵＨが供給される。この加熱電圧は次式で表される。
Ｕ Ｉｔ ＝Ｕ Ｂ−ＵＳａｔ
なお、トランジスタＴＩのオンオフ匍目卸はパルスデュ
ーティ−比βに従って行われ、このパルスデューティ−
比βはマイクロコントローラ１１の第２のポート２３か
ら出力される。従って加熱抵抗ＲＨで得られる電力Ｐ
ＩＩは次のようになる。
ーティ−比βに従って行われ、このパルスデューティ−
比βはマイクロコントローラ１１の第２のポート２３か
ら出力される。従って加熱抵抗ＲＨで得られる電力Ｐ
ＩＩは次のようになる。
Ｐ １１ ＝β（ＵＨ／Ｒ１１） （１
）それによって加熱抵抗ＲＩＩに熱が発生し、この熱量
が通過する空気流積出により取り除かれる。
）それによって加熱抵抗ＲＩＩに熱が発生し、この熱量
が通過する空気流積出により取り除かれる。
定常状態においては次の式が成立つ。
β （ＵＨ２″／Ｒ１１）＝ｇ（山）・ＴＵＨ（２）な
お、ｇ （ｍ）は空気流量の関数値、ＴＵＨは加熱抵抗
の温度を示す。（２）式はいわゆるキングの公式である
。
お、ｇ （ｍ）は空気流量の関数値、ＴＵＨは加熱抵抗
の温度を示す。（２）式はいわゆるキングの公式である
。
加熱抵抗の温度が一定である場合には、加熱抵抗Ｒ１１
の抵抗値も一定の値を有する。従って次の式が成立する
。
の抵抗値も一定の値を有する。従って次の式が成立する
。
ＲＩＩ＝ＲＩＩ２０ ［１＋ａ１１ ・Ｔ［Ｊｌ！
］ （３）なお、Ｒ１１２０は加熱抵抗ＲＩｔの
２０°Ｃにおける抵抗値であって、α１（は２０℃に関
するＲ １１の温度係数を示す。マイクロコントローラ
１１において加熱電圧Ｕ １１の大きさを求めると、パ
ルスデューティ−比βがら空気流ｍｒｎを求めることが
できる。パルスデューティ−比βに関しては次の式が当
てはまる。
］ （３）なお、Ｒ１１２０は加熱抵抗ＲＩｔの
２０°Ｃにおける抵抗値であって、α１（は２０℃に関
するＲ １１の温度係数を示す。マイクロコントローラ
１１において加熱電圧Ｕ １１の大きさを求めると、パ
ルスデューティ−比βがら空気流ｍｒｎを求めることが
できる。パルスデューティ−比βに関しては次の式が当
てはまる。
β＝ｇ （ｍ） （ｆＴＵＨ−ＲＨＩ／Ｕｌ（）
（４）式（４）において分数部分はわかっているので
、パルスデューティ−比βがら空気流ｆｆｉ ｒｎを求
めることができる。
（４）式（４）において分数部分はわかっているので
、パルスデューティ−比βがら空気流ｆｆｉ ｒｎを求
めることができる。
加熱抵抗の温度ＴＵＨは、次のようにして一定に保たれ
る。
る。
測定抵抗Ｒ５は加熱抵抗Ｒ１１と緊密に熱接触している
。従って次の式が得られる。
。従って次の式が得られる。
ＴＵＳ＝ｋＯ−Ｔ旧Ｉ （５）従って測定抵抗
の温度’ｒｕｓは係１１ｋＯを介して加熱抵抗の温度Ｔ
Ｕ１１と冬関連付けられる。
の温度’ｒｕｓは係１１ｋＯを介して加熱抵抗の温度Ｔ
Ｕ１１と冬関連付けられる。
測定抵抗Ｒ５については加熱抵抗Ｒ１１の場合と同様に
、次の式が当てはまる。
、次の式が当てはまる。
Ｒ３＝Ｒ５２０［１＋ａＳ−’ｒｌＪｓ］ （６）
なお、ＲＳ２０は２０°Ｃのときの測定抵抗の抵抗値で
あり、ＵＳは測定抵抗Ｒ３の温度係数である。
なお、ＲＳ２０は２０°Ｃのときの測定抵抗の抵抗値で
あり、ＵＳは測定抵抗Ｒ３の温度係数である。
ブリッジ回路ｌにおいて測定抵抗Ｒ５は感；品抵抗Ｒに
及び抵抗Ｒ１とＲ２と一緒に装置されているので、基？
＃雷電圧Ｋ及び測定電圧ＵＳについて次の式が成り立つ
。
及び抵抗Ｒ１とＲ２と一緒に装置されているので、基？
＃雷電圧Ｋ及び測定電圧ＵＳについて次の式が成り立つ
。
ＵＫ＝（Ｒに／ （ＲＫ＋Ｒ２）ｌ ＵＳｔａｂ （
７）ＵＳ＝（ＲＳ／（ＲＳ＋Ｒ１））ＵＳｔａｂ （
８）電圧ＵＫとＵＳはマイクロコントローラ１１におい
て処理される。マイクロコントローラ（まソフトウェア
を介してパルスデューティ−比βを制御して、基準電圧
ＵＫが測定電圧ＵＳに等しくなるようにする。その場合
には次の式が成立する。
７）ＵＳ＝（ＲＳ／（ＲＳ＋Ｒ１））ＵＳｔａｂ （
８）電圧ＵＫとＵＳはマイクロコントローラ１１におい
て処理される。マイクロコントローラ（まソフトウェア
を介してパルスデューティ−比βを制御して、基準電圧
ＵＫが測定電圧ＵＳに等しくなるようにする。その場合
には次の式が成立する。
Ｒ３＝ （ＲＫ／Ｒ２） Ｒ１＝一定 （９）但し
、周囲温度（吸気温度に相当する）は一定とする。
、周囲温度（吸気温度に相当する）は一定とする。
このことから、測定抵抗Ｒ５の温度ＴＵＳ及びカロ熱抵
抗Ｒ１１の温度ＴＵＨは、吸気温度が一定なら一定であ
ることがわかる。
抗Ｒ１１の温度ＴＵＨは、吸気温度が一定なら一定であ
ることがわかる。
マイクロコントローラ１１においては、次のような処理
が行われる。基準電圧Ｕに、測定電圧ＵＳ及び加熱電圧
ＵＨがアナログからディジタルに変換され、次式が得ら
れる。
が行われる。基準電圧Ｕに、測定電圧ＵＳ及び加熱電圧
ＵＨがアナログからディジタルに変換され、次式が得ら
れる。
Ｕに＝ （ＲＫ／ （ＲＫ＋Ｒ２）） ＵＳｔａｂ
なし）しＮ Ｋ ＝ （Ｕ Ｋ／ＵＳｔａｂ） Ｎ＝（
［（に／（Ｒに十ｒ（２）） Ｎ （ｔｏ）ＵＳ＝
（ＲＳ／ （ＲＳ＋Ｒ１）） ＵＳｔａｂなし）
しＮ Ｓ ＝ （ＩＪ Ｓ ／ＵＳｔａｂ）
Ｎ＝（ＲＳ／（ＲＳ＋Ｒ１））Ｎ （１１）但し、
ＮＫとＮＳはビット数であって、Ｎは最大のビット数で
ある。これは２の累乗によって決定される。
なし）しＮ Ｋ ＝ （Ｕ Ｋ／ＵＳｔａｂ） Ｎ＝（
［（に／（Ｒに十ｒ（２）） Ｎ （ｔｏ）ＵＳ＝
（ＲＳ／ （ＲＳ＋Ｒ１）） ＵＳｔａｂなし）
しＮ Ｓ ＝ （ＩＪ Ｓ ／ＵＳｔａｂ）
Ｎ＝（ＲＳ／（ＲＳ＋Ｒ１））Ｎ （１１）但し、
ＮＫとＮＳはビット数であって、Ｎは最大のビット数で
ある。これは２の累乗によって決定される。
従って次の式が成り立つ。
Ｎ＝２のＸ乗
なお、Ｘは正の整数である。Ｘ＝８であれば、Ｎ＝２５
６になる。
６になる。
以上の説明から明らかなように、定常状態においてはＮ
Ｄ＝ＮＳ−Ｎにが「０」になるように制御が行われる。
Ｄ＝ＮＳ−Ｎにが「０」になるように制御が行われる。
動作温度からのずれは、次のように定義される。
八ＮＤ＝ΔＮＳ−ΔＮＫ
＝Ｎ （Ｒｔ、／ （ＲＳ＋ＲＩ）２ ）ΔＲｓ＝Ｎ（
ＲＩＲ３２０／（ＲＳ＋Ｒ１）’ ）・ α Ｓ ・
Δ ＴＵＳ （１２）（５）
式を用いて代入すると、 ΔＴＵ１１＝ （（ＲＳ＋Ｒｌ）”／ （Ｒｌ
−Ｒ５２０） ）（１／（ｋＯ・ＵＳ）） （ＡＮ Ｄ
／Ｎ） ＋ １３）（４）式から次の式が得られる。
ＲＩＲ３２０／（ＲＳ＋Ｒ１）’ ）・ α Ｓ ・
Δ ＴＵＳ （１２）（５）
式を用いて代入すると、 ΔＴＵ１１＝ （（ＲＳ＋Ｒｌ）”／ （Ｒｌ
−Ｒ５２０） ）（１／（ｋＯ・ＵＳ）） （ＡＮ Ｄ
／Ｎ） ＋ １３）（４）式から次の式が得られる。
β＝ｋ （ｒｎ、ＵＨ） ・ ＴＵ１１［ｌ＋αＨ
−ＴＵ１１ｌ （１４）なお、ｋは係数である。
−ＴＵ１１ｌ （１４）なお、ｋは係数である。
空気流ｆｆｉ 糸と加熱電圧ＵＨが一定であって、加熱
抵抗の温度ＴＵＨのみが変化する場合には、 Δβ＝ｋ（山、Ｕ Ｉ（） （△ Ｔ口ＦＩ［ｌ＋ａ＋１−ＴＵＩ目＋ＴＩＪＩ＋・
αＨ−Ｔ Ｕ１１） ＝ｋ（ｍ、Ｕ１１）［ｌ＋２ａ１１−ＴＵ＋１］・ へ
Ｔ旧１ （１５） となり、（１４）で割り算すると 八β＝β （（１＋２α１１・ＴＵＨ）／（ｌ＋α１１
・ ＴＵＨ）） （Δ Ｔ口Ｈ／ Ｔ Ｕ旧 （ｌ ６ ）となる
。
抵抗の温度ＴＵＨのみが変化する場合には、 Δβ＝ｋ（山、Ｕ Ｉ（） （△ Ｔ口ＦＩ［ｌ＋ａ＋１−ＴＵＩ目＋ＴＩＪＩ＋・
αＨ−Ｔ Ｕ１１） ＝ｋ（ｍ、Ｕ１１）［ｌ＋２ａ１１−ＴＵ＋１］・ へ
Ｔ旧１ （１５） となり、（１４）で割り算すると 八β＝β （（１＋２α１１・ＴＵＨ）／（ｌ＋α１１
・ ＴＵＨ）） （Δ Ｔ口Ｈ／ Ｔ Ｕ旧 （ｌ ６ ）となる
。
（１３）式を用いると次のようになる。
Δβ＝β（（１＋２αＩＩ −Ｔ ＩＪＩり ／（ｌ
＋ α １１ ・ Ｔ旧０ ）（１／ （ｋｏａｓＴ
Ｕｓ）） （（ＲＳ＋Ｒ１） ／（Ｒ１−Ｒ３２０））（ΔＮＤ
／Ｎ） ＝ｋ ・ β ・ （ΔＮ／Ｎ） （１７）これ
によって次の制御式が得られる Δβ／β＝ｋ・ （ΔＮ／Ｎ） この（１７）式はパルスデューティ−比βに関する制御
信号を示している。次の式が成り立つ。
＋ α １１ ・ Ｔ旧０ ）（１／ （ｋｏａｓＴ
Ｕｓ）） （（ＲＳ＋Ｒ１） ／（Ｒ１−Ｒ３２０））（ΔＮＤ
／Ｎ） ＝ｋ ・ β ・ （ΔＮ／Ｎ） （１７）これ
によって次の制御式が得られる Δβ／β＝ｋ・ （ΔＮ／Ｎ） この（１７）式はパルスデューティ−比βに関する制御
信号を示している。次の式が成り立つ。
βＮ＋１ ＝βＮ＋Δβ
βは所定の期間におけるパルスデューティ−比であると
考えられるので、βＮ＋１は次の期間のパルスデューテ
ィ−比を示す。従って次の式が成り立つ。
考えられるので、βＮ＋１は次の期間のパルスデューテ
ィ−比を示す。従って次の式が成り立つ。
βＮ＋１ ＝βＮ＋ｋ ・βＮ ・ （ΔＮ／Ｎ）β
Ｎ＋１ ＝βＮ （ｌ＋ｋ ・ （ΔＮＤ／Ｎ））
（１８） これは反復計算式であって、マイクロコントローラ１１
のソフトウェアによって容易に実現することができる。
Ｎ＋１ ＝βＮ （ｌ＋ｋ ・ （ΔＮＤ／Ｎ））
（１８） これは反復計算式であって、マイクロコントローラ１１
のソフトウェアによって容易に実現することができる。
式（４）から空気流ｆｆ１ｍを得るために、感温抵抗Ｒ
にを用いて次のようになるように、温度補償が行われる
。
にを用いて次のようになるように、温度補償が行われる
。
ｆ （市） ＝ｇ （ｍ） ＨＴＩＪｌｉ Ｒ１１≠
ｆ （θｕ）（１９） 但し、ｆ （＋ｍ）は空気流量糸に関係する関数を示す
。ｆ（θＵ）についても同様である。
ｆ （θｕ）（１９） 但し、ｆ （＋ｍ）は空気流量糸に関係する関数を示す
。ｆ（θＵ）についても同様である。
その場合には次の式が成り立つ
結果として次の式が得られる。
ＮＨ＝（ＵＨ／ＵＳｔａｂ）・Ｎ （２１）従って次
の式が得られる。
の式が得られる。
ｆ （ｒＴｈ） ＝βＮ＋１ （（ＮＨ／Ｎ） ＵＳ
ｔａｂ）”いると最も良く処理することができ、このマ
ツプ値データによって関数ｆ （ｒｎ）の線形化を行う
こともできる。
ｔａｂ）”いると最も良く処理することができ、このマ
ツプ値データによって関数ｆ （ｒｎ）の線形化を行う
こともできる。
マイクロコントローラ１１からアナログ電圧、周波数、
ビットワードなどとして出力させることができる。
ビットワードなどとして出力させることができる。
第３図には本発明の他の実施例が示されており、同実施
例においては温度制御はマイクロコントローラ１１を介
して行われないので、計算の負担が減少する。それによ
って制御速度も向上する。第１図に示す実施例と比較し
て同一の部分には同一の参照符号が付されている。バッ
テリー電圧ＵＢは第１図に示す実施例の場合と同様に、
トランジスタＴＩのエミッタに供給され、トランジスタ
ＴＩのコレクタは加熱抵抗ＲＩ＋に接続されている。ト
ランジスタＴｌのエミ・ンタとベース間には抵抗Ｒ３が
接続されている。バ・ンテリー電圧ＵＢはさらに電圧安
定化回路１４にも給電を行なう。電圧安定化回路の出力
には安定化された電圧Ｕ ５ｔａｂが発生し、それがマ
イクロコントローラ１１に供給される。
例においては温度制御はマイクロコントローラ１１を介
して行われないので、計算の負担が減少する。それによ
って制御速度も向上する。第１図に示す実施例と比較し
て同一の部分には同一の参照符号が付されている。バッ
テリー電圧ＵＢは第１図に示す実施例の場合と同様に、
トランジスタＴＩのエミッタに供給され、トランジスタ
ＴＩのコレクタは加熱抵抗ＲＩ＋に接続されている。ト
ランジスタＴｌのエミ・ンタとベース間には抵抗Ｒ３が
接続されている。バ・ンテリー電圧ＵＢはさらに電圧安
定化回路１４にも給電を行なう。電圧安定化回路の出力
には安定化された電圧Ｕ ５ｔａｂが発生し、それがマ
イクロコントローラ１１に供給される。
さらに、２つの抵抗Ｒ４とＲ５の直列回路からなり、安
定化された電圧Ｕ ５ｔａｂとアース１７の間に接続さ
れる分圧器２６が設けられている。導線１６を介して安
定化された電圧ＵＳｔａｂがブリッジ回路ｌに給電され
、ブリッジ回路ｌは第１図の実施例の場合と同様に形成
されている。ブリッジ電圧ＵＢｒは第１の比較器２９の
人力２７と２８に供給され、比較器２９の出力は導４９
３１を介してマイクロコントローラ１１の入力３２に接
続されている。さらに第２の比較器３３が設けられてお
り、比較器の一方の人力３４は分圧器２６の電圧取り出
し端子３５に接続されている。比較器３３の他方の人力
３６は接続点３７に接続されている。
定化された電圧Ｕ ５ｔａｂとアース１７の間に接続さ
れる分圧器２６が設けられている。導線１６を介して安
定化された電圧ＵＳｔａｂがブリッジ回路ｌに給電され
、ブリッジ回路ｌは第１図の実施例の場合と同様に形成
されている。ブリッジ電圧ＵＢｒは第１の比較器２９の
人力２７と２８に供給され、比較器２９の出力は導４９
３１を介してマイクロコントローラ１１の入力３２に接
続されている。さらに第２の比較器３３が設けられてお
り、比較器の一方の人力３４は分圧器２６の電圧取り出
し端子３５に接続されている。比較器３３の他方の人力
３６は接続点３７に接続されている。
接続点３７にはコンデンサＣＩが接続されており、コン
デンサＣ１はアース１７に接続されている。マイクロコ
ントローラ１１には２つの出力３８と３９が設けられて
おり、出力３８は抵抗Ｒ６を介してダイオードＤＩのア
ノードに接続されており、ダイオードのカソードは接続
点３７に接続されている。出力３９は抵抗Ｒ７を介して
トランジスタＴ２のベースに接続されており、トランジ
スタＴ２のエミッタはアース１７に接続され、コレクタ
は接続点３７に接続されている。
デンサＣ１はアース１７に接続されている。マイクロコ
ントローラ１１には２つの出力３８と３９が設けられて
おり、出力３８は抵抗Ｒ６を介してダイオードＤＩのア
ノードに接続されており、ダイオードのカソードは接続
点３７に接続されている。出力３９は抵抗Ｒ７を介して
トランジスタＴ２のベースに接続されており、トランジ
スタＴ２のエミッタはアース１７に接続され、コレクタ
は接続点３７に接続されている。
第３の比較器４１の一方の人力４０は接続点３７に接続
されている。比較器４１の他方の人力４２は導線３１を
介して第１の比較器４１の出力４３と接続されている。
されている。比較器４１の他方の人力４２は導線３１を
介して第１の比較器４１の出力４３と接続されている。
比較器４１の出力４３は抵抗Ｒ８を介してトランジスタ
Ｔｌのベースに接続されている。トランジスタＴＩのコ
レクタは抵抗Ｒ９を介してマイクロコントローラ１１の
第１のポート２３と接続されている。このポートは抵抗
ＲＩＯを介してアースに接続されている。さらに水晶発
振子ＱとコンデンサＣ２からなる直列回路が形成されて
おり、マイクロコントローラ１１と接続されている。マ
イクロコントローラ１１の一部はコンデンサＣＩと共に
調波発生器４４を構成している。
Ｔｌのベースに接続されている。トランジスタＴＩのコ
レクタは抵抗Ｒ９を介してマイクロコントローラ１１の
第１のポート２３と接続されている。このポートは抵抗
ＲＩＯを介してアースに接続されている。さらに水晶発
振子ＱとコンデンサＣ２からなる直列回路が形成されて
おり、マイクロコントローラ１１と接続されている。マ
イクロコントローラ１１の一部はコンデンサＣＩと共に
調波発生器４４を構成している。
第３図に示す回路の機能を以下で説明する。
マイクロコントローラ１１の出力３８に矩形パルス列が
形成され、それによってコンデンサＣＩが充電される。
形成され、それによってコンデンサＣＩが充電される。
コンデンサＣ１の電位が次の電圧、すなわち
ルーチンが開始される。割り込みルーチンによりその出
力３９を介してトランジスタＴ２が作動され、コンデン
サＣ１を放電させる。従って接続点３６には側波電圧が
生じる。この側波電圧が第３の比較器４１によってブリ
ッジ電圧Ｕ１１ｒに接続された第１の比較器２９の出力
値と比較される。それぞれ第１の比較器２９の出力電圧
に応じて出力４３にバルスデュ〜ティー比βが生じ、そ
れによってトランジスタＴＩが駆動される。パルスデュ
ーティ−比βは、加熱抵抗ＲＨに一定の値に制御された
動作温度（所定温度）が生じるように、設定される。本
発明によればさらに、加熱電圧ＵＨの大きさがマイクロ
コントローラ１１に入力される。なお、この加熱電圧は
抵抗Ｒ９とＲ１０から形成される分圧器を介して加熱電
圧に比例する信号として第１のポート２３に印加される
。マイクロコントローラ１１はこの比例信号を処理して
、その出力３８に発生する矩形パルス列を適当な方法で
調節する。
力３９を介してトランジスタＴ２が作動され、コンデン
サＣ１を放電させる。従って接続点３６には側波電圧が
生じる。この側波電圧が第３の比較器４１によってブリ
ッジ電圧Ｕ１１ｒに接続された第１の比較器２９の出力
値と比較される。それぞれ第１の比較器２９の出力電圧
に応じて出力４３にバルスデュ〜ティー比βが生じ、そ
れによってトランジスタＴＩが駆動される。パルスデュ
ーティ−比βは、加熱抵抗ＲＨに一定の値に制御された
動作温度（所定温度）が生じるように、設定される。本
発明によればさらに、加熱電圧ＵＨの大きさがマイクロ
コントローラ１１に入力される。なお、この加熱電圧は
抵抗Ｒ９とＲ１０から形成される分圧器を介して加熱電
圧に比例する信号として第１のポート２３に印加される
。マイクロコントローラ１１はこの比例信号を処理して
、その出力３８に発生する矩形パルス列を適当な方法で
調節する。
第３図に示す実施例においては、マイクロコントローラ
１１は温度調節に関しては単に調波を形成するための矩
形パルス列を発生させるためだけにしか用いられていな
い。マイクロコントローラは第１の比較器２９から供給
され、人力３２に印加されるブリッジ回路１の信号を処
理して、出力２５に空気流量ｍを示す信号を発生する。
１１は温度調節に関しては単に調波を形成するための矩
形パルス列を発生させるためだけにしか用いられていな
い。マイクロコントローラは第１の比較器２９から供給
され、人力３２に印加されるブリッジ回路１の信号を処
理して、出力２５に空気流量ｍを示す信号を発生する。
従って加熱抵抗ＲＩＩの温度調節は、マイクロコンピュ
ータ１１なしで行われる。
ータ１１なしで行われる。
Ｕ発明の効果］
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、電源
電圧が不安定ないし不十分であっても流体の流量を正確
に求めることができる流体の流電を検出することが可能
になる。
電圧が不安定ないし不十分であっても流体の流量を正確
に求めることができる流体の流電を検出することが可能
になる。
第１図は流量測定器の測定抵抗の温度制御装置の原理を
示す回路図、第２図は３次元マツプ値を示すグラフ図、
第３図は他の実施例による回路構成を示す回路図である
。 １・・・ブリッジ回路 ２．３−・・分圧器 ６．７・・・電圧取り出し端子 １０・・・制御回路 １１・・・マイクロコントローラ ２ ■・・−第 １のポート ２３・・・第２のポート １（・・−加熱抵抗 Ｓ・・−測定抵抗 Ｆｉｇ、 ２ Ｆｉｇ、 １ 一
示す回路図、第２図は３次元マツプ値を示すグラフ図、
第３図は他の実施例による回路構成を示す回路図である
。 １・・・ブリッジ回路 ２．３−・・分圧器 ６．７・・・電圧取り出し端子 １０・・・制御回路 １１・・・マイクロコントローラ ２ ■・・−第 １のポート ２３・・・第２のポート １（・・−加熱抵抗 Ｓ・・−測定抵抗 Ｆｉｇ、 ２ Ｆｉｇ、 １ 一
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）流体の流量を検出する測定抵抗、特に自動車の内燃
機関に用いられる空気量測定器の熱線あるいは熱薄膜に
流れる電流をオンオフ制御することによって流体の温度
より高い動作温度に加熱される測定抵抗の温度制御方法
において、 オンオフ制御のパルスデューティー比（β）をそれぞれ
測定抵抗（ＲＳ）を加熱する実際に供給される加熱電圧
（ＵＨ）の大きさに従って調節することを特徴とする流
体の流量を検出する測定抵抗の温度制御方法。 ２）加熱電圧（ＵＨ）として電気的なスイッチング素子
（１８）を介して供給される電源電圧を用いることを特
徴とする請求項第１項に記載の方法。 ３）電源電圧が自動車のバッテリー電圧であることを特
徴とする請求項第１項あるいは第２項に記載の方法。 ４）流体の流量を検出する測定抵抗、特に自動車の内燃
機関に用いられる空気量測定器の熱線あるいは熱薄膜に
流れる電流をオンオフ制御することによって流体の温度
より高い動作温度に加熱される測定抵抗の温度制御装置
で、請求項第１項から第３項までのいずれか１項に記載
の方法を実施する装置において、 スイッチング素子（１８）をオンオフ制御する制御回路
（１０）が設けられ、この制御回路によってそれぞれ実
際に供給される加熱電圧（ＵＨ）の大きさに従ってパル
スデューティー比（β）を発生させることを特徴とする
流体の流量を検出する測定抵抗の温度制御装置。 ５）制御回路（１０）がマイクロコントローラ（１１）
によって形成されていることを特徴とする請求項第４項
に記載の装置。 ６）分圧器（２、３）として形成された２つのブリッジ
分岐路を有するブリッジ回路（１）が設けられ、一方の
分圧器（２）に測定抵抗（ＲＳ）が接続されることを特
徴とする請求項第４項あるいは第５項に記載の装置。 ７）測定抵抗（ＲＳ）に伝熱接触する加熱抵抗（ＲＨ）
が設けられ、この加熱抵抗がスイッチング素子（１８）
によって駆動されることを特徴とする請求項第４項から
第６項のいずれか１項に記載の装置。 ８）マイクロコントローラ（１１）とブリッジ回路（１
）に給電を行う電圧安定化回路（１４）が設けられてい
ることを特徴とする請求項第４項から第７項のいずれか
１項に記載の装置。 ９）分圧器（２、３）の電圧取り出し端子（６、７）間
に現れるブリッジ電圧（ＵＢｒ）をマイクロコントロー
ラ（１１）によって処理し流体の流量（■）を検出する
ことを特徴とする請求項第４項から第８項のいずれか１
項に記載の装置。 １０）実際に供給される加熱電圧（ＵＨ）の大きさを検
出するために、スイッチング素子（１８）の出力がマイ
クロコントローラ（１１）の第１のポート（２１）と接
続されることを特徴とする請求項第４項から第９項のい
ずれか１項に記載の装置。 １１）スイッチング素子（１８）がトランジスタ（Ｔ１
）であって、そのベースがマイクロコントローラ（１１
）の第２のポート（２３）に接続されていることを特徴
とする請求項第４項から第１０項のいずれか１項に記載
の装置。 １２）動作温度を調節する調節器が設けられていること
を特徴とする請求項第４項から第１１項のいずれか１項
に記載の装置。 １３）鋸波発生器（４４）が設けられ、その鋸波電圧が
比較器（４１）に入力されてブリッジ電圧（ＵＢｒ）と
比較され、一致した場合スイッチング素子（１８）が作
動されることを特徴とする請求項第４項から第１２項の
いずれか１項に記載の装置。 １４）マイクロコントローラ（１１）が鋸波発生器（４
４）の少なくとも一部を構成していろことを特徴とする
請求項第４項から第１３項のいずれか１項に記載の装置
。 １５）マイクロコントローラ（１１）によりブリッジ電
圧（ＵＢｒ）を処理し流体の流量（■）を検出すること
を特徴とする請求項第４項から第１４項のいずれか１項
に記載の装置。 １６）鋸波電圧が加熱電圧（ＵＨ）の大きさに関係する
ことを特徴とする請求項第４項から第１５項のいずれか
１項に記載の装置。
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