DE3037340C2

DE3037340C2 - Treiber für Hitzdraht-Luftmengenmesser

Info

Publication number: DE3037340C2
Application number: DE3037340A
Authority: DE
Inventors: Shinichi Hitachi Sakamoto; Takao Sasayama
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-10-03
Filing date: 1980-10-02
Publication date: 1985-07-18
Also published as: DE3037340A1; US4334186A

Description

Die Erfindung betrifft einen Treiber für Hitzdraht-Luftmengenmesser für die Ansaugluft von Brennkraftmaschinen nach dem Oberbegriff d-ss Anspruchs 1.

Die Messung des Luftdurchsatzes mit Hitzdraht-Luftmengenmessern beruht allgemein auf einer nichtlinearen Beziehung zwischen dem Wärmeverlust des Hitzdrahts und dem Luftdurchsatz. Bisher weitverbreitet sind sog. Konstanttemperaturdifferenz-Analogtreiber, bei denen eine Brückenschaltung verwendet wird. Ein Blockschaltbild eines derartigen bekannten Luftmengenmessers ist in Fig. 1 dargestellt Die Brücke-nschaltung 20 besteht aus FestA-iderständen 3 und 4, einem Sicüwidcrstand 5 und einem Hitzdraht 6, dsr von einer Wechselstromquelle 1 über einen Halbleiterschalter 2 mit Wechselstrom versorgt wird, wie im einzelnen aus Fig. 1 ersichtlich ist. Der dem Wechselspannungsanschluß diagonal entgegengesetzte Anschluß ist geerdet. Ein Differcnzverslärkcr 7 ist mit den Signalausgangsarischlüsscn der Brückenschaltung 20 verbunden und dient zum Verstärken der Differenzspannung an ihren Ausgangsanschlüssen, wenn die Brückenschaltung nicht mehr abgeglichen ist. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 7 wird in ein Tiefpaßfilter 8 eingekoppelt, dessen Ausgang seinerseits mit einem Eingang eines Vergleichers 9 verbunden ist. Der andere Eingang des Vergleichers 9 wird mit einem dreieckförmigen Referenzspannungssignal von einem Integrierer 11 beaufschlagt, dessen Eingang mit einem Impulsoszillator 10 verbunden ist und der dazu dient, das Referenzspannungfsignal durch Integration der vom Impulsoszillator 10 gelieferten Impulse einer vorbestimmten Dauer zu erzeugen. Das Ausgangsignal vom Tiefpaßfilter 8, das der Differenzspannung an den Signalausgängen der Brückenschaltung 20 entspricht, wird mit dem Referenzspannungssignal am Ausgang des Integrierers 11 über den Vergleicher 9 verglichen. Wenn das Referenzspannungssignal größer als das Differenzspannungssignal ist, wird vom Vergleieher 9 ein Signal mit H-(HOCH-)-Pegel abgegeben. Wenn andererseits das Referenzspannungssignal niedriger als das Differenzspannungssignal ist, wird ein Signal mit L-(NIEDRIG-)-Pegel vom Vergleicher 9 abgegeben. Das Ausgangssignal vom Vergleicher 9 wird einem Pulsleitungsverstärker 12 zugeführt, dessen Tastverhältnis vom Ausgangssignal des Vergleichers 9 abhängt. Der Leistungsverstärker 12 erzeugt ein Signal zum Schließen oder öffnen des Halbleiterschalters 2 in Abhängigkeit vom so bestimmten Tastverhältnis. Ferner werden die Ausgangssignale vom Tiefpaßfilter 8 und vom Pulsleistungsverstärker 12 an entsprechenden Ausgangsanschlüssen OUT] bzw. C'L/ΓΙΙ an einen Computer abgegeben, der sie arithmetisch zu Größen verarbeitet, die zur Steuerung des Zündzeitpunkts der zugehörigen Brennkraftmjschine, der Kraftstoffzufuhr zu dieser und dgl. dienen.

Beim oben beschriebenen Hitzdraht-Luftmengenmesser hängt der Wärmeübergang zwischen dem Hitzdraht im Luftstrom und der Luft vom massebezogenen, unter Berücksichtigung der Luftdichte und unter Annahme konstanten Strömungsquerschnitts bestimmten Luftdurchsatz Qa in folgender Weise ab:

K = Q + C₁ ■ ]fQ7i (1)

mit

C'i = K ■ A ■ a und
G = K-A- b.

wobei

K den Wärmeübergangskoeffizienten zwischen dem Hitzdraht und Luft, A die Oberfläche des Hitzdrahts und

a. b Konstante

bedeuten.

Die Messung des Luftdurchsatzes auf der Basis der obigen Gleichungen isi seit langem bekannt und wird in eo Mengen- und Strörnungsmessern angewandt. Wenn die elektrische Leistung, die dem Hitzdraht zugeführt wird, im Gleichgewicht mit dem Wärmeübergang auf Luft ist, gilt folgende Gleichung:

P R „/4,2 = (C₁ + C₂ V(To (T₁₁- T_a) (2)

Τι,· = TcniDcratur des Hitzdrahts.

T₁ = Temperatur der Luft,

R_H = Widerstandswert des Flitzdrahts und

/ = elektrischer Strom durch den Hitzdraht.

Um den Luftdurchsatz Qa als Funktion nur des Stroms / zu erfassen, ist es wünschenswert, daß der Term (Tii—T_a) in der Gleichung (2), d. h. die Temperaturdifferenz zwischen dem Hitzdraht und der Umgcbungslufi, konstant ist, was auch insoweit vorteilhaft ist, als dadurch die Änderung des Wärmeübergangskoeffizienten auf ein Minimum reduziert werden kann. Auf diesen Voraussetzungen beruhen gegenwärtig die meisten Meßverfahren. Im einzelnen wird der Hitzdraht in einen Zweig der Brückcnschaltung eingesetzt, während ein tcinpcruturabhängiger Widerstand aus dem gleichen Werkstoff wie der Hitzdraht in den anderen Zweig der Brückcnschaltung eingefügt ist, wobei die an der Brücke anliegende Spannung so gesteuert wird, daß die Brücke abgeglichen bleibt. Zur Bestimmung der zugeführten Wärmemenge muß der Strom / erfaßt werden, der anschließend quadriert wird. Ferner ist es zur Ermittlung des Luftdurchsatzes Q,\ notwendig, das Quadrat des Stroms P mit dem Widerstandswert Rn des Hitzdrahts zu multiplizieren, wobei das resultierende Produkt wiederum zu quadrieren ist, wie aus Gleichung (2) ersichtlich ist. Zur Ermittlung des Luftdurchsatzes Q_A muß also ein biquadratischer Wert des Stroms /bestimmt werden, selbst wenn die Temperatur des Hitzdrahts und damit sein Widerstand Rn konstantgehalten wird.

Beim Betrieb des oben beschriebenen bekannten Hitzdraht-Luftmengenmessers wird das der Lufimcngc entsprechende Signal als Stärke eines elektrischen Stroms erfaßt. Daher muß, wenn der Hitzdraht-Luftmcngcn-

2ö messer mit einem digitalen Steuergerät für eine Brennkraftmaschine einschließlich eines Mikroprozessors zusammcngeschaltct wc.den soll, ein Analog/Digital-Umsetzer (A/D-Wandler) vorgesehen sein. Ferner unterliegt die der Brennkraftmaschine zugeführtc Ansaugluft zyklischen Schwankungen synchron zu den Kolbenhüben der Brennkraftmaschine sowie nachteiligerweise noch weiteren beträchtlichen Schwankungen, insbesondere bei niedriger Drehzahl und hoher Last.

Da außerdem das Ausgangssignal derartiger Hitzdraht-Luftmengenmesser typischerweise in nichtlincarcr Beziehung zum Luftdurchsatz steht, muß es linearisiert werden. Eine derartige Linearisierung ist jedoch schwierig, da das Ausgangssignal in Form eines biquadratischen Werts des Stroms /erhalten wird, wie oben beschrieben wurde. Ferner kommt es durch die Mittelung des Ausgangssignals, das Schwankungen aus den oben genannten Gründen unterliegt, sowie durch verzögertes Ansprechen des Luftmengenmessers zu unerwünschten Meßfehlern.

Bei einem bekannten Luftmengenmesser (GB-PS 13 97 113) ist ein Thermistor in einem Brückenzweig vorgesehen, wobei die vom Thermistor abgegebene Wärmemenge erfaßt wird, um so die Luftmenge über eine geeignete Signalverarbeitung zu ermitteln. Dieser bekannte Stand der Technik sieht jedoch keine Einrichtung vor, um die von einem Computer durchzuführenden Rechenoperationen zu verringern. Im übrigen ist es weiter bekannt (US-PS 37 96 198 und 40 58 089) einen Einrichtung zur Verringerung der Rechnerbelastung bei der Verarbeitung des Ausgangssignals vom Luftmengenmesser vorzusehen. Bei dem in den US-PS 37 9b 198 und 40 58 089 beschriebenen Luftmengenmesser sind jedoch der Hitzdraht und ein Widerstand zur Temperaturkompensation in einer Widerstandsbriicke vorgesehen, !n diesem Zusammenhang ist darauf hinzuweisen. daG der Temperaturkompensationswiderstand, der aus dem gleichen Werkstoff wie der Hitzdraht besteht und im wc· sentlichen gleichen Widerstand wie dieser aufweist. Wärme erzeugt, was eine sehr genaue Erfassung der Luftmenge erschwert. Zwar könnte die Wärmeerzeugung des Temperaturkompensationswiderstands durch Wahl eines hohen Widerstandswerts für den Kompensationswiderstand vermieden werden, jedoch würde dadurch das Volumen des Temperaturkompensationswiderstands beträchtlich ansteigen, was ein anderer Nachteil wäre.

Aus der DE-OS 19 ?6 250 ist ferner bereits ein Treiber für Hitzdraht-Luftmengenmesser mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspuchs 1 bekannt, bei dem das Tastverhältnis und damit die Öffnungsdauer der elektronischen Schalteinheit über einen Spannungsvergleicher, der die am Hitzdraht bzw. am Temperaturkompensationswiderstand anliegenden Spannungen vergleicht, und einen mit dem Ausgang des Spann-jpgsvergleichers verbundenen Multivibrator eingestellt wird, wobei die Schalteinheit die Stromversorgung des Hitzdrahts dann unterbricht, wenn der Widerstandswert des Hitzdrahts gleich dem des Temperaturkompensationswiderstands ist.

Abgesehen von der unbefriedigenden Meßgenauigkeit dieser Vorrichtung ist bei der anschließenden Weiterverarbeitung des Meßsignals, das entweder als Frequenzsignal oder als mittlerer Heizstromwert anfällt, ein nicht unerheblicher Aufwand erforderlich.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Treiber für Hitzdraht-Luftmengenmesser anzugeben, der den Luftdurchsatz mit verbesserter Genauigkeit mißt und den Aufwand zur Verarbeitung seines Ausgangsignals verringert.

Die Aufgabe wird gemäß dem Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Erfindungsgemäß wird der abgetastete und gespeicherte Wert des Spannungsabfalls am Hitzdraht, dessen Widerstandswert mit dem hindurchfließenden elektrischen Strom variiert, mit dem Spannungsabfall an einem Temperaturkompensationswiderstand verglichen, wobei die resultierende Spannungsdifferenz integriert wird. Die integrierte Spannung wird dann mit der Ausgangsspannung eines Sägezahngenerators verglichen. Auf der Grundlage des durch den zweiten Vergleich erhaltenen Signals wird das Tastverhältnis, mit dem die Dauer des konstanten Stroms, der durch den Hitzdraht fließt, gesteuert wird, so variiert, daß die Differenz zwischen der Temperatur des Hitzdrahts und äsr Umgebungstemperatur, die durch den Temperaturkompensationswidersiand erfaßt wird, konstantgchalten wird.

Die Erfindung gibt also einen Treiber für Hitzdraht-Luftmcngcndurchmesser mit konstanter Tcmpcraturdif-

fcrenz zwischen Hitzdraht und Umgebung an, der einen Hitzdraht und einen Temperaturkonipensationswidcrsliind zur Lufltcmperaturkompensaiion besitzt. Der Hitzdraht und der Temperalurkoinpensationswidcrstand sind identische Bauelemente.

Zur Unterbrechung der Stromzufuhr zum Hitzdraht dient ein Pulssignal mit einer Impulsdauer, die in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den Spannungsabfällen am Hitzdraht bzw. am Temperaturkompensationswi- derstand, die mit einem Konstaiustrom betrieben werden, variiert.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung beispielhaft näher erläutert; es zeigt

I' i g. 2 ein Blockschaltbild eines Treibers für Hitzdraht-Luftniengenmcsser gemäß einem Ausführungsbeispiel der Kif.ndung;

F- i g. 3 ein Diagramm zur Abhängigkeit des Tastverhältnisses vom Luftdurchsatz mit der Lufttemperatur als Parameter;

F i g. 4 ein Blockschaltbild einer Abwandlung des Treibers von F i g. 2;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Treibers für Hitzdraht-Luftmengenmesser mit einer Signalverarbeitungsschaltung zur Verringerung des Verarbeitungsaufwands eines nachgeschalteten Computers gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung;

F i g. 6a und 6b Signalformdiagramme zur Erläuterung des Betriebs der Trei ber von F i g. 2 und 5; F i g. 7 ein Blockschaltbild einer Abwandlung des Treibers von F i g. 5;

Fig.8 ein Blockschaltbild eines Treibers für Hitzdraht-Luftmengenmesser mit einer Signalverarbeitungsschaltung zur Verringerung des Verarbeitungsaufwands eines nachgeschalteten Computers gemäß einem wcitc-

■ ren Ausführungsbcispici der t-.rtindung und

F i g. 9 ein Signalformdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des Treibers von F i g. 8.

F i g. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Treibers mit einer Konstantslromquclle 101. von der ein Anschluß geerdet und der andere Anschiuß über einen Halbleiterschalter 102 mit einem Hitzdraht 103 verbunden sind. Die Konstantstromquelle 101 gibt über den Halbleiterschalter 102 einen Konstantstrom In an den Hitzdraht 103 ab. Eine Reihenschaltung eines Temperaturkompensation!;widerstands 104 zum Erfassen der Umgebungstemperatur und einer Konstantstromquelle 105 zur Abgabe eines Konstantstroms U an den Temperaturkompensationswiderstand 104 liegt parallel zur Reihenschaltung der Konstantstromquelle 101, des Halbleiterschalter 102 und des Hitzdrahts 103.

Das mit dem Halbleiterschalter 102 verbundene Ende des Hitzdrahts 103 ist ferner über einen Halbleiterschalter 106. der mit dem Halbleiterschalter 102 gekoppelt ist, mit einem Widerstand 107 verbunden. Der Widerstand

107 iit mit seinem anderen Ende am negativen Eingangsanschluß eines integrierenden Verstärkers 108 angeschlossen. Der Verbindungspunkt zwischen der Konstantstromquelle 105 und dem Temperaturkompensationswiderstand 104 ist mit dem positiven Eingangsanschluß des integrierenden Verstärkers 108 über einen Verstärker 109 verbunden. Der integrierende Verstärker 108 hat Vergleichereigenschaften und dient so zum Integrieren der Differenz zwischen den Klemmenspannungen am Hitzdraht 103 bzw. am Temperaturkompensationswiderstand 104. Der Ausgang des Verstärkers 108 ist mit dem negativen Eingangsanschluß eines Vergleichers 110 verbunden. Der Halbleiterschalter 106 und der Widerstand 107 sind über einen Trennverstärker 115 miteinander verbunden, dessen Ausgang zugleich über einen Kondensator ! !2 geerdet ist.

Ferner ist ein Sägezahngenerator 113 vorgesehen, dessen Ausgang am positiven Eingungsanschluß des Vergleiche« 110 angeschlossen ist. Der Vergleicher dient so zum Vergleich der Ausgangsspannung vom Vcrstärker 108 mit der Ausgangsspannung vom Sägezahngenerator 113. Wenn die Sägezahnspannung vom Sägezahngenerator 113 größer als die Ausgangsspannung vom Verstärker 108 is;t, erzeugt der Vergleicher 110 ein Aiisgangssignal mit H-Pcgcl. Wenn andererseits die Sägezahnspannung niedriger als die Ausgangsspannung vom Verstärker 108 ist. hat das Ausgangssignal vom Verglcicher 110 L-Pege'l. Der Vergleichcr 110 erzeugt also ein Impulssignal, das ab der Gleichheit von Sägezahnspannung und Ausgangsspannung vom Verstärker 108 ansteigt und dessen Dauer dem Zeitintervall entspricht, während dessen die Sägezahnspannung größer als die Ausgangsspannung vom Verstärker 108 bleibt. Auf diese Weise wird das Tastverhältnis des Signals zum gleichzeitigen Steuern der Halbleiterschalter 102 und 106 durch den Vergleicher 110 ermittelt. Ein Mikrocomputer 114 ist ebenfalls mit dem Ausgang des Vergleichers 110 verbunden, der ein dem Luftdurchsatz entsprechendes Signal vom Ausgangssignal des Vergleichers 110 ableitet, das zur Steuerung des Zündzeitpunkts und der so Kraftstoffzufuhr der Brennkraftmaschine verwendbar ist.

Bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung wird, wenn der Halbleiterschalter 102 eingeschaltet ist, ein gepulster Konstantstrom dem Hitzdraht 103 zugeführt. Da der Halbleiterschalter 106 mit dem Halbleiterschalter 102 gekoppelt ist, wird er gleichzeitig mit dem Halbleiterschalter 102 geschlosssen. Infolgedessen wird der durch den Widerstandswert des Hitzdrahts 103 bedingte Spannungsabfall abgetastet und über den Trennverstärker 115 im Kondensator 112 gespeichert. Der Wert der abgetasteten Spannung wird mit der Klemmenspannung am Temperaturkompensationswiderstand 104 bei Durchfluß des Konstantstroms Ik verglichen; anschließend wird die resultierende Differenz integriert, wobei eine Spannung V eines Signals gemäß F i g. 6a (A) erhalten wird. Die Ausgangsspannung V vom Verstärker 108 wird mit der Sägezahnspannung ST (vgl. F i g. 6a (A)) vom Sägezahngenerator 113 verglichen, wodurch das Impulssignal P> mit einem Tastverhältnis von Tj/Tcrhaltcn wird (vgl. Fig.6a(B)). Die Halbleiterschalter 102 und 106 werden durch dieses Impulssignal P\ gesteuert. Die Periode der Sägezahnspannung ist dabei konstant, während das Tastverhältnis variabel ist.

Wenn der Luftdurchsatz ansteigt, der Wärmeverlust am Hitzdraht also entsprechend größer wird, verringert sich sein Widcrsiandsweri Rn. da der Hitzdraht abgekühlt wird, so daß der durch den Widerstandswert Rn des Hitzdrahts bedingte Spannungsabfall kleiner wird im Vergleich zum Spannungsabfall am Temperaturkompensaiionswiderstand 104 mit dem Widerstandswert Rk- ! nfolgedessen wird die Ausgangsspannung vom Verstärker

108 entsprechend kleiner, so daß die Dauer oder Impulsbreite der Ausgangsimpulse vom Vergleicher 110 zunimmt, was bedeutet, daß das Zeitintervall, während dessen die Halbleiterschalter 102 und 106 geschlossen

sind, verlängert wird, wodurch wiederum die DurchfluQdauer des Stroms /// entsprechend erhöht wird. Auf diese Weise wird die vomHitzdraht erzeugte Wärmemenge erhöht, so daß ein Temperaturabfall des Hitzdrahts verhindert wird. Der Hitzdraht wird folglich auf einer konstanten Tempe/atur gehalten.

Die oben beschriebenen Abgleichbedingungen können durch die folgenden Gleichungen unter der Annahme beschrieben werden, daß sowohl der Hitzdraht als auch der Temperaturkompensationswidcrstand aus dem gleichen Werkstoff bestehen und der Temperaturkoeffizient des Widerstands von beiden durch eine lineare Funktion angenähert werden kann:

Rh ■-■ Rh<{\ +a-Th)

und

Rk =

π mn

20

R₁₁₀ = Wert von Rn für Tn = 0, Rk = Wert vonR_K für T₁ = 0 und ex = Temperaturkoeffizient des Widerstands.

Der Effektivwert///(quadratischer Mittelwert)des Stroms///beträgt

25

- /„ p-IL =. _/##/d

mit

30 T = Periode des gepulsten Stroms, T\ = Dauer des gepulsten Stroms und D = Tastverhältnis des gepulsten Stroms.

Die dem Hitzdraht mit dem Widerstandswert Rn zugeführtc Leistung ist gegeben durch das Produkt des Widerstandswerts/?//und des Quadrats des Effektivwerts des gepulsten Stroms/'//durch den Hitzdraht.
Entsprechend kann die dem Hitzdraht zugeführte Leistung Wh folgendermaßen ausgedrückt werden:

W₁, = R₁₁ ■ /V - /?//«(I + ^ · T₁₁) ///²D

Da der Spannungsabfall am Hitzdraht und der verstärkte Wert des Spannungsabfalls am Temperaturkompensationswiderstand gegenseitig ausgeglichen sind, gilt:

/?//o(1 + λ77/) T_n= K- Rko(\ + (XT₁)Ik (7)

45 mit

K = Verstärkungsfaktor für den Spannungsabfall am Temperaturkompensationswiderstand.
Daraus folgt:

50

55

60

T₁₁ - T_a = -L (l - ) (1 + oT„) = -L - l) (1 + aT„).
Mit Hilfe der Gleichungen (6) und (8) kann Gleichung (2) wie folgt umgeformt werden:

_K0 ■ l_K

D =

mit

-ο " lfi " " \ ^ · R_k „ · I_K J

Ä»o ■ Ui ' ο \ K- R_1n, ■ /_A

Da Run. A^ ». /;/, ίκ. K und λ Konstante sind, sind C\ und G ebenfalls Konstante. Das Tastverhältnis I) des gepulsten Stroms ergibt sich somit als lineare Funktion der Quadratwurzel des Luftdurchsatzes Q\ unabhängig von der Umgebungstemperatur oder der Lufttemperatur T_d. Daher kann der Luftdurchsatz durch Ermitteln des Tastverhältnisses gemessen werden.

Da das Tastverhältnis D als lineare Funktion der Quadratwurzel des Luftdurchsatzes Qa ermittelt wird, kann dieser durch Quadrieren errechnet werden, was im Mikrocomputer 114 derart erfolgt, daß die Differenz (D- Q) bestimmt und anschließend quadriert wird.

Aus der vorangegangenen Beschreibung ist ersichtlich, daß das Luftmengensignal als Tastverhältnis erfaßt wird. Daher ist kein Umsetzer wie ein A/D-Wandler erforderlich, um den Treiber für Luftmengenmesser mit digitalen S>cuergcrätcn für Brennkraftmaschinen mit Mikroprozcssorstcucrung zu koppeln.

Beim oben beschriebenen erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel können der Hitzdraht und der Temperaturkompensationswiderstand aus dem gleichen Werkstoff und mit dem gleichen Widerstandswert vorgesehen werden, was nicht nur aus fertigungstechnischen Gründen vorteilhaft ist, sondern auch insoweit, als ihre Temperatürkennlinien aneinander angepaßt werden können. Da ferner die Konstantstromquellen für den Hitzdraht und den TcTfipcf äiürkompcfiSäiiGiis'widcrsiand getrennt vorgesehen sind, ksPi" eine spcnisnc Wärmeabgabe des 2c Temperaturkompensationswiderstands durch Einsatz einer Stromquelle, die ihm einen Konstantstrom Ik mit kleiner Stromstärke zuführt, im wesentlichen vermieden werden.

Fig. 3 zeigt graphisch, wie die Kennlinie zwischen dem Tastverhältnis und der Quadratwurzel aus der l.uftmengc ]fO~\ mit der Lufttemperatur variiert. Die Kennlinie A entspricht einer Lufttemperatur von 28"C, die Kennlinie B einer Lufttemperatur von 48°C und die Kennlinie feiner Lufttemperatur von 68" C. Der Umstand. 2^ri dati das Tastverhältnis bei derselben Luftsnenge verschiedene Werte annehmen sollte, kann damit erklärt werden, daß der Wärmeübcrgangskocffizient temperaturabhängig ist.

I" i g. 4 zeigt eine Schaltung, mit der die beschriebene Tempraturabhängigkeit kompensiert werden kann. Die Schaltung von Fig.4 unterscheidet sich von der in Fig.2 darin, daß ein Widerstand ÄS in Reihe mit dem Temperaturkompensationswidc'stand 104 liegt. In Fig.4 haben die sonstigen Bauelemente oder Baugruppen dieselben Bezugszeichen wie in F i g. 2.

Gleichung (10) kann mit

R_11n ■ a \ K- R_K0 ■ /_A /

C₁ = -^- -K₁ ■ c, (12)

/,,

und

umgeformt werden.

Da der Widerstand RS in Reihe mit dem Temperaturkompensationswiderstand (RK) 104 liegt, kann Gleichung (I 1) wie folgt umgeformt werden:

RlIO ' O

I -

"■ ⁿA η Ik

1 -

(14)

wobei ÄSder Widerstandswert des Widerstands ÄS ist.

Aus der obigen Ableitung ist ersichtlich, daß die Größe K\ in bezug auf die Lufttemperatur T₃ wegen der Reihenschaltung des Widerstands ÄS eine negative Temperaturabhängigkeit zeigt. Daher kann der Wärmeübergangskoeffizient, der eine positive Temperaturabhängigkeit besitzt, durch den Reihenwiderstand ÄSgemäß F i g. 4 korrigiert werden.

Die F i g. 5 und 7 zeigen Weiterentwicklungen der Schaltung von F i g. 2. die den Rechenaufwand des Mikrocomputers verringern, da eine Schaltung zur Erhöhung des Tastverhältnisses vorgesehen ist. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszeichen wie in F i g. 2 bezeichnet.

Gemäß F i g. 5 ist der Ausgang des integrierenden Verstärkers 108, der identisch mit dem von F i g. 2 ist. an den Plus-Eingang eines Verstärkers 220 angeschlossen, dessen Minus-Eingang mit seinem Ausgang verbunden ist, der ferner über einen. Widerstand 221 mit dem positiven Eingang eines Trennverstärkers 222 verbunden ist. Der Ausgang des Trenn Verstärkers 222 ist mit seinem negativen Eingang und gleichzeitig über ein Tiefpaßfilter 223 mit dem negativen Eingang eines Vergleichers 224 verbunden. Der positive Eingang des Vergleichers 224 ist an

den Ausgang des Sägezahngenerators 113 angeschlossen.

Der Ausgang des Vergleichers 110 ist andererseits mit einem Monoflop (Univibrator) 225 verbund ^n, dessen Ausgang an einen Eingangsanschluß eines ODER-Glieds 226 angeschlossen ist Der andere Eingang des ODER-Glieds 226 ist mit dem Ausgang des Vergleichers 110 verbunden. Ein NICHT-Glied 227 ist ferner mit dem Ausgang des Vergleichers 110 verbunden, während der Ausgang des NICHT-Glieds 227 mit der Basis eines Transistors 228 verbunden ist, dessen Kollektor an den Widerstand 221 angeschlossen und dessen Emitter geerdet ist

Bei der oben beschriebenen Schaltung von Fig.5 liegt eine Gleichspannung V_x wie gemäß Fig.6a bei (C] vom integrierenden Verstärker 108 am negativen Eingang des Vergleichers 110 an. Der positive Eingang des

ίο Vergleichers 110 wird mit der Sägezahnspannung ST mit vorgegebener konstanter Periode beaufschlagt Der Vergleicher 110 vergleicht so die Gleichspannung Vl vom integrierenden Verstärker 108 mit der Sägezahnspannung STund erzeugt ein Impulssignal P₂ mit einem Tastverhältnis T₁ITx gemäß F i g. 6a bei (D). Das Impulssignal P₂ (F i g. 6a, (D)) liegt am einen Eingang des ODER-Glieds 226 an. Ferner erzeugt bei Anstieg des Impulssignals P₂ vom Vergleicher 110 das Monoflop 225 einen Triggerimpuls TPmit einer Impulsdauer i|. vgL Fi g. 6a bei (E)

Der Triggerimpuls TP liegt am anderen Eingang des ODER-Glieds 226 an. Infolgedessen wird ein Impulssignal Pz mit einem Tastverhältnis T₂ZTwIe gemäß Fig. 6a bei (F) vom ODER-Glied 226 erzeugt Dieses Impulssignal Pz ist als OLfTl bezeichnet und zur Steuerung der Halbleiterschalter 102 und 106 verwendet die dem Hitzdraht

103 bzw. dem Temperaturkompensationswiderstand 104 gemäß F i g. 2 Strom zuführen.

Das Impulsignal Pj ist dem Impulssignal P\ zum Betrieb der Halbleiterschalter 102 und 106 in der Schaltung

von F i g. 2 äquivalent Dies bedeutet daß bei mit Treibern gemäß F i g. 2 bzw. 5 ausgerüsteten Brennkraftmaschinen gleichen Typs bei gleicher Drehzahl die impulssignale P_x und Pz für die entsprechenden Halbleiterschalter 102 äquivalent oder sogar gleich sind. Ein Vergleich des Impulssignals A vom Vergleicher 110 gemäß F i g, 5 mit dem Impulssignal P\ vom entsprechenden Vergleicher IiO der Schaltung von F i g. 2 teigt, dzß die Dauer 7} des Impulssignais P₂. das im Treiber von F i g 5 erzeugt wird, um ein Zeitintervall I_x kürzer als die Dauer T₁ des Impulssignals P\ des Treibers von Fig.2 ist, wie aus Fig.6a bei (B), (D) und (E) ersichtlich ist. In diesem Zusammenhang ist wenn der Term C_x des Ausdrucks

so gewählt ist. daß er t\ entspricht das Ausgangssignal V_x vom integrierenden Verstärker 108 und ebenso der Ausgangsimpuls vom Vergleicher 110 im Treiber von Fig.5 entsprechend dem Term C₂ ■ /ζ*ΰ des obigen Ausdrucks.

Damit ergibt sich, daß im Fall des Treibers von F i g. 5, der das Monoflop 225 aufweist, die Ausgangssignale vom integrierenden Verstärker 108 und vom Vergleicner 110 nur dem Term C₂ ■ ]/QÄ entsprechen. Dies bedeutet, daß die Subtraktion D—C\ im Treiber gemäß F i g. 5 ohne den Mikrocomputer durchgeführt wird, der deshalb für andere Rechenoperationen mit entsprechend erhöhter Geschwindigkeit verwendet werden kann.

Das Gleichspannungssignal V_x (F i g. 6a (C)) vom integrierenden Verstärker 108 liegt am Eingang des Verstärkers 220 und über den Widerstand 221 am Trenn-Verstärker 222 an. Die Gleichspannung V, vom integrierenden Verstärker 108 wird demnach nicht unmittelbar dem Trennverstärker 222 zugeführt. Da das Impulssignal P₂ (Fig.6a (D)) vom Ausgang des Vergleichers UO durch das NICHT-Glied 227 negiert und der Basis des Transistors 228 zugeführt wird, wird der positive Eingang des Trennverstärkers 222 mit einem Impulssignal Pa beaufschlagt, das einen Spannungspegel V₁ und ein Tastverhältnis ^/Tbesitzt, wie in F i g. 6a bei (G) dargestellt ist. Das Impulssignal Pa vom Trennverstärker 222 wird durch das Tiefpaßfilter 223 geglättet, so daß ein Gleichspannungssignal V₂ wie in Fig.6b bei (H) erhalten und als Analogsignal vom Ausgangsanschluß Oi/T11 abgenommenw wird.

Das Gleichspannungssignal V₂ entspricht also dem Produkt des Spitzenwerts V₁ und der Dauer T₂ des Impulssignals Pa gemäß Fig.6a bei (G). Da der Wert V\ und die Dauer T₂ des Impulssignals P₂ dem Term C₂ · }fQÄ entsprechen, wie oben definiert, stellt das Impulssignal Pa den quadratischen Wert von C₂ ■ /ζίΰ dur. d. h. die Luftmenge selbst, so daß kein Reduzierungsschritt mehr erforderlich ist.

so Auf diese Weise kann vom Ausgangsanschluß OUTW das der Luftmenge entsprechende Signal unmittelbar, d. h. ohne Zwischenrechnung im Mikrocomputer, abgenommen und damit direkt von ihm wcilcrvcrarbeitci werden.

Die Gleichspannung V₂ vom Tiefpaßfilter 223 wird ferner mit der Sägezahnspannung STvom Sägezahngenerator 113 über den Vergleicher 224 gemäß Fig.6b bei (1) verglichen, wobei ein Impulssignal P% mit einem Tastverhältnis T₀ITgemäß Fig.6b bei (J) erzeugt wird. Das Impulssignal Λ wird vom Anschluß OUTUl abgeleitet und dem Mikrorechner zugeführt.

Auf diese Weise kann vom Ausgangsanschluß OLTTIIl ein Impulssignal mit einer Impulsdauer erhalten werden, die vom Analogsignal V₂ abhängt. Andererseits kann durch arithmetische Ermittlung der Impulsdauer To des Impulssignals P% oder der Anzahl der Impulse innerhalb eines vorgegebenen Zcitintervalls im Mikrocom-

ho putcr die Quadratwurzel der Luftmenge erhalten werden.

Fig. 7 zeigt ein weiteres Ausfülirungsbcispicl gemäß der Erfindung, wobei für entsprechende Baugruppen und Bauelemente dieselben Bezugszeichen wie in F i g. 2 bzw. 5 verwendet sind. Anstelle der Analogausgangsschaltung sowie der Schaltung zur Abgabe eines dem Tastverhältnis entsprechenden Signals ist ein spannungsgesteuerter Frequenzumsetzer 230 mit dem Ausgang des integi iercnden Verstärkers 108 verbunden, um das der Luftmenge Q\ entsprechende Analogsignal zu erzeugen. Der Ausgang des Frequenzumsetzers 230 ist mit einem Eingang eines UND-Glieds 231 verbunden, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Vergleichers HO verbunden ist.

Bei tier Schaltung von F i g. 7 wird die Gleichspannung V_x (F i g. 6a (C)) vom integrierenden Verstärker 108 in

ein Impulssignal PS_t vorbestimmter Frequenz gemäß F i g. 6b bet (K) umgesetzt Dieses Impulssignal PSi wird dem UND-Glied 231 zugeführt das seinerseits ein Impulssignal PS₂ (Fig.6b, (M)) am Ausgang OUTlW in Abhängigkeit vom Signal (F i g. 6a, (C) oder (L)) vom Vergleicher 110 entspreciend dem Tastverhältnis erzeugt. Mit dem Mikrocomputer kann durch Zählen der Anzahl der Impulssignale PS₂ während einer Abtast- und Haltezeit (SampIe-and-hold-Zeit) die Luftmenge ermittelt werden, da die Anzahl der Impulssignale PS₂ der Luftmenge proportional ist

F i g. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, wobei gleiche oder ähnliche Bauelemente und Baugruppen die gleichen Eezugszeichen wie in F i g. 2 und 4 besitzen. Der Ausgang des integrierenden Verstärkers 108 ist mit einem Eingang eines aus Widerständen 232 bis 235 und einem Operationsverstärker 236 bestehenden Subtrahierers verbunden. Der andere Eingang des Subtrahierers ist ferner mit dem Ausgang eines Tiefpaßfilters 238 verbunden, während der Ausgang des Subtrahierers an den spannungsgesteuerten Frequenzumsetzer 230 angeschlossen ist. Der Ausgang eines Oszillators 237 ist mit dem Eingang des Sägezahngenerators 113, dem Tiefpaßfilter 238, einem NlCHT-GHed 240 und einem Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden ODER-Glieds 242 verbundea Der Ausgang des Sägezahngenerators 113 ist mit dem Plus-Eingang des Vergleichers 110 verbunden, während der Ausgang des NICHT-Glieds 240 mit einem Eingang eines Exklusiv-ODER- Glieds 241 verbunden ist dessen anderer Eingang mit dem Ausgang des Vergleichers 110 und dessen Ausgangsanschluß mit dem anderen Eingang des ODER-Glieds 242 und des UND-Glieds 1231 verbunden ist.

Die Wirkungsweise der Schaltung von Fig.8 wird nachfolgend anhand des Signalablaufdiagramms "on F i g. 9 erläutert

Der integrierende Verstärker 108 erzeugt eine Gleichspannung Vi wie gemäß F i g. 6a bei (A), die durch den Ausdruck

V~Q+C₂₎fÖ~_Ä

beschrieben werden kann und folglich den Term Ci enthält. Es ist daher notwendig, den Term Q zu eliminieren, um ein Q_A direkt proportionales Ausgangssignal zu gewinnen. Zwei Beispiele für Schaltungen zur Eliminierung des Terms Q sind anhand der F i g. 5 und 7 beschrieben worden. Beim Ausführungsbeispiel von F i g. 8 wird ein Impulssignal N mit einer Impulsdauer t₂, die dem Term Q entspricht vgL F i g. 9 bei (A), vom Oszillator 237 erzeugt Das Impulssignal Λ/hat ein Tastverhältnis von t₂IT. Durch Glätten des Impulssignals Λ/über das Filter 238 wird eine zu t₂ und damit zu Q äquivalente Gleichspannung V erhalten. Die Spannung V" ist folglich proportional der Dauer /2 des Impulssignals N. Daher entspricht die Ausgangsspannung Vo vom Subtrahierer dem Term C₂ · ]/Qa; sie wird in ein Impulssignal /0 vorbestimmter Frequenz (vgl. Fig.9 bei (B)) über den Frequenz-Umsetzer 230 umgesetzt und in das UND-Glied 231 eingespeist. Die Beziehung zwischen A₀ und Q_A kann dabei ausgedrückt werden durch fo ~ C₂ ■ \[QÄ.

Out positive Eingangsanschluß des Vergleichers 110 wird andererseits mit einer Sägezahnspannung P₀ beaufschlagt die während der Dauer h des Impulssignals N vom Oszillator 237 auf Pegel Null ist und synchron mit dem Beginn der Impulsdauer (2 ansteigt, wie in Fig.9 bei (C) dargestellt ist. Der Vergleicher 110 dient so zum Vergleich dieses Impulssignals P₀ mit der Ausgangsspannung Vvom integrierenden Verstärker 108, so daß ein Signal Q mit einem zur Größe Ci + C₂ ■ /φϊ proportionalen Tastverhältnis, wie in F i g. 9 bei (D) gezeigt, vom Vcrgleicher 110 erzeugt wird. Wenn die Impulsdauer /2 entsprechend dem Term Ci von der Impulsdauer des Impulssignals Q subtrahiert wird, kann vom Ausgang des Exklusiv-ODER-Glieds 241 ein Impulssignal R mit einer Impulsdauer /3 entsprechend dem Term C₂ ■ {Q^ erzeugt werden, wie in Fig.9 bei (E) dargestellt ist. Dieses Impulssignal R wird dann dem UND-Glied 231 zugeführt.

Vom Ausgang OUTW\ des UND-Glieds 231 kann auch ein Impulssignal Sgemäß Fig.9 bei (F) erhalten werden. Durch Zählen der Anzahl der Impulse dieses Impulssignals Sinnerhalb einer vorgegebenen Abtast- und Haltezeit, kann die Luftmenge, die proportional der gezählten Impulsanzahl ist, ermittelt werden.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Treiber für Hitzdraht-Luftmengenmesser für Brennkraftmaschinen mit

— einem Hitzdraht (103), der Wärme in den Luftstrom abstrahlt,

— einem Temperaturkompensationswiderstand (104) zur Temperaturkompensation,

— Konstantstromquellen (101,105), die Konstantströme (In. Ik) in den Hitzdraht (103) bzw. den Temperaturkompensationswiderstand (104) einspeisen,

— einer elektronischen Schalteinheit (102), die den Konstanterem (In) von der einen Konsianturomquelle ίο (101) zum Hitzdraht (103) unterbricht, und

— einer Einrichtung zur Festlegung des Tastverhältnisses (108, 110, 113), welche die der Klemmenspannung am Hitzdraht (103) bzw. am Temperaturkompensationswiderstand (104) entsprechenden Signale empfängt und vergleicht und die Heiz- und Abkühlphase des Hitzdrahts (103) über ein Tastverhältnis festlegt und die Schalteinheit (102) entsprechend steuert,

gekennzeichnet durch

— eine Halteschaltung (112, 115), die die Klemmenspannung am Hitzdraht (103) bei Einspeisung des Konstantstroms (Ih) abtastet und speichert,

— einen integrierenden Verstärker (108) in der Einrichtung zur Festlegung des Tastverhältnisses, der die Spannungsdifferenz zwischen der Klemmenspannung am Temperaturkompensationswiderstand (104) uöd der Ausgangsspannung der Halteschaltung (112,115) vergleicht und integriert, und

— einen Vergleicher (110), dessen einer Eingang mit dem Ausgang des integrierenden Verstärkers (108) und dessen anderer Eingang mit einem Sägezahngenerator (113) verbunden sind, in der Einrichtung zur Festlegung des Tastverhältnisses, die entsprechend den Impulsen am Ausgang des Vergleichers (110) die Schalteinheit (102) steuert (F i g. 2,4).

2. Treiber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hitzdraht ;103) und derTemperaturkompensationswiderstand (104) aus dem gleichen Werkstoff bestehen und gleichen Widerslandswert besitzen.

3. Treiber nach Anspruch I oder 2, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Widerstand (RS) in Reihe mit dem Temperaturkompensationswiderstand (104)(F i g. 4).

4. Tre'ber nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Halteschaltung aus einem Trennverstärker (115), der über einen mit dem Halbleiterschalter (102) gekoppelten und an seinem hitzdrah jseitigerc Anschluß angeschossenen Halbleiterschalter (106) mit dem negativen Eingangsanschluß des integrierenden Verstärken (108) verbunden ist und einem Kondensator (112) besteht, der zwischen dem Trennverstärker (115) und dem migrierenden Verstärker (108) sowie am geerdeten Anschluß der Konstanistromquelle (101) angeschlossen ist.

S.Treiber nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (108,110,113) zur Festlegung des Tastverhältnisses eine Schaltung zur Erhöhung der Impulsdauer aufweist (F i g. 5).

6. Treiber nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (108, 110, i*3) zur Festlegung des Tastverhältnisses ferner aufweist:

— ein Monoflop (225), das mit dem Ausgang des Vergleichers (110) verbunden ist. und

— ein ODER-Glied (226), das das Ausgangssignal des Monoflops (225) und das Ausgangssignal des Vcrglcichers (110) empfängt und ein logisches Summensignal abgibt (F i g. 5).

7. Treiber nach Anspruch 6, ferner gekennzeichnet durch

— eine Schaltung (220, 222, 227), die aus den Ausgangssignalcn des integrierenden Verstärkers (108) und des Vergleichers (110) ein Ausgangssignal mit einem Tastverhältnis gleich dem des Ausgangssignals vom Vergleicher (110) und mit einem Scheitelwert gleich dem der Ausgangsspannung des integrierenden Verstärkers (108) erzeugt, und

— ein Glättungsglied (223). das das Ausgangssignal glättet (Fig. 5).

8. Treiber nach Anspruch 6 oder 7, gekennzeichnet durch einen Vergleicher (224), dessen einer Eingangsanschluß das Ausgangssignal vom Glättungsglied (223) und dessen anderer Eingangsanschluß das Ausgangssignal des Sägezahngenerators (113) empfangen und derein Ausgangssignal mit einer Impulsdauer entsprechend dem Ausgangssignal (V2) des Glättungsglieds (223) erzeugt (Fig. 5).

9. Treiber nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch

bo — einen spannungsgesteuerten Frequenzumsetzer (230), der eine der Ausgangsspannung des integrierenden Verstärkers (108) entsprechende Frequenz erzeugt, und

— ein UND-Glied (231), ilns das logische Produkt der Äusgangssignalc des Vergleichers (MO) und des Frequenzumsetzer* (230) erzeugt (F i g. 7).

<i5

10. Treiber nach einem der Ansprüche 1 bis 5. dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (108, 110, 113)

zur Festlegung des Tastverhältnisses ferner aufweist:

einen Subtrahierer aus Widerständen (232,233,234,235) und einen Operationsverstärker (236). dessen einer Eingang mit dem Ausgang des integrierenden Verstärkers (108) und dessen anderer Eingang mit dem Ausgang eines Tiefpaßfilters (238) verbunden sind und dessen Ausgang an einen spannungsgesteucrten Frequenzumsetzer (230) angeschlossen ist,

einen Oszillator (237), der Impulse mit vorgegebener Impulsdauer er/.cugi und dessen Ausgang mil dem s Hingang des Sägezahngenera tors (113), dem Hingang des Tiefpaßfilters (238). einem NICI IT-Glied (240) und einem Eingang iiines ODER-Glieds (242) verbunden ist,

wobei der Ausgangs des NICHT-GIieds (240) mit dem Eingang eines Exclusiv-ODER-Glieds (241) verbunden ist,

dessen anderer Eingang an den Ausgang des Vergleichers (110) angeschlossen ist und dessen Ausgang mit dem anderen Eingang des ODER-Glieds (242) und eines UND-Glieds (231) verbunden ist (F i g. 8).