JPH03155383A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、磁気記録再生装置等における、モータの回
転位相および回転速度を制御するモータ制御装置に関す
る。

（従来の技術〕 第１０図は例えば「産報出版、電子科学シＩＪ−ズ、サ
ーボ機器の実際」の１６８ページ、図６−３２に示され
ている従来のドラムサーボ系のブロック回路図で、　（
１）は位相ループゲイン、（２）は位相検出手段におい
て生じるむだ時間、（３）は制御系の安定性と連応性を
補償するための補償回路、　（４）はモータで代表され
る制御対象、（５）は、モータの回転速度δを伝達関数
上で位相θに変換するための演算ブロック、Ｑは、モー
タに加わる負荷である。

第１１図は位相制御ループ（ＡＰＣ）に加えて、速度制
御ループ（ＡＦＣ）を備えた従来のドラムサーボシステ
ムおよびキャプスタンサーボシステムを制御理論の伝達
関数で示したブロック図で、　（７）は位相制御ループ
ゲインＫ　ａｐｅ、　（８）はモータの電圧感度、すな
わちモータ入力電圧に対するモータの発生する駆動力（
トルク）の比を表わし、Ｋｔはモータのトルク定数、Ｒ
はモータのコイル抵抗である。　（９）はモータの回転
機構部を表わしており、回転機構部が受けるトルクを回
転速度θに変換している形となっており、Ｊはモータ回
転部の慣性モーメント、Ｓは制御理論におけるラプラス
演算子である。（１０）は速度制御ループゲインＫ　Ｂ
ｅｃである。

この従来のモータＩＩＩＪ御系の外乱抑制特性は、第７
図中に実線で示した特性となる。この特性図は、モータ
の回転機構部に入力された負荷の変動等で代表される外
乱トルクＴ１１の影響が、モータの回転速度に伝達され
るまでにどれだけ抑圧されるかを示した図で、横軸に外
乱の周波数を、縦軸に外乱抑圧量（単位ｄＢ）をとって
表わしている。

次に、動作について説明する。ＶＴＲ等の一般的な磁気
テープ装置におけるドラムサーボシステムは、信号の記
録時には、例えば、外部からの映像入力信号に同期して
、回転させなければならず、再生時には、水晶発振子等
から作り出された基準信号にドラムサーボをロック（回
転位相を同期させる）させなければならない。

同様に、キャプスタンサーボシステムは、記録時には、
水晶発振子等から作り出される基準信号にキャプスタン
サーボをロックさせるか、速度を一定にＩＩＩ御させな
ければならず、再生時には、磁気テープのリニアトラッ
クに書き込まれたコントロール信号の再生信号に同期さ
せるか、記録トラックに信号と同時に、または時分割で
書き込まれたトラッキング用信号を再生したトラッキン
グ情報により、記録トラックに対する回転ヘッドの相対
トラックずれ量がなくなるように、キャプスタンモータ
の回転位相をロックさせなければならない。

このように、磁気テープ装置のドラムサーボシステムお
よびキャプスタンサーボシステムは、制御対象であるモ
ータの回転位相を、ある基準位相、または目標位相に同
期させて回転させる必要がある。そのため、一般には、
第１０図に示したような位相制御ループを設け、モータ
の回転位相を図示していないパルスジュネレータ等で検
出し、この検出位相と基準位相、または目標位相の相対
的な位相のずれ量を検出し、位相ループゲイン（１）で
ゲインを補償し、補償回路（３）で位相補償することに
よって相対位相ずれ量が少なくなるように制御対象（４
）　　すなわちドラムモータやキャプスタンモータにフ
ィードバックをかけている。この時、パルスジュネレー
タ等によフて検出された位相ずれ量には、通常、モータ
の１回転分のむだ時間（２）が含まれており、このむだ
時間によって位相が大きく回るため制御帯域をあまり広
くで籾ないという問題点があフた。

これを改善したのが第１１図に示した制御系で、位相制
御ループの他に速度制御ループを設けており、速度の検
出に用いている速度検出器（ＦＧ）のむだ時間が小さい
こと、および制御ループに伝達関数１／Ｓを一つしか含
まないので、伝達関数１／Ｓを二つ含む位相制御ループ
よりも、位相回りが少ないため、第１０図の制御系より
も制御帯域が広帯域となる。

磁気テープ装置のドラムサーボおよびキャプスタンサー
ボシステムは、外乱Ｔ５　（テープ走行負荷、軸摩擦、
モータトルクリップル、外部振動等）が制御系に入力さ
れても、目標位相に対する位相ずれが少ないこと、すな
わち、速度変動が少ないことが要求され、外乱Ｔヨに対
して、どれだけの速度変動が生じるかによフて制御系の
性能が決定される。

第１１図に示した制御系において、速度制御ループも、
位相制御ループもない場合における入力外乱Ｔ１に対す
る速度変動は、 となり、周波数が大きくなるにつれて（Ｓが大きくなる
につれて）外乱Ｔ１の影響は減少する。

また、速度制御ループのみを設けた場合のＴ。

からθまでの伝達関数を制御理論の等価変換により算出
すると、 となり式（２）から外乱の周波数が低周波で、例えば直
流に近い場合にはＳＭＯとおけるので、の外乱抑圧効果
がある。

さらに、第１１図のように、位相抑制ループをも加えた
制御系では、 一〇　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・
・・・・・・・・（３）となり、周波数が高くなっても
、低くなっても（すなわちＳが大きくなってもＳが小さ
くなりても）式（３）の分母が大きくなるため、大きな
外乱抑圧効果が得られる。

この特性を周波数軸上で示すと、第７図中に実線で示し
たような高周波域および低周波域でしだいに外乱抑圧効
果が大きくなる山形の特性となる。

市販されている磁気テープ装置のモータに取り付けられ
ている速度検出器は、磁気または光のエンコーダで構成
されており、１回転あたり数百パルスの信号を出力する
。

この出力パルスを周波数−電圧変換（Ｆ／Ｖ変換）して
得られる速度情報は、エンコーダの持つ１パルス当りの
時定数分だけむだ時間を持っており、このむだ時間が速
度制御系の位相を回すため、制御系の位相余裕を、６０
　ｄｅｇ程度かそれ以上に確保して安定化を図る必要が
ある。このため、速度制御ループのサーボできる周波数
帯域が制限され、市販されているＶＴＲ等の磁気テープ
装置のドラム制御系やキャプスタン制御系の制御帯域は
、１０〜５０Ｈｚ程度となっている。

仮に、速度検出器を構成するエンコーダの１回転当りの
パルス数を増大し、速度制御系のむだ時間を小さくして
、制御帯域を広げたとすると、第７図に実線で示した特
性曲線の頂上部分が、低くなった特性となり、外乱抑圧
特性は数Ｈｚ〜数十Ｈｚにわたって改善される。しかし
、機絨的に構成されているエンコーダのパルス数をその
精度を維持しながら増大させることは、高価格化につな
がり、またエンコーダの大きさも大きくなる。

また、モータの回転機構部のイナーシャを大きくしても
、全体の外乱抑圧効果を改善することができるが、モー
タの大形化、重量化をもたらす結果となる。

（発明が解決しようとする課題） 従来のモータ制御装置は、以上のように構成されている
ので、大きな外乱抑圧効果を得るためには、装置の高価
格化、大型化重量化をまねくという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、高精度高価格の速度検出器を必要とせず、
またモータの回転機構部の大型化重量化をまねくことな
く大きな外乱抑圧効果の得られるモータ制御装置を得る
ことを目的とする。

（課題を解決するための手段） 請求項１の発明に係るモータ制御装置は、従来の位相制
御ループ１、および速度制御ループの他に、現代制御理
論の最小次元オブザーバの手法によって構成された外乱
推定器を設けて外乱量を推定し、この推定された外乱量
をフィードフォワードでモータの制御電圧にもどす外乱
抑制ループを設けた点を特徴とする特 請求項２の発明に係るモータ制御装置は、現代制御理論
の同一次元オブザーバの手法により構成された速度推定
器によって、実測された回転速度に含まれている高域ノ
イズやむだ時間を除去した推定速度情報を推定し、この
情報を外乱推定器の入力信号とした点を特徴とする。

〔作用） 言青求項１の発明における外乱抑制ループは、外乱推定
器で推定した外乱量をモータの入力に戻すのて、外乱に
よるモータの回転速度または回転位相の変動を、広い外
乱周波数帯域にわたって抑圧するとともに、大きな外乱
抑制効果が得られる。

また、請求項２の発明における外乱抑制ループは、実測
された回転速度に含まれている高域ノイズやむだ時間を
除去した速度情報を速度推定器によフて推定し、この推
定速度情報を入力と１．て外乱推定器によって外乱量を
推定してモータの入力にもどすので、高域ノイズ、やむ
だ時間の影響を少なくすることができ、さらに高精度の
外乱抑圧効果が得られる。

〔発明の実施例） 第１図は、請求項１の発明の一実施例の伝達関数で示し
たブロック図で、（１１）は外乱推定器で、モータの回
転機構部に入力された外乱トルクＴ１を推定する。

第２図は、外乱推定器（１１ンの原理を説明するための
理想的な外乱推定器における外乱トルクのフィードバッ
ク補償を制御理論の伝達関数で示したブロック図である
。図において（１２）はドラムモータまたはキャプスタ
ンモータのトルク定数、すなわち、電流−駆動力変換ゲ
インＫ、（１３）はモータのトルク定数にで、外乱推定
器（１１）内部で、アナログ回路ゲインや、マイコンプ
ログラム内の乗数として設定されるモータのトルク定数
を想定した値、（１４）はトルク定数Ｋ。と同様に設定
されたモータ回転機構部の慣性量Ｊｎ、（１５）は完全
微分器、（１６）はドラムモータまたはキャプスタンモ
ータで発生する駆動力と、外乱トルクＴ、およびモータ
の回転機構部が受ける力の力のつり合いを電気的に再現
している減算器、（１７）はトルク定数Ｋｎの逆数１／
Ｋｎである。

第３図は、現代制御理論における最小次元オブザーバの
構成を伝達関数で示したブロック図で、（１８）はモー
タの駆動電流Ｉ８に相当する入力、（１９）は現代制御
理論の状態方程式で表現されたモータ、（２０）はモー
タに取り付けられた図示していない速度検出器の出力パ
ルスをＦ／Ｖ変換して得られたモータの回転速度θ、（
２１）〜（２５）は、最小次元オブザーバを構成するた
めの行列式の演算を行う演算器、（２δ）は積分器、（
２７）は最小次元オブザーバの出力で、推定外乱量Ｔ１
に相当するものである。

第４図は、第３図の最小次元オブザーバの手法でもって
構成した外乱推定器（１１）を伝達関数で示したブロッ
ク図で、（１７）、　（２８）〜（３２）は外乱推定器
（１１）を構成する要素で、モータトルク定数を想定し
た値Ｋ。、回転機構部の慣性モーメントを想定した値Ｊ
、、積分器１／Ｓ、オブザーバの性能を示す係数Ｇでも
って表わされる。

第５図は第４図に示した外乱推定器（１１）によって外
乱抑圧ループを構成した場合、等測的に外乱Ｔ１がどの
ような形でモータに入力されるかを示した図で、（３４
）は第４図の外乱推定器（１１）のブロック図から計算
される等測的な外乱抑圧特性Ｇ（Ｓ）を示している。

第６図は第５図の構成における等測的な外乱抑圧特性Ｇ
　（Ｓ）を示す図で、横軸は外乱の周波数を、縦軸は外
乱抑圧度（−ｄＢ）を示している。

第７図は第５図に示した外乱推定器（１１）で構成した
外乱抑圧ループを備えた制御系を従来の速度制御ループ
、および位相制御ループに付加した場合の、ドラムサー
ボシステムおよびキャプスタンサーボシステムの外乱抑
圧効果を示した特性図である。

第８図は請求項２の発明の一実施例のブロック図で、第
４図に示した外乱推定器（１１）に、第９図に示す速度
推定器（４１）を付加したものである。図において、（
３６）はコイル抵抗の逆数（電圧−電流変換）、（３７
）はむだ時間やノイズを含むモータの速度検出器、（３
８）はモータのコイル抵抗Ｒとトルク定数を、速度推定
器（４１）内のアナログ回路ゲインや、ソフトウェア内
乗数等により設定した伝達関数Ｋｎ／Ｒ，，（３９）は
速度推定器（４１）内のループゲインし、（４０）はモ
ータの回転機構部の慣性モーメントＪを、（３８）と同
様にして設定した伝達関数１／Ｊ、−Ｓで、伝達関数（
３８）　、　（３９）　、　（４０）で速度推定器（４
１）を構成している。（４２）は、モータのコイル抵抗
Ｒを含めて想定した第４図中のブロック（２８）に対応
する伝達関数Ｋｎ　−Ｇ／Ｒ，（４３）は、同様にコイ
ル抵抗Ｒを含めて想定した第４図中のブロック（１７）
に対応する伝達間数Ｒｎ／Ｋ１．、、（４４）は第４図
中のブロック（３１）と（３２）をまとめた伝達関数１
／（Ｓ＋Ｇ）の不完全積分器である。

次に動作について説明する。

従来のＶＴＲにおけるドラムサーボ及びキャプスタンサ
ーボシステムは、回転位相を基準位相や目標位相に同期
させるための位相制御をかけ、さらに、制御帯域を広く
し、なめらかに追従させるためのダンピングをきかすた
めに、速度制御をかけている。この従来の制御システム
は、位相制御の効果によって低周波域の速度制御の効果
によって中周波域のモータ慣性モーメントによって高周
波域の外乱抑圧特性を得ている。しかし、モータの回転
機構部に直接加わる外乱、すなわち、負荷変動、モータ
トルクリップル、外部振動、手ぶれ（ムービー等）など
を直接検出しているわけではないため、外乱抑圧能力を
大きく改善することができなかフたが、モータに加わる
外乱を検出するか、または、推定できれば外乱抑圧能力
を大幅に改善することが可能となる。

このモータに加わる外乱量（外乱トルク）は、直接測定
することはできないが、モータの駆動電流１１と、速度
検出器の出力から推定することができる。この原理を第
２図で説明する。図において、入力された駆動電流■、
は、ブロック（１２）でトルク定数にでモータコイルと
、マグネットにより生じる電磁トルクに変換され・る。

この電磁トルクから外乱トルクＴ、を差し引いたトルク
でモータの回転速度θで回転する。

したがって、上記トルクのつり合いを電気的に再現すれ
ば、外乱が推定できることになる。すなわち、駆動電流
Ｉ、に、ブロック（１３）でトルク定数Ｋｎを乗算して
モータの発生する電磁力を推定する。

他方、回転速度演算部（９）で実測されたモータの回転
速度θの情報を完全微分器（１５）で微分し、この出力
プロツク（１４）において、Ｊｎを乗算して千−夕の回
転機構部が受けたトルクを推定し、減算器（１６）で実
際のモータにおけるトルクのつり合いを電気的に再現す
る減算を行ってモータに加わっている外乱量を推定する
。この推定した外乱量にブロック（１７）で１　／に、
を乗算し、例えばモータに外乱が加わって回転速度が低
下しようとすると、少し多めに電流を流してやるような
値の電流値に変換して駆動電流■、にフィードフォワー
ドで加算する。

このように外乱抑圧ループを含んだ制御系は、あたかも
外乱が加わっていないかのように、外乱によって生じる
速度むらを打消すことができる。

しかし、第２図に示した理想的な外乱推定器（１１）は
、完全微分器（１５）を有するため、モータに取り付け
られた速度検出器の出力に含まれるノイズを高周波域に
おいて増幅し、この増幅されたノイズが、外乱抑圧ルー
プを巡回するといった問題が生じる。

そこで、この実施例においては、第２図に示した理想的
な外乱推定器を、現代制御理論の最小次元オブザーバの
手法で微分器を用いない構成に変形している。

第３図は、この外乱推定器を示すブロック図で、オブザ
ーバはモータの微分方程式（外乱Ｔ１を含んだ形で記述
されたもの）から作成した現代制御理論の状態方程式で
あり、この状態方程式を、入力（１８）と出力（２０）
から微分方程式を逆に解くことによって測定不可能な状
態を推定するものである。

以下、最小次元オブザーバの手順で、外乱推定器（１１
）を構成すると、以下のようになる。

まず、第２図において、モータの部分における力学的つ
り合いを考えると、 −Ｔ、＋Ｋ・１．＝Ｊθ　　　・・・・・・・・・・・
・（４）（ただし、Ｋはトルク定数、Ｔヨは外乱トルク
、順を説明する。

におきかえると 式（５） の状態方程式を一般的な形 ■１は駆動電流、■はモータの慣性、θは角加速度） となり、モータコイルのインダクタンスが無視できると
すると となり、現代制御理論のゴピナスの最小次元オブザーバ
の手順は のような状態方程式が表わされる。

・・・・・・・・・（７） となるような任意行列Ｓを決める（ただし、Ｓの決めか
たはいろいろあるが、オブザーバの各定数が複雑になら
ないようにする。）と、第３図中のつぎに、最小次元オ
ブザーバの一般的な設計手交　（２４）　、　ｋ　（２
２）　、会（２１）、　　Ｄ　（２５）およびＨ（２３
）はそれぞれ 八 これをＡ−−Ｇとおきかえて以下、 計箒すると、 のように定まり、推定値は（ＤＷ＋Ｈｙ）で求められる
。（ただし、Ｗは積分器の出力）。

上記設計手順は現代制御理論のゴピナスの最小次元オブ
ザーバの設計方法として、きわめて一般的なもので、多
数の参考図書に記載されているものである。

つぎに、式（５）の外乱を含んだ状態方程式を式（８）
に代入して解くと ・・・・・・・・・・・・（１１） Ｄ＝Ｓ−・（’、）＝（二？）（？］−Ｂ）・・・・・
・・・・・・・（１２） Ｈ＝Ｓ−・（￥）＝（二　り（￥］ ＝〔−二、〕　・・・・・（１３） となり、推定外乱量＋１は、 帆＝ｗ−ａＪｉ３　　　　　　・・・・・・・・・・・
・（１４）となるから、式（９）〜式（１４）の値を第
３図に代入して外乱推定器（１１）の伝達関数ブロック
図を作成すると第４図のようになる。

△ 第３図および第４図において、Ｂ　（２１）はＧ・Ｋｎ
（２８）に相当し、Ａ、（２４）はＧ　（３２）に相当
し、Ｋ　（２２）はＧ２　・Ｊｎ（２９）に相当し、Ｈ
（２３）はＧ−Ｊｎ（３０）に相当する。なお、Ｄ　（
２５）の伝達関数は１であり、第４図では省略している
。

以上のように構成された第４図の外乱推定器（工１）は
、モータに加わる外乱量Ｔ１を推定した推定外乱量全、
を出力するが、第２図に示した完全微分器（１５）を用
いた理想的な外乱推定器（１１）と異なり、すべての周
波数領域において完全に外乱量を推定できるわけではな
い。これは第４図のブロック図において、外乱トルクＴ
１に対する速度変動を計算すると、第５図に示すように
、外乱量６モータに加えているのと等価となる。

これは、以下のようにして証明できる。

第４図において、外乱推定器（１１）内の加算器（３３
）の出力をＣとおくと、 ＝１．　　・・・・・・（１６） の方程式が成立する。

式（１５）、式（１６）、式（１７）をまとめてＩ、と
Ｃを消去すると えられているのと等しいことがわかる。すなわち、第４
図の制御系は、第°５図のブロック図に等となりさらに モータに加えられているのと等価になる。

第５図における外乱抑圧ループによる外乱の減図のよう
に表わせる。すなわち、係数Ｇが、第５図の外乱オブザ
ーバ帯域を表わしており、Ｇ　Ｖａｄ／ｓｅｃより低い
周波数で外乱を抑圧する能力をもち、性能を向上させる
ためには係数Ｇを大きくする必要がある。

第７図中に、破線および一点鎖線で示した特性曲線は、
第１図の実施例の外乱抑圧特性を示しており、外乱オブ
ザーバ帯域５０Ｈｚ　（すなわち、Ｇ　＝　３１４　ｒ
ａｄ／ｓｅｃ　）において、例えば３Ｈｚにおける外乱
抑圧度が２０ｄＢも向上する。

このように、外乱推定器（１１）を備えた外乱抑圧ルー
プは、千−夕に加わる外乱、例えばドラムモータの場合
は、軸摩擦、モータトルクリップルおよび外部振動など
、キャプスタンモータの場合は、テープ走行負荷、テー
プテンシミン変動による負荷、軸摩擦、モータトルクリ
ップルなど、および特にムービ等において、装置全体を
手でもって操作するような手振れ等の装置全体からくる
不確定な外乱をリアルタイムで推定し、フィードフォワ
ードで外乱を打ち消すように作用して抑圧することがで
き、これによりキャプスタンサーボシステムにおけるテ
ープ走行ムラが改善され、現行ＶＨＳフォーマットや、
ベータフォーマット等におけるリニアオーディオのワウ
フラッタが減少するだけでなく、記録時のトラック曲が
り等が改善される。またドラムサーボシステムにおいて
も、現行ＶＴＲシステムにおける再生ＴＶ画面のジッタ
が減少することは言うまでもない。

第４図における制御理論の伝達関数で表現された外乱推
定器のブロック図は、アナログ回路であれば、オペレー
ションアンプ等による増幅器、加算器、積分器および減
算器により容易に構成できる。しかし、アナログの演算
回数が増加するにしたがい、回路オフセットやドソフト
の問題が生じるため、アナログ演算をマイクロコンピュ
ータ等によるディジタルフィルタ等に代表されるディジ
タル演算処理にて行なうほうが望ましい。又以上の構成
は現代制御理論の最小次元オブザーバにて構成したが、
同一次元オブザーバでも同様に実現できる。

次に、第４図に示した外乱推定器（１１）の性能の向上
を図った請求項２の発明の一実施例について説明する。

今まで述べたように、外乱抑圧ループの外乱抑圧能力は
第６図のようになるため、外乱オブザーバ帯域Ｇ　ｒａ
ｄ／ｓｅｃを大きくすることが外乱抑圧性能を向上させ
るための方策であることは言うまでもない。しかし第４
図に示した外乱抑圧ループは、フィードフォワードで制
御入力にもどしているため、いわば正帰還のループであ
る。正帰還のループが安定に作動するためには、すべて
の周波数帯域においてゲインが１以下でなければならな
い。

例えば、速度制御を施したモータに第４図の外乱抑圧ル
ープを付加した場合の、外乱抑圧ループの一巡伝達関数
を求めると、つぎのようになる。

（ここでは、Ｋ１１＝Ｋ　　Ｊ１１＝Ｊとする）・・・
・・・・・・・・・（２０） すなわち、遅れ特性と進み特性をかけ合わせた特性に、
係数Ｇおよび（１−（Ｆ／Ｖ））の２つの件数がかかっ
ていることがわかる。ここで注目しなければならないの
は、速度検出器の伝達関数として示した（Ｆ／Ｖ）は、
モータに取り付けられている速度検出器が、磁気式エン
コーダで構成されており、着磁ムラ、ピッチムラ等によ
る速度検出器のノイズや、エンコーダの歯数および回転
数によるムダ時間を含んでいない場合は１となる関数で
ある。すなわち、（Ｆ／Ｖｌというブロックは存在しな
くなる。このような理想的な速度検出器が存在するとす
ると、Ｆ／Ｖ＝１となり、式１式％） となり、式（２０）の１巡伝達関数はゼロとなり外乱推
定器の性能を示す係数Ｇをいかに大きくしても安定なシ
ステムとなる。

しかし、実際の速度検出器は理想的なものではないので
、Ｆ／Ｖ≠１となり、１−　（Ｆ／Ｖ）は何らかの値を
持ち、係数Ｇを大きくしてゆくと式（２０）は全体とし
て１　（ＯｄＢ）をこえてしまい、システムは不安定に
なる。

このような事態を避けながら外乱抑圧能力を向上させる
には、■入力速度情報のノイズを下げつつ、■外乱オブ
ザーバの帯域を上げるという対策が考えられる。

しかし、機構的部品で構成される速度検出器のノイズや
ムダ時間を、機構的な精度向上や歯数の増加で改善する
には大変むずかしく、コストｕｐや大きなモータを必要
とする。第９図はこのような課題を電気的な手段によっ
て検出速度のノイズやムダ時間を除去する速度推定器（
４１）のブロック図で、現代制御理論の同一次元オブザ
ーバにより構成される０図中のＫ。／Ｒｎ（３Ｂ）およ
び１／Ｊ、−３（４０）は、モータの各特性に、もとづ
く乗算係数を持つブロックで、検出速度と推定速度の誤
差が少なくなるようにフィードバックゲインＬ（３９）
でモータのモデルにフィードバックされる。

このため、フィードバックゲインＬ　（３９）で構成さ
れるループゲインが大きい周波数領域では、検出速度へ
推定速度となり、ループゲインが小さい周波数領域では
検出速度≠推定速度となる。すなわち第８図に示した速
度推定器（４１）は、速度検出器の着磁ムラやピッチム
ラの影響によるノイズの多い（モータ回転周波数）Ｘ（
速度検出器の歯数７１回転）で示される周波数付近から
、むだ時間が多くなる上記周波数以上の領域まではノイ
ズやむだ時間を含まない制御入力からモータのモデルに
応じて推定した値を用い、上記周波数以下の領域におい
てのみ速度検出器（３７）で測定した検出速度の情報を
用いるようにフィードバックゲインＬ（３９）の値を調
整する。このようにすれば、式（２ｏ）における速度検
出器に含まれるノイズや、むだ時間をある程度除去した
推定速度を用いるため、（Ｆ／Ｖ）の値は１に近づき、
その分体数Ｇの値を大きくすることができる。

以上のことから、推定速度を外乱推定器（１１）の速度
入力とする新しい外乱抑圧ループが第８図に示すように
構成できる。

第８図において、外乱推定器（１１）への速度入力は、
モータに取り付けられたエンコーダの出力をＦ／Ｖ変換
した後、速度推定器（４１）でムダ時間や高域のノイズ
を除去した推定速度を用いる。

このため、外乱推定器（１１）に入力される速度情報は
、ムダ時間や高域ノイズが少なく、式（２ｏ）の説明で
のべたように、外乱周波数帯域Ｇが大きく取れ、外乱抑
圧ループによる外乱抑圧能力を向上させることができる
。

ノイズを除去するだけであれば、フィルタを通すことも
考えられるが、位相が回ってしまうため、正確な外乱推
定が行なえなくなる。

なお、第８図に示した外乱推定器も、第２図で示した実
施例のように、アナログ回路や、ディジタル回路あるい
はマイクロコンピュータ等のソフトウェアのアルゴリズ
ムによって実現できることはいうまでもない。

また、上記実施例では、ＶＴＲを例に説明したが、ビデ
オディスク、ＣＤ等のディスクの回転制御や、オーディ
オテープレコーダ等のモータ回転制御にも同様に用いる
ことができ、特に携帯用の装置のような外乱の大きなも
のに対して特に大きな効果が得られる。

また、上記実施例では、ＶＴＲ等の記録再生装置を例に
説明したが、モータの回転位相、および回転速度の制御
に広く適用することができる。

〔発明の効果〕 以上のように、請求項１の発明によれば、速度制御ルー
プ、位相制御ループの他に、最小次元オブザーバで構成
された外乱推定器を有する外乱抑圧ループをもうけたの
で、外乱抑圧性能のきわめて良いモータ制御装置が得ら
れる効果がある。

また、請求項２の発明によれば、同一次元オブザーバで
構成した速度推定器で推定した高域ノイズやむだ時間を
排除した回転速度情報を、外乱推定器の入力としたので
、外乱抑圧能力を、ざらに高めたモータ制御装置が得ら
れる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は請求項１の発明の一実施例の制御理論の伝達関
数で示したブロック図、第２図はこの実施例の外乱推定
器の原理を説明するための理想的な外乱推定器の構成を
示すブロック図、第３図は現代制御理論における最小次
元オブザーバの構成を示すブロック図、第４図はこの実
施例の外乱推定器の構成を示すブロック図、第５図は第
４図の外乱推定器の等価ブロック図、第６図は第４図の
外乱推定器の外乱抑圧特性を示す図、第７図はこの実施
例および従来例の外乱抑圧特性を示す図、第８図は請求
項２の発明の一実施例の外乱推定器の構成を示すブロッ
ク図、第９図はこの実施例における速度推定器の構成を
示すブロック図、第１０図は従来の位相制御系のブロッ
ク回路図、第１１図は従来の位相制御および速度制御を
併用した制御系を制御理論の伝達関数で示したブロック
図である。 （４）・・・そ−タ、　（７）・・・位相制御ループゲ
イン、（１０）・・・速度制御ループゲイン、（１１）
・・・外乱推定器、（４１）・・・速度推定器。 なお、各図中同一符号は同一　または相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）モータの回転位相を検出して基準位相信号または
   目標位相信号に同期して回転させる位相制御手段と、上
   記モータの回転速度を検出して当該モータの回転速度を
   一定にコントロールする速度制御手段と、上記モータに
   印加される駆動電流または駆動電圧情報および上記回転
   速度情報にもとづいて現代制御理論における最小次元オ
   ブザーバで構成された外乱推定器によって上記モータの
   回転機構部に加わっている外乱量を推定し、この外乱推
   定量をフィードフォワードで上記モータの駆動電流また
   は駆動電圧に帰還して外乱を抑圧する外乱抑圧手段とを
   備えたモータ制御装置。
2. （２）請求項１において、モータの伝達特性を模擬して
   現代制御理論における同一次元オブザーバで構成された
   速度推定器に当該モータの駆動電流または駆動電圧情報
   を入力して実測されたモータの回転速度情報に含まれて
   いる高域ノイズおよびむだ時間を除去した推定回転速度
   情報を得、この推定回転速度情報を外乱推定器の回転速
   度情報として入力する手段を備えたことを特徴とする記
   録再生装置のモータ制御装置。